DE3015217C2 - Übertragungsverfahren und entsprechende Sender und Empfänger zur Übertragung zweiwertiger Datensymbole - Google Patents
Übertragungsverfahren und entsprechende Sender und Empfänger zur Übertragung zweiwertiger DatensymboleInfo
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 25
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 15
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 19
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims description 8
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims 1
- 108090000623 proteins and genes Proteins 0.000 claims 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 18
- 230000006870 function Effects 0.000 description 14
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 101150087426 Gnal gene Proteins 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
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Description
gemäßen Übertragungsverfahrens mit einem Kabel von den Bitwert »0« entspricht der für den Bitwert»1«, hat
4 km. aber die entgegengesetzte Polarität. Der Abstand der
Fig.8a—d zeigt das Amplitudenspektrum, die Im- Impulse von dem Anfang des Symbolintervalls spielt
pulsstoßantwort und das Augenmuster des erfindungs- keine Rolle. Die Wellenformen nach F i g. 2e und f kön-
gemäßen Übertragungsverfahrens mit Kabeldämpfung 5 nen daher ebenfalls verwendet werden. Nachstehend
sowie eine lineare Kabelkennlinie. wird vorausgesetzt, daß der Sender die Wellenformen
F i g. 9a ist das Blockschaltbild eines Ausführungsbei- nach F i g. 2c erzeugt Eine Verschiebung der Wellenfor-
spiels des Kodegenerators für die Übertragungsanord- men zu der aus F i g. 2e oder f beeinflußt die Verzöge-
nung nach F i g. 1; rungskennlinie des Senders, nicht aber das Amplituden-
F i g. 9b zeigt eine zugehörende Speichertabelle. io Spektrum des ausgesendeten Signals.
F i g. 10 ist das Schaltbild eines Empfangsfilters für die Infolge der gewählten Kodierung, die wegen der da-
Übertraßungsanordnung nach F i g. 1. bei verwendeten typischen Wellenform als »Kurbelwel-
F i g. 11 ist das Schaltbild eines anderen Empfangsfil- len«-Kode bezeichnet werden kann, erhält das Sendesi-
ters für die Übertragungsanordnung nach F i g. 1. gnal ein Amplitudenspektrum, wie dies in F i g. 3 durch
F i g. 12 einige Filterkennlinien des Empfangsfilters. 15 die Kurve CS angegeben ist Zum Vergleich sind in der-
Fig. 13 ist das Blockschaltbild eines alternativen selben Figur die Amplitudenspektren für Zweiphasen-Empfängers,
modulation, die Kurve BP, und für den »top-hat«-Kode,
F i g. 14a—c zeigen Zeitdiagramme. Kurve TH, angegeben. Derjenige Teil des Amplituden-
Mit der Anordnung der betreffenden Art wird beab- spektrums oberhalb der doppelten Bitfrequenz, der
sichtigt, zweiwertige Datensymbole, weiterhin als Bits 20 Punkt /7=2, wird nicht betrachtet weil dieser im Emp-
bezeichnet, von einem Sender I^ (F i g, 1) zu einem Emp- fänger abgeschnitten wird. Gewünschit-nfalls kann die-
fänger 2 über ein Übertragungsmedium 3 zu '"bertra- ser Teil des Spektrums in dem Sender von einem einfa-
gen. Dieses Medium kann aus einem oder mehreren chen Filter unterdrückt werden. Wie aus F i g. 3 hervor-
Abschnitten eines Kabels bestehen und kann Transfer- geht, liegt das Amplitudenspektrum entsprechend dem
matorkopplungen enthalten. Es können dann über das 25 Kurbelwellenkode weitgehend symmetrisch um eine
Kabel keine Signale, die einen Gleichstromanteil enthal- Achse, die durch den Punkt /T= 1 geht Diese Symme-
ten, übertragen werden. trie ist vorteilhaft wenn zwischen Sender und Empfän-
Der Sender enthält eine Datenquelle 4, die einen Bit- ger ein Kabel vorgesehen ist, dessen Amplituden-Fre-
