DE1462422A1

DE1462422A1 - Datenuebertragungsverfahren

Info

Publication number: DE1462422A1
Application number: DE19661462422
Authority: DE
Inventors: Adam Lender
Original assignee: Automatic Electric Laboratories Inc
Current assignee: Automatic Electric Laboratories Inc
Priority date: 1965-06-02
Filing date: 1966-05-20
Publication date: 1969-01-16
Also published as: CH456681A; NL6607435A; SE353002B; US3406255A; BE681677A; GB1124680A

Description

j PATEWANWALT ' DIPL-ING.

HELMUT GORTZ

6 Frankfurt am Main 70

SchnedcenhoWr. 27-T.t.MTOW «5·

Gzm/Br

Automatic Electric Laboratories, Inc.

Datenübertragungsverfahren

Die Erfindung betrifft ein Datenübertragungsverfahren zur Übertragung von Baten mittels Frquenzmodulation sowie Verfahren und Einrichtungen auf der Sende- und Empfangsseite zur Durchführung des Datenübertragungsverfahrens.

Eine digitale Übertragung erf order oft, daß binäre Daten Bit großer Frequenzstabilität und vernächlässigbarer Intersymbolstörung übertragen werden. Nach dem bekannten Stand der Technik ist eine solche Übertragung binärer Frequenzmodulation ohne Phasensprünge schwierig, wenn nicht unmöglich. Die Schwierigkeit wird im wesentlichen dadurch hervorgerufen, daß binäre Frequenzmodulation notwendigerweise zwei Frequenzen benötigt, die die beiden Binärzustände darstellen, und daß es ein Problem ist, ein Übertragungssystem mit zwei getrennten Oszillatoren aufzubauen, ohne daß dabei Phasensprünge auftreten· Es wird in diesem Zusammenhang auf den Aufsatz "Binary Data Transmission by FM over a real Channel" von W.H. Bennett und J. Salz im Bell Syst. Tech. Journal, Band 42, September 1963, Seite 2405, verwiesen. Alternativ kann getastete Frequenzmodulation oder eine Reaktanzmodulation mit nur einem Oszillator vorgesehen sein. Ein solches System hat dann wohl eine durchgehende Phase an den Bit-Durchgangspunkten, aber die Frequenz ist verhältnismäßig ungenau und die Bit-Geschwindigkeit hängt nicht zwangsweise mit der Harkierungs- und Pausenfrequenz zusammen·

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Ein theoretisch, ideales binäres Frequenzmodulationssystem wurde bereits in der technischen Literatur beschrieben, s. "Ideal Binary Pulse Transmission by AM and FM" von E.D. Sunde im Bell Syst.Tech. Journal, Band 38, November 1959, Seiten 1557 bis 1426. In dem dort beschriebenen System entspricht die Differenz zwischen den Markierungs- und Pausenfrequenzen der Bit-Geschwindigkeit; zusätzlich dazu sind die Markierungs- und Pausenfrequenzen mit der Bit-Geschwindigkeit gekoppelt· Um darzulegen, worin die größte Schwierigkeit beim Aufbau eines solchen Systems nach den jetzt bekannten Methoden besteht, wird das folgende numerische Beispiel herangezogen. Es sei angenommen, eine Bit-Geschwindigkeit von C = 1200 Baud ist erforderlich, wobei die Markierungs- und Pausenfrequenzen f_M = 132.000 Hz und f_g = 133.200 Hz mit der Bit-Geschwindigkeit gekoppelt sind. Mit heute bekannten Methoden wäre der Aufbau eines solchen Systems außerordentlich komplex, wenn nicht sogar undurchführbar.

Dementsprechend ist die wichtigste Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Frequenzmodulationsverfahren zu schaffen, mit dessen Hilfe binäre Daten mit großer Frequenzstabilität und vernachlässigbarer Intersymbolstörung übertragen werden können.

Eine "blondere Aufgabe der Erfindung ist es, ein Frequenzmodulationssignal zu erzeugen, das die genannten Eigenschaften besitzt und außerdem an den Bit-Übergangspunkten keine Phasensprünge hat sowie eine ganze Zahl von Perioden per Bit-Dauer, während der die Frequenzen mit der Bit-Geschwindigkeit gekoppelt sind und die Differenz zwischen den beiden Frequenzen der Bit-Geschwindigkeit entspricht.

Außerdem ist es eine Aufgabe der Erfindung, Verfahren vorzuschlagen, durch die ein solches Frequenzmodulationssignal sicher ausgewertet werden kann, vorzugsweise auch dann, wenn ein ungünstiges Signal-Stör-Verhältnis herrscht.

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Ein wichtiges Merkmal der Erfindung liegt darin, daß nur eine einzige Frequehzqüelle verwendet wird, ein Signal zu erzeugen, dessen Markierungs- und Pausenfrequenzen mit der Bit-Geschwindigkeit gekoppelt sind. Indem diese Frequenzquelle gesteuert wird, werden die Markierungs-, die Pausen- und die Bit-Geschwindigkeitsfrequenzen gesteuert. Hierdurch kann eine große Frequenzgenauigkeit erzielt werden. Durch das Koppeln der drei !Frequenzen sind die Phasen der Markierungs- und Pausensignale immer gleich Hull an den Übergangspunkten der Ziffern, und die Intersymbolstörungen "bleiben bedeutungslos·

Ein anderes Merkmal der Erfindung besteht darin, daß das genannte Signal durch eine Kombination digitaler und speichernder Codierung und analoger Verarbeitung erzeugt wird. Auf diese Weise werden zwei kohärente Frequenzen erzeugt, obgleich nur eine Frequenzquelle benötigt wird. Bas Ergebnis ist ein Signal, das aus zwei orthogonalen Frequenzen besteht, die Markierung und Pause darstellen. Ein solches Signal wird als binäres orthogonales FM-Signal bezeichnet.

In diesem Zusammenhang wird auf die IJ. S. -Patentanmeldungen mit den Seriennummern 342 891 (angemeldet am 6.2.1964) und 434 (angemeldet am 23*2.1965) desselben Erfinders hingewiesen. Beide Anmeldungen betreffen wie die vorliegende Anmeldung synchrone Frequenzmodulation von digitalen Daten* Das entsprechend der vorliegenden Anmeldung erzeugte Leitungssignal ist jedoch ganz anders als die nach den beiden genannten Anmeldungen erzeugten Signale. Während die nach den genannten Anmeldungen erzeugten Leitungssignale ebenfalls eine durchgehende Phase haben, ist die Phase in diesen früheren Anmeldungen nicht immer gleich Null an den Bit-tJbergangspunkten, wie dies bei der vorliegenden Erfindung der Fall ist. Außerdem hat weder die Markierungs- noch die Pausenfrequenz eine ganze Periodenzahl per Daten-Bit, während in der vorliegenden Erfindung sowohl die Markierungs- als auch die Pausenfrequenz eine ganze Periodenzahl für 3edes Daten-Bit enthalten. Zusätzlich zu den oben genannten Unterschieden der'Leitungssignale werden in der vor-

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liegenden Erfindung Codierverfahren angewendet, die von denen der früheren Anmeldungen wesentliche Abweichungen aufweisen. Aus diesem Grunde stellt die vorliegende Erfindung eine erhebliche Verbesserung der in den früheren Anmeldungen vorgeschlagenen Verfahren dar·

Durch die Stabilität des genannten Signals wird die Erkennung der Information erleichtert, auch wenn konventionelle Erkennungsverfahren benutzt werden. Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung kann eine zusätzliche Verbesserung dadurch erreicht werden, daß das Vorhandensein von kontinuierlichen und diskreten !Peilen des orthogonalen PH-Signals ausgenutzt wird. Der kontinuierliche Teil enthält die Information. Die diskreten Teile sind zwei stetige Töne, d.h. zwei Frequenzen, die zu jeder Zeit vorhanden sind und genau die gleichen Werte wie die Harkierungs- bzw. Pausenfrequenzen haben. Das bedeutet, daß die beiden stetigen Frequenzen an den gleichen beiden Punkten des Spektrums erscheinen wie die Harkierungs- und Pausenfrequenzen· Diese beiden Töne sind mit den die Information enthaltenden Frequenzen kohärent und enthalten die Hälfte der Gesamtleistung. Der Frequenzunterschied zwischen den beiden diskreten Teilen des Signals entspricht der Bit-Geschwindigkeit, und diese Information kann dazu benutzt werden, für das Erkennungsverfahren eine Bit-Taktreferenzfrequenz mit konstanter Phase zu liefern.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung liegt darin, daß die genannten Eigenschaften des übertragenen Signals dazu verwendet werden, die binären Daten durch differentiell-kohärente oder absolutkohärente Verfahren zu erkennen.

In diesem Zusammenhang wird erwähnt, daß ein different!ellkohärent#s Erkennungsverfahren in der U.S.-Anmeldung mit der Seriennummer 434 595 desselben Erfinders beschrieben ist (Anmeldedatumί 23.2.1965). Das differentiell-kohärente•Erkennungsverfahren nach der vorliegenden Erfindung bezieht sich

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aber auf ein Leitung β signal mit anderen Eigenschaften. Außerdem geht aus der nachfolgenden Beschreibung hervor, daß das bei der vorliegenden Krfindung angewendete Erkennungsverf anren mit einer Verzögerung τοη einem kalben Bit arbeitet, um die erwünschte Beziehung herzustellen, während in der älteren Anmeldung eine Verzögerung τοη einem Bit benutzt wird· Die dif f erentiell-kehärenten Erkennuagsverf ahren nach der vorliegenden Erfindung und nach der älteren Anmeldung sind also nicht gegeneinander austauschbar·

Weitere Aufgaben und Vorteile der Erfindung gehen aus der nachfolgenden !Figurenbeschreibung hervor, die sich auf die beigefügten Zeichnungen bezieht. Es zeigt:

Pig. 1 ein Blockschaltbild einer bekannten FM-Batentibertragungsanordnungj

Pig. 2 ein Blockschaltbild einer Anordnung zum umwandeln binärer Baten in ein orthogonales FM-Signal. Sie Anordnung enthält einen Rechteckwellenträger.

