DE1238069B - System zur UEbertragung von Nachrichten in diskreten Informationsschritten - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

H03k

Deutsche KL: 21 al - 36/12

Nummer: 1238 069

Aktenzeichen: R 34390 VIII a/21 al

Anmeldetag: 6. Februar 1963

Auslegetag: 6. April 1967

Die Erfindung bezieht sich auf nichtsynchrone Phasenmodulationssysteme, die nichtkohärente Phasendemodulation verwenden. Im Gegensatz dazu stehen frühere Phasenmodulationssysteme, die mit kohärenten Phasen arbeiten und verwickelte Phasensynchronisierungen oder verwickelte Phasenvergleiche erfordern.

Das erfindungsgemäße System geht von einem bekannten System zur Übertragung von Nachrichten in diskreten Informationsschritten aus, in dem sen- ίο derseitig ein Trägerwellenoszillator vorgesehen ist, dessen Ausgangsgröße über einen Phasenmodulator an eine Ausgangsschaltung geführt ist, dessen Phasenmodulator weiterhin mit einer Informationsquelle verbunden ist, deren Ausgangssignale in dem Phasenmodulator die Phase der Trägerwelle sprunghaft um bestimmte Winkel ändern, und in dem empfängerseitig die phasenmodulierten Trägerschwingungen empfangen und die diskreten Informationsschritte wiedergewonnen werden. .

Nach bisher allgemeiner Ansicht erfordert die Demodulation einer Phasenmodulation Kohärenz, da die Demodulation durch einen Phasenvergleich durchgeführt wird, der zwischen dem empfangenen Signal und einem Vergleichssignal stattfindet, das entweder gespeichert oder örtlich erzeugt ist und das ein Gegenbild des Signals des Senders ist. Der Vergleich kann auch mit einem gespeicherten Signal durchgeführt werden, das einen Mittelwert der Phase während der vorhergehenden Bit-Übertragung darstellt. Die erste Art der Demodulierung ist in der Tat kohärent, die zweite Art wird als differentiell kohärent betrachtet.

Wenn von der Kohärenz des Trägersignals kein Gebrauch gemacht wird oder wenn keine Kohärenz auftritt, so sagt man, daß das System eine nichtkohärente Demodulation verwendet, da ein kohärentes Signal dadurch difiniert ist, daß ein genauer Zusammenhang zwischen der Phase und der Zeit vorhanden ist. Nichtkohärente Demodulatoren enthalten Detektoren für die Amplitudenmodulation der Trägerwelle sowie Demodulatoren für Systeme, die nach Frequenzverschiebungen verschlüsselt sind. Es ist allgemein anerkannt, daß inkohärente Systeme den difiereirtiell kohärenten Systemen unterlegen sind und daß die im eigentlichen Sinn kohärenten Systeme für ein Eingangssignal von vorgegebener Energie die höchste Zuverlässigkeit besitzen und auch bei jeder Informationsübertragungsgeschwindigkeit die geringste Bandbreite benötigen. Durch die vorliegende Erfindung wird es möglich, die Vorzüge der Einfachheit und der Zuverlässigkeit einer System zur Übertragung von Nachrichten in
diskreten Informationsschritten

Anmelder:

Robertshaw-Fulton Controls Company,

Richmond, Va. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr.-Ing. W. Reichel, Patentanwalt,

Frankfurt/M. 1, Parkstr. 13

Als Erfinder benannt:

Cecil Annand Crafts, Santa Ana, Calif.;

Perry Hamlin Goodwin jun.,

Corona Del Mar, Calif.;

Robert Lewis Carlson, Fullerton, Calif. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. ν. Amerika vom 6. Februar 1962 (171472),

vom 5. November 1962

(235 918)

kohärenten Systemübertragung im wesentlichen beizubehalten, die Signale jedoch nach einem Verfahren und mit einem Gerät zu empfangen und zu demodulieren, die typisch nichtkohärent sind. Dabei bleibt das Frequenzspektrum in einem Maße erhalten, das demjenigen in einem kohärenten System nicht nachsteht, während der Empfang besonders für Kreise mit einem niedrigen Rauschpegel die Einfachheit von nichtkohärenten Systemen behält.

Die Erfindung bezieht sich daher auf ein Verfahren und ein Gerät für die Nachrichtenübertragung digitaler Informationen, in der die positiven und die negativen Teile eines binären Signals oder eine Anzahl solcher binärer Signale einer Trägerwelle als voreilende und nacheilende Phasenverschiebungen aufgeprägt werden. Die Binärsignale werden in dem Empfänger wieder zurückgewonnen, ohne daß ein Phasenvergleichssignal entwickelt werden muß, um die Information wieder aufzulösen, die in der Pha-

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senverschiebung vorhanden ist. Im besonderen bezieht sich die Erfindung auf ein System, das für jeden Kanal nur eine einzige Übertragungsfrequenz verwendet und in dem sich die Phasenvoreilung und die Phasennacheilung als Phasenübergänge bemerkbar machen, die sich über mehrere Schwingungen der Trägerwelle hinweg erstrecken und die sich bei der maximalen Übertragungsgeschwindigkeit, für die das System ausgelegt ist, im wesentlichen über jede Informationsstelle ausdehnen.

Es ist bekannt, Nachrichtenverbindungen durch getastete Phasenverschiebung dadurch herzustellen, daß man sowohl eine Vergleichswelle als auch eine modulierte Welle überträgt und im Empfänger die Phasen der beiden Wellen vergleicht. Ebenso ist es bekannt, für den Phasenvergleich aus der empfangenen modulierten Welle ein Phasennormal abzuleiten. Eine Anzahl von weiteren Geräten haben ebenso eine Phasenumkehr verwendet, jedoch erfordern diese Geräte, daß die Resonanzkreise im Empfänger und im Sender synchron schwingen. Außerdem ist die Deutung der übertragenen Information mehrdeutig, solange keine besonderen Vorsichtsmaßnahmen getroffen werden. Einige dieser Geräte verwenden Vervielfacher und Teilerschaltungen, um der Notwendigkeit enthoben zu sein, mit der modulierten Welle ein Vergleichsnormal mitzuübertragen.

Ebenso ist es bekannt, einen Rechteckwellengenerator zu verwenden, der für jede einzelne Schwingung der empfangenen Welle einmal angestoßen wird, um eine Frequenzmodulation zu demodulieren. Solche Geräte haben verschiedentlich dieses Signal differenziert und es dafür verwendet, eine Serie von Spannungssprüngen fester Dauer auszulösen, die nach einer Integration ein gemitteltes Signal ergaben, das die übertragene Information beinhaltete. Diese Geräte werden dazu verwendet, eine Information in binärer Form wiederherzustellen, wenn die Frequenz des Trägers nach einem definierten Schema zwischen zwei abwechselnden Übertragungsfrequenzen hin- und hergeschoben wird. Ebenso ist es bekannt, Informationen für Strom- und Pausesignale dadurch zu übertragen, daß man die Phase der übertragenen Welle in festen Schritten ändert. Solche Geräte haben sich aber noch nicht für den Empfang und die Demodulation von vielstufigen Informationssignalen anpassen lassen, die mehr als nur Eins- und Null-Signale darstellen. Diese Eins- und Null-Signale würden zwei Signalpegeln entsprechen, die ganz allgemein als ein binäres Signalsystem bezeichnet werden. Solche Geräte, die dafür eingerichtet sind, phasenmodulierte, vielstufige Signale zu empfangen, sind bis heute sehr unübersichtlich, oder aber sie enthalten für die Demodulation viele Stufen. Man kann sie bis jetzt noch nicht an vielstufige Phasenschiebeverfahren anpassen.

Es sind auch andere Geräte vorgeschlagen worden, wie beispielsweise in der USA.-Patentschrift 2 977 417, in der einer Trägerfrequenz zwei digitale Signale überlagert werden. Bei diesen Geräten müs- ⁼sen aber der Sender und der Empfänger synchron laufen, um die Information auf der Übertragung wieder ableiten zu können. Ebenso ist vorgeschlagen worden, eine neutrale Frequenz zu übertragen und den Beginn eines binären Bits durch eine Frequenzabweichung in der einen Richtung und das Ende des gleichen Bits durch eine Frequenzabweichung in der anderen Richtung von der neutralen Frequenz weg anzuzeigen. In solchen Systemen müssen drei Frequenzen erzeugt und übertragen und anschließend in dem Empfänger erkannt werden. Da aber bei diesen Systemen gefordert werden muß, daß die neutrale Frequenz über eine verhältnismäßig lange Dauer in der Mitte eines jeden Informationsbits aufrechterhalten wird, während der Interferenzen Fehler verursachen können, sofern die Amplitude nicht ebenfalls moduliert ist, sind solche Geräte sehr verwickelt aufgebaut. Sie besitzen außerdem eine niedrige Übertragungsgeschwindigkeit, die mit dem Wunsch nach hoher Übertragungsgeschwindigkeit nicht verträglich ist.

Die Erfindung beruht nun auf der bekannten Erfahrung, daß zwischen einer Frequenzmodulation und einer Phasenmodulation enge Zusammenhänge bestehen. Obwohl eine reine Frequenzmodulation als auch eine reine Phasenmodulation manche Vorteile aufweisen, ist beiden Modulationsarten als Nachteil gemeinsam, daß sie eine verhältnismäßig große Bandbreite erfordern.

Ziel der Erfindung ist nun ein System zur Übertragung von Informationsschritten, das unter Beibehaltung der wesentlichen Vorteile einer reinen Frequenz- bzw. einer reinen Phasenmodulation mit einer merklich geringeren Bandbreite auskommt.

Ein solches System ist dadurch gekennzeichnet, daß die senderseitige Ausgangsschaltung ein Filter aufweist, in dem die Phasensprünge in fortlaufende Phasenänderungen umgewandelt werden, und daß empfängerseitig ein Detektor vorgesehen ist, der auf die Frequenzänderungen anspricht, die mit den fortlaufenden Phasenänderungen verbunden sind.

Zur Übertragung zweier oder mehrerer Inform ationsschritte kann man erfindungsgemäß Phasensprünge verschiedener Größe verwenden, so daß das Ausgangssignal des empfängerseitigen Detektors aus Impulsen besteht, deren Amplitude und Polarität von der Größe und Richtung der anliegenden Phasenver-Schiebung abhängig sind. Die Impulse des empfängerseitigen Detektors werden in diesem Fall einem Schaltkreis zugeführt, der aus diesen Impulsen getrennte Ausgangssignale herstellt, die die diskreten Informationsschritte sind.

