DE2540473A1 - Modulations- und filtervorrichtung - Google Patents
Modulations- und filtervorrichtungInfo
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Description
Anmeldet: O. Philips' GloeÜampenfobrteba PHN .7727
Akten Nr.: f/jN "^ ? 2 ^ ' Va/EVH.
Anmeldung vom: y^J . $£/? / - H^S 19.8.1975
"Modulations- und Filtervorrichtung"
Die Erfindung "bezieht sich auf eine Modulations- und Filtervorrichtung für digitale Signale,
die Mittel zur Filterung der digitalen Signale und Mittel zum Aufmodulieren der gefilterten digitalen Signale auf
eine Modulationsträgerwelle enthält.
Datensignale, die aus einer Reihenfolge von Signalelementen gleicher Dauer bestehen, deren Amplitude
eine binäre "0" oder eine binäre "1" darstellt, eignen sich nicht ohne weiteres zur übertragung über z.B. einen
Fernsprechkanal. Es ist in der Praxis denn
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• · · 19.8.75.
auch, üblich geworden, sogenannte "Modems" zu verwenden,
in denen die Datensignale beim Aussenden einer Trägerwelle
aufmoduliert und bei Empfang des modulierten Signals demoduliert werden»
Jede der bekannten Modulationstechniken, wie FSK, PSK, AM-DSB, AM-SSB, AM-VSB, können zur Erzielung
eines derartigen Frequenzspektrums verwendet
so
werden,/dass dieses über einen Fernsprechkanal übertragen
werden,/dass dieses über einen Fernsprechkanal übertragen
werden kann.
Die Erfindung gründet sich, auf Untersuchungen
auf dem Gebiet eines 24OO Baud-AM-VSB-Mod ems, aber
beschränkt sich nicht auf eine solche Vorrichtung, weil dieselben Prinzipien für andere Datengeschwindigkeiten
und für andere lineare Modulationsverfahren, wie AM-DSB, AM-SSB, FSK, (Modulationsindex ^) und PSK, verwendet
werden können. Obgleich nachstehend von einem 2400 Bit/sec-AM-VSB-Modem
und von der Erweiterung desselben zu einem 4800 Bit/sec-AM-VSB-Modem die Rede sein wird, soll dies
nicht als eine Beschränkung der Anwendungsmöglichkeiten
der Prinzipien nach der Erfindung interpretiert werden.
Nach einem in üblichen AM-VCB-Modems vielfach angewandten Verfahren werden die Datensignale zunächst
in einem Tiefpass gefiltert. Die gefilterten Signale werden in der Amplitude einer Trägerwelle aufmoduliert ,
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und von den Seitenbändern des modulierten Signals wird ein Seitenband zuzüglich eines Teiles des anderen Seitenbandes
von einem Restseitenbandfilter ausgewählt, dessen Ausgangssignal ausgesandt wird»
Der Tiefpass führt eine Begrenzung des
Frequenzspektrums der Datensignale auf der Seite der hohen Signalfrequenzen herbei. Bei der in bezug auf die höchsten
Datensignalfrequenzen niedrigen Trägerfrequenz von Datenmodems für Fernsprechkanäle verhindert der Tiefpass auch
die "fold over"-Erscheinung, die auftritt, wenn hohe
Signalfrequenzen nach Aufmodulierung auf die Trägerwelle
in dem· Bereich zu liegen kommen, den die niedrigeren Signalfrequenzen nach Modulation einnehmen,.
Der Tiefpass wird gewöhnlich als das Vormodulationsfilter
und das Restseitenbandfilter als das Nachmodulationsfilter bezeichnet. Zwischen diesen, beiden
Filtern erfolgt die Modulation-,
Das Ausgangssignal des Vormodulationsfilters
ist ein analoges Signal, sogar wenn das Eingangssignal ein binäres Signal ist, sodass ein analoger Modulator
verwendet werden muss·
Es wurde vorgeschlagen, den analogen Modulator durch eine einfache Logikschaltung zu ersetzen und die
Schritte von Vormodulationsfilterung und Modulation zu vertauschen , um die binäre Form des Eingangs signals
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• ■ · 19.8.75.
auszunutzen« Es hat sich gezeigt, dass Vortauschung
dieser Schritte nur dann möglich ist, wenn die Trägerfrequenz gleich einem ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz
des digitalen Eingangssignals ist. Nur in diesem Falle kann die auftretende "fold-over"-Verzerrung von
einem linearen Netzwerk ausgeglichen werden.