Fig· 5 ist eine Darstellung der Wellenformen an verschiedenen Punkten des Blockschaltbildes der Figur 2.

Fig· 4 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Anordnung zum Umwandeln von binären, Baten in ein orthogonales FM-Signal. In dieser Anordnung wird ein Sinusträger verwendet ·

Fig. 5 zeigt eine Barstellung der Wellenformen, wie sie an entsprechenden Punkten dee Blockschaltbildes der Figur erscheinen·

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild einer dritten Anordnung zum Umwandeln von binären Baten in ein orthogonales FH-Signal, in der kein Träger verwendet wird.

Fig. 7 zeigt eine Barstellung der Wellenformen, wie sie an verschiedenen Punkten des Blockschaltbildes der Figur erscheinen.

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Pig. 8 zeigt die verschiedenen Wellenformen in einem System, in dem die erfindungsgemäßen Verfahren angewendet werden· Diese Darstellung mach das differentiellkohärente Erkennungsverfahren deutlich, das in Figur gezeigt ist.

Jig· 9 zeigt ein Blockschaltbild einer nicht kohärenten Anordnung, die zum Erkennen des orthogonalen FM-Signala benutzt werden kann·

Pig. 10 zeigt ein Blockschaltbild einer differentiellkohärenten Erkennungsanordnung.

Pig· 11 zeigt ein Blockschaltbild einer kohärenten Anordnung mit absoluter Referenz, mit der das Erkennen des orthogonalen PM-Signals vorgenommen werden kann»

Bei einem PM-Datenübertragungssystem werden die binären Daten in ein PH-Signal zum Übertragen über ein zwischengeschaltetes übertragungsmittel umgewandelt und am Empfangsort wieder in die ursprünglich· Information zurückverwandelt. In der Pigur 1 ist dargestellt, wie diese Aufgabe üblicherweise bewältigt wurde· Der PH-Generator 100 besteht im wesentlichen aus zwei Oszillatoren oder aus einem einzigen umschaltbaren Oszillator· Die Frequenz* Pl stellt den Markie runge zustand dar und die Frequenz P2 den Pausenzustand. Am anderen lade des Übertragungemi ttels 101 wird das Signal in den meisten Fällen mit Hilfe eines Diskriminator« oder eines Nulldurchgangsdetektors 102, eines Tiefpassfilters 103 und eines binären Begrenzers empfangen. Der Takt 105 am Empfangsende wird durch die Information gesteuert, die vom binären Datenausgang 106 abgeleitet wird. Es handelt sich hier also um eine Anlage nach dem Rückkopplungverfahren, und die Rückkopplung ist in der Pigur 1 schematisch durch die Verbindungen 107 und 108 angedeutet· Ein solches Rückkopplungsverfahren hat den Nachteil, daß die Steuerung des Taktes den Veränderungen der erkannten Daten folgt. Darum ist eine verhältnismäßig lange binäre Datenmenge erforderlich, um am Anfarig die Referenzfrequenz

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für den Datentakt einzustellen und die Genauigkeit der Referenzfrequenz zu sichern. In der machfolgenden Beschreibung wird dargelegt, daß gemäß, der Erfindung die Dauerfrequenzen . der diskreten Seile oder Komponente des orthogonalen M-Signals entgegen dem Bekannten dazu benutzt werden können, in der Art einer Vorwärtsregelung Frequenz und Phase des Datentaktes im Empfänger genau zu steuern.

In der nachfolgenden Beschreibung verschiedener Ausführungsformen der erfindungsgemäßem FM-Datenübertragungsverfehren werden die Mittel zum Erzeugen des orthogonalen M-Signals und die Mittel zum Erkennen oder Demodulieren getrennt diskutiert, weil jedes der erzeugenden Mittel mit jedem d*r erkennenden oder demodulierenden Mittel dazu verwendet werden kann, ein Datenübertragung^»ystem zur Durchführung der erfindungsgemäßen Verfahren zu schaffen. Nach der Beschreibung der erzeugenden Mittel folgt eine mathematische Analyse der Grundsätze, auf die die Erfindung aufbaut, und schließlich werden die Verfahren zum Erkennen oder Demodulieren beschrieben*

Sendeverfahren

Zur Erläuterung der Erfindung werden drei Verfahrensbeispiele zum Erzeugen von binären orthogonalen FM-Signalen auf der Sendeseite beschrieben. Bei jsitam&ier drei als Beispiel beschriebenen Verfahren wird das orthogonale FM-Signal durch die Kombination von speichernder, digitaler Codierung mit einem geeigneten analogen Vorgang erzeugt. Die ursprüngliche Eingabe von binären Daten, die aus Markierungen und Pausen mit 1/T Baud besteht, wird behandelt, als sei sie ein Datensignal von 2/T Baud. Mit anderen Worten, es wird angenommen,, daß jede Markierung aus zwei binären Einsen besteht und jede Pause aus zwei binären Hüllen, wobei jede binäre Ziffer nicht eine Dauer von T, sondern, von T/2 Sekunden hat. Eine^olge wie MMSMSSM (M = Markierung und S = Pause) mit 1/T₁ Baud wird also als eine Folge 11110011000011 mit 2/T Baud behandelt.

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Obgleich die digitalen Codierverfahren in den drei Verfahrensbei spiel en in Einzelheiten voneinander abweichen,, verwenden alle drei einen Datentakt, der die eingegebenen binären Daten mit 2/Τ Impulsen pro Sekunde abtastet, und ein Flip-Flop (bistabiler Multivibrator), das in komplementärer Weise durch eine geeignete Kombination binärer Daten und Taktimpulse gesteuert wird. Die mit einer Geschwindigkeit von 2/T Baud auftretenden Ausgangssignale dieses Flip-Flop bestehen aus Einsen und Hüllen, d.i.. die Ausgabegeschwindigkeit ist doppelt so hoch wie die ursprüngliche Geschwindigkeit des Datensignals. Das Ergebnis ist, daß eine Speicherung in das Signal eingeführt wird und die Markierungs- und Pausenzustände der ursprünglichen Daten am Ausgang des Flip-Flop als binäre Ziffern 10 bzw. 00 dargestellt sind. Wo das Auftreten von Markierungen und Pausen in den ursprünglichen binären Daten gleich wahrscheinlich ist, enthalten ihre binären Darstellungen amAusgang des Flip-Flop dreimal so viele binäre Hüllen wie Einsen. Außerdem tritt immer eine ungerade Anzahl von Hüllen zwischen aufeinanderfolgenden binären Einsen auf, und zwei aufeinanderfolgende Einsen kommen nie vor.

In den ersten beiden Beispielen erzeugt die digitale Codierung einen zweiphasig modulierten Träger, der in dem in den Figuren 2 und 3 dargestellten Beispiel ein rechteckiger Signalträger und in dem Beispiel der Figuren 4 und 5 ein sinusförmiger Signalträger ist. In dem zweiphasig modulierten Träger beider Beispiele ist eine Markierung der ursprünglichen binären Daten phasenmäßig durch 10 und eine Pause durch den Code 00 dargestellt. Die binäre Eins in diesem Code ist 0° und die binäre Hull 180° Phase. Es wird auf Zeile (f) in den Figuren 3 und 5 hingewiesen.

Im dritten Beispiel, das in den Figuren 6 und 7 dargestellt ist, erzeugt die digitale Codierung eine Reihe schmaler positiver oder negativer Impulse gleicher Größe; eine Markierung-in den ursprünglichen binären Daten ist durch 10 dargestellt, d.h. in diesem Fall folgt ein negativer einem positiven Impuls, und

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eine Pause wird durch OO dargestellt, d.h. durch, zwei aufeinanderfolgende negative Impulse. In diesem letzten Beispiel wird, streng genommen, kein !Träger benutzt, man kann jedoch sagen, daß praktisch ein zweiphasig modulierter Träger vorgetäuscht wird. In allen drei Beispielen wird nur eine Frequenzquelle verwendet. Im ersten und zweiten Beispiel wird die Trägerquelle hierzu benutzt, wobei der Datentakt mit Hilfe eines Frequenzteilers von der Trägerquelle abgeleitet wird. Im dritten Beispiel, wo kein Träger verwendet wird, dient der Datentakt selbst als die einzige Frequenzquelle.

Im Schluß wird bei allen drei Beispielen das mit der doppelten ursprünglichen Bit-Geschwindigkeit modulierte Signal zur analogen Verarbeitung durch ein ümwandlungsfilter geschickt. Dieses Filter wandelt das codierte Signal in ein binäres FH-Signal mit der ursprünglichen Bit-Geschwindigkeit um, das zwei orthogonale Frequenzen und vorbestimmte Phasen an den Übergangspunkten hat. Dieses binäre FM-Signal wird über das Übertragungsmittel übertragen.