Die Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Systems beruht also darauf, senderseitig einen Phasensprung hervorzurufen und diesen Phasensprung mit Hilfe eines Schmalbandfilters in eine über mehrere Perioden der Trägerwelle andauernde Phasenänderung umzusetzen. Schaltungsmäßig ist hierzu an der Sendeseite nur ein zusätzliches Schmalbandfilter notwendig. Diese über mehrere Perioden andauernde Phasenänderung wird empfängerseitig als Frequenzabweichung nachgewiesen. Da sich Frequenzabweichungen bekanntlich mit sehr großer Genauigkeit nachweisen lassen, ist die Übertragungssicherheit bei dem erfindungsgemäßen System sehr hoch, so daß man entweder bei vorgegebener Übertragungssicherheit und vorgegebener Übertragungsgeschwindigkeit die Bandbreite gegenüber dem bekannten System verringern oder unter Beibehaltung der Bandbreite die Übertragungsgeschwindigkeit erhöhen kann.

Der schaltungsmäßige Aufbau der Sender- und Empfängerseite des erfindungsgemäßen Systems geht aus der Beschreibung hervor.

Im folgenden soll die Erfindung in Verbindung mit den Zeichnungen im einzelnen beschrieben werden.

F i g. 1 ist ein Blockschaltbild, sie zeigt einen Phasen- und/oder Frequenzmodulationsdetektor, der gemäß der Erfindung arbeitet und Phasenübergänge nachweist;

F i g. 2 zeigt eine Reihe von Signalen, wie sie von dem Detektor verarbeitet werden. In dieser Figur ist auf der Abszisse die Zeit und auf der Ordinate die Spannung aufgetragen;

F i g. 3 ist eine schematische Zeichnung einer Ausführungsform einer Schaltung, um die Erfindung gemäß der Darstellung von F i g. 1 durchzuführen;

F i g. 4 zeigt die Additionsschaltung, sowie die Schaltung, mit denen die Signalgewichte festgestellt werden können und die mit der schematischen Darstellung aus F i g. 3 zusammen verwendet werden können, und zwar für diplexe Phasenmodulationssignale;

F i g. 5 zeigt an Hand ausgewählter Wellenformen phasenmodulierte und phasen- und frequenzmodulierte Wellen, und zwar gemeinsam mit Wellenformen, die in dem Detektor bei der Wiedergewinnung der Phasenmodulationsinformation entstehen. Die Figur zeigt ein Infomiationsbit, und zwar als eine nacheilende Phase, auf die eine Rückkehr der Normalphase folgt;

F i g. 6 zeigt einen Empfangsapparat, in dem in einer einfachen und praktischen Form die Eigenschaft verwirklicht ist, am Ausgang das »Strom«- Signal festzuhalten, wie es besonders beim Betrieb von Fernschreibern nützlich ist, sowie einen Sender;

F i g. 7 ist ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführangsform eines Gesamtsystems, das besonders für einen Betrieb in einem geschlossenen Kreis geeignet ist.

Die Detektorschaltung der Fig. 1 besteht im Grunde aus einem Filter-, einem BegrenzerB, einer Differenzierstufe C, einer Diodenklipperstufe D, einer Multivibrationsstufe E sowie aus einem Tiefpaßfilter F. Alle diese Stufen A bis F stellen den Grundtyp eines Frequenzdemodulators dar. Es folgen ein Verstärker G und eine Triggerstufe H sowie ein Treiberverstärker für einen Schreiber K oder auch eine Gruppe von Trigger-Schaltungen, wie beispielsweise die Summationsschaltung und die Schaltung zum Abwägen der Signalgewichte von Fig. 4. Diesen Bausteinen ist der Nutzstromkreis nachgeschaltet. Das Filter A beschränkt im wesentlichen das empfangene Signal auf einen Informationskanal, und zwar dadurch, daß es den empfangenen Frequenzbereich scharf begrenzt oder ausfiltert, so daß im wesentlichen nur eine Trägerfrequenz empfangen und der Begrenzerstufe zugeführt wird. Die Bandbreite des Filters soll genügend schmal sein, daß nur eine einzige Trägerwellenfrequenz angenommen wird. Die Seitenbänder sollen dabei nur der Taktfrequenz entsprechen, und zwar so, daß innerhalb des Hörfrequenzbereiches in benachbarten Frequenzbändern viele gleichartige Kanäle übertragen werden können. Jedes Frequenzband wird dabei durch ein Filter abgetrennt, wie es bei A zu sehen ist, um der Begrenzerstufe nur die erwünschte Frequenz anzubieten, deren Phase gemäß den Signalen abgewandelt worden ist, die der Sender dieser Frequenz aufgeprägt hat.

Die Verstärkerstufe arbeitet üblicherweise mit Verstärkung und Sättigungsbegrenzung. Sie soll ein Sinuswellenträgersignal in eine Gruppe von Rechteckwellen umformen, die gleich hohe positive und negative Spannungssprünge besitzen. Diese positiven und negativen Spannungssprünge gleichen sich nicht nur in ihrer Amplitude, sondern auch in ihrer Dauer. Es ist die Aufgabe dieses Begrenzers, ein Signal zu erzeugen, bei dem die »Null«-Durchgänge in positiver und auch in negativer Richtung scharf und definiert sind und die nur mit den Zeitphasen derjenigen Frequenz in Beziehung stehen, die in dem

ίο besonderen Empfängerkanal verarbeitet werden soll, der hier betrachtet wird.

Eine begrenzte Sinuswelle wird ganz allgemein als Rechteckwelle betrachtet. Für die Zwecke dieser Erfindung ist es nur wichtig, daß diese Begrenzerstufe ein Signal erzeugt, von dem man in einer Differenzierstufe, wie beispielsweise bei C, Spannungsspitzen ableiten kann, und zwar für jeden positiven »Nulk-Durchgang eine positive Spannungsspiize und für jeden negativen »Nulk-Durchgang eine negative Spannungsspitze.

Der Sender für das vorliegende System ist eine normale Phasenschiebeschaltung, die so abgeändert ist, daß ihre Ausgangsfrequenz während der Dauer der Phasenübergänge begrenzt wird, um jedes Übersprechen von einem Kanal zu einem Nachbarkanal zu verhindern. Das ist wichtig, wenn das Gerät in solchen Multiplex-Systemen verwendet wird, in denen der Kanalabstand etv/a 100 Hz beträgt. Ein normaler Oszillator ist in der F i g. 1 als Tongenerator TG bezeichnet. Das Ausgangssignal dieses Tongenerators wird einer Phasenwählschaltung P zugeführt, die eine normale Schaltung verwendet, die eine Phasenvoreilung hervorruft. Diese Phasenvoreilung wird aber nur dann hervorgerufen, wenn eine Taste T niedergedrückt ist, um die Phase der übertragenen Welle nach vorn zu schieben. Das Oszillatorausgangssignal wird in seiner Phase nicht verändert, wenn diese Taste nicht gedrückt ist. Für diesen Zweck können auch zahlreiche andere Schaltungen verwendet werden, es ist aber nur ein einziges gut bekanntes Beispiel gezeigt.

So, wie es gezeigt ist, treten im Ausgangssignal des Phasenwählers steile Phasenverschiebungen auf, und zwar immer dann, wenn die Taste niedergedruckt oder freigegeben wird. Solche steilen Phasenverschiebungen können nun Frequenzübergänge erzeugen, die benachbarte Kanäle eines Multiplex-Verbindungssystems mit Phasenmodulation übersprechen können. Es sei denn, daß eine Reaktanzschaltung vorgesehen ist, die das Ausgangssignal des Phasenwählers in den Übertragungszweig einkoppelt, aus dem der Empfänger seine Eingangssignale erhält. Diese Reaktanzschaltung kann ein normales Bandfilter mit einer sehr schmalen Durchlaßbandbreite sein. Es können auch andere bekannte Arten verwendet werden, um den Durchgang von irgendwelchen störenden Frequenzübergängen auf die Leitung oder den Zweig zu verhindern. Demzufolge läuft auf der Leitung nur eine einzelne Frequenz entlang, abgesehen von den Phasenverschiebungen, die die Information als Phasenübergangsbereich beinhalten und die während einer Dauer von zwei oder mehreren Schwingungen der Frequenz stufenweise zugeführt werden. Diese Phasenübergänge sind als eine Verlängerung oder eine Verkürzung der Wellenperiode wiederauflösbar und haben dabei ein Ergebnis, das der Anwendung eines sehr kurzen Frequenzüberganges ähnlich ist, der eine ausreichende

Länge besitzt, um eine Phasenänderung von einer Größe bis zu etwa drei Achtel eines vollen Kreises hervorzurufen. Ein System, das mit einer Frequenzverschiebung arbeitet, hat andere Eigenschaften und zeigt auch andere Ergebnisse. Es wird hier aber deswegen beschrieben, um ganz allgemein die Demodulation einer winkelmodulierten Welle zu illustrieren.

In der F i g. 2 stellt die Kurve A in dem Abschnitt zwischen t₀ und t₁ eine nichtmodulierte Trägerfrequenz dar. Am Punkt t_t ist sowohl ein Phasenwechsel als auch ein Frequenzwechsel gezeigt, während zwischen t_x und U eine zweite Übertragungsfrequenz gezeigt ist, die einer Frequenzmodulation des Trägers entspricht. Bei t₂ ist eine Rückkehr zu der ersten Frequenz wieder gezeigt, die in diesem Fall ohne eine Phasenänderung auftritt. Zwischen t₂ und L₃ ist wieder die ursprüngliche, nichtmodulierte Trägerwelle zu sehen. Aus Gründen der Klarheit der Beschreibung ist der Frequenzwechsel zwischen t_t und t_% viel größer gezeigt, als er normalerweise in den Verbindungssystemen nach dieser Erfindung verwendet wird, und zwar aus Gründen der Erhaltung des Frequenzspektrums. Die Kurve B der F i g. 2 zeigt die in eine Rechteckwelle umgewandelte Kurve A der Figur. Dabei sind aus der unmodulierten Welle zwischen t₀ und t_i gleiche positive und negative Spannungssprünge erzeugt worden. Zwischen t₁ und t₂ sind ebenfalls gleiche positive und negative Spannungssprünge erzeugt worden, und diese Spannungsspränge besitzen gleiche Höhe und gleiche Dauer. Wie ebenso bei t_± in der Kurve B gezeigt ist, ruft eine Phasenänderung während eines positiven »Null«-Durchganges der Kurve A eine längere Zeitdauer zwischen zwei benachbarten positiven oder negativen Sprüngen der Spannungswelle hervor. Wie später noch klarer herausgestellt werden wird, ist dieser hochgradige Wechsel im Abstand zwischen »Null«-Durchgängen der Spannungskurve außerordentlich wichtig und für die Verwendung des Detektors dieser Erfindung als Phasendemodulationsdetektor grundlegend.

Das Ausgangssignal der Begrenzerstufe B läuft durch eine Differenzierschaltung hindurch, wie sie bei C in Fig. 1 gezeigt ist. Diese Schaltung ist ebenso in der schematischen Zeichnung der F i g. 3 zu sehen. Sie ist nur als Serienkondensator gezeigt, zwischen dessen Ausgang und der Erde ein Widerstand eingeschaltet ist. Das Rechteckwellenausgangssignal der Begrenzerstufe B wird in einer solchen Schaltung so verarbeitet, daß abwechselnd positive und negative Spannungsspitzen entstehen, wie es bereits erwähnt ist.