In der Praxis hat dies eine beschränkte Bedeutung, wie aus einem vorläufigen Vorschlag der CCITT
für einen 4800 Bit/sec-AM-VSB-Modem hervorgeht, gemäss dem dieser Modem eine Trägerfrequenz von 2100 Hz aufweisen
muss, die nicht in dem genannten Verhältnis zu der Taktfrequenz (in diesem Falle 2400 Hz bei Vierpegelkodierung)
steht«
Die Vertauschung =?- der Schritte von Vormodulationsfilterung
und Modulation, die nur in einer beschränkten Anzahl von Fällen zulässig ist, hat zur Folge,
dass nur noch ein einziges Filter, und zwar das Nachmodulationsfilter,
erforderlich ist. Dieses Filter kann derart entworfen sein, dass darin die "fold-over"-Verzerrung
ausgeglichen wird.
Indem das Nachmodulationsfilter als binäres
Transversalfilter ausgebildet wird, kann auf die vorgeschlagene Weise ein Datenmodem mit integrierten Schaltungen
erhalten werden,
"~ Nach einem anderen Entwicklungsgang und mit
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der Absicht, die Anforderungen für das Nachmodulationsfilter zu verringern, wurde vorgeschlagen, das Vormodulationsfilter
als Bandfilter auszubilden. Dieser Vorschlag basiert auf der Tatsache, daß durch Anwendung kurzer
Impulse für die Darstellung der binären Information die Signalenergien bei den höheren Frequenzen, die ebenfalls
die binäre Information vollständig darstellen, verstärkt werden. Durch das Auswählen dieser Signalkomponenten mit
höheren Frequenzen wird ein derartiges Signal erhalten, daß nach Modulation die dann erhaltenen Seitenbänder auf
einfache Weise getrennt werden können.
Die Erfindung bezweckt, einen Digitaldatensender zu schaffen, bei dem die Leitungsträgerfrequenz
nicht gleich einem ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz zu sein braucht, und der mit einer Mindestanzahl
technischer Mittel zu verwirklichen ist und der insbesondere die Anforderungen für das Nachmodulationsfilter
derart verringert, daß man mit einem einfachen RC-Netzwerk auskommen kann.
Die Modulations- und Filtervorrichtung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß Signalabtastwerte des digitalen Eingangssignals, die mit
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einer ersten Abtastfrequenz auftretenfin einem Digitalfilter,
in Signalabtastwerte mit einer zweiten Abtastfrequenz, die zweimal höher als die Modulationsträgerfrequenz
ist, umgewandelt werden, während die Signal— abtastwerte mit der zweiten Abtastfrequenz in einem
Modulator mit Signalabtastwerten der Modulationsträgerwelle moduliert werden, die mit derselben zweiten Abtastfrequenz auftreten, wobei das Digitalfilter als Bandfilter
ausgebildet ist.
In diesem Digitalsender wird die Modulatorträgerwelle mit einer Frequenz abgetastet, die zweimal
höher als die Modulatorträgerfrequenz ist, so dass die Abtastwerte der Trägerwelle in Zahlenform durch die
Zahlen +1, —1, +1, —1, ... dargestellt werden können.
Der Modulationsvorgang beschränkt sich dann auf eine alternierende Inversion der Signalabtastwerte, die von dem
Digitalbandfilter von dem. digitalen Eingangssignal abgeleitet sind.
Diese digitale Modulation ist in bezug auf ihre Einfachheit mit der "Modulation vergleichbar, die
in dem bei dem Stand der Technik genannten System verwendet wird, in dem die Schritte von Modulieren und
Filtern vertauscht ·- wurden. In dem Digit al send er nach
der Erfindung wird jedoch an die Trägerfrequenz in bezug auf die Taktfrequenz oder Abtastfrequenz des digitalen
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Eingangssignals keine besondere Anforderung gestellt.