strom mit Bitintervallen von T Sekunden liefert, die quenzkennlinie einen nahezu linearen Verlauf hat. Si-
durch die Taktimpulssignalanordnung 5 synchronisiert 30 gnalanteile mit Frequenzen, die gegenüber der Bitfre-
werden. Die Bits werden einem Kodegenerator 6 züge- quenz symmetrisch liegen, übertragen dieselbe Informa-
führt der für jedes Bit eine bestimmte Zeitfunktion bzw. tion auf die Art und Weise eines doppelseitenbandmo-
Wellenform mit einer Dauer von TSekunden erzeugt dulierten Signals. Diese Signalanteile werden durch eine
Der Empfänger enthält ein Empfangsfilter 7 mit ei- lineare Kabelkennlinie auf komplementäre Weise der-
nem daran angeschlossenen Abtastschalter 8, der mit 35 art gedämpft, daß die Summe dieser Signalanteile kon-
den empfangenen Datensignalen von der Taktimpulssi- stant gedämpft wird. Für die Informationsübertragung
gnalanordnung 9 synchron gesteuert wird. An den Ab- entspricht dies der Dämpfung durch ein Kabel mit einer
tastschalter 8 ist ein Polaritätsdetektor 10 zur Ermitt- konstanten Kennlinie,
lung des Wertes jedes empfangenen Bits angeschlossen. Die Fourier-Transformation der Zeitpunkte nach
Die Taktim^ulssignalanordnung 9 kann von der Takt- 40 F i g. 2c, weiterhin als Spektrumfunktion des Kurbelwelimpulssignalanordnung
5 synchronisiert werden, und lenke Jes bezeichnet, wird, abgesehen von einem reellen
zwar mittels eines separaten Synchronsignals, das von konstanten Faktor, angegeben durch:
der Taktimpulssignalanordnung 5 über das Übertragungsmedium 3 zur Taktimpulssignalanordnung 9 über- . fwT\
tragen wird. Dies ist durch die gestrichelte Verbindung 45 . /WT\ Sm \ 8 / n\
der Taktimpulssignalanordnung 5 über das Übertragungsmedium 3 zur Taktimpulssignalanordnung 9 über- . fwT\
tragen wird. Dies ist durch die gestrichelte Verbindung 45 . /WT\ Sm \ 8 / n\
zwischen diesen Anordnungen auf symbolische Weise — sin (-^-) ψ ·
angegeben. In der Praxis ist es meistens erwünscht, daß J ^ ' -τ-
die Taktimpulssignalanordnung dem übertragenen Da- °
tensignal die Synchronisierinformation entnehmen
kann. Das übertragene Datensignal enthält Signalüber- 50 mit w= 2π(Τ.
gänge zu Abständen von je 772 Sekunden, die Informa- Das letzte Glied im Ausdruck (1) ist der Formfaktor,
tion in bezug auf den Takt des Senders enthalten. Das der aus der Impulsbreite von 774 Sekunden folgt. Für
Ableiten des Taktimpuissignals aus dem Datensignal ge- Dirac-'^ipulse ist der Formfaktor 1. Das letzte Glied im
hört nicht zur Erfindung. Ausdruck (i) hat in dem Intervall von 0 Hz bis zur
Der Kodegenerator 6 erzeugt die Wellenformen, die 55 doppelten Bitfreque;:z (ΓΓ= 2) noch wenig Einfluß. Das
in F i g. 2 dargestellt sind. F i g. 2a zeigt die Einteilung Amplitudenspektrum des Kurbelwellenkodes hat folg-
der Zeitachse in Symbolintervalle von T Sekunden. lieh annähernd einen sinusförmigen Verlauf.
F i g. 2b zeigt ein Bit mit dem Wert »1« in einem ersten Ausgehend von einer Spektrumfunktion für den Sen-
Symbolintervall und ein Bit mit dem Wert »0« in einem der, wie diese durch den ersten Teil des Ausdrucks (1)
zweiten Symbolintervall. In F i g. 2c sind die zugeordne- 60 gegeben ist, hat der Empfänger für weißes Rauschen ein
ten Wellenformen dargestellt, wobei in F i g. 2d die Dau- optimales Signal-Rauschverhältnis, wenn die Übertra-
er der jeweiligen Teile der Wellenformen angegeben ist gungsfunktion des Empfangsfilters gegeben wird durch:
Die Wellenform für den Bitwert »1« besteht aus einem negativen Impuls, dem ein positiver Impuls folgt, ,- sjn (nH-\ (2)
wobei die Impulse je eine Dauer von T/4 Sekunden es \ 4 /
aufweisen.
aufweisen.