Um nun aus diesen Spannungsspitzen, die zeitlich mit den »Nulk-Durchgängen der Trägersignalspannung zusammenfallen, eine Spannungskurve abzuleiten, die aufsummiert werden kann, um ein nachgewiesenes Signal zu erzeugen, ist es üblich, entweder die positiven oder die negativen Spannungsspitzen auszuscheiden. Wie es in den F i g. 2 und 3 gezeigt ist, wird dieses mit einer einfachen Diode durchgeführt, die zwischen dem Ausgang des Differenziergliedes und der Erde liegt. Es folgt ein Serienkondensator, der die Spannung der nichtgeerdeten Polarität der nächsten Stufe zuführt. Wie es gezeigt ist, kann die Klippdiode D so eingerichtet sein, daß sie alle negativen Impulse kurzschließt oder erdet und die positiven Spannungsspitzen übrigläßt, die dem Serienkondensator zugeführt werden. Diese Schaltung ist aber gut bekannt. Dreht man die Polarität der Diode um, so können die negativen Spannungsspitzen ausgewählt und die positiven Spannungsspitzen geerdet werden.

Als andere Möglichkeit kann man die negativen Spannungsspitzen auch umkehren und der Folge dei positiven Spannungsspitzen hinzuaddieren. Dann liegt jede negative Spannungsspitze zwischen benachbarten positiven Spannungsspitzen. Schaltungen für diesen Zweck sind gut bekannt und brauchen nicht weiter beschrieben zu werden. Addiert man die positiven und die negativen Spannungsspitzen zusammen, um ein Signal der doppelten Geschwindigkeit zu erhalten, so ergibt sich dabei eine Verbesserung des Signal- zu Rauschverhältnisses, wodurch entweder die Signalgeschwindigkeit oder die Zuverlässigkeit des Systems erhöht werden kann. Der Multivibrator E ist so eingerichtet, daß er die Ausgangssignale der Klipperstufe empfängt und die Spannungsspitzen in eine Folge von Spannungsimpulsen umformt, die sich nur in ihrer Wiederholungsfrequenz unterscheiden, die von dem Triggersignal bestimmt ist, das das Ausgangssignal dei Diodenklipperstufe ist. Für diesen Zweck kann dei Multivibrator entweder ein monostabiler oder ein frei laufender Multivibrator sein. Beide Typen sine gut bekannt.

Die Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators soll so ausgewählt sein, daß die Fläche unte] dem Spannungsimpuls für jeden Triggerimpuls vor der Klipperstufe etwa der Fläche einer Halbwellc der Trägerwelle ähnlich ist, die verarbeitet werder soll. Ein frei laufender Multivibrator soll so ein gestellt werden, daß er eine ähnlich lange »An«· Periode besitzt. Seine »Aus«-Periode soll nach Mög lichkeit langer dauern, so daß die nächste »An-: Periode angestoßen und nicht von selbst hervor gerufen wird. Bei einer solchen Anordnung und be einer solchen Zeitpunktwahl, bei der der Multi vibrator in seine »An«-Periode gebracht wird, is es klar, daß sowohl eine voreilende als auch ein< nacheilende Phase sich als eine Zeitänderung zwi sehen dem Auftreten von aufeinanderfolgendei »An«-Perioden des Multivibrators bemerkbar macht und zwar auf Grund des vergrößerten oder verklei nerten Abstandes zwischen den Spannungsspitzen die durch die Klipperstufe hindurchgehen.

Eine Frequenzänderung in der empfangene!

Welle entspricht einer dauernden Änderung in de Wiederholungsfrequenz der Spannungsspitzen, wöbe die Abstände zwischen den »Null«-Durchgängei während der Übertragung eines besonderen Modu lationsschrittes gleichbleiben. Eine Phasenänderunj dagegen macht sich durch eine einzelne Verschie bung in der Wiederholungsrate der Impulse bemerk bar, wobei die nachfolgenden Spannungsspitzen ii normalen und nicht veränderten Abständen erschei nen, so lange, bis die nächste Phasenänderun; auftritt.

In einem System, das mit Frequenzverschiebungei arbeitet, müssen die Kanäle mindestens so weit von einander getrennt sein, daß Bandfilter mit breitere] Durchlaßbändern verwendet werden können, di zwei oder mehrere diskrete Frequenzen hindurch lassen. Die Ruhefrequenz wird dann für alle Fre quenzen nachgewiesen. In dem hier beschriebene] System ist der Ruhezustand immer von derselbe]

ίο

Frequenz angezeigt. Es ist nur notwendig zu wissen, ob eine Phasenverschiebung — eine Phasenvoreilung oder eine Phasennacheilung — erzeugt wird. Die Phasenvoreilung ergibt ein positives Ausgangssignal und die Phasennacheilung ein negatives Ausgangssignal. Unterscheidet man für jedes Vorzeichen des Ausgangssignals noch zwei Ausgangssignalhöhen, so erhält man ein System für vier Signale. Die Ökonomie der Bandbreite wird durch eine Beschränkung

punkt einer Phasenverschiebung von etwa 180°, die etwa einer Phasennacheilung entspricht, wie in der Kurve A gezeigt ist, ein wesentlich länger andauernder »Aus«-Zustand auftritt. Auf ähnliche Weise ist 5 es klar, daß in den Fällen, in denen die Frequenz zwischen t_x und t₂ nicht verändert wird und die Frequenzverschiebungen, die dort gezeigt sind, nur durch eine Phasenverschiebung am Punkt I₁ und durch eine Rückkehr der Phase in ihren nichtmodu-

der Ausgangsfrequenz und der empfangenen Fre- io lierten Wert bei t₂ ersetzt werden, die gleiche lange quenz beeinflußt, um Übergänge auszuschalten, die »Aus«-Periode am Punkt t_t auftreten wird, die nur jenseits der zugelassenen Grenzen liegen, beispiels- wenig kürzer ist, als diejenige, die in der Kurve E weise jenseits von zwei Prozent der festen Frequenz. gezeigt ist. Auf ähnliche Weise wird sich ein glei-Dadurch, daß man die Ausgangsfrequenz des Sen- eher Phasenwechsel bei t₂ in einer verkürzten Dauer ders und/oder des Empfängers beschränkt, braucht 15 der »Aus«-Periode an diesem Punkt bemerkbar die Zeitdauer des Übergangs, die notwendig ist, um machen.

die Phasenverschiebung zu bewirken, nur so groß In einem Frequenzschiebesystem, in dem die De-

zu sein, daß sich der neue Phasenwinkel neu einstel- modulation so durchgeführt wird, wie es hier belen kann. Diese neue Einstellung kann beispielsweise schrieben ist, hat die Phase der Welle im Zeitpunkt in einer Zeitspanne durchgeführt werden, die zwi- 20 der Frequenzverschiebung nur eine geringe Bedeuschen zwei und zehn Schwingungen der Trägerwelle tung, da jede neue Frequenz während der gesamten beträgt. Am Empfänger herrscht die Ruhefrequenz Dauer dieser neuen Frequenz eine kontinuierliche dauernd vor. Änderungen treten nur als Übergänge Phasenänderung hervorruft. Dadurch werden mehauf. Es ist daher nicht notwendig, Reaktanzschaltun- rere vollständige Phasenänderungskreise durchlaugen einzusetzen, die gleichmäßig auf zwei oder meh- 25 fen, um während der Übertragung des Informationsrere Frequenzen ansprechen, da es nur notwendig bits ein kontinuierliches Phasenfehlersignal hervorist, ein Anwachsen oder ein Abnehmen des Phasen- zurufen. Die vorliegende Erfindung verwendet auf winkeis anzuzeigen. Das Bandfilter oder die anderen der anderen Seite keine Frequenzverschiebung als frequenzbeschränkenden Merkmale des Systems solche, sondern verwendet nur die offensichtlichen machen sich in einer Spreizung des Phasenübergan- 30 Frequenzänderungen, die bei einer mathematischen ges bemerkbar, der der Phasenverschiebung ent- Analyse klarwerden, die der physikalischen Ändespricht. Da die entstehende Welle am Empfänger rung der Welle entspricht, die beim Übergang von die Eigenschaften eines Phasenüberganges besitzt, einer Übertragungsphase in eine andere notwendig der über mehrere Schwingungen des Trägers verteilt ist. In einem Frequenzschiebesystem kann die Phaist, wird die Analogie mit der Frequenzverschiebung 35 senverschiebung zum Beginn eines Bits »Null« sein deswegen benutzt, um einerseits die Ähnlichkeit des oder irgendeinen Wert in dieser Gegend haben, vorliegenden Nachweises mit einer Art des Nach- Diese anfängliche Phasenänderung wird aber durch weises einer Frequenzverschiebung aufzuzeigen und das lang anhaltende schnelle Anwachsen der Phase zum anderen, um die Unterschiede zwischen diesen überdeckt, das die Differenz von zwei übertragenen beiden Systemen zu zeigen, die darin liegen, daß nur 40 Frequenzen markiert.

eine Übertragungsfrequenz verwendet wird und daß In dem vorliegenden System ist nur die Phasen

verschiebung zu Beginn wichtig, da die Frequenz unbeeinflußt bleibt. Ausgenommen davon sind solche Frequenzübergänge, die sich aus einer mathemati-45 sehen Analyse ableiten und die die Phasenübergänge bewirken, die der übertragenen Welle aufgeprägt sind. Diese Erfindung stellt eine praktische Vorrichtung zur sicheren Feststellung eines solchen Überganges dar, was bei Frequenzschiebeverfahren nicht

nungssprüngen der Kurve B entsprechen. Die so möglich ist. Es ist daher ein einfaches nichtsynchro-Kurve D zeigt nur die obere Hälfte der Spannungs- nes System, in dem eine Informationsübertragung kurve C, die nur solche Spannungsspitzen enthält, durch eine Phasenmodulation ohne irgendeine Verdie den positiven Spannungssprüngen entsprechen. gleichsphase durchgeführt wird. Es hängt nur von Die gestrichelten Spannungsspitzen in D zeigen die der Kenntnis ab, ob die Phase voreilt oder nacheilt, verdoppelte Impulsrate, die von einer Umkehr und 55 Eine voreilende Phase ergibt ein positives Gleicheiner Addition der negativen Spannungsspitzen her- Spannungssignal, und eine nacheilende gibt ein ähnrührt. Die Kurve E zeigt die Zeitpunkte des Umldap- liches, aber negatives Ausgangssignal. Jede Phasenpens eines Multivibrators aus F i g. 1 in den »An«- verschiebung muß auf einen Wert begrenzt werden, Zustand, wobei die Dauer des »An«-Zustandes der merklich niedriger als 180° ist, um Mehrdeutigetwas größer als die Dauer des »Aus«-Zustandes für 60 keiten in den Vorzeichen des Ausgangssignals aufdie modulierte Welle ist und wobei zwischen t₁ und zulösen. In einem binären Übertragungssystem er- t₂ die modulierte Welle so gezeigt ist, als ob sie in reicht man, wie man gefunden hat, das beste Signal- einem Frequenzschiebesystem eine niedrigere Fre- Rausch-Verhältnis mit einer Phasenverschiebung quenz besäße. Demzufolge haben die Spannungs- zwischen 120 und 145°. Ein besonders bevorzugter impulse konstanter Breite der Kurve E einen größe- 65 Wert für diese Phasenverschiebung liegt zwischen ren Abstand, und die Dauer des »Aus«-Zustandes 130 und 135°. In einem vierstufigen Signal sind ist dann größer als die Dauer des »An«-Zustandes. Werte von 72 und 144°, so wie sie gezeigt sind, be-Es soll noch bemerkt werden, daß zu einem Zeit- sonders günstig. Der Empfänger arbeitet so, daß er

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nur positive oder negative Phasenverschiebungen nachgewiesen werden, und zwar an Stelle des Nachweises der Ruhefrequenz oder der Phasenbeziehungen, wie sie in früheren Systemen nötig waren.