Es werden jetzt Einzelheiten des in Figuren 2 und 3 dargestellten Beispiels beschrieben. Daten von'der Binärquelle 21 (Figur 2) werden einem Eingang 22 eines HKD-Gatters 23 zugeführt. Ein Datentaktimpulsgenerator 26 führt einem Eingang 24· des TJHD-Gatters 23 Taktimpulse mit zweifacher Binärdatengeschwindigkeit zu. Der Datentaktimpulsgenerator 26 wiederum wird von einem Datentaktgenerator 28 über einen Frequenzteiler 27 angesteuert. Die Datentaktimpulse sind gegenüber den binären Daten geringfügig verzögert, so daß ein Markierungs- oder Pausenzustandswechsel dem Datentaktimpuls an diesem Punkt zuvorkommt. Graphisch ist dies durch die Linien (a) und (b) der Figur 3 dargestellt. Eine solche Verzögerung kann entweder durch die normale Verzögerung des Frequenzteilers oder Zählers zum Ableiten der Datentaktfrequenz vom Träger oder durch einen gesonderten Zeitverzögerungskreis erzeugt werden. Die Länge der Verzögerung ist nicht kritisch; es sollte nur sichergestellt sein, daß der Datentaktimpuls nach dem Binärdatenwechsel und

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zwischen Trägertaktimpulsen auftritt. Für jede "binäre Markierung sind also zwei Ausgangsimpulse an der Leitung 25 vorhanden, die mit der gleichen Geschwindigkeit wie der Datentakt auftreten. Ein ODER-Gatter 31 verarbeitet die Impulse von Leitung 25 und einer Ausgangsleitung 29 des Trägertaktgenerators 28. Der Trägertakt und der Binärdatentakt werden synchronisiert, und die Impulsgeschwindigkeit ist ein ganzes Vielfach der Dateütaktgeschwindigkeit. In der Praxis würde ein Binärdatentakt, der in Figur 2 nicht gezeigt ist, zusätzlich zum Datentakt und Trägertakt benutzt werden. Dieser Binärdatenträger hätte eine Impulsgeschwindigkeit, die 1/I entspräche, und diente zum Steuern der binären Daten? auch dieser Binärdatentakt würde vom Trägertakt abgeleitet und mit diesem synchronisiert werden. Für das Beispiel gemäß den Figuren 2 und 3 wurde eine Impulswiederholungsgeschwindigkeit des Irägertaktes von 6/T gewählt, was durch die Zeile (d) der Figur 3 dargestellt ist. Das Teilerverhältnis des Frequenzteilers 27, der eine Datentaktimpulsgeschwindigkeit von 2/T erzeugen muß, ist also 3:1*

Da der Datentakt vom Trägertakt abgeleitet wird, ist das Frequenz- und Phasenverhältnis der beiden gekoppelt. Wie jedoch bereits beschrieben wurde, ist das Verfahren zum Ableiten des Datentaktes vom Träger so entworfen, daß der Datentakt verzöger«, wird und die Ausgangsimpulse nicht mit dem Trägertakt zusammenfallen· Auf die Weise hat ein Ausgangs impuls vom UND-Gatter 23 einen geringen zeitlichen Abstand von einem Ausgangssignal des Trägertaktes 28, und beide erscheinen am Ausgang des ODER-Gatters 31 in diesem zeitlichen Verhältnis zueinander, wie bei (e) in Figur 3 dargestellt ist. Ein Flip-Flop 33 ändert seinen Zustand jedesmal, wenn an seiner Eingangsleitung 32 ein Impuls auftritt. Ein solcher Impuls ist für jeden positiven Impuls vom Trägertakt 28 vorhanden. Wenn nur der Trägertakt das Flip-Flop 33 beeinflusste, würde es durch jedes Ausgangesignal des Trägertaktgenerators 28 einmal umgeschaltet· Wegen der Verzögerung bei der Datentaktausgabe jedoch treten die Impulse vom UND-Gatter 23, die die binäre Markierung darstellen, sswischen denen vom Trägertaktgenerator auf. Das

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Yorhandensein eines Impulses vom OHD-Gatter bewirkt einen sofortigen Zustandswechsel des !lip-Flop. Als Ergebnis erscheint am Ausgang 34 des Flip-Flop 33 eine zweiphasig modulierte Rechteckwelle, die in der Zeile (f) der Figur 3 gezeigt ist. Der Frequenzteilungseffekt des Flip-Flop bewirkt, daß dies Signal eine Grund- oder Trägerfrequenz hat, die der MIfte der Impulswiederholungsgeschwindigkeit des das Flip-Flop steuernden Trägertaktes entspricht. Die Eigenschaften des in Zeile (f) der Figur 3 dargestellten Rechteeksignals werden später noch deutlicher herausgestellt werden, wenn dies zweiphasig modulierte Rechtecksignal mit dem zweiphasig modulierten sinusförmigen Signal (f) der Figur 5 verglichen wird.

Aus der bisherigen Beschreibung geht hervor, daß in diesem Beispiel die Trägerfrequenz f_rt des rechteckförmigen Signals in Zeile (f) der Figur 3 gleich 3/Τ ist. Allgemeiner ausgedrückt und wie im nachfolgenden mathematischen Teil dieser Beschreibung genau erklärt wird - heisst dies, daß die Trägerfrequenz entsprechend dem Verhältnis f* = n/T gewählt ist, wobei n, die Anzahl der Trägerperioden per Bit, ein Ganzes gleich oder größer als 2 ist.

Das in Zeile (f) der Figur 3 dargestellte Signal, das mit zweifacher Bit-Geschwindigkeit zweiphasig moduliert wurde, kann unmittelbar einer Analogumwandlungsvorrichtung 35 zugeführt werden, die in diesem Fall ein Bandpaßfilter geeigneter Art und Bandbreite ist. Das Ausgangssignal des Umwandlungsfilters 35 ist ein FM-Signal, in dem Markierungs- und Pausenfrequenz durch zwei orthogonale Wellenformen sinusförmig dargestellt sind, s. dazu Zeile (g) der Figur 3-

Das Bandpaßfilter ist so ausgelegt, daß es die Trägerfrequenz und eine von zwei Seitenbandfrequenzen passieren läßt. In der mathematischen Analyse, wo das obere Seitenband als Beispiel dient, wird im einzelnen klargestellt, daß die Harkierungsfrequenz f^ der Trägerfrequenz £„ entspricht, während die Pausenfrequenz f2 der oberen Frequenz entspricht f^ = f„ + l/T,

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^; fi09803/(U*3

Beim unteren Seitenband ist die Pausenfrequenz f« gleich der !Trägerfrequenz £q und die Markierungsfrequenz f₁ wird gl-eich der unteren Frequenz f^ = f_c - 1/T. Daraus geht hervor, daß für die Darstellung in Zeile (g) die Auswahl des oberen Seitenbandes durch das Umwandlungsfilter 35 angenommen wurde; denn in dem dieser Figur zugrunde liegenden Beispiel (s.Figur 3) ist die Markierungsfrequenz f ₁ = f_c = 3/T und die Pausenfrequenz f_g = f_ß + 1/T = 4/Τ.

Wie bereits erwähnt wurde, ist die Trägerfrequenz £„ nach dem Verhältnis f« = n/T ausgewählt worden, wobei η ein Ganzes gleich oder größer als 2 ist. Diese Forderung muß erfüllt sein, weil sowohl die Markierungsfrequenz f^ als aueh die Pausenfrequenz f« eine ganze Periodenzahl per Bit haben muß. Da die niedrigere dieser beiden Frequenzen f^ = f_Q - 1/T wird, könnte diese Forderung mit einer Trägerfrequenz £q, die niedriger als 2/T ist, nicht erfüllt werden. Die Anzahl η von Perioden pro ursprünglichem Daten-Bit kann also jedes Ganze außer 1 sein, z.B. 2, 3» 4, 5» 6 usw..

Das Leitungssignal weist vollständige Perioden je Bit auf, in dem in den Figuren 2 und 3 dargestellten Beispiel sind es 3 oder 4« Die Phase dieses Signals an den Bit-iibergangspunkten ist immer gleich Null. Die Wellenform des Signals hat eine durchgehende Phase, und beide Frequenzen sind mit der Bit-Geschwindigkeit (1/T) gekoppelt, so daß Intersymbolstörungen kaum vorhanden sind.

Die Beispiele dieser Erfindung können auf zwei verschiedene Arten betrieben werden. So kann z.B. das UND-Gatter 23 in Figur so ausgelegt sein, daß es an Leitung 25 ein Ausgangssignal erzeugt, wenn entweder positive oder negative Eingangssignale von der Datenquelle 21 und dem Datentaktgenerator 26 zusammentreffen. Um die Beschreibung zu vereinfachen, wird angenommen, daß nur positive Eingangssignale ein Ausgangssignal erzeugen.

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Selbstverständlieh kann das erfindungsgemäße Verfahren für irgendeine der beiden Polaritäten ausgelegt sein. Der Markierungszustand der binären Datenquelle und das Ausgangssignal des Datentaktimpulsgenerators werden als positiv angenommen.

In den Figuren 4 und 5 wird eine zweite Anordnung gezeigt, mit der ein orthogonales FM-Signal erzeugt werden kann, das ein Binärdateneingangssignal darstellt. In diesem Beispiel wird ein Generator 409 (Figur 4) verwendet, der einen sinusförmigen Träger erzeugt und eine Frequenz von f« = n/T hat, wobei η wieder ein Ganzes gleich oder größer als 2 ist. Wie im vorigen Beispiel sei auch hier angenommen, daß η = 3 ist. Die Datentaktimpulsgeschwindigkeit ist wieder doppelt so groß wie die der Binärdatenquelle 401. Die Beziehungen dieser Signale zueinander sind in den Zeilen (a), (b) und (e) der Figur 5 dargestellt. Dort ist auch gezeigt, daß die binären Daten und der Träger gleichphasig sind und daß die vom Träger abgeleiteten Taktimpulse demgegenüber geringfügig verzögert sind. Der Datentaktimpulsgenerator 406 wird über einen Frequenzteiler 407 vom Sinusträgergenerator 409 gesteuert. In diesem Beispiel wird der sinusförmige Träger dem Söhaltmodulator über die Leitung 412 unmittelbar und dem Frequenzteiler 407 über einen zwischengeschalteten Frequenzverdoppler zugeführt. Dieser Frequenzverdoppler ist zwar in Figur 4 nicht gezeigt, ist aber im Block 409 enthalten. Wenn die Frequenz des sinusförmigen Trägers ±q ursprünglich 3/T war, dann ist sie also am Eingang des Frequenzteilers 407 gleich 6/Τ, und wenn die Untersetzung im Frequenzteiler 3:1 betragt, wird die Datentaktgeschwindigkeit 6/T s 3= 2/T. Das gleiche Ergebnis könnte auch durch eine Frequenzverdopplung an der Ausgangsseite des Frequenzteilers 407 erzielt werden.