Der Abstand zwischen ^entsprechenden Punkten der) Das Empfangsfilter 7 ist im Grunde ein Tiefpaßfilter
Impulse(n) beträgt T/2 Sekunden. Die Wellenform für mit einer Grenzfrequenz entsprechend der doppelten
Bitfrequenz. Das optimale Empfangsfilter hat eine Übertragungsfunktion, die unterhalb der Grenzfrequenz
dem Ausdruck (2) entspricht Als Optimum wurde der Fall betrachtet, daß die Spektrunifunktion des Senders
durch den ersten Teil des Ausdrucks (1) völlig erfüllt wird. Durch den Einfluß des letzten Gliedes im
Ausdruck (2) wird das Optimum nicht völlig erreicht Es stellt sich jedoch heraus, daß der Verlust an Signal-Rauschverhältnis
bei Anwendung des Kurbelwellenkodes nur 1 dB beträgt
Für eine gute Signaldetektion ist es erwünscht, daß am Ausgang des Empfangsfilters 7 die Intersymbolinterferenz
möglichst klein ist Dies ist der Fall, wenn die Anordnung aus Sender und Empfänger zusammen eine
Übertragungsfunktion hat, die dem folgenden Ausdruck entspricht:
(3)
j wT ■ cos
(f)
20
Diese Kennlinie ist in Fig.4a durch die Kurve A 1
dargestellt. Die zugehörende Impulsstoßantwort ist in F i g. 4b durch die Kurve B1 dargestellt. Das Augenmuster,
das an dem Ausgang des Empfangsfilters auftritt, ist in Fig.4c dargestellt Darin ist die Symbolpcriode 7
angegeben. Es ist ersichtlich, daß zu den Abtastzeitpunkten ίο, ίο' keine Intersymbolinterferenz auftritt
Zur Verwirklichung eines Systems mit einer Übertragungsfunktion, die dem Ausdruck (3) im Falle des Kurbelwellenkodes
entspricht, wird das Empfangsfiiler 7 derart gewählt, daß die Übertragungsfunktion zwischen
0 Hz und der Grenzfrequenz dem folgenden Ausdruck entspricht:
(4)
Es ist auf einfache Weise ersichtlich, daß Multiplikation des Ausdrucks (1) und (4) zu dem Ausdruck (3)
führt, abgesehen von einem nicht relevanten konstanten reellen Faktor.
im Vergleich zu dem Empfangsfilter entsprechend dem Ausdruck (2) tritt bei Verwendung eines Empfangsfilters nach dem Ausdruck (4) ein geringer Verlust im
Signal-Rauschverhältnis von nur 0,1 dB auf. Die Filterkennlinien nach dem Ausdruck (2) und (4) sind in F i g. 12
durch die Kurven F (2) und F (4)dargestellt
Nachstehend wird vorausgesetzt, daß das Empfangsfilter 7 dem Ausdruck (4) entspricht was bedeutet daß
zu den Abtastzeitpunkten ίο, ίο' keine Intersymbolinter- so
ferenz auftritt Das System entspricht dann der ersten Nyquist-Bedingung.
In F i g. 5 sind einige Amplituden-Frequenzkennlinien
für unterschiedliche Kabellängen dargestellt
Für die Bitfrequenz wird hier und nachstehend eine Frequenz entsprechend 64 kHz vorausgesetzt
Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Systems beim Vorhandensein eines Kabels zwischen dem Sender
und dem Empfänger sind in den Fig.5, 7 und 8 für
unterschiedliche Kabelkennlinien das Amplitudenspektrum, die Impulsstoßantwort und das Augenmuster am
Ausgang des Empfangsfilters dargestellt
Das Amplitudenspektrum wird durch die Kurven A 2,
A 3 und Λ 4 in den F i g. 6a, 7a und 8a angegeben, wobei
die Kurve A 1 aus F i g. 4a als Bezugswert gilt Die Impulsstoßantwort
wird durch die Kurven 52, B 3 und BA
in den F i g. 6b, 7b und 8b angegeben, wobei die Kurve
B\ aus F i g. 4b als Bezugswert gilt Das Augenmuster ist in den F i g. 6c, 7c und 8c dargestellt.