Wie man sieht, enthält die Kurve C der F i g. 2 positive Spannungsspitzen, die den positiven Spannungsspriingen der Kurve B entsprechen, sowie negative Spannungsspitzen, die den negativen Span-

Phasenverschiebungen als positive oder negative Gleichstromausgangssignale darstellt, die einer Voreilung oder einer Nacheilung der Phase entsprechen. Die Höhe der übertragenen Signale hängt von der Größe der Phasenverschiebung ab, die sich aus der Größe der Ausgangsimpulse ablesen läßt, die dem Triggerkreis zugeführt werden.

Wie bereits kürzlich bemerkt wurde, ist es im allgemeinen wünschenswert, die Multivibratorperiode etwa doppelt so lang wie die »An«-Zeit des Multivibrators zu wählen. Der Grund dafür ist leicht einzusehen und liegt darin, daß es notwendig ist, eine ausreichend lange »Aus«-Zeit vorzusehen, um diese »Aus«-Zeit ausreichend verkleinern zu können, um eine Rückkehr der Phase auf ihren Anfangswert anzuzeigen. Wie ebenso kürzlich bemerkt wurde, kann der Multivibrator ein Univibrator sein. In diesem Fall braucht man nur die positiven Spannungsspitzen zu verwenden, um einen vollständigen Arbeitszyklus zu durchlaufen. Wenn ein frei laufender Multivibrator verwendet wird, wird für die »An«-Bedingung eine ähnliche Periodendauer verwendet, die durch einen positiven Spannungssprung dargestellt wird. Zum Unterschied zu dem Fall der Verwendung eines Univibrators müssen jetzt zusätzlich die positiven Spannungsspitzen der Kurve E verwendet werden, um den frei laufenden Univibrator vor Ablauf seines natürlichen Zyklus wieder zurückzuschalten. Diese Spannungsspitzen der Kurve E werden also dafür verwendet, die Zeitpunkte jedes einzelnen der aufeinanderfolgenden Spannungssprünge zu verändern.

Die Kurve F aus F i g. 2 zeigt schematisch das Ergebnis der Integration einer Rechteckwelle, die eine Frequenzabweichung darstellt, wie beispielsweise die Kurve E. Man sieht leicht, daß die mittlere Spannung, die durch die Kurve E dargestellt ist, bis zu dem Zeitpunkt t_x etwa gleichförmig verläuft. Darauf nimmt die Spannung ab und bleibt bis zu dem Zeitpunkt t., auf einem niedrigeren Wert. Bei U kehrt die Spannung auf ihren ursprünglichen Wert wieder zurück, den sie auch bei t₀ eingenommen hat. In dem Fall einer Phasenmodulation, die nur über eine Schwingung der Trägerwelle durchgeführt wird, wird die Frequenz zwischen den Zeitpunkten t_t und ίο nicht verschoben, und es werden nur die Anfangsund die End-Zeitsignale des Multivibrators geändert. Eine solche Bedingung ist in der Kurve G gezeigt, in der eine Änderung des Mittelwertes des Multivibrator-Ausgangsstroms dargestellt ist, wobei die Änderungen dieses Mittelwertes nur innerhalb der kurzen Zeitperiode auftreten, in der die Phase geändert wird.

Liegt eine Reaktanzschaltung in dem Sender-Ausgang oder in dem Empfänger-Eingang, so verzögert diese Schaltung die Geschwindigkeit der Phasenverschiebung. Ein Bandfilter, das entweder in dem Sender oder in dem Empfänger verwendet wird, hat die gleiche Wirkung, nämlich eine getastete Phasenverschiebung umzuwandeln, die über eine ganze Zeitperiode hin andauert. Das geschieht um so mehr, als jede hochfrequente Komponente, die mit einer solchen plötzlichen Änderung verknüpft ist, dadurch ausgeschaltet wird. Nichtsdestoweniger wird aber eine Phasenänderung erzwungen. Die Kurve A der F i g. 5 zeigt zwischen den Zeitpunkten f₄ und t₅ eine einzelne Frequenz. Bei £₅ wird die Phase plötzlich verzögert, und zwar durch den Phasenwähler. Diese verzögerte Phase wird bis zum Zeitpunkt t_s beibehalten. Anschließend wird die ursprüngliche Phase wiederhergestellt. Zwischen t₆ und t₇ wird die ursprüngliche Phase übertragen. Die Rechteckwelle, die in der Kurve B in F i g. 5 dargestellt ist, zeigt die Wellenart, aus der die Kurve G der F i g. 2 abgeleitet ist. Die Kurve C der F i g. 5 stellt das Ergebnis einer Differentiation der Kurve D dar. Die Kurve D zeigt eine Form einer solchen Welle, nachdem die negativen Spitzen umgedreht und so verarbeitet worden sind, daß ein integriertes Signal erzeugt worden ist, aus dem sich die Kurve E ableiten läßt. Die Kurve E entspricht dann der Kurve G aus F i g. 2. Nur ist in diesem Fall zu Beginn der Bit-Übertragung die Phase verzögert worden.

Wenn man eine Welle mit verschobener Phase durch ein Bandfilter oder durch eine Reaktanzschaltung hindurchschickt, so erhält man ein Ergebnis, das schematisch in der Kurve F der F i g. 5 gezeigt ist. Zum Vergleich ist die ursprüngliche Kurve A in dieser Kurve F mit dargestellt, und zwar zwischen i₅ und ί_β in gebrochenen Linien, wie sie an und für sich zwischen t₅ und t₆ weiterlaufen würde. Ebenso ist diejenige Kurve zur Illustration mitgezeigt, deren Phase geändert worden ist. Das ist ebenfalls durch eine gebrochene Linie dargestellt. Ebenso ist die Kurve A in gebrochenen Linien gezeigt. Es ist klar, daß die dabei entstehende Welle Übergangseigenschaften hat, die etwa der stark gezeichneten, gebrochenen Linie in F i g. F zwischen dem Zeitpunkt t₅ und t₆ ähnlich sind, und zwar bis zu dem Zeitpunkt, beispielsweise bis kurz vor dem Zeitpunkt t_a, an dem die Phase wieder auf den neuen Wert getastet wird. Der Abschnitt, der dem Zeitpunkt t_e

folgt, zeigt in gleicher Weise durch eine gebrochene Linie, wie sich die neueingestellte Phase wieder auf die ursprüngliche Phase einstellt, die in der Kurve A der F i g. 5 gezeigt ist. Die differenzierten Spannungsspitzen, die in der Kurve G gezeigt sind, sind dadurch abgeleitet worden, daß man aus der Kurve F eine Rechteckwelle gemacht hat. Sie entsprechen daher den Spannungsspitzen der Kurve C bis auf den Unterschied, daß der Zeittakt allmählich über mehrere Schwingungen hinweg geändert wird, bis eine Gesamtabweichung von etwa drei Achtel einer Schwingung erreicht ist. In der F i g. C dagegen tritt die gesamte Änderung des Zeittaktes in derjenigen Halbwelle auf, der auf die getastete Phasenverschiebung folgt.

Die Spannungsspitzen, die in der F i g. 5 gezeigt sind, werden dazu verwendet, eine Wellenfolge auszulösen, wie sie beispielsweise bei E in F i g. 2 oder bei D in F i g. 5 gezeigt sind. Abschließend laufen diese Wellenzüge durch ein Tiefpaßfilter hindurch.

Es entsteht dabei eine Kurve H (Fig. 5), die der Kurve E entspricht, abgesehen davon, daß sich der Übergang über mehrere Schwingungen der empfangenen Welle erstreckt. Die Spannungskurve / der F i g. 5 wird aus der Kurve H dadurch erzeugt, daß man mit den Spannungsänderungen der Kurve H einen geeigneten Rechteckwellengenerator anstößt. Dieser Rechteckwellengenerator wird in der einen Richtung durch eine negative Abweichung der Kurve H angestoßen und in der anderen Richtung

durch eine positive Abweichung der Kurve H.

In der F i g. 3 ist ein Tiefpaßfilter F gezeigt, das mit Vorzug eine Anzahl von Spannungsverstärkungsstufen enthält, die beispielsweise durch große Kon-

densatoren miteinander gekoppelt sind, um auch den Durchgang von niederfrequenten Signalen zu ermöglichen. Das Ausgangssignal der letzten Verstärkerstufe wird dann geeignet gefiltert, um alle hochfrequenten Komponenten zu entfernen, die am Ausgang des Multivibrators E noch vorhanden sind. Eine geeignete Tiefpaßfilteranordnung läßt sich beispielsweise dadurch aufbauen, daß man in der Ausgangsschaltung von der letzten Verstärkerstufe eine Diode verwendet, der ein Serienwiderstand nachgeschaltet ist. Von den beiden Enden des Widerstandes aus ist ein Kondensator gegen Erde gelegt. Dadurch entsteht ein normales Filternetzwerk. Eine solche Diode 22 kann natürlich mit beliebiger Polarität eingeschaltet sein, um dem Aufbau des Verstärkers zu genügen, je nachdem, ob der Verstärker positive oder negative Ausgangssignale abgibt. Die Werte des Widerstandes 23 und der Kondensatoren 24 und 25 sind so gewählt, daß eine Zeitkonstante mit einer geeigneten oberen Grenzfrequenz entsteht, oberhalb derer Signale nicht mehr hindurchgelassen werden. Der Ausgang des Filters ist über den Widerstand 26 geerdet, um eine Rückkehr der Spannung auf einen konstanten Wert zu gewährleisten, wenn kein Signal vorhanden ist, und um die Bildung der richtigen Zeitkonstanten zu erleichtern.

