DE3015217A1

DE3015217A1 - Uebertragungssystem zur uebertragung zweiwertiger datensymbole

Info

Publication number: DE3015217A1
Application number: DE19803015217
Authority: DE
Inventors: Petrus Josephus Van Gerwen; Wilfred Andre Maria Snijders
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1979-04-20
Filing date: 1980-04-19
Publication date: 1980-10-23
Also published as: AU530116B2; DE3015217C2; JPS55143862A; AU5753580A; FR2454731B1; SE8002874L; US4313203A; GB2048018B; JPS6324341B2; NL7903103A; SE453143B; CA1163345A; GB2048018A; FR2454731A1

Description

N.V. Philips' ^ösi!ciT--nföb-:ck::i, Eindhoven

PHN.9^25 . Jt· 20.3.80

"Übertragungssystem zur Übertragung zweiwertiger Datensymbole".

A. Hintergrund der Erfindung.

AC T).Gebiet der Erfindung.

Die Erfindung bezieht sich auf ein Ubertragungs-

system zur Übertragung zweiweriger Datensymbole in synchronen aufeinanderfolgenden Symbolzeitintervallen mit einer Dauer von T Sekunden.

Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf das

Gebiet der Datenübertragung über die Kabel des öffentlichen

Fernsprechnetzes zwischen den Teilnehmern und den Fernsprech-Vermittlungen, wobei sich das Spektrum von 0 Hz bis zu einer gewissen höchsten Frequenz erstreckt.

Der Anteil bei O Hz, der Gleichstromanteil, fehlt in dem

übertragenen Signal, wenn in dem Kabel Transformator-15

kopplungen vorhanden sind.

A(2). Beschreibung des Standes der Technik.

Eine allgemeine bekannte Methode zum Übertragen 2Q zweiwertiger Informationssignale ohne Gleichstromanteil und mit ausreichender Taktimpulsinformation, um eine einfache Erzeugung eines Taktimpulssignals zu ermöglichen, ist die Zweiphasenmodulation. Nach dieser Methode wird ein Träger mit der Bitfrequenz (l/T Hz) mit dem zweiwertigen Informationssignal phasenmoduliert, wobei der Träger mit dem Informationssignal phasenrichtig ist. Eine Abwandlung dieser Methode ist in der US-PS 3.846.583 beschrieben worden. Die Phase des Trägers ist dabei gegenüber dem zweiwertigen Informationssignal um 90 3Q verschoben. Wegen der speziellen dabei auftretenden Impulsform ist dazu die Bezeichnung "top hat"-(Zylinder)-Modulation bzw. -Kode vorgeschlagen worden. Die Amplitudenspektren der modulierten Signale nach diesen Modulations-

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methoden sind in Fig. 3 durch die Kurve BP für die Zweiphasenmodulation und durch die Kurve TH für die "top hat"-Modulation dargestellt. Diese zwei Spektren sind gegenüber der Bitfrequenz (fT = 1) asymmetrisch. Für eine optimale Detektion der Signale ohne Intersymbolxnterferenz wird in diesen Fällen ein Empfangsfilter notwendig sein, dessen Filterkennlinie eine entgegengesetzte Asymmetrie aufweist. Dies führt jedoch zu einer Detektion, die in bezug auf den Störabstand weniger optimal ist.

B. Zusammenfassung der Erfindung.

Der Erfindung hat nun zur Aufgabe, ein Übertragungssystem der obengenannten Art zu schaffen, in dem empfangsseitig eine optimale Detektion der Datensymbole möglich ist sowohl in bezug auf die Intersytnbolinterferenz als auch in bezug auf den Störabstand und nahezu unabhängig von der Kabelcharakteristik für ein grosses Gebiet von Kabellängen, beispielsweise 0-k km.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss bei dem

eingangsgenannten Übertragungssystem dadurch gelöst, dass jedes Datensymbol sendeseitig in zwei Rechteckimpulse entgegengesetzter Polarität und mit einer Dauer von T/k Sekunden in einem gegenseitigen Abstand von T/2 Sekunden

und in einem festen Abstand von dem Anfang des Symbolzeitintervalls umgewandelt wird und empfangsseitig die empfangenen Signale entsprechend einer Tiefpassfilterkennlinie mit Nullpunkten bei 0 Hz und 2/Τ Hz und einem sinusförmigen Verlauf zwischen diesen Nullpunkten gefiltert werden.