Wie es bereits für das in Figur 2 dargestellte Beispiel gesagt wurde, erzeugt auch bei diesem Beispiel das Zusammentreffen binärer Daten von der Binärdatenquelle 401 mit Datentaktimpuleen vom Datentaktgenerator 406 am Eingang zum UND-Gatter 403

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einen Ausgangsimpuls an der Leitung 405· Zwei solcher Impulse treten für jede Biiiärdatenmarkierung auf. Bei jedem Impuls schaltet das Flip-Flop 408 um, und die ursprünglichen binären Daten werden in binäre Ziffern umgewandelt, bei denen 10 einen Markierungszustand und 00 einen Pausenzustand darstellen. Dies ist graphisch bei (d) in Figur 5 dargestellt.

Das Ausgangssignal am Ausgang 410 des Flip-Flop 408 moduliert den sinusförmigen Iräger im Schaltmodulator 411· Die Markierung-Pausen-Übergänge des Flip-Flop-Signals bewirken eine Phasenumkehrung von 180° des !Prägers in der Ausgangssignalleitung 413 vom Schaltmodulator, s. (f) in Figur 5· Durch Verarbeiten dieses Signals in einem Umwandlungsfilter 414 ■ in dem entweder das obere oder das untere Seitenband ausgewählt wird - wird ein orthogonales FM-Ausgangssignal mit den gleichen Eigenschaften an 415 erzeugt,wie sie im Zusammenhang mit dem Schaltkreis der Figur 2 beschrieben wurden. Auch in diesem Beispiel wurde für die Darstellung der Zeile (g) in Figur 5 angenommen, daß das obere Seitenband vom Filter414 ausgewählt wurde·

Hier soll noch einmal kurz auf das in den Figuren 2 und 3 gezeigte Beispiel eingegangen werden. Es wurde gesagt, daß die Zeile ^{"^ der Figur 3 einen Rechtecksignalträger zeigt, der so zweiphasig moduliert ist, daß 10 einrMarkierung und 00 eine Pause darstellt, wobei die binäre Eins dieses Codes durch 0°- Phase und die binäre Hull durch 180°-Phase dargestellt ist. Dieser Phasenwechsel wird durch die Datentaktimpulse bewirkt, die während des Markierintervalls auftreten. In Zeile (f) der Figur 3 tritt am Anfang und in der Mitte jeder Binärdatenaarkierung ein schmaler Impuls auf, während bei Pause die Impulsbreiten gleichmäßig sind. Auf analytischem Wege kann nachgewiesen werden, daß beim Auftreten des schmalen Impulses ein Phasenwechsel von 180° auftritt. Dies wird deutlich, wenn (f) der Figur 3 mit (f) der Figur 5 verglichen wird. Wenn die in Figur 3 dargestellte Impulswellenform durch ein Verzögerungs-

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netzwerk geschickt würde, so daß für den schmalen Impuls die volle Impulsamplitude nicht erreicht würde, sondern nur für den breiten Impuls, dann gliche sie der in (f) der Figur 5 gezeigten Wellenform. Die Zeile (f) in Figur 5 macht klar, daß sich die Phase der Wellenform während der ersten Hälfte der Daten Markierung um 180° von der zweiten Hälfte derselben Daten Markierung unterscheidet. Während der Daten Pause ändert sich die Phase nicht, und der Pausenzustand hat die gleiche Phase wie die zweite Hälfte der Daten Markierung. Unabhängig davon, welche Trägerart und welches digitale Codierverfahren verwendet werden, ist also jeder Zustand der ursprünglichen binären Daten durch zwei binäre Ziffern dargestellt, wobei Markierung und 00 Pause bedeutet.

Eine dritte Anordnung zum Ableiten des orthogonalen FM-Signals ist in den Figuren 6 und 7 dargestellt. Eine Binärdatenquelle 601, ein Datentaktimpulsgenerator 606, ein UMD-Gatter 603 und ein Flip-Flop 608 wirken zusammen wie es für die entsprechenden Elemente in Figur 4 beschrieben wurde; d.h. es wird ein Ausgangesignal erzeugt, in dem die binären Ziffern 10 Markierung und 00 Pause darstellen. Dies ist durch (a), (b), (c) und (d) in Figur 7 illustriert. Das Flip-Flop-Ausgangssignal und ein von einem Verzögerungsnetzwerk 607 verzögerter Taktimpuls werden einem UUD-Gatter 614 zugeführt. Die durch das Netzwerk 607 "bewirkte Verzögerung reicht aus, um an einer Ausgangsleitung des Gatters 614 nur dann einen Impuls auftreten zu lassen, wenn im Flip-Flop-Ausgangssignal eine Eins erscheint, d.h. während der ersten Hälfte jeder Markierung. Dies wird in (f) der Figur 7 gezeigt.

Die Ausgangssignale vom Flip-Flop als auch die vom Verzögerungsnetzwerk werden außerdem den Invertern 609 bzw. 610 und von dort einem Koinzidenzgatter 611 zugeführt. Der Inverter 610 kehrt die Polarität des verzögerten Datentaktimpulses um. Das Koinzidenzgatter 611 ist so ausgelegt, daß es diese invertierten, d.h. negativen Impulse über eine Leitung 618 durchläßt, wenn das invertierte Flip-Flop-Signal - wie in Zeile (g) der Figur gezeigt ·

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seinen oberen Amplitudenwert hat. Dadurch erscheint am Ausgang von 611 für Jede Null in der Zeile (d) ein negativer Impuls, wie dies bei (i) in Figur 7 gezeigt ist. Die Ausgangssignale der UND-Gatter 61-1 und 614 werden in einem ODER-Gatter 616 kombiniert, so daß sie eine Impulsreihe von positiven und negativen Impulsen erzeugen. Die Impulse treten mit doppelter Binärdatengeschwindigkeit auf; eine Markierung ist durch einen positiven und einen negativen Impuls, eine Pause durch zwei negative Impulse dargestellt. Über eine leitung 617 wird dies Signal einem Umwandlungsfilter 619 zugeführt - das so ausgelegt ist, daß es den gewünschten Frequenzbereiche auswählt - und ergibt an einer leitung 620 das bei (k) in Figur 7 gezeigte Ausgangssignal. Hierbei wurde wieder angenommen, daß das obere Seitenband im Umwandlungsfilter ausgewählt wurde. Auf diese Weise wird ein orthogonales FM-Signal erzeugt, das die gleichen Eigenschaften besitzt wie die durch die beiden vorhergehenden Verfahren erzeugten Signale.

Aus der Beschreibung des letzten Beispiels geht hervor, daß kein Träger verwendet wird, daß aber die Trägerwirkung durch andere Schaltkreise simuliert wird. In diesem dritten Beispiel dient also der Datentaktgenerator als einzige Quelle für die verschiedenen Frequenzen; ein Frequenzteiler wird nicht benötigt.

Mathematische Analyse

Das Entstehen des Signals kann auch auf analytischem Wege gezeigt werden. Um die Analyse möglichst einfach zu halten, sei angenommen, daß die ursprüngliche Dateneingabe aus unabhängig voneinander und mit einer Wahrscheinlichkeit von 1/2 auftretenden Markierungen und Pausen besteht. Entsprechend der Codierung und Erzeugung des zweiphasig modulierten Einfrequenzsignals sind die Wellenformen g_M(t) und g_g(t) für Markierung bzw. Pause:

g_M(*) ^s [^u(*) - 2u(t - f) + u(t-T)J f(t) (1) g_s(t) = -fi(t) - u(t - T)J f(t) (2)

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U62422

Hierbei ist u(t) - Einheitsschritt,

f(t) « Träger, der eine von drei möglichen Wellenformen haben kann, d.h. rechteckig, sinusförmig ist (beide Bit einer ganzen Zahl an Trägerperioden per Bit) oder einen schmalen Impuls kennzeichnet,

T a Intervall der binären Daten,

kT it<(k+i)!, wobei k eine ganze Zahl ist·

Es sei angenommen, daß a eine zufällige Impulsfolge ist, dl« Werte τοη +1 oder -1 enthält, welche dem Auftreten τοη Markierungen und Pausen in den Zifferntakten entsprechen* . Bann ist während jeder Zeitfolge mit der Bauer Ϊ die Wellenform m(t)i

m(t) - 1-f-Ä g_M(t) + J-£-& g_s(t) (3)

für kl £ t <(k + 1)T

Ba a eint ZufallsTeränderllche let» die +1-Werte mit gleicher Wahrscheinlichkeit und unabhängig in jeder.Bit-Zeitfolge annehmen kann j

m(t) * A₁Ct) + 8JB₂Ct) (4)

_wo

ist. .

BIe Komponente rn^t) ist von der Zufallereränderliohen a unabhängig und liefert die diskreten feile der spektralen Monte· Bie kontinuierliche Komponente ist m-Ct), so daß aus (1), (2) und (6) abgeleitet werden kennt

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U62422

M₂(t) -/> <t) - u(t - §)J f(t) (7)

für kT^ t*(k + 1)1

5s ist bekannt, s· zum Beispiel den Aufsatz von H.J.Pushman "Spectral Density Distributions of Signals for Binary Data !Transmission" im Journal of British IBS, Band 25» Februar 1963t Seiten 155-165, daß die einseitige Spektrumsdichte V(f) durch:

W(f) .IiB₁I- |f(f)| ² (8)

gegeben ist, wobei der Strich den Gesamtdurehsehnitt anzeigt«

Der kontinuierliche Seil der spektralen Dichte ist also:

N-1 N-1
J / / · ■ -ψ» / β \ "fjtM i <# \ _Ä"" «I \ ^

wobei a mit dem Index die Torher definierte Zufallsveränderliche und P(f) die Pourier-Veränderliche der Wellenform ist, die in diesem Pail bei (7) erscheint. Aber ajjjaj = 8 ^ wegen der Unabhängigkeit und der gleichen Wahrscheinlichkeit von Markierung und Pause· Deswegen wird (9)*

Der Ausdruck (7) kann ein sinusförmiges Signal, ein Rechteckslgnal oder einen Impuls darstellen, die alle die gleiche Einheitsamplitude haben. Für sinus- uM reehteckfö'rmlge Signale gilt die Einschränkung, daß die Trägerfrequenz f_c = n/T ist» wobei η ein Ganzes gleich oder größer als 2 ist. Wenn (7) verwendet wird, sind die Vourier-Veränderlißhen für die drei betreffenden Impulse:

-19-BAD ORIGINAL

909803/0403

J₁Cf)

für Rechteckwelle

co»

η gerade
η ungerade

(11)

für Sinuswelle

² /sin²£f!D/2\ η gerade

\cos

η ungerade
(12)

(13)

wobeiX die Dauer des Impulses undT<C!D/2 ist.