F i g. 6 bezieht sich auf ein Kabel mit einer linearen Amplituden-Frequenzkennlinie, wie dies? in Fig.6d
dargestellt ist F i g. 7 bezieht sich auf ein Kabel mit einer Länge von 4 km, dessen Amplituden-Frequenzkennlinie
in F i g. 5 dargestellt ist F i g. 8 bezieht sich auf eine lineare Amplituden-Frequenzkennlinie nach
F i g. 8d mit einer Grenzfrequenz, die der doppelten Bitfrequenz entspricht Es ist ersichtlich, daß in all diesen
Fällen die Augenhöhe zu den Abtastzeitpunkten ίο, ίο' praktisch den maximalen Wert hat und daß auch die
Breite des Auges auf beiden Seiten der Abtastzeitpunkten ίο, ίο' praktisch den maximalen Wert hat. Die Kabelkennlinie
hat dadurch nahezu keinen Einfluß auf die Signaldetektion. Der einzige Einfluß des Kabels besteht
aus einer Dämpfung des Spitzenwertes des empfangenen Signals zu den Abtastzeitpunkten.
Ein Ausführungsbeispiel des Senders I^ ist in Fig.9a
ne Impulsquelle 11 mit einer Frequenz entsprechend der
vierfachen Bitfrequenz 4/7Hz. Diese Frequenz wird in
zwei Teilerstufen 12 und 13 bis zur doppelten Bitfrequenz 2/7Hz und zur Bitfrequenz 1/7Hz geteilt.
Die Signale mit der Frequenz 4/7, 2/7 und 1/7Hz werden den Exklusiv-Oder-Gliedern 14, 15 und 16 im
Kodegenerator 6 zugeführt. Einem zweiten Eingang dieser Tore wird das Ausgangssignal der Datenquelle 4
zugefi.vt Auf diese Weise entstehen an den Ausgängen
dieser Tore zweiwertige Signale ao, a\ und 37, die zusammen
Dreibitadressen für einen ROM-Speicher 17 bilden. Der Speicher umfaßt acht diesen Adressen entsprechende
Speicherstellen, wobei an jeder Stelle ein X-Bit und ein Y-B'it entsprechend der Tafel aus Fig.9b gespeichert
sind.
Signale entsprechend einem ausgelesenen X-Bit und y-Bit werden über gleiche Widerstände dem Eingang
eines Differenzverstärkers iS zugeführt. Dieser liefert
das Ausgangssignal Vu entsprechend der letzten Spalte der Tafel nach F i g. 9b. Auf einfache Weise kann überprüft
werden, daß in den Symbolinterva'ilen von 7 Sekunden am Ausgang des Differenzverstärkers _18 die
Wellenformen entsprechend F i g. 2c erzeugt werden.
Ein Ausführungsbeispiel des Empfangsfilters 7 mit einer Übertragungsfunktion entsprechend dem Ausdruck
(2), Kurve F2 in Fig. 12, ist in Fig. 10 dargestellt Ein Ausführungsbeispiel für das Empfangsfilter 7 mit einer
Übertragungsfunktion entsprechend dem Ausdruck (4), Kurve F(4) in F i g. 12, ist in F i g. 11 dargestellt Dieses
Filter besteht aus der Reihenschaltung eines Differentiators mit der Übertragungsfunktion jw (in de·- Figur
rechts) und einem Tiefpaßfilter mit der Übertragungsfunktion cos (wT/8) (in der Figur links). In der Praxis
wurde eine Grenzfrequenz von 128 kHz verwendet Die Bestimmung der Werte der Elemente der Filter bei einer
gegebenen Grenzfrequenz sind einem Fachmann geläufig.