C. Beschreibung der Ausführungsbeispiele.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines erf indungsgetnässen Ubertragungssytems .

Fig. 2a-f_ zeigen Zeitdiagrammen. Fig. 3 zeigt einige Amplitudenspektren nach verschiedenen Modulations-(Kodier)-Methoden.

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Fig. ^-Ci-C_- zeigt das Amplitudenspektrutn, die . Impulsstossantwort bzw. das Augenmuster des erfindungsgemässen Ubertragungssytems ohne KabeLdämpfung.

Fig. 5 zeigt eine Kabelkennlinie. Fig. 6a-d zeigt das Amplitudenspektrum, die Impulsstossantwort und das Augenmuster des erfindungsgemässen Ubertragungssystems mit Kabeldämpfung und eine lineare Kabelkennlinie.

Fig. 7a-c_ zeigt das Amplitudenspektrum, die Impulsstossantwort und das Augenmuster des erfindungsgemässen Ubertragungssystems mit einem Kabel von k km.

Fig. 8a-d zeigt das Amplitudenspektrum,

die Impulsstossantwort und das Augenmuster des erfindungsgemässen Ubertragungssystems mit Kabeldämpfung sowie eine lineare Kabelkennlinie.

Fig. 9&±at das Blockschaltbild eines Ausführungs-

■ ·

beispiels des Kodegenerators zum Gebrauch in dem Übertragungssystem nach Fig. 1 ; Fig. 9h_ zeigt eine zugehörende Speichertafel.

Fig. 10 ist der Schaltplan eines Ausführungsbeispiels des Empfangsfilters zum Gebrauch in dem übertragungssystem nach Fig. 1.

Fig. 11 ist der Schaltplan eines alternativen Ausführungsbexspiels des Empfangsfilters zum Gebrauch in

" dem Übertragungssystem nach Fig. 1.

Fig. 12 einige Filterkennlinien des Empfangsfilters .

Fig. 13 ist das Blockschaltbild eines alternativen Empfängers.

Fig. 1 ^a-£ zeigen Zeitdiagratnmen.

Mit dem System der betreffenden Art wird beabsichtigt, zweiwertige Datensymbole, weiterhin als Bits bezeichnet, von einem Sender J^ (Fig. 1) zu einem Empfänger £ über ein Ubertragungsmedium ^ zu tibertragen.

" Dieses Medium kann aus einem oder mehreren Abschnitten eines Kabels bestehen und kann Transformatorkopplungen enthalten. Es können dann über das Kabel keine Signale, die einen Gleichstromanteil enthalten, übertragen werden.

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Der Sender enthält eine Datenquelle h, die einen Bitstrom mit Bitintervallen von T Sekunden liefert, die durch die Taktimpulssignalanordnung 5 synchronisiert werden. Die Bits werden einem Kodegenerator 6 zugeführt, der für jedes Bit eine bestimmte Zeitfunktion bzw. Wellenform mit einer Dauer von T Sekunden erzeugt.

Der Empfänger enthält ein Empfangsfilter 7

mit einem daran angeschlossenen Abtastschalter 8, der mit den empfangenen Datensignalen von der Taktimpulssignalanordnung 9 synchron gesteuert wird. An den Abtastschalter 8 ist ein Polaritätsdetektor 10 zur Ermittlung des Wertes jedes empfangenen Bits angeschlossen.

Die TaktimpulsSignalanordnung 9 kann von der Taktimpulssignalanordnung 5 synchronisiert werden, und zwar mittels eines separaten Synchronsignals, das von der Taktimpuls Signalanordnung 5 über das Übertragungsmedium 2. zur TaktimpulsSignalanordnung 9 übertragen wird. Dies ist durch die gestrichelte Verbindung zwischen diesen Anordnungen auf symbolische Weise angegeben. In der Praxis ist es meistens erwünscht, dass die Taktimpulssignalanordnung dem übertragenen Datensignal die Synchronisierinformation entnehmen kann. Das übertragene Datensignal enthält Signalübergänge zu Abständen von je T/2 Sekunden,die Information in bezug auf den Takt des Senders enthalten. Das Ableiten des Taktimpulssignals aus dem Datensignal bildet nicht den Gegenstand der vorliegenden Patentanmeldung.