Das Verhältnis zwischen der zweiten und der ersten Abtastfrequenz kann eine ganze Zahl sein, in
welchem Falle das Sigitalfilter als interpolierendes Filter ausgebildet werden kann. Wenn das Verhältnis nicht
eine ganze Zahl ist, in welchem Falle das Verhältnis durch M/L ausgedrückt werden kann, wobei M und L aufeinander
nicht teilbare ganze Zahlen sind, kann das Digitalfilter durch die Kaskadenschaltung eines interpolierenden Filters
mit einem Interpolationsfaktor M und eines extrapolierenden Filters mit einem Extrapolationsfaktor L gebildet werden.
Auch ist es möglich, ein interpolierendes Digitalfilter mit einem Interpolationsfaktor M/L zu verwenden, wie in
der deutschen Patentanmeldung Nr. P 25 39 532 .8 der Anmelderin
beschrieben ist.
"Digital filtering of band-limited signals": Interpolation, extrapolation and distortions due to
various truncations. Reduction of Computation speed in digital filters", von M. Bellanger, J.L. Daquet, G. Lepagnol,
ICC Juni, 11-13, 1973, S. 23-11 bis 23-15.
"Terminology in digital signal processing", I.E.E.E. Transactions on Audio and Electroacoustics,
Band AU-20, Nr. 5, Dezember 1972, S. 322 bis 337
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2 5 4 O 4 7:3
HA digital signal processing approach to
interpolation" von R.W. Schafer, L.R. Rabiner, Proceedings
of the I.E.E.E., Band 61, Nr. 6, Juni 1973» S.692 bis 702.
. USA-Patentschrift 3 611 12O.
Liste von Abkürzungen t
FSK - "frequency shift keying"
PSK - «phase shift keying"
AM — Amplitudenmodulation
DSB - "double sideband"
VSB - »vestigal sideband"
SSB - "single sideband".
Der Digitaldateneender nach Fig. 1 enthält eine Quelle binärer Datensignale 1. Die Geschwindigkeit
der Datenquelle 1 wird lediglich beispielsweise auf 2^00 Bit/sec gesetzt. Diese Datenquelle liefert 2^00
binäre Signalelemente pro Sekunde und jedes Signalelement
hat eine Dauer T1 = Λ/zkOO see.
Die Datenquelle 3 wird von einem Taktgeber gesteuert, die der Datenquelle 1 ein Taktsignal mit
einer Taktfrequenz f^ = 2400 Hz zuführt.
Mit 3 ist ein Digitalfilter bezeichnet.
Dieses Filter kann auf bekannte Weise ausgebildet sein. Die Ausgangsabtastfrequenz des Digitalfilters ist gleich f^
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Diese Frequenz wird nachstehend nähe*· definiert. Ein
Digitalfilter hat bekanntlich eine Uebertragungsfunktion
mit einem periodischen Verlauf, deren Periode gleich der Abtastfrequenz, in diesem Falle gleich fg, ist. Der Teil
der Frequenzkennlinie zwischen -i**? und +^f2 wird von
nfp-Jfp bis nfp+'g-fp wiederholt, wobei η eine beliebige
ganze Zahl ist. Durch passende Wahl der Filterkoeffizienten
kann erreicht werden, dass der Teil der Uebertragungsfunktion zwischen -Έ^ο ^11^ +^2 e^ne bestimmte gewünschte
Form erhält, die z.B. der eines VSB-Filters entspricht«
Eine Abtastvorrichtung h lässt Abtastwerte des Datensignals mit der Abtastfrequenz f.. = 2^00 Hz in
das Digitalfilter 3 zu. Jedes Signalelement wird einmal abgetastet,· um festzustellen, ob das Signalelement eine
binäre "0" oder eine binäre "1" darstellt, und der entsprechende Wert wird in dem Digitalfilter 3 angebracht.