Das Blockschaltbild eines alternativen Empfängers für den Kurbelwellenkode ist in F i g, 13 dargestellt Dieser
enthält ein Empfangsfilter 19 mit einer konstanten Tiefpaßkennlinie, wie diese bei 20 dargestellt ist An den
Ausgang des Filters sind zwei Abtastschaiter 2t und 22 angeschlossen. Diese werden durch die Taktimpulssignalanordnung
23 mit der Bitfrequenz 1/7Hz und mit einem Phasenunterschied entsprechend 180° gesteuert
Die Abtastzeitpunkte der Schalter 21 und 22 sind in
F i g. 14b und c gegenüber der in F i g. 14a dargestellten Wellenform des Kurbelwellenkodes dargestellt Der Signalabtastwert
des Abtastschalters 21 wird durch das
Verzögerungsglied 24 um die halbe Abtastperiode verzögert. Ein Differenzerzeuger 25 erzeugt die Differenz
zwischen dem verzögerten Signalabtastwert und dem Signalabtastwert des Abtastschalters 22.
An den Ausgang des Differenzerzeugers 25 ist ein Abtastschalter 26 und daran ein Polaritätsdetektor 27
angeschlossen. Diese letzteren Anordnungen entsprechen der- Abtastschalter 8 und dem Polaritätsdetektor
10 aus Fi g. 1. An dem Ausgang des Polaritätsdetektors
27 erscheinen die regenerierten zweiwertigen Daten-Symbole.
Die Anordnung, die sich zwischen dem Ausgang des Filters 19 und dem Eingang des Abtastschalters 26 befindet, verhält sich wie ein Netzwerk mit einer Übertragungskennlinie, wie diese bei 28 dargestellt ist. Dies ist
eine periodische Kennlinie mit einem sinusförmigen Verlauf zwischen 0 Hz und der doppelten Bitfrequenz
entsprechend dem Ausdruck (2). Die Kombination der Kennlinien 20 und 28 erfüllt in diesem Empfänger dieselbe Funktion wie die Kennlinie des Empfangsfilters 7
in dem Empfänger nach F i g. 1.
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Claims (5)
1. Übertragungsverfahren zur Übertragung zwei- Fernsprech-Vermittlungen, wobei sich das Spektrum
wertiger Datensymbole durch Rechteckimpulse ent- 5 von 0 Hz bis zu einer gewissen höchsten Frequenz ergegengesetzter
Polarität in synchronen aufeinander- streckt Der Anteil bei 0 Hz, der Gleichstromanteil, fehlt
folgenden Symbolzeitintervallen mit einer Dauer T, in dem übertragenen Signal, wenn in dem Kabel Transbei
dem jedes Datensymbol sendeseitig in zwei formatoricopplungen vorhanden sind.
gleich lange Rechteckimpulse entgegengesetzter Eine beispielsweise aus dem Buch von P. Bocker »Da-Polarität
mit einem gegenseitigen Abstand von 772 10 tenübertragung« Bd. I, Springer-Verlag 1976, Seiten
umgewandelt wird, wobei der Wert des ersten 122—133, bekannte Methode zum Übertragen zwei-
Rechteckimpulses bzw. die Reihenfolge der Polari- wertiger Informationssignale ohne Gleichstromantei!
täten der Rechteckimpulse den Wert des jeweiligen und mit ausreichender Taktimpulsinformation, um eine
Datensymbols angibt, und bei dem das empfangene einfache Erzeugung eines Taktimpulssignals zu ermögli-
Signal mittels eines Tiefpasses gefiltert und danach 15 chen, verwendet die Zweiphasenmodulation. Nach die-
einem Regenerator zugeführt wird, dadurch ge- ser Methode wird ein Träger mit der Bitfrequenz [MT
kennzeichnet, daß jeder Rechteckimpuls eine Hz) mit dem zweiwertigen Informationssignal phasen-
Dauer von 774 hat, daß der erste Rechteckimpuls moduliert, wobei der Träger mit dem Informationssi-
einen Abstand von 0 bis 774 vom Anfang des Sym- gnal phasenrichtig ist Eine Abwandlung dieser Metho-
bolzeitinie/valls hat und daß der Tiefpaß eine sinus- 20 de ist in der US-PS 38 46 583 beschrieben worden. Die
förmige Kennlinie mit Nuiiputikten bei den Fre- Phase des Trägers ist dabei gegenüber dem zweiwerti-
quenzen 0 und 2/Th_at gen Informationssignal um 90° verschoben. Wegen der
2. Sender für ein Übertragungsverfahren nach An- speziellen dabei auftretenden Impulsform ist dazu die
spruch 1, dadurch gekennzeichnet daß eine Taktsi- Bezeichnung »top-hat«-(Zylinder)-ModuIation bzw.