Das Ausgangssignal des Filters F beinhaltet auf diese Weise dasjenige Signal, das man von einem entfernt liegenden Sender zu empfangen wünscht. Das Signal kann entweder eine Gestalt wie F oder wie G besitzen. Das hängt davon ab, ob die verwendete Modulationsart eine Rechteckwellenfrequenz oder eine Rechteckwellenphasenmodulation ist. Ein solches Signal wird üblicherweise weiter verstärkt, wie beispielsweise in dem Verstärker G, der normal aufgebaut sein kann und einen Eingangskoppelkondensator 27 und einen Ausgangskoppelkondensator 28 oder andere übliche Koppelglieder enthält. Normalerweise ist noch ein Ausgangsanschluß 29 vorgesehen, über den die Verbindung zu weiteren Schaltkreisen hergestellt wird, wie es beispielsweise durch die Leitung 30 angezeigt ist.

In einer Ausführungsform der Erfindung folgt auf den Verstärker G eine Triggerschaltung, die üblich aufgebaut ist. Sie kann dazu verwendet werden, eine Rechteckwelle zu erzeugen, um die Rechteckwelle zu verdoppeln, die in dem Sender verwendet wird und die Trägerwelle moduliert. Während die Kurve F ein solches Modulationssignal annähert und die Information enthält, die in der Form einer Frequenzmodulation übertragen werden soli, ist der Anstieg und der Abfall der Spannung in einer solchen Welle nicht steil genug, und zwar auf Grund der Art und Weise, wie diese Welle in diesem Filter F gebildet worden ist. Aus diesem Grund ist an den Ausgangsanschluß 29 eine Triggerschaltung, wie beispielsweise H angeschlossen, und zwar über die Leitung 30. Diese Triggerschaltung kann zwei kreuzgekoppelte Verstärker enthalten, die dann normalerweise als Flip-Flop oder als bistabiler Schaltkreis bezeichnet werden. Dieser Flip-Flop benötigt zuerst einen positiven Impuls, um den einen Verstärker in die Sättigung zu bringen, der von einem negativen Impuls gefolgt wird, um den anderen Verstärker in die Sättigung zu bringen. Jede Anordnung aus zwei kreuzgekoppelten bistabilen Verstärkern, deren Schaltungen allgemein bekannt sind, kann für die Wellenformung verwendet werden, um Rechteckwellen zu erzeugen.

Eine Ausführungsform einer Schaltung zur Wellenformung, die bei H verwendet werden kann, kann als ein Rückstell-Flip-Flop bezeichnet werden. Dieser Rückstell-Flip-Flop enthält einen Transistor 31 in Emitterschaltung, der über einen Widerstand 32 mit einer negativen Arbeitsspannung versorgt v/ird. Der Widerstand 32 ist mit dem Kollektor des Transistors verbunden. Der Emitter des Transistors ist über den Widerstand 33 geerdet. Über einen weiteren Widerstand 34 erhält der Transistor eine Basisvorspannung. Über die Leitung 30 wird der Basis außerdem die auslösende Spannung zugeführt. Das Ausgangssignal des Transistors 31 wird also von dem Kollektor dieses Transistors über eine Widerstandskondensatorkombination 35 abgenommen. Das Ausgangssignal wird als Eingangssignal für einen zweiten Transsitor 37 verwendet und dessen Basis zugeführt. Eine Widerstandskondensatorkombination 36 verbindet die Basis des Transsitors 31 mit dem Kollektor des Transistors 37. Ein weiterer Widerstand 38 liegt zwischen dem Kollektor des Transistors 37 und der Arbeitsspannung, um dem Transistor 37 den Arbeitsstrom und dem Transistor 31 eine Vorspannung zuzuführen.

Das Ausgangssignal der Triggerschaltung H kann üblicherweise über einen Widerstand 41 abgenommen werden, an dessen Ende eine Kapazität 42 gegen Erde gelegt ist. Dadurch wird das Eingangssignal für eine Treiberschaltung gebildet, die für den Betrieb eines Fernschreibers oder einer anderen fernschreiberartigen Schaltung benötigt wird. Auch andere Verwendungszwecke sind möglich, die normale Ver-Stärkerschaltungen in dem Treiberverstärker K erfordern.

Während eine spezielle Triggerform beschrieben worden ist, um die Welle in dem Funktionsblock H der F i g. 1 durchzuführen, ist es klar, daß auch andere Vorrichtungen zur Wellenformung verwendet werden können, entweder, um die positiven und die negativen Spitzen des Ausgangssignals des Filters/⁷ in eine Form zu bringen, die bei H gezeigt ist, oder aber, um die Welle F erneut zu formen, die beispielsweise aus einer Frequenzmodulation abgeleitet sein kann, die auf der gleichen Trägerwelle während der Übertragung eines phasenmodulierten Signals auftreten kann. Eine solche Frequenzmodulation kann auch zu anderen Zeitpunkten auftreten, wenn phasenmodulierte Signale nicht übertragen werden. Während die bisher beschriebenen Schaltungen für eine Frequenzmodulation verwendet werden können, ohne daß der Triggerkreis des Blockes H verwendet werden muß, ist eine solche Schaltung aber erforderlich, um aus einer Kurve, wie sie in G gezeigt ist, eine Kurve, wie sie in H zu sehen ist, zu erzeugen.

Während auf der gleichen Trägerwelle gleichzeitig zwei Kanäle für Binärinformationen übertragen werden können, wobei der eine Kanal Frequenzverschie-

öo bungen und der andere Kanal Phasenverschiebungen verwendet, werden zur Trennung dieser zwei Signale zusätzliche Schaltelemente erforderlich. Eine entsprechende Anordnung ist bereits anderweitig vorgeschlagen worden. Eine zusätzliche Form von Signalvervielfachung, die mit dem Detektor dieser Erfindung empfangen werden kann, ist ebenfalls bereits anderweitig vorgeschlagen worden. Nach diesem Vorschlag können verschiedene Grade der Phasen-

modulation gleichzeitig verwendet werden, und zwar in dem gleichen Verbindungskanal. Dieser Kanal verwendet dann beispielsweise nur eine einzelne Übertragungsfrequenz, enthält aber Sperrphasen und eine zwangsweise Phasenkorrektur im Empfänger.

Für das vorliegende Nachweisverfahren ist kein Vergleichssignal erforderlich, und es wird im Empfänger auch kein Vergleichssignal erzeugt. Trotzdem entwickelt der Empfänger auf eine einfache Weise ein Ausgleichssignal, das einer Anzahl von verschiedenen großen Phasenmodulationen entspricht, die in dem Sender auftreten. Die Kurve L ist ein Bild eines Informationssignals, das vier Signalstufen enthält. Dieses Signal läßt sich beispielsweise dadurch erhalten, daß man zwei zweistufige Signale vereinigt, die man über eine einzige Trägerfrequenz nach den vorliegenden Übertragungsverfahren überträgt. Da der Empfänger dieser Erfindung so ausgelegt ist, daß er Phasenänderungen und nicht die tatsächlichen Phasenlagen nachweist, zeigt das vierstufige Signal der Kurve L die Änderungen der Phase gegenüber der zuletzt übertragenen Phasenlage an und nicht eine besondere Phasendifferenz von der unveränderten Phase des Senderoszillators. Die Kurve L stellt ein Bild eines Wellenzuges dar, der nach diesem Verfahren empfangen werden kann, und zwar zeigt die Kurve L die Verhältnisse so, als ob die gesendete Information der Trägerwelle in der Form von vier verschiedenen Phasenänderungen bestimmter Größe aufgeprägt wäre. Dabei enthält jedes Bit eine positive und eine negative Phasenverschiebung um den gleichen Betrag.

Für das Nachweisverfahren dieser Erfindung ist es ebenfalls wichtig, die Größe der Phasenänderung in jedem Augenblick auf einen Winkelbereich von weniger als 180° zu beschränken. Das muß deswegen geschehen, damit das Vorzeichen der Phasenänderung mit Sicherheit festgestellt und Mehrdeutigkeiten in dem Nachweis vermieden werden. Ein Beispiel eines vierstufigen Phasenverschiebungssignals, das einer Trägerwelle aufgeprägt ist, ist entsprechend bei N der Fig. 2 gezeigt. In dieser Kurve betragen die Stufen der Phasenänderung 45° oder Vielfaches davon. Ein vierstufiges Signal kann durch Phasenänderungen von +45 und +135° sowie den entsprechenden Phasenänderungen in umgekehrter Richtung vollständig dargestellt werden. Man kann auch die Winkel ±60 und 120° oder + und -72 und 144° verwenden.

Das Informationssignal von Kurve L zeigt zwischen den Punkten 50 und 63 Phasenänderungen. Jede Phasenänderung ist als senkrechte Linie gezeigt. Die waagerechten Linien, die auf jede senkrechte Linie folgen, entsprechen einer Signalstufe des Informationssignals. Diese waagerechten Linien sind Abweichungen nach oben oder nach unten aus einer angenommenen Null-Lage heraus. Diese Abweichungen werden von den erforderlichen Vielfachen des ausgewählten Phasenänderungsschrittes hervorgerufen und bleiben während der Pausen zwischen der Übertragung zweier Informationsbits bestehen. Die waagerechte Linie zwischen 50 und 51 entspricht daher in dem gezeigten Beispiel dem Aussenden eines Signals, dessen Phase gegenüber dem zuletzt übertragenen Signal um +45° geändert worden ist. Die horizontale Linie zwischen den Linien 51 und 52 stellt den Abstand dar, der auftritt, nachdem die Phase der übertragenen Welle aus der angenommenen Null-Phase heraus um —45° verschoben worden ist. Die horizontale Linie zwischen 52 und 53 entspricht dem Abstand, der auf die Verschiebung der Phase um +135° folgt. Genauso entspricht die horizontale Linie rechts vom Punkt 53 dem Abstand, der auf die Übertragung einer Phasenverschiebung von

— 135° folgt. Es soll noch besonders bemerkt werden, daß die waagerechte Linie zwischen 57 und 58 einem Abstand zuzuschreiben ist, der nach einer

ίο Phasenverschiebung von +45° auftritt, die auf eine Phasenverschiebung von +135° durchgeführt worden ist, ohne daß eine negative Phasenverschiebung zwischen diesen beiden stattgefunden hat. Die angezeigte Signalstufe befindet sich noch oberhalb derjenigen Linie, die der Phasenänderung »Null« entspricht. Da nun jeder Teil einer jeden horizontalen Linie tatsächlich eine festgehaltene Senderphase anzeigt, kann ohne eine Phasenverschiebung keine Informationsübertragung stattfinden. Daher ist auch der »Null«-Pegel des Informationssignals nicht gezeigt. Da nun positive und negative Phasenverschiebungen von 180° in jeder Hinsicht gleich sind, wird das Ergebnis in diesem Fall doppeldeutig. Daher wird eine solche Phasenverschiebung nicht verwendet.