Der Kodegenerator 6 erzeugt die Wellenformen, die in Fig. 2 dargestellt sind. Fig. 2a zeigt die Einteilung der Zeitachse in Symbolintervalle von T Sekunden. Fig. 2b zeigt ein Bit mit dem Wert "1" in einem ersten Symbolintervall und ein Bit mit dem Wert "O" in einem zweiten Symbolintervall. In Fig. 2£ sind die zugeordneten Wellenformen dargestellt, wobei in Fig. 2d die Dauer der jeweiligen Teile der Wellenformen angegeben ist.

Die Wellenform für den Bitwert "1" besteht aus einem negativen Impuls, dem ein positiver Impuls folgt, welche Impulse je eine Dauer von T/k Sekunden aufweisen.

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Der Abstand zwischen (entsprechenden Punkten der) Impulse(n) beträgt T/2 Sekunden. Die Wellenform für den Bitwert "0^M entspricht der für den Bitwert ¹M¹', hat aber die entgegengesetzte Polarität. Der Abstand der Impulse von dem Anfang des Symbolintervalls spielt keine Rolle.

Die Wellenformen nach Fig. 2e_ und f_ können daher ebenfalls verwendet werden. Nachstehend wird vorausgesetzt, dass der Sender die Wellenformen nach Fig. 2c erzeugt. Eine Verschiebung der Wellenformen zu der aus Fig. 2e_ oder f_ wird die Verzögerungskennlinie des Senders beeinflussen, nicht aber das Amplitudenspektrum des ausgesendeten Signals.

Infolge der gewählten Kodierung, die wegen der dabei verwendeten typischen Wellenform als "Kurbel— welle"-Kode bezeichnet werden kann, erhält das Sendesignal ein Amplitudenspektrum, wie dies in Fig. 3 durch die Kurve CS angegeben ist. Zum Vergleich sind in derselben Figur die Amplitudenspektren für Zweiphasenmodulation, die Kurve BP, und für den "top hat"-Kode, Kurve TH, angegeben.

Derjenige Teil des Amplitudenspektrums oberhalb der doppelten Bitfrequenz, der Punkt fT = 2, wird nicht betrachtet, weil dieser im Empfänger abgeschnitten wird. Gewünschtenfalls kann dieser Teil des Spektrums in dem Sender von einem einfachen Filter unterdrückt werden.

Wie aus Fig. 3 hervorgeht, liegt das Amplitudenspektrum entsprechend dem Kurbelwellenkode weitgehend symmetrisch um eine Achse, die durch den Punkt fT = 1 geht. Diese Symmetrie ist vorteilhaft, wenn zwischen Sender und Empfänger ein Kabel vorgesehen ist, dessen Amplituden-Frequenzkennlinie einen nahezu linearen Verlauf hat. Signalanteile mit Frequenzen, die gegenüber der Bitfrequenz symmetrisch liegen, übertragen dieselbe Information auf die Art und Weise eines doppe1seitenband— modulierten Signals. Diese Signalanteile werden durch eine lineare Kabelkennlinie auf komplementäre Weise derart gedämpft, dass die Summe dieser Signalanteile auf einheitliche Weise gedämpft wird. Für die Informationsübertragung entspricht dies der Dämpfung durch ein Kabel mit einer einheitlichen Kennlinj.^ _{0 A}

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Die Fourier-Transformation der Zeitpunkten nach Fig. 2c_, weiterhin als Spektrumfunktion des Kurbelwellenkodes bezeichnet, wird, abgesehen von einem reellen konstanten Faktor, angegeben durch:

1 _.,_ ^wT_x __ sin ^8 ± ,.