gnaianordnung zum Erzeugen von mit den Daten- 25 -Kode vorgeschlagen worden. Die Amplitudenspektren
Symbolen synchronen Taktijgnalen mit der Fre- der modulierten Signale nach diesen Modulationsmequenz
4/Tbzw. 2/Tbzw. 1/7"und ein Codegenerator thoden sind in F i g. 3 durch die Kurve BPfür die Zweivorgesehen
ist, der aus diesen Taktsignalen abhän- phasenmodulation und durch die Kurve TH für die
gig vom Wert des jeweiligen Datensymbols die »top-hat«-Modulation dargestellt Diese zwei Spektren
Rechteckinipulse erzeugt 30 sind gegen über de? Bitfrequenz (ΓΓ= 1) asymmetrisch.
3. Sende, nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich- Für eine optimale Detektion der Signale ohne Internet
daß der Codegeivrator symbolinterfrequenz ist in diesen Fällen ein Empfangsdrei ExcIusiv-ODER-GMeder, deren einer Eingang je filter notwendig, dessen Filterkennlinie eine entgegenein
anderes; der Taktsignale ur-i deren anderer Ein- gesetzte Asymmetrie aufweist Dies führt jedoch zu eigang
gemeinsam die Datensymbole empfängt 35 ner Detektion, die in bezug auf den Störabstand weni-
cincn FcSiWcFiSpcidicF, ucf uic AüSgäilgSSignälc def gef Ορΐϊϊϋϋΐ i5t
Exclusiv-ODER-Glieder als Adressen empfängt und Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Überan
jeder Adresse ein Zwei-Bit-Wort gespeichert hat, tragungsverfahren der oben genannten Art zu schaffen,
und das empfangsseitig eine optimale Detektion der Dateneinen Differenzverstärker enthält dessen Eingänge 40 Symbole sowohl in bezug auf die Intersymboiinterferenz
die zwei Bits des aus dem Festspeicher ausgelesenen als auch in bezug auf den Störabstand und nahezu unab-Worts
empfangen und der die Rechteckimpulse a j- hängig von der Kabelcharakteristik für ein großes Gegibt,
biet von Kabellängen, beispielsweise 0 bis 4 km ermög-
4. Empfänger für ein Übertragungsverfahren nach licht
Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen 45 Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im
Signal-Eingang und Regenerator eine Reihenschal- kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angege-
tung aus einem differenzierenden Netzwerk und ei- benen Merkmale gelöst.
nem Tiefpaßfilter mit einer kosinusförmigen Kennli- Ausführungsbei&piele für Sender sowie Empfänger
nie zwischen einem Maximum bei der Frequenz 0 für das erfindungsgemäße Übertragungsverfahren sind
und einem Nullpunkt bei der Frequenz 2/T vorhan- 50 in den Unteransprüchen angegeben.
den ist. Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand
5. Empfänger für ein Übertragungsverfahren nach der Zeichnung näher erläutert
Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Übertragungsan-Signal-Eingang
und Regenerator ein Tiefpaßfilter Ordnung mit einem erfindungsgemäßen.Empfänger,
mit einer konstanten Kennlinie von der Frequenz 0 55 Fig. 2a—2f zeigen Zeitdiagramme,
bis zur Frequenz 2/T, zwei an dessen Ausgang ange- Fig. 3 zeigt einige Amplitudenspektren nach verschlossene und mit einer Abtastfrequenz l/Tund schiedenen Modulations-(Kodier)-Methoden.