Nun soll auf die Kurve M der F i g. 2 Bezug genommen werden. Für den Punkt 50 ist angenommen worden, daß die Phase einer Welle, die eine bestimmte Phasenlage, beispielsweise 0° besitzen möge, eine Phasenvoreilung von 45° erleidet. Diese Phasenlage bleibt bis zu dem Punkt 51 erhalten. Zu diesem Zeitpunkt wird eine negative Phasenverschiebung von 45° aufgeprägt, um das Signal wieder in seine Ursprungsphase zurückzubringen. Bei dem Punkt 52 ist dann eine Phasenverschiebung von +135° gezeigt, der am Punkt 53 eine Phasenverschiebung von

— 135° folgt. Ähnliche Phasenverschiebungen sind an den Punkten 55, 56, 57, 58 und 59 gezeigt. Sie entsprechen den Verschiebungen der Kurve L. Die dünn gezeichnete, gebrochene Linie ist aus Vergleichsgründen mit angegeben, um die Verhältnisse der Welle mit unveränderter Phase anzuzeigen, wie sie in dem Sender erzeugt wird. Jedoch ist diese Phasenbeziehung, die man als den absoluten Null-Punkt der Phasenverschiebungen betrachten kann, in einem Nachweissystem gemäß dieser Erfindung von untergeordneter Bedeutung, insbesondere deswegen, da Informationen nur durch Phasenänderungen übertragen werden. Es ist daher offensichtlich unnötig, ein Vergleichssignal zu übertragen oder auf eine andere Weise in dem Empfänger ein Signal zu entwickeln, das die absolute Phasenlage darstellt.

Die Linie N der F i g. 2 ist der Linie G ähnlich. Sie stellt nur das Ausgangssignal des Filters F für ein vierstufiges Eingangssignal dar. Die Kurve N besteht demzufolge aus einer Reihe von Spannungsspitzen, von denen jede die Änderung der Summe oder des Integrals der Spannung darstellt, die in der Linie N der Fig. 2 dargestellt ist. Jeder Sprung in der aufsummierten Spannung zeigt dabei ein momentanes Anwachsen oder Abnehmen der Kurve der gemittelten Spannung an. Dieses Anwachsen oder Abnehmen ist der Größe der Phasenänderung proportional, die in der empfangenen Welle auftritt. Wenn neben der Phasenverschiebung keine Frequenzverschiebung auftritt, d. h. im Fall einer reinen Phasenverschiebung, so ist eine solche Änderung in der gemittelten Spannung nur von kurzer Dauer und läßt sich auf gutbekannte Weise durch die Änderung der Widerstände

23 oder 26 und der Werte der Kondensatoren 24 oder 25 des Filters F beeinflussen. Weitere Änderungen in der Form dieser Spannungsimpulse können ebenso in dem Verstärker G auftreten, wie der Durchschnittsfachmann klar erkennen wird. Diese Änderungen können so durchgeführt werden, daß man Spannungsimpulse von maximaler Höhe und hinreichender Dauer erhält, um ein Signal zu erzeugen, das ähnlich dem Signal in der Kurve N ist.

sich alle sehr ähnlich. Es ist nur besonders günstig, die beiden Triggerkreise W und X, die für die positiven Signale vorgesehen sind, mit npn-Transistoren

und Z werden am besten aus einer negativen Spannungsquelle gespeist, um die negativen Spannungsimpulse der Kurve N zu registrieren. Aus diesem

zeichnet. Die Eingänge dieser Schmitt-Trigger-Kreise sind über veränderliche Abschwächer 64, 65, 66 und 67 sowie über Koppelkondensatoren 68, 69, 70 und 71 an die Leitung 30 angeschaltet. Es ist klar, daß 5 die »EingangSÄ-Schaltungen nicht unbedingt Vorrichtungen zur Änderung der entsprechenden »Eingangs «-Signalhöhen zu enthalten brauchen, wie es gezeigt ist. Man kann auch andere Vorrichtungen zur richtigen Einstellung der relativen Eingangssignale

Es soll bemerkt werden, daß die Kurve N Signale io vorsehen. Man kann beispielsweise geeignete Widermit vier Stufen enthält, bei denen Phasenverschiebun- standswerte auswählen, die den Triggerschaltungen gen von 45° als niedrige, entweder positive oder W, X, Y und Z, die eine feste Schwelle haben, annegative Stufen angezeigt sind, und zwar bei 51', 54', gemessen sind. Für diesen Zweck sind auch Fest-55', 57' usw. Bei den Punkten 52', 53', 56' usw. sind körpertrigger, wie beispielsweise Unijunktion-Trandie Spannungssprünge viel größer gezeigt, um die 15 sistoren von besonderem Wert. Diese vier Triggergrößere Phasenänderung anzuzeigen. Der Grund kreise, die in der Schaltung verwendet werden, sind dafür wird klar ersichtlich werden, wenn die Summationsschaltung beschrieben wird. Ein Verfahren, diese
definierten Differenzen in den Signalstufen als Ausgangssignal des Filters F zu erhalten, liegt in der 20 auszustatten und aus einer positiven Spannungs-Auswahl der Größe der Phasenverschiebung von Versorgung zu speisen. Die Triggerschaltungen Y +45°, -45°, +135° und -135°, die in dem
Sender auftritt. Wenn ein solches Signal empfangen,
und wie hierin beschrieben, verarbeitet wird, so erzeugt es eine Kurve, wie sie in L gezeigt ist. Die 25 Grunde sind die Transistoren der Triggerschaltunpositiven Phasenverschiebungen ergeben zwei gut gen Y und Z normalerweise mit pnp-Transistoren getrennte Stufen, und die negativen Phasenverschie- bestückt.

bungen zwei gleichermaßen gut getrennte Stufen. Es l_m folgenden soll nun der Aufbau der Triggersoll bemerkt werden, daß in den Zeichnungen keine schaltung W im einzelnen betrachtet werden. Das Phasenverschiebungen von + oder —90° gezeigt 30 Eingangssignal wird über einen Kondensator 68 an sind. Es ist klar, daß bei einer anderen Wahl der den Knotenpunkt zwischen zwei Widerständen 74 Größe der Phasenverschiebungsschritte der Empfän- 75 gegeben, der mit der Basis des Transistors 72 ger so lange in einer Art anspricht, wie sie in der verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandes 74 Kurve iV gezeigt ist, als sich sowohl in positiver als wird bei +V mit einer positiven Spannung versorgt, auch in negativer Richtung zwei Signalstufen trennen 35 während das andere Ende des Widerstandes 75 mit und nachweisen lassen. der geerdeten Sammelleitung 76 verbunden ist. Der

Um nun aus solchen vielstufigen Signalen, die der Kollektor des Transistors 72 liegt über einen Wider-Trägerwelle aufgeprägt sind, die Information wieder stand 77 an der positiven Betriebsspannung. Der abzuleiten, sind Wege vorgesehen, um sowohl die Emitter des Transistors 72 ist durch einen Widerstand Polarität der Phasenänderung als auch die Größe 40 78 mit der geerdeten Sammelleitung 76 verbunden, der Phasenänderung zu unterscheiden. Außerdem Diese Widerstände sind in Übereinstimmung mit den müssen solche Eingangssignalstufen des Senders als Transistoreigenschaften und mit den Signalpegeln entsprechende Signalstufen in dem Empfänger dar- ausgesucht worden, die verarbeitet und festgestellt gestellt werden. Die Kurve H wurde aus der Kurve G werden sollen. Solche Dimensionierungen sind in der abgeleitet, und zwar einfach dadurch, daß ein posi- 45 Transistorschalttechnik gut bekannt. Die Basis des tiver Spannungssprung in der Kurve G den einen von Transistors 73 ist über einen Widerstand 79 mit der zwei Flip-Flop-Verstärkern in seinen »Eins«-Zustand geerdeten Sammelleitung 76 verbunden. Der Emitter brachte, der anschließend von einem entsprechenden des Transistors 73 und der Emitter des Transistors negativen Spannungssprung wieder in seinen »Null«- 72 sind zusammengeschaltet und über einen gemein-Zustand zurückgeschaltet wurde. Dadurch wurde ein 50 samen Widerstand 78 geerdet. Der Kollektor des Rechteckwellenausgangssignal erzeugt, wie es gezeigt Transistors 73 wird durch einen Widerstand 80 mit ist. Um nun die Spannungsimpulse, die bei N gezeigt der positiven Arbeitsspannung versorgt. Die Koppsind, in Rechteckwellenausgangssignale umzuformen, lung über Kreuz zwischen diesen beiden Transistoren wie sie beispielsweise in der Kurve L gezeigt sind, wird zu einem Teil durch den gemeinsamen Widersind zusätzliche Schaltelemente erforderlich, die an 55 stand 78 hervorgerufen und zum anderen Teil durch den Verstärkerausgang 30 (Fig. 3) angeschaltet wer- eine Verbindung vom Kollektor des Transistors 72 den können. zu der Basis des Transistors 73, die durch einen

Eine Schaltung, mit der sich sowohl Amplituden Widerstand 81 und einen dazu parallelgeschalteten als auch Polaritäten unterscheiden lassen, ist in Kondensator 82 hergestellt wird. Die Werte der F i g. 4 gezeigt. Diese Schaltung verwendet vier 60 Widerstände 77, 81 und 79 sind so gewählt, daß der Triggerkreise. Zwei dienen dazu, die niedrigen Span- Transistor 73 eine richtige Vorspannung erhält. Das nungsimpulse festzustellen, während die beiden an- Ausgangssignal des Triggerkreises W wird an zwei deren die hohen Spannungssprünge feststellen sollen. Stellen abgenommen. Das Hauptausgangssignal wird Das eine Paar dieser Triggerkreise dient für positive als Triggerausgang 1 vom Kollektor des Transistors Spannungen, das andere für negative Spannungen. 65 73 abgenommen, so wie es gezeigt ist. Ein zweites Diese vier Triggerkreise können verschieden aufge- Ausgangssignal wird von dem Kollektor des Tranbaut sein. In der Abbildung sind sie als Schmitt- sistors 72 abgenommen und mit dem Ausgangssignal Trigger-Kreise gezeigt und mit W, X, Y und Z be- des Triggers Z vereinigt, wie es anschließend noch

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beschrieben wird. Der Trigger X hat zwei Transistoren 83 und 84, die den Transistoren 72 und 73 gleichen. Diese Transistoren werden alle von der gleichen Spannungsquelle gespeist und in einer gleichen Weise wie der Trigger W mit Vorspannung versorgt. Das Ausgangssignal des Triggers X wird vom Kollektor des zweiten Transistors 84 dieses Transistorpaares abgenommen, und zwar ganz ähnlich, wie der Ausgang 1 des Triggers W.

Um das Ausgangssignal 2 zu formen, wird der Ausgang des Triggers Z mit dem zweiten Ausgang des Triggers W vereinigt. Das geschieht durch eine Koinzidenztorschaltung, die über einen Widerstand 85 mit der positiven Spannungsquelle verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandes 85 ist über zwei Dioden 86 und 87 mit den Triggerschaltungen W und X verbunden. Dabei liegt die erste Diode an dem Kollektor des Transistors 72 und die zweite Diode an dem Kollektor des Transistors 84. Die beiden Dioden sind so gepolt, daß sie ein positives Signal zu dem Knotenpunkt zwischen diesen beiden Dioden und dem Widerstand 85 durchlassen. Dieser Knotenpunkt ist dann der Verbindungspunkt für das Ausgangssignal 2. Es soll bemerkt werden, daß an den Impedanzen zwischen der positiven Spannungsquelle und den Kollektoren der Transistoren 72 und 84 eine Spannung anliegt, wenn die Impedanzen leiten. Wenn positive Signale von dem ersten Transistor 72 der Triggerschaltung W und von dem zweiten Transistor des Triggers X am Ausgang 2 vereinigt werden, so wird der Strom gleichzeitig abgeschaltet.