Das letzte Glied im Ausdruck (i) ist der Formfaktor, der die Folge der Impulsbreite von τ/k Sekunden ist, Für Dirac-Impulse ist der Formfaktor 1. Das letzte Glied im Ausdruck (i) hat in dem Intervall von O Hz bis zur doppelten Bitfrequenz (fT = 2) noch wenig Einfluss. Das Amplitudenspektrum des Kurbelwellenkodes hat folglich T5 annähernd einen sinusförmigen Verlauf.

Ausgehend von einer Spektrumfunktion für den Sender, wie diese durch den ersten Teil des Ausdrucks (1) gegeben ist, hat der Empfänger für weisses Rauschen ein optimales Signal-Rauschverhältnis, wenn die Ubertragungsfunktion des Empfangsfilters gegeben wird durch:

(2)

Das Empfangsfilter 7 ist im Grunde ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz entsprechend der doppelten Bitfrequenz. Das optimale Empfangsfilter hat eine Übertragungsfunktion, die unterhalb der Grenzfrequenz dem Ausdruck (2) entspricht. Als Optimum wurde der Fall betrachtet, dass die Spektrumfunktion des Senders durch den ersten Teil des Ausdrucks (i) völlig erfüllt wird. Infolge des Vorhandenseins des letzten Gliedes im Ausdruck (2) wird das Optimum nicht völlig erreicht. Es stellt sich jedoch heraus, dass der Verlust an Signal-Rauschverhältnis bei Anwendung des Kurbelwellenkodes nur 1 dB beträgt.

Für eine gute SignaldeJfcektion ist es erwünscht, dass am Ausgang des Empfangsfilters 7 die Intersymbolinterferenz möglichst klein ist. Dies ist der Fall» wenn das System aus Sender und Empfänger zusammen eine

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Übertragungsfunktion hat, die dem folgenden Ausdruck entspricht:

(sin (ψ) f (3)

Diese Kennline ist in Fig. 4a durch die Kurve A1 dargestellt. Die zugehörende Impulsstossantwort ist in Fig. 4b durch die Kurve B1 dargestellt. Das Augenmuster, das an dem Ausgang des Empfangsfilters auftritt, ist in Fig. 4c_ dargestellt. Darin ist die Symbolperiode T

angegeben. Es ist ersichtlich, dass zu den Abtastzeit— punkten to, to' keine Intersymbolinterferenz auftritt.

Zur Verwirklichung eines Systems mit einer Übertragungsfunktion, die dem Ausdruck (3) im Falle des Kurbelwellenkodes entspricht, wird das Empfangsfilter 7

derart gewählt, dass die Übertragungsfunktion zwischen 0 Hz und der Grenzfrequenz dem folgenden Ausdruck entspricht :

j wT κ cos (^) (4)

°

Es ist auf einfache Weise ersichtlich,

dass Multiplikation des Ausdrucks (i) und (4) zu dem Ausdruck (3) führt, abgesehen von einem nicht relevanten

konstanten reellen Faktor.
25

Im Vergleich zu dem Empfangsfilter entsprechend

dem Ausdruck (2) tritt bei Verwendung eines Empfangsfilters nach dem Ausdruck (4) ein geringer Verlust im Signal-Rauschverhältnis von nur 0,1 dB auf. Die Filterkennlinien nach dem Ausdruck (2) und (4) sind in Fig. 12 30

durch die Kurven F(2) und f(4) dargestellt.

Nachstehend wird vorausgesetzt, dass das

Empfangsfilter 7 dem Ausdruck (4) entspricht, was bedeutet, dass zu den Abtastzeitpunkten to, to¹ keine Intersymbolinterf erenz auftritt. Das System entspricht dann der ersten Nyquist-Bedingung.

In Fig. 5 sind einige Amplituden-Frequenzkennlinien für unterschiedliche Kabellängen dargestellt.

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Für die Bitfrequenz wird hier und unterstehend eine Frequenz entsprechend 6k kHz vorausgesetzt.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Systems beim Vorhandensein eines Kabels zwischen dem Sender und dem Empfänger sind in den Fig. 6, 7 und 8 für unterschiedliche Kabelkennlinien das Amplitudenspektrum, die Impulsstossantwort und das Augenmuster am Ausgang des Empfangsfilters dargestellt.