Mit 5 ist ein Modulator und mit 6 eine
Trägerwellenquelle bezeichnet. Diese Trägerwellenquelle
liefert mit der Abtastfrequenz f2 Signalabtastwerte einer
Trägerwelle mit der Trägerfrequenz ^f2 · Diese Trägerwellenabtastwerte
können in Zahlenform durch die Zahlen +1, -1, +1, -1, ... dargestellt werden. Der Modulator 5 multipliziert
jeden Signalabtastwert des Digitalfilters 3 mit einem Trägerwellenabtastwert unf 'führt das Ergebnis dem
Digital-Analog-Wandler 7
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• "19.8.75.
Signalabt astwerte werden im Digitalfilter
und im Digitalmodulator 5 in Form von Kodewörtern, die
Zahlen darstellen, behandelt. Diese Kodewörter werden vom Digital-Analog-Wandler 7 in einen entsprechenden
Amplitudenwert eines Stroms oder einer Spannung umgewandelt und normalerweise während der Abtastperiode auf diesem
Wert festgehalten» Das auf diese Weise erhaltene quantisierte
Signal wird einem Tiefpass 8 zugeführt, der das Unterseitenband des quantisierten Signals durchlässt
und die anderen Seitenbänder unterdrückt. Der Ausgang des Filters ist an eine Uebertragungsleitung 9 angeschlossen.
-se**"
Fig. 2a zeigt schematisch einen Teil des Frequenzspektrums eines aus diskreten' Zeitimpulsen mit
gegenseitigen Abständen T- = ^/^i aufgebauten digitalen
Signals, wie es am Ausgang der Abtastvorrichtung k auftritt.
Fig. 2b zeigt einen Teil der Uebertragurigsfunktion
für positive Frequenzen des Digitalfilters 3 mit
einer Ausgangsabtastfrequenz f2 = 1380 Hz. Der Teil für
die negativen Frequenzen ist das Spiegelbild um die Frequenz Null des Teiles für die positiven Frequenzen,
Die "folding"-Frequenz -^f2 beträgt 6900 Hz. Die Uebertragungsfunktion
zwischen-^-f- und +|-f2 hat die Form eines
VSB-FiIters für eine"Trägerfrequenz" 2f1 = 4800 Hz.
In Fig. 2b ist mit einer gestrichelten Linie 20 der Teil
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des Spektrums nach Pig. 2a dargestellt, der vom VSB-Pilter
umfasst wird.
Fig. 2c zeigt das Frequenzspektrum eines digitalen Signals, das aus diskreten Zeitimpulsen mit
gegenseitigen Abständen T2 = i/f2 besteht, die abwechselnd
den Wert +1 und -1 aufweisen. Dieses Spektrum besteht aus Spektrallinien in Abständen f2 = 13800 Hz. Dies entspricht
dem Spektrum der Trägerwellenabtastwerte am Ausgang der Trägerwellenquelle 6.
Fig. 2d zeigt im Frequenzbereich das Ergebnis der Multiplikation der Ausgangssignalabtastwerte des
Digitalfilter 3 mit den Trägerwellenabtastwerten der
Trägerwellenquelle 6 in dem Modulator 5. Die gestrichelte
Linie 21 entspricht der Linie 20 der Fig. 2b und veranschaulicht die neue Lage des betreffenden Teiles des
Frequenzspektrums des Datensignals.
Der Digital-Analog-Wandler 7 wandelt normalerweise
jeden Ausgangssignalabtastwert des Modulators 5 in ein Signalelement mit einer Dauer T2 und einer konstanten
Amplitude während dieser Zeitdauer um» Dies führt in den Frequenzbereich einen -Formfaktor ein, dessen
erster Nullpunkt bei 13800 Hz liegt. Durch diesen Formfaktor werden die Komponenten höherer Frequenz des
Spektrums nach Fig. 2d bereits in bezug auf die Komponenten niedrigerer Frequenz im Band von 600 bis 2700 Hz
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· 19.8.75.
geschwächt. Eine weitere Unterdrückung kann mit Hilfe des RC-Filters 8 erzielt werden, dessen Uebertragungsfunktion
mit der gestrichelten Linie 22 der Fig. 2d angedeutet ist.
Vie aus Fig. 2d hervorgehen wird, weist das Ausgangssignal des Filters 8 die Form eines VSB-Signals
mit einer Leitungsträgerfrequenz von 2100 Hz und zur Illustrierung einem Seitenband von 2100 Hz bis 600 Hz
und einem Rest seitenband von 2100 bis 2700 Hz auf. 4800 Bit/sec-Datensender.