Die negativen Triggerkreise Γ und Z sind jeweils mit einer negativen Versorgungsspannung —V verbunden, um negative Signale an die Ausgänge 3 und 4 hindurchzulassen. Dazu sind sie genauso verbunden, wie die Triggerkreise W und X. Der Trigger Y besteht aus zwei Transistoren 88 und 89, die beides pnp-Transistoren sind. Sie werden mit Vorspannungen versorgt und über Kreuz gekoppelt, genauso wie es im Fall des Triggers W gezeigt ist. Der Trigger Z hat zwei pnp-Transistoren 90 und 91, die ebenfalls wie der Trigger W mit einer Vorspannung versorgt sind. Die Speisespannung der Trigger Y und Z ist so gewählt, daß sie entgegengesetzt gleich der Speisespannung der Trigger W und X ist. Die Kollektoren dieser beiden Transistoren sind genauso mit der Versorgungsspannung verbunden, wie es im Trigger W durchgeführt ist, und ebenso sind die Emitter mit der geerdeten Sammelleitung 76 verbunden, und zwar über einen Widerstand, der dem Widerstand 78 gleicht. Die Basen der beiden Transistoren liegen über Widerstände an der Erdleitung, die den Widerständen 75 und 79 gleich sind. Das Ausgangssignal des Triggers Z wird am Transistor 91, am Anschluß 4, abgenommen, und das Ausgangssignal des Triggers Y wird von dem Transistor 89 abgenommen, wie es auch im Trigger X der Fall ist. Dieses Ausgangssignal wird mit dem zweiten Ausgang des Triggers Z vereinigt, und zwar dadurch, daß man es durch zwei Dioden 92 und 93 einem gemeinsamen Knotenpunkt zuführt, an den der Ausgang 3 und ein Widerstand 94 angeschaltet sind. Das andere Ende des Widerstandes 94 liegt an der negativen Speisespannung. Am Ausgang 1 wird daher eine positive Rechteckwellenspannung entwickelt, und ebenso entsteht eine zweite positive Spannung am Ausgang 2. Ein drittes und ein viertes Ausgangssignal wird an den Anschlüssen 3 und 4 abgenommen, wobei jedes dieser Ausgangssignale eine negative Rechteckwelle ist und den positiven Rechtecksignalen entspricht, die an den Anschlüssen 1 und 2 auftreten.

Um nun aus den vereinigten Triggersignalen ein Ausgangssignal abzuleiten, das dem Eingangsinformationssignal am Sender gleich ist, wie es in der Kurve L gezeigt ist, müssen in einem Summier- und Mischverstärker die Gewichte der Ausgangssignale von den Anschlüssen 1, 2, 3 und 4 ermittelt werden.

xo Die Ausgangssignale 1 und 4 werden in ihrer vollen Höhe, die Ausgangssignale 2 und 3 jedoch nur in ihrer halben Höhe summiert. Der Aufbau solcher Summierverstärker ist gut bekannt. Er kann aus einem einfachen Widerstandsnetzwerk bestehen, das für diesen Zweck richtig ausgelegt ist. Dieser Ausgang ist schematisch in der F i g. 4 gezeigt. In dieser F i g. 4 soll das Abwägen der Signalgewichte in den Schaltblöcken 95, 96, 97 und 98 durchgeführt werden. Die Ausgangssignale dieser Blöcke werden dann, wie gezeigt, einem Summierverstärker 99 zugeführt. Der Verstärker 99 kann ein widerstandsgekoppelter Verstärker mit einer Verstärkung >1 sein. Solche Verstärker sind gut bekannt. In der Zeichnung gleicht dann der Ausgang der Summationsschaltung 99 der der Spannungskurve von L.

Offensichtlich lassen sich auch andere Schaltungen verwenden, um zwischen Spannungsstufen zu unterscheiden, die im Fall von mehrstufigen Signalen aus dem Ausgangssignal des Filters F abgeleitet sind.

Einzelheiten einer anderen Schaltung, durch die ein solcher Empfänger Phasenverschiebungen verschiedener Größen unterscheiden kann, die in dem Eingangssignal des Senders dargestellt sind, und die eine nicht benötigte Phasenlage verwendet, sind bereits anderweitig vorgeschlagen worden. Dieser Vorschlag betrifft ebenso eine mögliche Sendeschaltung, die ein Signal erzeugt, das nach dem Verfahren dieser Erfindung empfangen werden kann.
Unabhängig von dem Übertragungsverfahren und von der verwendeten Empfangsapparatur erfordert die Wiedergewinnung eines Signals nach dieser Nachweismethode, das einem Singal der Kurve M entspricht, den Nachweis einer Phasenverschiebung in beiden Richtungen und eine zweite Bestimmung darüber, ob diese Verschiebung groß oder klein ist. Die Eingangssignale für die Triggerstufen W, X, Y und Z sind als große und kleine Signale gezeigt, bei denen beide Vorzeichen vorkommen und die in den Triggerkreisen verarbeitet werden sollen, und zwar jede Signalart in einem Triggerkreis. Wenn der Trigger W durch ein Signal angestoßen wird, antwortet er mit einem Ausgangssignal am Ausgang 1, sofern das positive Signal, das über die Leitung 30 empfangen wird, größer als das positive Signal ist, das in der Zeichnung mit »An« bezeichnet ist. Der Trigger W wird in seine »Ruhe«-Lage zurückgebracht, wenn dieses Signal eine Schwelle unterschreitet, die in der Zeichnung mit »Aus« angegeben ist. Gleichermaßen gibt der Trigger Z am Ausgang vier ein negatives Ausgangssignal ab, wenn ein negatives Signal, das über die Leitung 30 empfangen wird, einen Wert überschreitet, der in der Zeichnung mit »An« bezeichnet ist. Der Trigger Z wird dann wieder in seine Ruhelage zurückgebracht, wenn dieses Signal eine Schwelle überschreitet, die in der Zeichnung mit »Aus« angegeben ist. Genauso arbeiten die Trigger X und Y mit positiven oder negativen Signalen. Dabei werden die Trigger in ihren »An«-Zustand durch

Werte der Signalamplitude gebracht, die merklich unter den Werten der »Aus«-Schwelle der Trigger W und Z liegen. Die beiden Trigger X und Y werden in ihre Ruhelage gebracht durch Werte, die tiefer als die entsprechenden Schwellen liegen, durch die die beiden Trigger in den »An«-Zustand gebracht werden.

Um die logischen Gleichungen von Boole anzuzeigen, die für weitere Verarbeitungsverfahren geeig-

folgerlsM, eine Begrenzerstufe LM, ein Univibrator OS, eine Schaltung zur Phasenteilung PHS, eine Differenzierstufe DIF, eine Klipperstufe CL und ein Nachweisgerät DET, wie es hier bereits beschrieben ist. Außerdem ist eine weitere Besonderheit vorgesehen, das Informationssignal zu verbessern. Das geschieht dadurch, daß die negativen Spannungsspitzen, die bei der Differentiation entstehen, umgedreht und den positiven Spannungsspitzen hinzuaddiert

net sind, lassen sich vier Symbole definieren, die den io werden. Dadurch erhält man für jeden Null-Ausgängen der vier Trigger-Schaltungen entsprechen, Durchgang der empfangenen Welle eine positive nämlich 1 = a+b, 2 = a+b, 3 = c+3 und 4 = c+d. Spannungsspitze.

In dieser Darstellung zeigen a, b, c und d die An- Eine weitere Besonderheit, die in den Fig. 6 und 7

Wesenheit eines Ausgangssignals von den Triggern W, gezeigt ist, stellt eine Schaltung dar, die bewirkt, daß X, Y und Z an. Die Symbole α und H stellen die Be- 15 am Ausgang des Empfängerteils immer dann das dingung dar, in der die a- und d- Ausgänge dadurch Signal »Strom« anliegt, wenn kein Signal übertragen gesperrt sind, daß die Signale die »Aus «-Schwelle wird. Das wird noch im einzelnen diskutiert,
für die großen positiven und negativen Signale unter- Gemäß dieser Ausführungsform nach F i g. 6 wird

schritten haben, d. h., die Ausgangssymbole 2 und 3 die Tonfrequenzträgerwelle, deren Phase, wie gezeigen an, daß das positive oder das negative Signal ao fordert, verschoben worden ist, durch ein geeignetes niedriger als diejenige Schwelle ist, bei deren Über- Bandfilter LP₁ ausgesiebt. Sie wird dann an einen

Emitterfolger EF angekoppelt, der die Filterimpedanz an die nachfolgende Stufe, nämlich an einen Diodenbegrenzer-Verstärker L im V anpaßt. Die ausgewählte, in ihrer Phase verschobene Trägerwelle wird zuerst verstärkt und dann begrenzt. Dabei entsteht ein Wellenzug aus Rechteckwellen. Diese Impulse stoßen einen Univibrator OS an, die Rechteckimpulse erzeugen, deren Anstiegs- und Abfallzeiten

einer Phasenteilerstufe zugeführt, die zwei Rechteckimpulszüge erzeugt, die in allen ihren Größen gleich sind, nur entgegengesetzte Phase haben. Diese Signale werden differenziert, wodurch eine Folge ab

schreitung die Trigger W und Z in ihre Ruhelage zurückkehren und daß die Signale höher als diejenige Schwelle sind, die die Trigger X und Y in ihren »An«-Zustand bringen.

Das Ausgangssignal des Addierverstärkers kann für beliebige Zwecke verwendet werden. Man kann damit beispielsweise einen Fernschreiber oder ein ähnliches Gerät betreiben oder aber man kann es

direkt einem Rechner zuführen, wie es in dem Fall 30 außerordentlich kurz sind. Diese Impulse werden eines direkten Empfanges einer Datenübertragung
von Schiffen, Flugzeugen oder Raumkörpern geschieht. Diese Daten können auch von anderen
Radio- oder Radarausgängen stammen.