Das Amplitudenspektrum wird durch die Kurven A2, A3 und Ak in den Fig. 6a, Ja und 8ja angegeben, wobei die Kurve A1, aus Fig. ka als Bezugswert gilt. Die Impulsstossantwort wird durch die Kurven B2, B3 und Bk in den Fig. 6b_, 7b bzw. 8b_ angegeben, wobei die Kurve B1 aus Fig. kh_ als Bezugswert gilt. Das Augenmuster ist in den Fig. 6c_, 7£. und 8c_ dargestellt.

Fig. 6 bezieht sich auf ein Kabel mit einer linearen Amplituden-Frequenzkennlinie, wie diese in Fig. 6d dargestellt ist. Fig. 7 bezieht sich auf ein Kabel mit einer Länge von k km, dessen Amplituden-Frequenzkennlinie in Fig. 5 dargestellt ist. Fig. 8 bezieht sich auf eine lineare Amplituden-Frequenzkennlinie nach Fig. 8d mit einer Grenzfrequenz, die der doppelten Bitfrequenz entspricht. Es ist ersichtlich, dass in all diesen Fällen die Augenhöhe zu den Abtastzeitpunkten to, to' praktisch den maximalen Wert hat und dass auch die Breite des Auges auf beiden Seiten der Abtastzeitpunkten to, to' praktisch den maximalen Wert hat. Die Kabelkennlinie hat dadurch nahezu keinen Einfluss auf die Signaldetektion. Der einzige Einfluss des Kabels besteht aus einer Dämpfung des Spitzenwertes des empfangenen Signals zu den Abtastzeitpunkten.

Ein Ausführungsbeispxel des Senders \_ ist in Fig. 9a dargestellt. Die Taktimpulssignalanordnung 5 enthält eine Impulsquelle 11 mit einer Frequenz entsprechend der vierfachen Bitfrequenz k/T Hz. Diese Frequenz wird in zwei Teilerstufen 12 und 13 bis zur doppelten Bitfrequenz 2/Τ Hz und zur Bitfrequenz 1/T Hz geteilt.

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Die Signale mit der Frequenz 4/Τ, 2/Τ und 1/T Hz werden den Exklusiv-Oder-Toren 14, 15 und 16 im Kodegenerator zugeführt. Einem zweiten Eingang dieser Tore wird das Ausgangssignal· der Datenquelle 4 zugeführt. Auf diese Weise entstehen an den Ausgängen dieser Tore zweiwertige Signale a , a.. und a₂, die zusammen Dreibitadressen für einen ROM-Speicher 17 bilden. Der Speicher umfasst acht diesen Adressen entsprechende Speicherstellen, wobei an jeder Stelle ein X-Bit und ein Y-Bit entsprechend der

1" Tafel aus Fig. 9b, gespeichert sind.

Signale entsprechend einem ausgelesenen X-Bit und Y-Bit werden über gleiche Widerstände dem Eingang eines Differenzverstärkers J_8 zugeführt. Dieser liefert das Ausgangssignal Vu entsprechend der letzten Spalte der Tafel nach Fig. 9b_. Auf einfache Weise kann überprüft werden, dass in den SymbolinterVa^en von T Sekunden am Ausgang des Differenzverstärkers _1_8_ die feilenformen entsprechend Fig. 2.c_ erzeugt werden.

Ein Ausführungsbeispiel des Empfangsfilters 7 mit einer Übertragungsfunktion entsprechend dem Ausdruck (2), Kurve F2 in Fig. 12, ist in Fig. 10 dargestellt. Ein Ausführungsbeispiel für das Empfangsfilter 7 mit einer Übertragungsfunktion entsprechend dem Ausdruck (k), Kurve f(4) in Fig. 12, ist in Fig. 11 dargestellt.

Dieses Filter besteht aus der Kaskadenschaltung eines Differentiators mit der Übertragungsfunktion jw (in der Figur rechts) und einem Tiefpassfilter mit der Übertragungsfunktion cos (wT/8) (in der Figur links). In der Praxis wurde eine Grenzfrequenz von 128 kHz verwendet.

Die Bestimmung der Werte der Elemente der Filter bei einer gegebenen G-renzfrequenz sind einen Fachmann geläufig.