einem gegenseitigen Zeitunterschied von 7/2 wirk- Fig.4a—c zeigt das Amplitudenspektrum, die Imsame Abtaster und ein Differenzerzeuger, der in je- pulsstoßantwort und das Augenmuster des erfindungsdem Symbolzeitintervall die Differenz der Signalab- 60 gemäßen Übertragungsverfahrens ohne Kabeldämp· tastwerte der beiden Abtaster dem Regenerator zu- fung.
führt, vorgesehen sind. F i g. 5 zeigt eine Kabelkennlinie.
mit einer konstanten Kennlinie von der Frequenz 0 55 Fig. 2a—2f zeigen Zeitdiagramme,
bis zur Frequenz 2/T, zwei an dessen Ausgang ange- Fig. 3 zeigt einige Amplitudenspektren nach verschlossene und mit einer Abtastfrequenz l/Tund schiedenen Modulations-(Kodier)-Methoden.
einem gegenseitigen Zeitunterschied von 7/2 wirk- Fig.4a—c zeigt das Amplitudenspektrum, die Imsame Abtaster und ein Differenzerzeuger, der in je- pulsstoßantwort und das Augenmuster des erfindungsdem Symbolzeitintervall die Differenz der Signalab- 60 gemäßen Übertragungsverfahrens ohne Kabeldämp· tastwerte der beiden Abtaster dem Regenerator zu- fung.
führt, vorgesehen sind. F i g. 5 zeigt eine Kabelkennlinie.
Fig.6a—d zeigt das Amplitudenspektrum, die Im-
pulsstoßantwort und das Augenmuster des erfindungs-
65 gemäßen Übertragungsverfahrens mit Kabeldämpfung
und eine lineare Kabelkennlinie.
Die Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungsver- Fig.7a-c'zeigt das Amplitudenspektrum, die Im-
fahren nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1. pulsstoßantwort und das Augenmuster des erfindungs-
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL7903103A NL7903103A (nl) | 1979-04-20 | 1979-04-20 | Transmissiestelsel voor de overdracht van tweewaardige datasymbolen. |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3015217A1 DE3015217A1 (de) | 1980-10-23 |
DE3015217C2 true DE3015217C2 (de) | 1986-09-04 |
Family
ID=19833019
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3015217A Expired DE3015217C2 (de) | 1979-04-20 | 1980-04-19 | Übertragungsverfahren und entsprechende Sender und Empfänger zur Übertragung zweiwertiger Datensymbole |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4313203A (de) |
JP (1) | JPS55143862A (de) |
AU (1) | AU530116B2 (de) |
CA (1) | CA1163345A (de) |
DE (1) | DE3015217C2 (de) |
FR (1) | FR2454731B1 (de) |
GB (1) | GB2048018B (de) |
NL (1) | NL7903103A (de) |
SE (1) | SE453143B (de) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0063886B1 (de) * | 1981-04-27 | 1985-12-18 | Sumitomo Electric Industries Limited | Verfahren und System zur Pulsübertragung |
GB2099262B (en) * | 1981-04-29 | 1984-11-14 | Philips Electronic Associated | Arrangement for checking the synchronisation of a receiver |
US4392232A (en) * | 1981-09-28 | 1983-07-05 | B-Systems, Inc. | Simplified transversal correlator for MSK and MSK related waveforms |
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- 1980-04-14 FR FR8008317A patent/FR2454731B1/fr not_active Expired
- 1980-04-17 AU AU57535/80A patent/AU530116B2/en not_active Ceased
- 1980-04-17 SE SE8002874A patent/SE453143B/sv not_active IP Right Cessation
- 1980-04-17 GB GB8012676A patent/GB2048018B/en not_active Expired
- 1980-04-17 JP JP4963780A patent/JPS55143862A/ja active Granted
- 1980-04-19 DE DE3015217A patent/DE3015217C2/de not_active Expired
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---|---|
AU530116B2 (en) | 1983-06-30 |
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FR2454731B1 (fr) | 1988-04-08 |
NL7903103A (nl) | 1980-10-22 |
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US4313203A (en) | 1982-01-26 |
SE453143B (sv) | 1988-01-11 |
JPS6324341B2 (de) | 1988-05-20 |
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Legal Events
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