Wenn Impulse verwendet werden, hängt die Dauer T für jedes einseine System von η ab und muß so bemessen sein, daß der Lückeneffeiet vermieden wird.

Zusammenfassend heisst dies, daß die kontinuierliche Komponente der spektralen Dichte am Eingang sum Umwandlungsfilter bei in Figur 2, 413 in Figur 4 oder 617 in Figur 6 durch (10) ausgedrückt ist, mit (11), (12) oder (13) als F(f), je nachdem, welche Impulswellenform benutst wird.

Die analoge umwandlung des Signals ist der nächste Schritt, und es ist wichtig, die gewünschte spektrale Dichte am Ausgang des Umwandlungsfilters abzuleiten. Hierwerden die Markierungen und Pausen durch zwei orthogonale Wellenformen dargestellt, d.h. durch sinusförmige Formen, die durch die Bit-Geschwindigkeit frequenzmäßig getrennt sind und deren Phase an den Bit-Durchgangspunkten 0° ist. Die beiden erwünschten binären, orthogonalen Wellenformen am Ausgang des Umwandlungefilters können wie folgt ausgedrückt werden:

(14)

« sin für Markierung

-20-

9038037 CU β 3

S₂(t) β ein für Pause

(15)

für nT* t<(n + 1)3? /η + i

wobei m

η - 1;

für oberes Seitenband
für unteres Seitenband

Die kontinuierliche Komponente der spektralen Dichte für die binäre Frequenzmodulation mit den Wellenformen (14) und (15) isti

(16)

hierbei ist

T sin 7Tf

mit η als ein Ganzes und -

(17)

Die gewünschten Eigenschaften des Umwandlungsfilters H(f) für das obere oder untere Seitenband in Figur 1 werden durch (11) und (16) ausgedrückt, und

W₀ (f)

H(f )

G(fJ KfJ

(18)

wobei G(f) in (17) und P(f) entweder in (12), (13), oder (14) vorkommt. Wenn der Ausdruck (18) angewendet wird, ist es vorteilhaft, den folgenden Ausdruck zu verwenden!

Ee sei

~ * ar

wobei m =

η + 1 j für oberes Seitenband

η - 1/ für unteres
^ Seitenband.

% f T/2 \ η gerade 8±n%£T/2J η ungerade

η = Anzahl der Trägerperioden per Bit.

Μ/

H62422

Wenn die Konstanten außer acht gelassen werden, dann sind die Eigenschaften der drei TJmwandlungsf liter einfach wie folgt aus zudrücken:

Rechteckwellenträger H₂Cf)

-ί>

2 2

(20)

Sinuswellenträger

1 f £ ||^ und Hull anderswo, für oberes Seitenband

£ f < 2n+1 und Hull anderswo, für unteres Seitenhand

Wenn angenommen wird, daß die Impulse mit der Bauer X schmal genug sind, daß (H) in dem erwünschten Bandpaß fast flach ist, dann ist der Ausdruck (17) eine gute Annäherung für das Tilter |H₅(f)[². Für große n-¥erte werden die Ausdrücke (19) und (20) fast gleich.

Allgemein gilt, daß die Trequenzdämpfungseigenschaften H(f) des Umwandlungsfilters unsymmetrisch sind, wenn nicht die Wellenform (13) mit schmalen Impulsen verwendet wird. Dies führt in der Praxis jedoch, kaum su Schwierigkelten. Es hat sich herausgestellt, daß ein symmetrisches filter ohne merkbare Qualitätsverminderung verwendet werden kann, wenn pro Bit eine große Anzahl von. Trägerperioden erscheint. Solehe filter haben die folgenden Eigenschaften:

Γι T»/2 S_nCf) ·. £ (1 + sia#ff)J

für oberes Seitenband

<2t >

für

— f -^

und lull anderswo

-22-

H62422

= 1% (1 - ein "if T)J

(22)

für unteres Seitenband

für

f -

Null anderswo.

Empfangsverfahren

Das orthogonale EM-Signal kann durch konventionelle Verfahren ausgewertet werden, wie z.B. durch das bekannte Nulldurehgangsrerfahren, das in Figur 1 dargestellt ist. Dies Verfahren hat jedoch zwei Nachteile. Erstens wird die Taktgabeinformation rom rekonstruierten Binärdatensignal abgeleitet. Dies ist eine Bückkopplungsmethode, und die Korrektur der Taktfrequenz erfolgt abhängig von den Daten. Auf diese Weise kommen Zeitgabefehler selbst dann vor, wenn ausgedehnte Vorkehrungen getroffen wurden, diesen Effekt so klein wie möglich zu halten. Zweitens ist bekannt, daß das Ableiten einer einigermaßen genauen Taktgabeinformation einen erheblichen Aufwand erfordert. Die erfindungsgemäBen Verfahren umgehen diese Probleme.

Wie ia vorhergehenden Text erklärt wurde, enthält das orthogonale, synchrone, frequenzmodulierte Signal diskrete und kontinuierliche Komponenten. .Die kontinuierliche Komponente ist das orthogonale, binäre, frequenziiodulierte Signal, das die Digi taldat eninf ormation enthält. Die diskreten Komponenten bestehen aus zwei Dauertönen, d.h. aus zwei Frequenzen, die dauernd vorhanden sind und genau die gleichen Werte f ₁ und f« haben wie die Markierunge- bzw. Pausenfrequenz. Diese Frequenzen stehen Bit den die Information enthaltenden Frequenzen in kohärenter Beziehung und enthalten die Hälfte der Gesamtleistung. In dem in Figur 9 dargestellten Beispiel der Erfindung sind ein Nulldurchgangsdetektor 902, ein Tiefpaßfilter 903 und ein binärer Begrenzer 904 Seile eines konventionellen lulldurchgangedetektors, und diese Bauteile könnten den in figur 1 ale bekannt dargestellten Elementen gleichen.

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In der in Figur 9 illustrierten Anordnung wird jedoch dadurch eine verbesserte Leistung erzielt, daß die dem orthogonalen FM-Signal innewohnenden Eigenschaften genutzt werden. Die diskreten Komponenten Jf₁ und f₂ des ankommenden Leitungssignals werden bei 901 durch die Bandpaßfilter 906 bzw. 907 ausgewählt. Wie vereits erklärt wurde, ist die Differenz zwischen f^ und f₂ gleich der Bit-Geschwindigkeit 1/T. Dieser Frequenzunterschied wird dadurch erreicht, daß die jeweiligen Aisgangssignale f- und f« der beiden Bandpaßfilter im Modulator 908 kombiniert werden und von den so erzielten Modulations« produkten die Differenzfrequenz durch das Bandpaßfilter 909 ausgewählt wird. Der Empfangstaktgenerator 910 wird also von der ursprünglichen Bit-Geschwindigkeit gesteuert, und der Abtastpunkt wird präzise gesteuert. Außerdem machen sich GeschwindigkeitsVeränderungen der ursprünglichen Daten in der Frequenz der diskreten Komponenten und in der Frequenzdifferenz bemerkbar* Xm Gegensatz zu anderen ⁿsynchronen" Systemen können kleine Veränderungen der Bit-Geschwindigkeit aufgefangen werden, weil der Empfangstakt von der im binären FM-Signal enthaltenen Information gesteuert wird.

Wie aus dem die Erzeugung des Leitungssignals beschreibenden Teil hervorging, wird das Verhältnis der Trägerfrequenz zu der Periode T der ursprünglichen Bit-Geschwindigkeit der binären Daten durch die Formel f_c = n/T ausgedrückt, wobei η ein Ganzes gleich oder größer als 2 ist. Obere und untere Seitenbandfrequenzen (fy und f-^) werden auf beiden Seiten des Trägers erzeugt, und jede Frequenz steht mit dem Träger und der Bit-Geschwindigkeit der binären Daten in folgendem Verhältnis:

f„ = f_c + 1/T und f_L - f₀ - 1/T

Wenn auf der Sendeseite bei dem analogen Verarbeiten das obere Seitenband ausgewählt wird, stellt die Trägerfrequenz f_Q Markierung Cf₁) und die obere Frequenz f^ = f₂ « fq + 1/T stellt Pause (f₂) dar. Bei dem unteren Seitenband stellt die

BAD ORIGINAL ~²*~

Trägerfrequenz Pause (f₂) und die untere Frequenz fj Sd₁ = f_c - l/T stellt Markierung dar. Das beschriebene Verhältnis der genannten Frequenzen macht klar, daß dann, wenn die Markierungsfrequenz f. eine gerade Zahl von Perioden per Bit hat, die Pausenfrequenz f₂ eine ungerade Zahl von Perioden per Bit hat. Graphisch wird dies durch die Leitungsfrequenzdarstellung (b) in Figur 8 aufgezeigt, wo das Ergebnis der Auswahl des oberen Seitenbandes gezeigt wird, wobei f₁ = 3/1 und f = 4/T wie in dem beschriebenen Beispiel sind. Die Umkehrung trifft auch zu, d.h., wenn die Markierungsfrequenz eine ungerade Zahl von Perioden per Bit enthält, dann hat die Pausenfrequenz eine gerade Zahl an Perioden per Bit.