Das Blockschaltbild eines alternativen

Empfängers für den Kurbelwellenkode ist in Fig. 13 dargestellt. Dieser enthält ein Empfangsfilter I9 mit einer einheitlichen Tiefpasskennlinie, wie diese bei 2Qdargesteilt ist. An den Ausgang des Filters sind zwei Abtastschalter 21 und 22 angeschlossen. Diese werden durch die Taktimpulssignalanordnung 23 mit der Bitfrequenz 1/T Hz

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und mit einem Phasenunterschied entsprechend 180 gesteuert. Die Abtastzeitpunkte der Schalter 21 und 22 sind in Fig.14b und c_ gegenüber der in Fig. 1 ka dargestellten Wellenform des Kurbelwellenkodes dargestellt. Der Signalabtastwert des Abtastschalters 21 wird durch das Verzögerungsglied 2k um die halbe Abtastperiode verzögert. Ein Differenzerzeuger 25 erzeugt die Differenz zwischen dem verzögerten Signalabtastwert und dem Signalabtastwert des Abtastschalters 22.

An den Ausgang des Differenzerzeugers 25 ist ein Abtastschalter 26 und daran ein Polaritätsdetektor angeschlossen. Diese letzteren Anordnungen entsprechen dem Abtastschalter 8 und dem Polarxtätsdetektor 10 aus Fig. 1. An dem Ausgang des Polaritätsdetektors 27 erscheinen die regenerierten zweiwertigen Datensymbole.

Die Anordnung, die sich zwischen dem Ausgang des Filters 19 und dem Eingang des Abtastschalters 26 befindet, verhält sich wie ein Netzwerk mit einer Ubertragungskennlinie, wie diese bei 2^8 dargestellt ist.

Dies ist eine periodische Kennlinie mit einem sinusförmigen Verlauf zwischen 0 Hz und der doppelten Bitfrequenz entsprechend dem Ausdruck (2). Die Kombination der Kennlinien 20 und 2&_ erfüllt in diesem Empfänger dieselbe Funktion wie die Kennlinie des Empfangsfilters 7 in dem Empfänger nach Fig. 1 .

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Claims

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"PATENTANSPRÜCHE"

Übertragungssystem zur Übertragung zweiwertiger Datensymbole in synchronen aufeinanderfolgenden Symbolzeitintervallen mit einer Dauer entsprechend T Sekunden, dadurch gekennzeichnet, dass jedes Datensymbol sendeseitig in zwei Rechteckimpulse mit entgegengesetzter Polarität und mit einer Dauer entsprechend T/k Sekunden in einem gegenseitigen Abstand von T/2 Sekunden und in einem festen Abstand von dem Anfang des Symbolzeitintervalls umgewandelt wird und empfangsseitig die empfangenen Signale ent-

1" sprechend einer Tiefpassfilterkennlinie mit Nullpunkten bei 0 Hz und 2/Τ Hz und mit einem sinusförmigen Verlauf zwischen diesen Nullpunkten gefiltert werden. 2 ο Empfänger zum Gebrauch im Übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger

' zwischen dem Signaleingang für die Signale von der Sendeseite und einer Signalregenerationsanordnung ein Tiefpassfilter mit einer Filterkennlinie mit einem Maximum bei 0 Hz und einem Nullpunkt bei 2/Τ Hz und mit einem kosinusförmigen Verlauf zwischen dem genannten Maximum

²" und dem Nullpunkt und ein in Reihe damit geschaltetes differenzierendes Netzwerk enthält.

3ο Empfänger zum Gebrauch im Übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger zwischen dem Signaleingang für die Signale von der Sende-

²^ seite und einer Signalregenerationsanordnung ein Tiefpassfilter mit einer einheitlichen Frequenzkennlinie zwischen 0 Hz und 2/Τ Hz enthält und an dem Ausgang des Tiefpassfilters zwei mit einer Abtastfrequenz entsprechend 1/T Hz und einem gegenseitigen Zeitunterschied entsprechend T/2

Sekunden wirksame Abtastschaltungen angeschlossen sind und ein Differenzverstärker in jedem Symbolintervall die Differenz der Signalabtastwerte zu der Signalregenerationsanordnung zuführt.

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