In der F i g. 7 ist das Blockschaltbild einer weite- 35 wechselnd positiver und negativer schmaler Impulse ren Ausführungsform eines Systems nach der Erfin- entsteht. Aus diesen Signalen werden durch den dung gezeigt, das wegen seiner Einfachheit für be- Diodenklipper entweder die positiven oder die negastimmte Zwecke bevorzugt wird. In der F i g. 6 ist tiven Impulse entfernt. Man kann die negativen Imder Detektorteil dieser Anordnung schematisch dar- pulse aber auch umkehren und dabei zwei Impulsgestellt. Das Blockschaltbild enthält einen RC-Os- 4° züge schmaler Impulse erhalten, die zeitlich ineinzillator RC, auf den ein Netzwerk PHS folgt, in dem ander verschachtelt sind. Man erhält dann Impulszüge eine Phase geteilt wird. Anschließend ist eine Schaltung für eine Phasentastung PHT vorgesehen, die
einen Ausgangs-Emitterfolger EF besitzt, eine Verstärkerstufe V mit einem weiteren Emitterfolger, so- 45
dann ein Bandfilter SP₁ oder eine äquivalente Schaltung, die die Übertragung an die Leitung oder einen
anderen Übertragungszweig abgibt. Das Tasten wird
mit Vorzug über eine Tastschaltung KD durchgeführt, deren Eingangssignal ein binäres Informations- 50 sprechende Trägerwellenphasenverschiebung eine signal enthält. Das Ausgangssignal der Tastschaltung Phasenvoreilung ist. Integriert man diese schmalen wird an eine Diodenbrücke gegeben, deren Aufbau Impulse auf, so erhält man eine Folge von Gleichgut bekannt ist, um die Brückenimpedanz zu ernie- Stromimpulsen, deren Dauer gleich der Hälfte des drigen, wenn ein Strom längs durch die Brücke hin- reziproken Wertes der empfangenen Trägerfrequenz durchfließt. Die Tastschaltung erzeugt dadurch Zeit- 55 ist. Nur während der Zeitdauer der Phasenübergänge abschnitte, in denen die Dioden der Brücke leiten, wird die Impulsbreite geändert, und zwar in Übereinstimmung mit der Richtung der Phasenverschiebung der Trägerwelle. Diese integrierten Impulse werden einem Tiefpaßfilter zugeführt, um die Trä-

Die Sekundärwindung des Transformators ist mit 60 gerfrequenzkomponenten oder Komponenten, deren einem Phasenschiebernetzwerk verbunden, das eine Frequenz doppelt so hoch ist, zu entfernen. Dadurch

positiver oder negativer schmaler Impulse, deren Impulsfrequenz das Doppelte der ursprünglichen Trägerimpulsfrequenz ist.

Man kann beobachten, daß der zeitliche Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen anwächst, wenn eine entsprechende Trägerwellenphasenverschiebung eine Phasennacheilung darstellt. Dieser zeitliche Abstand nimmt ab, wenn die ent-

wodurch dem Transformator T₁ eine niedrige Impedanz angeboten wird. Die Primärwicklung des Transformators T₁ ist über die Diodenbrücken geschaltet.

vorbestimmte Phasenverschiebung hervorruft, wenn die Brücke leitet. Wenn die Brücke nicht leitet, so bleibt die Phasenlage unverändert und entspricht dem normalen Ausgangssignal des ÄC-Oszillators.

Der Empfangsteil des Blockschaltbildes enthält mit Vorzug ein Bandfilter BP₂, das an die Leitung angeschlossen ist. Auf dieses Bandfilter folgt ein Emitterergibt sich ein mittleres Gleichstromsignal, das proportional der Energieänderung pro Wellenimpuls zunimmt oder abnimmt, der so in Übereinstimmung mit den Phasenschiebeübergängen erzeugt ist. Diese Gleichstromsignale entsprechen dem Anfang und dem Ende einer jeden übertragenen Phäsenänderung. Die Gleichstromsignale, die so erzeugt sind, können

verstärkt und von einem Schmitt-Trigger-Kreis verarbeitet werden, um die gewünschte Rechteckwellenausgangsform zu erhalten, die dem Informationssignal entspricht, das dem Tastkreis zugeführt worden ist.

Die Ausführungsform, die hier besprochen worden ist, kann für einen Betrieb von normalen automatischen Druckern eingerichtet werden, die aus der Netzspannung gespeist werden. Das kann dadurch geschehen, daß man mit dem Ausgangssignal des Schmitt-Triggers ST einen normalen Oszillator OSC steuert, der bei einer Frequenz von beispielsweise 15OkHz arbeitet. Diese Frequenz kann dann über einen Transformator einem Gleichrichter R zugeführt werden. Das Ausgangssignal des Gleichrichters wird durch ein Filter LP dann gefiltert und einem sogenannten Festkörperrelais oder Festkörperstromtor SSR zugeführt, das den Strom für die Druckvorrichtung PD steuert. Durch diese einfache Vorrichtung bleiben die Modulatorschaltung und der Nachweisteil des Systems, die mit einer niedrigen Spannung betrieben werden, von den Signalen von hoher Spannung immer getrennt, die normalerweise für den Betrieb solcher Druckgeräte verwendet werden.

Es ist normalerweise wünschenswert, die Gleichstromdrucker unter Strom zu halten, wenn keine Information übertragen wird. Zu diesem Zweck ist eine Besonderheit enthalten, die in den F i g. 6 und 7 gezeigt ist. In diesen Figuren ist der Transistor Q₁ als Eingang des Schmitt-Triggers geschaltet und erhält seine Vorspannung durch zwei Widerstände, die zwischen der Transistor-Speisespannung und der Erde liegen. Die Größe der Vorspannung ist für ein normales Arbeiten so gewählt, daß der Transistor Q₁ durch ein Gleichstromsignal umgeschaltet werden kann, das der Transistor von dem Tiefpaßfilter erhält. Die Vorspannung für den Transistor Q₁ wird weiterhin durch eine Gleichstrom-Ausgangsspannung auf einem Wert gehalten, der einem Wert auf der Arbeitskennlinie des Transistors entspricht. Diese Gleichspannungs-Ausgangsspannung wird von einem Trägerwellenvorspannungsgenerator VOA abgeleitet, und zwar immer dann, wenn in dem Demodulator ein Trägerwellensignal vorhanden ist.

Wenn ein Signal übertragen wird und wenn der Demodulator des Gerätes ein Signal empfängt, so liegen immer Trägerwellenimpulse an dem Kollektor des Transistors Q₂ an. Dieser Transistor ist der Ausgangstransistor eines Univibrators. Diese Impulse werden differenziert und an die Basis des Transistors Q₃ gegeben, der im Prinzip als Vorspannungsgenerator arbeitet. Wenn der Transistor Q₃ leitend gemacht wird, so empfängt der Kondensator C₃ eine Ladung. Die dabei entstehende Spannung erscheint über dem Widerstand R₃. Während der Zeitabschnitte, in denen der Transistor Q₃ nicht leitet und sich in seinem gesperrten Zustand befindet, entlädt sich der Kondensator C₃ durch den Widerstand R_s. Dadurch bleibt die Spannung während des darauffolgenden Zeitabschnittes etwa auf dem gleichen Wert, so lange, bis der Transistor Q₃ wiederum leitet. Wenn nun keine Trägerwelle empfangen und innerhalb des Demodulators keine Impulse vorhanden sind, so können an dem Kollektor des Transistors Q₂ auch keine Impulse auftreten. Das wiederum hat zur Folge, daß der Transistor Q₃ nicht in seinen leitenden Zustand gebracht werden kann. Auf diese Weise wird während einer Zeitdauer, in der keine Impulse empfangen werden, die Vorspannung für die Basis des Transistors Q₁ um etwa 75 % erniedrigt. Wenn sich der Kondensator C₃ durch die Widerstände R₂ und die Parallelwiderstände R_s und R₁ entlädt, so sperrt er den Transistor Q₁ und zwingt die zweite Stufe des Schmitt-Triggers Q₄ offenzubleiben. Das aber ist die Bedingung, damit als Ausgangssignal ständig das Signal »Strom« anliegt.

Diese sogenannte Stromhaltebesonderheit, die gerade beschrieben ist, ist besonders für den Gebrauch in örtlichen Schaltungen brauchbar. Man kann sie auch unter anderen Bedingungen so verwenden, daß keine Unterbrechung der Schaltung auftritt und keine Fehlersignale aufgefangen werden, die durch das Eingangsbandfilter hindurchgehen. Wenn diese Schaltung auf diese Weise verwendet wird, so stellt sie eine einfache und bequeme Maßnahme dar, um Signale, die von irgendeiner Signalquelle herstammen können, wie beispielsweise einem Rechner, einem Entfernungsmesser, einem Telegrafen oder auch aus einer drahtlosen Verbindung, ganz einfach umzuformen, und zwar in eine geeignete Form zur Übertragung übei eine örtliche Installation, ohne daß Koaxkabeln benötigt werden, die man sonst für die Übertragung von Signalen hoher Geschwindigkeit benötigt, wie es bei der Übertragung von binären Gleichstrom-Ausgangssignalen von hoher Geschwindigkeit üblich ist. Eine solche örtliche Schaltung kann mit einer beliebigen Empfängerart verwendet werden, die ein beliebiges binäres Gleichspannungs-Ausgangssignal erzeugt, das einem Informationssignal entspricht, das von einen entfernten Punkt übertragen ist. Die Leitung, die den Modulator und den Demodulator teilt, wie ir Fig. 7 miteinander verbindet, kann unterbrocher oder mit zusätzlichen Demodulatorschaltungen verbunden werden. Sie kann auch anderweitig ergänz werden, wie es nötig ist, ohne daß die Schwierigkel· ten einer Impedanzanpassung auftreten, wie sie nor malerweise mit der Übertragung von Gleichstrom· Signalen verbunden sind, deren Änderungsgeschwindigkeiten sehr hoch sind.

Claims (2)

Patentansprüche:

1. System zur Übertragung von Nachrichten ii diskreten Informationsschritten, in dem sender seitig ein Trägerwellenoszillator vorgesehen ist dessen Ausgangsgröße über einen Phasenmodula tor an eine Ausgangsschaltung geführt ist, dessei Phasenmodulator weiterhin mit einer Informa tionsquelle verbunden ist, deren Ausgangssignal· in dem Phasenmodulator die Phase der Träger welle sprunghaft um bestimmte Winkel ändern und in dem empfängerseitig die phasenmodulier ten Trägerschwingungen empfangen und die dis kreten Informationsschritte wiedergewonnen wer den, dadurch gekennzeichnet, daß dl· senderseitige Ausgangsschaltung ein Filter auf weist, in dem die Phasensprünge in fortlaufend' Phasenänderungen umgewandelt werden, und dal empfängerseitig ein Detektor vorgesehen ist, de auf die Frequenzänderungen anspricht, die mi den fortlaufenden Phasenänderungen verbünde] sind.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß zur Übertragung zweier oder meh rerer Informationsschritte Phasensprünge vei schiedener Größe verwendet sind, so daß da

Ausgangssignal des empfangerseitigen Detektors aus Impulsen besteht, deren Amplitude und Polarität von der Größe und der Richtung der anliegenden Phasenverschiebung abhängig sind, und daß die Impulse aus dem empfangerseitigen Detektor einem Schaltkreis zugeführt werden, der aus diesen Impulsen getrennte Ausgangssignale herstellt, die die diskreten Informationsschritte sind.

In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Auslegeschriften Nr. 1132 586, 1132587, 1132588.

Bei der Bekanntmachung der Anmeldung ist 1 Prioritätsbeleg ausgelegt worden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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