Wie nachfolgend mit Bezug auf die Figuren 8 und 10 erklärt werden wird, kann diese Eigenschaft des Leitungssignals bei differentiell-kohärenter Demodulation oder Erkennung ausgenutzt werden. Dies Verfahren sowie auch das weiter unten im Zusammenhang mit Figur 11 beschriebene, mit absoluter Referenz durchgeführte Verfahren sind vorteilhaft zum Erkennen von Daten bei ungünstigem Signal-Stör-Verhältnis. Bei konventionellen Erkennungs- oder Demodulationsverfahren tritt unter solchen ungünstigen Bedingungen ein Schwellwert auf, unterhalb dessen die in einem ankommenden Signal enthaltene Nachricht verstümmelt ist und nicht sicher erkannt werden kann.

Ein Leitungssignal 1001 in Figur 10, das z.B. in der Art des bei (b) in Figur 8 gezeigten sein kann, wird gleichzeitig einer Verzögerungsleitung 1002 und einem Produktmodulator 1004 zugeführt. Mit Hilfe der Verzögerungsleitung 1002 wird eine Verzögerung von einem halben Bit erzeugt; das verzögerte Signal ist bei (c) in Figur 8 dargestellt. Die Signale (b) und (c) der Figur 8 stellen also die beiden Eingangssignale für den Produktmodulator 1004 dar. Wenn die Komponenten der beiden Eingangssignale die gleiche Frequenz haben, sind sie entweder gleichphasig oder haben einen Phasenunterschied von 180° (s. E und F in Figur 8). Wenn die Frequenz eine ungerade Zahl

-25-

von Perioden je Bit hat, in diesem Beispiel f₁, dann bedeutet es einen Phasenunterschied von 180°. Während der Zeit, wo diese Beziehung herrscht, erzeugt das Produkt der verzögerten und nicht verzögerten Signale am Abtaetpunkt ein Signal mit dem Pegel von -1/2 (s. Zeile d in Figur 8) und einer Wechselstromkomponente doppelter Frequenz. Bei einer Frequenz mit einer geraden Zahl von Perioden je Bit, fg» sind die verzögerten und nicht verzögerten Signale gleichphasig, und ihr Produkt ergibt ein Signal mit einem Pegel von +1/2 am Abtastpunkt und einer Wechselstromkomponente doppelter Frequenz. Diese Weehselstroakomponente wird in beidenFällen durch das !Tiefpaßfilter 1005 ausgeschaltet. Venn zwischen den beiden Eingangs signalen für den Produktmodulator 1004 ein Frequenzunterschied besteht, besteht das Produkt aus Wechselstromkomponenten, die die Summen- und die Differenzfrequenzen der beiden Eingangssignale sind. Die Differenzfrequenz ist gleich der Bit-Geschwindigkeit. Diese Differenzfrequenz und auch die Summenfrequenz werden durch das dem Produktmodulator nachgeschaltete Tiefpaßfilter 1005 ausgeschaltet. Das Ausgangssignal des Filters 1005 ist bei (d) der Figur 8 gezeigt. Ein Vergleich der Signale (b), (c) und (d) zeigt, daß am Ausgang des Tiefpaßfilters ein Maximum oder Minimum erscheint, wenn die beiden Frequenzen gleich sind. Dies Maximum oder Minimum ist der Abtastpunkt und identifiziert den Pausen- oder Markierungszustand des ursprünglichen Binärdatensignals. Wo die beiden Frequenzen während eines Intervalls von einem halben Bit unterschiedlieh sind, erscheint ein Übergang von Markierung zu Pause oder umgekehrt. Die Hekonstruktion der binären Daten, die bei 1007 erscheinen, erfolgt mit Binärdatengeschwindigkeit 1/T durch Abtasten des Signals (d) in einem binären Begrenzer 1006, Figur 10.

In Figur 10 ist gezeigt, daß die Bit-Taktfrequenz von der Differenzfrequenz f^ - f₂ abgeleitet wird. Hierzu werden die Bandpaßfilter 1008 und 1009t ein Modulator 1010, ein Bandpaßfilter 1011 und ein Takt 1012 so verwendet,wie es für das

Beispiel der Figur 9 beschrieben wurde·

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Weil das Leitungsfrequenzsignal diskrete Komponente enthält, können die Informationen der ursprünglichen Daten auch durch absolute Referenzkohärenz erkannt oder demoduliert werden. Die diskreten Komponenten stehen in kohärentem Verhältnis zu den kontinuierlichen Komponenten, die die Informationen enthalten; diese diskreten Komponenten haben die halbe Leistung und können leicht ausgefiltert werden. Eine Anordnung zur Durchführung eines absoluten,' kohärenten Referenzerkennungs-Terfahrens ist in Figur 11 gezeigt. Ein bei 1101 ankommendes Signal wird gleichzeitig Produktmodulatoren 1105 und 1106 und Bandpaßfiltern 1103 und 1104 zugeführt. 1103 und 1104 sind einfache Bandpaßfilter; es hat sich herausgestellt, daß eine 3 dB-Bandbreite von etwa 5 ft der Bit-Geschwindigkeit ausreicht. Die Aufgabe dieser filter ist das Auswählen der diskreten Komponenten des Leitungssignals für die beiden stetigen Frequenzen, die genau die gleichen Werte - f.. und fp - wie die Markierungs- und Pausenfrequenzen. Auf diese Weise wird für jeden Zustand eine absolute Kohärenzreferenz geschaffen. Die den Markierungszustand f. darstellende diskrete Komponente wird dem Produktmodulator 1105 und die den Pausenzustand f« anzeigende diskrete Komponente wird dem Produktmodulator 1106 zugeführt· Wenn die diskrete Komponente mit dem Leitungssignal multipliziert ist, entsteht ein Maximumausgangssignal, wenn die die Information enthaltende kontinuierliche Komponente und die diskrete Komponente zu gleicher Zeit den gleichen Zustand des ursprünglichen Binärdatensignals anzeigen. In dem Beispiel der Figur 11 ist die diskrete Komponente f., Markierung, immer an einer Eingangsleitung 1115 zum Produktmodulator 1105 vorhanden. Wenn das Eingangssignal an einer Leitung 1116 auch Markierung anzeigt, werden die beiden Signale miteinander verknüpft, und es erscheint ein Maximumausgangssignal. Ein Tiefpaßfilter 1107 begrenzt die Aussendung von Signalen auf solche, die unterhalb der Binärdatengeschwindigkeit liegen, so daß Differenz-, Summen- und Doppelfrequenzsignale vor der Entscheidungslogik 1109 ausgeschieden werden. In ähnlicher Weise gibt der Produktmodulator 1106 nur dann ein Maximumausgangssignal ab, wenn das ankommende Leitungssignal einen kontinuierlichen

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Teil enthält, der Pause darstellt. Auch hier beschränkt ein Tiefpaßfilter 1108 die Frequenzen, die der Entscheidungslogik 1109 zugeführt werden, auf solche, die unterhalb der Bit-Geschwindigkeit liegen. Die Modulations- und Filtervorgänge bewirken, daß an einer Leitung 1117 immer dann ein Ausgangssignal erscheint, wenn im ankommenden Signal eine Markierung enthalten ist, und daß an einer Leitung 1118 ein Ausgangseignal erscheint, wenn im ankommenden Signal eine Pause enthalten ist· Die Entscheidungslogik 1109 bestimmt in bekannter Weise, welcher der beiden Zustände während eines Bit-Interralle vorhanden ist, und rekonstruiert an ihrem Ausgang 1110 das ursprüngliche Binärdatensignal·

Eine absolute Zeitgabereferenzfrequenz kann, wie bereits beschrieben wurde, dadurch erzeugt werden, daß die Ausgangssignale den Bandpaßfiltern 1103 und 1104 entnommen werden, anstatt zusätzliche Bandpaßfilter zu rerwenden. Die diskreten Frequenzkompenenten von 1103 und 1104 werden in einem Modulator 1111 kombiniert, und die Differenzfrequenz, die gleich der Bit-Geschwindigkeit ist, wird durch einen Bandpaßfilter 1112 auegewählt und zum Steuern eines Zeitgabetaktes 1113 benutzt.

Da das beschriebene FM-System zwei orthogonale Signale verwendet und eine absolute Referenz in Form einer Wiedergabe dieser Signale liefert, 1st das Korrelationserkeimungsverfahren mit absoluter Referenz - wie in Figur 11 dargestellt - der Anwendung des Bayes*sehen Entscheidungsgesetzes, das ein Optimum darstellt, äquivalent, wenn weißes Hauschen vorhanden ist. Dies Gesetz führt zum Abstand ^2E(I -?) zwischen den Signalen, wobei E die Signalenergie pro Bit ist und angenommen wird, daß zwei Signale gleicher Energie vorhanden sind, und ψ der Korrelationekoeffizient ist. Da Ψ in diesem Beispiel Null ist und die a priori Wahrscheinlichkeiten gleich sind, führt die bekannte geometrische Abstandsbetrachtung zwei gleicher Vektoren im Quadrat zu einer Fehlerwahrscheinlichkeit von 1/2 erfc V E/2H , wobei Η die Leistungsdichte pro Einheitsbandbreite des weißen Rauschens ist. r\GANM-

-28-

Die Erfindung ist anhand von Beispielen beschrieben worden, die die Erfindung jedoch in keiner Weise einschränken· Die Erfindung kann selbstverständlich verschiedenen Verwendungszwecken und Betriebsbedingungen angepaßt werden, ohne sich vom Geist der Erfindung zu entfernen.