Ein 4800 Bit/sec-Datensender mit dem gleichen Frequenzspektrum wie der 2400 Bit/sec-Datensender nach
Fig. 1 kann durch Anwendung von Dibitkodierung am Eingang des Datensendeis erhalten werden« Entsprechend dieser
Kodierung werden die Signalelemente der Datenquelle in
Gruppen von zwei Signalelementen unterteilt und werden
diese in der Dibitkodiervorrichtung entsprechend der folgenden Regel kodiert:
Eingangsdibit Ausgangsdibit Zahlenwert
11 ■ - 00 +3
10 01 +1
00 10 -1
01 11 -3.
Das Digitalfilter 3 behandelt die Dibits entsprechend ihrem Zahlenwert, der in der dritten Spalte
angegeben ist.
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Die Kodierung der Ausgangsdibits (a a.. ) ist
derart, dass ihr Zahlenwert durch:
2.(-i)a° + (-if1
angegeben ist.
angegeben ist.
Die Multiplizierung eines Dibits mit einem Filterkoeffizienten C, kann nun in zwei Schritten durchgeführt
werden; zunächst erfolgt nämlich eine Multiplizierung von CL Wit 2 und Zuordnung eines Zeichens
aQ
entsprechend (-1) , dann eine Multiplizierung mit 1 und
entsprechend (-1) , dann eine Multiplizierung mit 1 und
ai
Zuordnung eines Zeichens entsprechend (-1) · Die Multiplizierung einer binären Zahl mit 2 entspricht einer
Kommaverschiebung um eine Stelle j so dass bei Anwendung des vorgenannten Kodes statt eines Multiplizierest eine
einfache Kommaverschiebungsvorrichtung verwendet werden kann,
und Datengeschwindigkeit a
Aus Fig. 2 ist ersichtlich, dass die Leitungsträgerfrequenz von 2100 Hz gleich dem Unterschied zwischen
der Frequenz der Trägerwellenquelle 6 von 6900 Hz und der Frequenz von 4800 Hz ist, die der Mitte einer der
Nyquist-Flanken des VSB-Filters nach Fig. 2b entspricht.
Wenn nun die Leitungsträgerfrequenz mit f ,
die Frequenz der Trägerwellenquelle 6 mit ^f- und die
der Mitte der Nyquist-Flanke des Filters nach Fig. 2b
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19.8.75. - Ik -
entsprechende Frequenz mit -g-Kf.. bezeichnet wird, gilt
die Beziehung:
to = £f2 - ^Kf1 (1).
Bei gegebener fn und f., ist die Beziehung
c ι
zwischen K und fp durch die Beziehung (1) vollständig
bestimmt»
Wenn in die Beziehung (i) fo = 2100 Hz und
f.. = 2400 Hz eingesetzt werden, wird für K = 4 gefunden,
dass f2 = I38OO Hz ist.
Der Faktor, um den das Digitalfilter 3 die
Abtastfrequenz erhöht, wird danns
JT2Zf1 = 23/4 (2).
Der Faktor K darf eine ungerade Zahl sein. In diesem Falle muss das Spektrum nach Fig. 2a um ein
Intervall -^f1 nach rechts verschoben werden. Dies kann
dadurch erzielt werden, dass die Ausgangsabtastwerte der Abtastvorrichtung k abwechselnd mit +1 und -1 multipliziert
werden.
Digitalfilter»
Das Digitalfilter 3 nach- Fig« 1 mit einer
Erhöhung der Abtastfrequenz um einen Faktor r- , der im
XJ
23
vorliegenden Beispiel —fr beträgt, kann durch die Kaskadenschaltung eines interpolierenden die Abtastfrequenz um einen Faktor M erhöhenden Filters und eines extrapolierenden die Abtastfrequenz um einen Faktor L herabsetzenden Filters gebildet werden. Die Uebertragungsfunktion,
vorliegenden Beispiel —fr beträgt, kann durch die Kaskadenschaltung eines interpolierenden die Abtastfrequenz um einen Faktor M erhöhenden Filters und eines extrapolierenden die Abtastfrequenz um einen Faktor L herabsetzenden Filters gebildet werden. Die Uebertragungsfunktion,
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die erzielt werden muss, kann dann über die beiden Filter
verteilt werden.