Patentansprüche:

9 0 9 8 D 3 / 0 Λ 8

Claims

Patentansprücheι

Verfahren zum Übertragen eines, frequenzmodulierten Signals» das die beiden Zustände Markierung und Pause eines "binären Signals mit τοrbestimmtem Bit-Intervall darstellt, über einen übertragungekanal, gekennzeichnet durch eine einsige Frequenzquelle auf der Sendeseite; durch ein Kittel sum Ableiten von Impulsen von dieser Frequenzquelle zum digitalen Umwandeln des Binärdatensignalβ in ein codiertes Signal mit zwei verschiedenen Kombinationen binärer Ziffern für die beiden Zustände} durch ein Bandpaßfilter, dessen Eingang mit dem Ausgang des Digitalumwandlungemi tt eis und dessen Ausgang mit dem Übertragungekanal so verbunden ist, daß das über diesen Kanal übertragene frequenzmodulierte Signal eine kontinuierliche Komponente hat» die zwei Frequenzen enthält, die Markierung bzw· Pause des binären Signals darstellen, wobei die Frequenzen um die Bit-Geschwindigkeit des binären Signals voneinander abweichen, also mit dieser gekoppelt sind, welche Frequenzen eine ganze Zahl an Perioden pro Bit-Intervall enthalten und deren Phase an den Bit-Übergangspunkten des Binärdatensignale gleioh Hull ist, und welches frequenzmodulierte Signal zwei stetige Frequenzen gleichen Wertes wie die Markierungs- bzw. Pausenfrequenz und eine feste Phase gegenüber den Bit-Übergangspunkten hat; weiter gekennzeichnet duroh Mittel am Empfangsende, die mit dem Übertragungskanal zum Erkennen des Binärdatensignals im frequenzmodulierten Signal verbunden sind, und duroh Mittel zum Ableiten einer Bit-Taktreferenz zum Synchronisieren der Erkennungemittel aus der Differenz des diskreten Seiles des frequenzmodulierten Signale.

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SO§86310413

-2-

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Erkennungsmittel einen Hulldurchgangsdetektor zum Beproduzieren des Binärdatensignals aus der kontinuierlichen Komponente des frequenzmodulierten Signals enthalten·

3· Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Erkennungsmittel eine differentiell-kohärente Erkennungseinrichtung zum Beproduzieren des Binärdatensignals aus der kontinuierlichen Komponente des frequenzmodulierten· Signale enthalten.

4· Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Erkennungsmittel eine Einrichtung zur absoluten Referenzkohärenzerkennung für die Reproduktion des Binärdatensignals aus der diskreten Komponente des frequenzmodulierten Signals enthalten·

5· Verfahren zum Erzeugen eines frequenzmo&ulierten Signals, das die beiden Zustände eines Binärdatensignals mit vorbestimmter Bit-Dauer darstellt, in einem Übertragungsverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4» dadurch gekennzeichnet, daß das Datensignal erst digital speichernd codiert wird und daß das codierte Signal so analog verarbeitet wird, daß es das frequenzmodulierte Signal mit zwei orthogonalen Frequenzen erzeugt, die die beiden Zustände des binären Signals darstellen, wobei die Frequenzen sich um die Bi t-Geschwindigkeit des Binärdatensignals voneinander unterscheiden, eine ganze Zahl von Perioden per Bit-Intervall haben und ihre Phase an den Bit-Übergangspunkten des letztgenannten Signals gleich Hull ist.

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6· Verfahren nach Anspruch 5 zum Erzeugen eines frequenzmodulierten Signals, das die beiden Zustände Sins und Null eines Binärdatensignals mit vorbestimmter Bit-Dauer darstellt, gekennzeichnet durch einen ersten Schritt des Ableitens τοη Impulsen von einer Einfrequenzquelle zum digitalen Umwandeln des Binärdatensignals in ein codiertes Signal mit zwei verschiedenen Binärzifferkombinationen für die beiden Zustände und einen zweiten Schritt des analogen Verarbeitens des codierten Signals zum Erzeugen des frequenzmodulierten Signals mit zwei Frequenzen, die die beiden Zustände des Binärsignals darstellen, wobei die Frequenzen sich um die Bit-Geschwindigkeit des Binärdatensignals voneinander unterscheiden, eine ganze Zahl von Perioden per Bit-Intervall haben und an den Bit-Übergangspunkten des letztgenannten Signals eine Phase gleich Kuli·

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verfahrensschritt das Umwandeln des Binärdatensignals in ein codiertes Signal einschließt, in dem die beiden Zustände des Binärdatensignals durch die binären Ziffern 10 und 00 dargestellt sind.

8. Verfahren nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verfahrensschritt das Umwandeln des Binärdatensignals in ein Trägersignal einschließt, das zweiphasig, zweiseitenbandmoduliert ist, so daß die beiden Zustände des Binärdatensignals durch den Phasencode 10 bzw. 00 dargestellt sind und eine der binären Ziffern in dem Code eine Phase von 0° und die andere binäre Ziffer in dem Code eine Phase von 180° hat.

9· Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerfrequenz f_Q = n/T ist, wobei η die Anzahl der Trägerperioden per Bit, ein Ganzes gleich oder größer als 2 ist.

10« Verfahren nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß der Iräger ein Rechteckwellenträger ist.

11· Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Verfahreneschritt das Begrenzen der spektralen Dichte des zweiphasig, zweiseitenbandmodulierten Signals durch einseitenbandige Filtermittel einschließt, die die folgenden Eigenschaften haben:

2 - 2 -Λ±Λ -φ

(f)

mit

H₉ (f)

- Ρ

hierbei ist χ = η

wobei m

/cos^f!D/2l η gerade
\sin7TfT/2/ η ungerade

n+1j für oberes Seitenband n-1/ für unteres Seitenband

für

< f t

und ^^f —

und Null anderswo für oberes Seitenband ^Nul1 anderswo für unteres Seitenband.

12. Verfahren nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß der Träger ein Sinuswellenträger ist.

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ft ό / fw ο

3$

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Verfahrenssohritt des Begrenzena der spektralen Dichte des zveiphaeig, zweiaeitenbandig modulierten Signale durch einseitenbandige Filtermittel mit den folgenden Eigenschaften einschließt:

/2

H₂(f)

wobei

' 2 2 (1 - I) w

χ β η

1 -

1 -

wobei m *

/n+1\ für oberes Seitenband

ln-1/für unteres Seltenband

'cos % ί ϊ/2\ sin ttT/2/

η gerade η ungerade

_für |»=1 < f < ||±1 und Hull anderswo für oberes Seitenband

und

und Hull anderswo für unteres Seitenband

H. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß

der erste Verfahrensechritt das Umwandeln des Binärdatensignals in eine Folge schmaler positiver oder negativer Impulse gleicher Amplitude einschließt, wobei ein Zustand des Binärdatensignals durch einen von einem negativen Impuls gefolgten positiven Impuls und der zweite Zustand durch zwei

f aufeinanderfolgende negative Impulse dargestellt ist·

15· Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 6, zum Erzeugen eines frequenzmodulierten Signals, das die beiden Zustände, Eins und Hull, eines Binärdatensignals mit vorbestimmter Bit-Dauer darstellt und das.zwei orthogonale Frequenzen enthält, die um die Binärdatengeschwindigkeit voneinander abweichen und deren Phase an den Bit-Übergangepunkten gleich Null ist, gekennzeichnet durch eine einzige Frequenzquelle, Mittel zum Ableiten einer Impulsfolge mit der doppelten Bit-Geschwindigkeit des Binärdatenaignals von der frequenzquelle,

Mittel mit einem bistabilen Element, das durch eine Kombination des Binärdatensignals mit der Impulsfolge komplementär so gesteuert wird, daß eine codierte Wellenform erzeugt wird, in der ein Zustand des Binärdatensignals duroh den Fhasencode 10 und der zweite Zustand durch den Phaeencode 00 dargestellt ist, wobei eine der binären Ziffern im Code eine Phase von 0° und die zweite binäre Ziffer eine Phase von 180 -hat, und weiter gekennzeichnet duroh Filtermittel zum Umwandeln der codierten Wellenform in ein frequenzmoduliertes Signal·

16· Vorrichtung nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch einen Trägergenerator, dessen Ausgangssignal zum Erzeugen der codierten Wellenform mit dem Binärdatensignal und der Impulsfolge kombiniert wird·

17· Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzquelle durch den Trägergenerator gebildet ist, daß die Mittel zum Ableiten der Impulsfolge einen Datentaktimpulsgenerator und einen Frequenzteiler enthalten, wobei der Datentaktimpulsgenerator vom Trägergenerator über den Frequenzteiler gesteuert wird, so daß die vom Trägergenerator ausgegebene Impulsfolge eine doppelt so hohe Frequenz wie der D.atentaktimpulsgenerator hat und gegenüber den Bit-Obergangspunkten des Binärdatensignals verzögert ist, und welter dadurch gekennzeichnet, daß ein UND-Gatter zum Kombinieren des Binärdatensignals mit dem Ausgangssignal des Datentaktimpulsgenerators vorgesehen ist.

18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß ein ODEE-Gatter zum Kombinieren der Ausgangssignale des UND-Gatters und des Trägergenerators vorgesehen ist, daß der Trägergenerator eine Impulsfolge mit der doppelten Impulsgeschwindigkeit der gewünschten Trägerfrequenz der codierten Wellenform erzeugt und daß der Ausgang des ODER-Gatters mit dem Eingang des bistabilen Elementes verbunden ist und das bistabile Element an seinem Ausgang eine codierte »feilenform in Form eines zweiphasig modulierten Rechteckwellenträgers abgibt.

-7-

19. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des ODER-Gatters mit dem Eingang des bistabilen Elementes verbunden ist und daß Mittel zum Modulieren des Ausgangssignalβ des Trägergenerators mit dem Ausgangssignal des bistabilen Elementes vorgesehen sind, wobei den Modulationsmitteln durch den Trägergenerator ein sinus» förmiges Signal mit der gewünschten Trägerfrequenz der codierten Wellenform zugeführt wird und der Ausgang der Modulationsmittel mit dem Eingang der Filtermittel verbunden ist.

20. Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Ableiten einer Folge schmaler Impuls entgegengesetzter Polarität und gleicher Amplitude aus dem Auegangssignal des bistabilen Elementes vorgesehen sind, in welcher Impulsfolge ein Zustand der ursprünglichen binären Daten durch einen Impuls der einen Polarität und einen folgenden Impuls der entgegengesetzten Polarität gekennzeichnet ist, während der zweite .Zustand durch zwei aufeinanderfolgende, gleiche Impulse der entgegengesetzten Polarität gekennzeichnet ist.

21. Vorrichtung nach Anspruch 15t dadurch gekennzeichnet,

daß die einzige Frequenzquelle einen Datentaktimpulsgenerator enthält, daß Mittel zum Ableiten einer Impulsfolge einer Polarität und einer Impulsfolge der entgegengesetzten Polarität von dem Datentaktimpulsgenerator vorgesehen sind, wobei beide Impulsfolgen gegenüber den Bit-Übergangspunkten des Binärdatensignals verzögert sind, und daß Mittel zum Steuern der Impuls der beiden Folgen zu den Filtermitteln vorhanden sind, wobei dieser Steuervorgang von dem Ausgangssignal des bistabilen Elementes gesteuert wird.

-8-

22· Vorrichtung nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet, daß die Filtermittel ein Bandpaßfilter zum Durchlassen des oberen oder unteren Seitenbandes des frequenzmodulierten Signals sind, wobei das ausgewählte obere Seitenband an seinem unteren Ende die untere Frequenz f^ der beiden orthogonalen Frequenzen enthält, die der effektiven Trägerfrequenz f- der codierten Wellenform gleich ist, und an seinem oberen Ende obere Frequenz f^j = f_c + 1/T der beiden orthogonalen Frequenzen, und wobei das ausgewählte untere Seitenband an seinem oberen Ende die obere Frequenz fp der beiden orthogonalen Frequenzen, die der effektiven Trägerfrequenz f« gleich ist, und an seinem unteren Ende die untere Frequenz f^ = fq - 1/T der beiden orthogonalen Frequenzen enthält, wobei 1/T die Bit-Geschwindigkeit des Binärdatensignals ist.

23· Verfahren zum synchronen Erkennen eines in einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4 übertragenen binären, orthogonalen, frequenzmodulierten Signals, dessen ununterbrochene Komponente zwei Frequenzen enthält, die Markierung und Pause eines Binärdatensignals mit vorbestimmter Bit-Dauer kennzeichnen und um die Bit-Geschwindigkeit des binären Signals voneinander abweichen, also mit dieser gekoppelt sind, die eine ganze Zahl von Perioden pro Bit-Dauer enthalten und deren Phase an den Bit-Übergangspunkten des Binärdatensignals gleich Null ist, und dessen diskrete frequenzmodulierte Signalteile zwei stetige Frequenzen gleichen Wertes wie die Markierungs- bzw· Pausenfrequenz enthalten, die gegenüber den Bit-Übergangspunkten eine feststehende Phase haben, dadurch gekennzeichnet, daß von der diskreten Komponente des frequenzmodulierten Signals die Differenz zwischen den beiden stetigen Frequenzen extrahiert wird, von der ein Bit-Referenztakt zum Erkennen des Binärdatensignals aus dem frequenzmodulierten Signal abgeleitet wird.

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24· Verfahren nach Anspruch 25» dadurch gekennzeichnet, daß das Binärdatensignal durch einen Hulldurchgangsdetektor aus der kontinuierlichen Komponente erkannt wird·

25. Verfahren nach Anspruch .23» dadurch gekennzeichnet, daß das Binärdatensignal durch ein differentiell-kohärentes Detektorverfahren aus der kontinuierlichen Komponente erkannt wird.

26· Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Binärdatensignal durch ein absolutes Referenzkohäreneerkennungsverfahren, das auf dem Vergleichen der kontinuierlichen Komponente mit der diskreten Komponente basiert, aus dem frequenzmodulierten Signal erkannt wird.

27* Vorrichtung für ein Übertragungssystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4 zum Erkennen eines binären,orthogonalen, frequenzmodulierten Signals, dessen kontinuierliche Komponente zwei Frequenzen enthält, die die beiden Zustände Markierung und Pause eines Binärdatensignals mit vorbestimmter Bit-Sauer darstellen, wobei die Markierunge- und Pausenfrequeni üb die Bit-Geschwindigkeit des binären Signale voneinander abweichen und dadurch damit gekoppelt sind und wobei eine ungerade Zahl von Perioden pro Bit-Bauer einem Zustand und eine gerade Zahl von Perioden pro Bit-Bauer dem anderen Zustand entspricht und ihre Phase an den Bit-Übergangspunkten gleich Hull ist, gekennzeichnet durch Mittel zur Verzögerung des frequen»-

^: modulierten Signals um eine halbe Bit-Bauer, Produktmodulatormittel zum Verknüpfen des nioht verzögerten frequenzmodulierten Signals mit dem. verzögerten frequenzmodulierten Signal» durch mit dem Ausgang der Produktmodulatormittel verbundene Tiefpaßfiltermittel zum Ausschalten von Weohselstromkomponenten, die gleich.der oder größer als die Bit-Geschwindigkeit sind, so daß dies Signal während einer halben Bit-Bauer einen Minimumpegel hat, in dem die beiden verglichenen Frequenzen eine gerade lahl von Perioden haben, und während einer halben Bit-Bauer einen Maximumpegel, in dem die beiden verglichenen Frequenzen ein· ungerade Zahl von Perioden haben, wobei Minimum- und Max1.au»-

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pegel den einen bzw. den zweiten Zustand des Binärdatensignals anzeigen, und weiter gekennzeichnet durch Mittel zum synchronen Abtasten des Signals mit Binärdatengeschwindigkeit zum Bekonstruieren des binären Signals·

28. Torrichtung nach Anspruch 27 zum Erkennen eines binären, orthogonalen, frequenzmodulierten Signals mit diskreten Komponenten, die zwei stetige Frequenzen gleichen Wertes wie die Markierungs- bzw. Pausenfrequenz enthalten und gegenüber den Bit-Übergangspunkten eine festgelegte Phase haben, gekennzeichnet durch Modulatormittel; zwei Filter, deren Eingängen das frequenzmodulierte Signal zugeführt wird und die so ausgelegt sind, daß sie jeweils die beiden stetigen Frequenzen ausfiltern, und deren Ausgänge mit dem Eingang der Modulatormittel verbunden sind; ein mit dem Ausgang der Modulatormittel verbundenes Bandpaßfilter, das so ausgelegt ist, daß es die Differenz zwischen den beiden stetigen Frequenzen passieren läßt; einen Bit-Taktgenerator, dessen Eingang mit dem Ausgang des Bandpaßfilters und dessen Ausgang mit den Abtastmitteln zum Synchronisieren der letztgenannten Mittel verbunden ist.

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29. Vorrichtung nach Anspruch 27 oder 28 zum Erkennen eines "binären, orthogonalen, frequenzmodulierten Signals, dessen η kontinuierliche Komponente zwei Markierungs- bzw. Pausenzustand eines Binärdatensignals mit vorbestimmter Bit-Dauer ^x kennzeichnende Frequenzen enthält, wobei die Markierungsund Pausenfrequenz um die Bit-Geschwindigkeit des binären Signals voneinander abweichen und also mit dieser gekoppelt sind, eine ganze Zahl an Perioden während einer Bit-Bauer haben und wobei deren Phase an den Bit-Übergangspunkten des Binärdatensignals gleich Null ist, und wobei die diskreten Komponenten des frequenzmodulierten Signals zwei stetige Frequenzen gleichen Wertes wie die Markierungsbzw· Pausenfrequenz enthalten und gegenüber den Bitübergangspunkten eine feststehende Phase haben, gekennzeichnet durch ein erstes Bandpaßfilter zum Ausfiltern der ersten stetigen Frequenz aus dem Signal, ein zweites Bandpaßfilter zum Ausfiltern der zweiten stetigen Frequenz aus dem Signal, einen ersten Produktmodulator, dessem einen Eingang das Signal zugeführt wird und dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang des ersten Bandpaßfilters verbunden ist, wobei das Ausgangssignal des ersten Modulators ein Maximum hat, wenn die kontinuierliche Komponente des Signals den der ersten stetigen Frequenz entsprechenden Zustand darstellt; einen zweiten Produktmodulator, dessem einen Eingang das Signal zugeführt wird und dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang des zweiten Bandpaßfilters verbunden ist, wobei das Ausgangssignal des zweiten Modulators ein Maximum hat, wenn die kontinuierliche Komponente des Signals den der zweiten stetigen Frequenz entsprechenden Zustand darstellt; weiter gekennzeichnet durch ein erstes und ein zweites mit dem Ausgang des ersten bzw. zweiten Modulators verbundenes Tiefpaßfilter, das so ausgelegt ist, daß es nur Frequenzen unterhalb der Bit-Geschwindigkeit passieren läßt} und gekennzeichnet durch eine synchron gesteuerte Sntscheidungslogik, deren beide Eingänge mit den Ausgängen der Tiefpaßfilter verbunden sind, die in Übereinstimmung mit den Maximum-Ausgangssignalen bestimmt, welcher der beiden Zustände während einer gegebenen Bit-Dauer vorhanden ist, und die an ihrem

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Ausgang das Binärdatensignal rekonstruiert.

30. Vorrichtung nach Anspruch 29» gekennzeichnet durch Modulationsmittel, deren erste Eingänge mit dem Ausgang des ersten Bandpaßfilters und deren zweite Eingänge mit dem Ausgang des zweiten Bandpaßfilters verbunden sind; durch ein drittes Bandpaßfilter, das mit dem Ausgang der Modulationsmittel verbunden und so ausgelegt ist, daß es die Differenz zwischen den beiden stetigen Frequenzen passieren läßt, und gekennzeichnet durch einen Bi t-Taktgenerator, dessen Eingang mit dem Ausgang des dritten Bandpaßfilters und dessen Ausgang mit der Entscheidungslogik zum Synchronisieren des Schaltkreises verbunden ist.

Der Patentanwalt:

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