Eine andere Möglichkeit wäre, das extrapolierende Filter durch einen Schalter zu ersetzen, der
mit einer Frequenz betätigt wird, die um einen Faktor.L niedriger als die Ausgangsabtastfrequenz des interpolierende!
Filter ist, welcher Schalter nur einen von jeder Gruppe von L Ausgangssignalabtastwerten dem Modulator 5 zufuhrt.
Interpolierende und extrapolierende Digitalfilter sind' an sich bekannt und es sei hier genügend,
auf die unter (c) genannten Referenzen zu verweisen.
Eine geeignete Ausführungsform eines interpolierenden Digitalfilters ist in der deutschen Patentanmeldung Nr. P 25 39 532.8 der Anmelderin beschrieben,
auf die hier ebenfalls verwiesen wird. "
Obgleich die Anmelderin darauf verzichtet hat, an sich bekannte Digitalfilter zu beschreiben,, sei aber
bemerkt, dass, weil in Digitalfiltern Ausgangssignalabtastwerte aus Eingangssignalabtastwerten auf Basis von
Zahlen errechnet werden, es dem Fachmann klar sein wird, dass das Multiplizieren der Ausgangsabtastwerte des
Digitalfilters 3 mit den Trägerwellenabtastwerten der Trägerwellenquelle 6 in dem Digitalfilter 3 cüurchgeführt
werden kann«
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ι.
Pilotsignal.
In der Praxis wird mit den modulierten
Datensignalen ein Pilotsignal auf* der Leitungsträgerfrequenz
(2100 Hz, Fig. 2d) mitgesandt. Ein derartiges Pilotsignal kann auf verschiedene Weise erzeugt werden.
Ein geeignetes "Verfahren zum Erzeugen des Pilotsignals ist folgendes:
Die Zahlenwerte der Signalabtastwerte, die von der Abtastvorrichtung 4 dem Digitalfilter 3 zugeführt
werden, werden um einen festen Betrag erhöht« Infolgedessen entstehen im Frequenzspektrum nach Fig. 2a
Spektrallinien bei den Frequenzen f-, 2f1, ... . Die
Spektrallinie bei 2f1 (= 4800 Hz) verschiebt sich durch
Modulation mit der Spektrallinie tei 6900 Hz der Trägerwellenquelle
6 (Fig. 2c) zu der Leitungsträgerfrequenz von 2100 Hz (Fig. 2d) und bildet dort das gewünschte
Pilotsignal. In dem Falle des 4800 Bit/sec-Datensenders liefert eine Umwandlung der Zahlenwerte +3, +1, -1» -3
in +4, +2, 0, -2 ein Pilotsignal, das 6 dB unter dem maximalen Signalpegel liegt.
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Claims (1)
- PHN.7727. 19.8.75. - 17 -254CU73Patentanspruch:Modulations- und Filtervorrichtung fürdigitale Signale, die Mittel zur Filterung der digitalen Signale und Mittel zum Aufmodulieren der gefilterten digitalen Signale auf eine Modulationsträgerwelle enthält, dadurch gekennzeichnet, dass Signalabtastwerte des digitalen Eingangssignals, die mit einer ersten Abtastfrequenz auftreten, in einem Digitalfilter in Signalabtastwerte mit einer zweiten Abtastfrequenz, die zweimal höher als die Modulatorträgerfrequenz ist, umgewandelt werden, während die Signalabtastwerte mit der zweiten Abtastfrequenz in einem Modulator mit Signalabtastwerten der Modulatorträgerwelle moduliert werden, die mit derselben zweiten Abtastfrequenz auftreten, wobei das Digitalfilter als Bandfilter ausgebildet ist«,6098U7 0849Leerseite
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DE2540473B2 DE2540473B2 (de) | 1978-03-09 |
DE2540473C3 DE2540473C3 (de) | 1978-10-26 |
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Family Applications (1)
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