DE2216350A1 - Numerisches Filter und digitales Datenubertragungssystem mit diesem Filter - Google Patents

Description

"Numerisches Filter und digitales Datenübertragungsßystem mit diesem Filter"

Die Erfindung bezieht sich auf ein programmierbares numerisches Filter und ein digitales Datenübertragungssystem mit automatischer Entzerrung des Uebertragungskanals, welches Übertragungssystem derart angepasst ist_r dass das genannte numerische Filter für die Filterfunktionen des Senders und Empfängers verwendet werden kann.

Es ist bekannt, dass Uebertragungssysteme, denen

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im Uebertragungskanal ein bestimmtes Frequenzband zugeordnet ist, im Sender Filter erfordern um die ausserhalb des augeordneten Bandes liegenden Anteile des Signals zu unterdrücken. Auf gleiche ¥eise muss im Empfänger eine starke Filterung des dem Demodulator zugeführten Signals durchgeführt werden. Filter sind im Empfänger ebenfalls für die Entzerreranordnung des Uebertragungskanals notwendig, die zum Zweck hat, die durch den Uebertragungskanal herbeigeführten Amplituden— und Laufzeitverzerrungen auszugleichen. Filter werden dann einerseits dazu verwendet, getrennt oder zusammen, Pilotsignale zu selektieren, die zur Entzerrung ausgestrahlt werden und dazu dienen, im Empfänger ein Mass der Verzerrungen anzugeben und andererseits, derart in der Strecke des empfangenen Signals angeordnet zu werden, dass die Verzerrungen des Uebertragungskanals ausgeglichen werden.

Für all diese Funktionen sind also schwere feste oder regelbare Filter notwendig, die eine Vielzahl unterschiedlicher Funktionen erfüllen müssen.

Die Erfindung bezweckt erstens ein numerisches Filter zu schaffen, das für all diese Funktionen in einem Datenübertragungssystem derart verwendbar ist, dass es an die gewünschte Uebertragungsfunktion angepasst werden kann und zwar durch eine Gruppierung weitgehend integrierbarer Filterzellen vom selben Typ und durch eine einfache numerische Steuerung dieser Zellen.

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Das erfindungsgemässe numerische Filter, dessen Eingang Abtastwerte eines analogen Signals zugeführt werden, dessen Spektrum auf eine Frequenz f begrenzt ist, welche die Halfte der Abtastfrequenz ist, weist das Kennzeichen auf, dass das Filter 2-1 Elementarhalbbandfilterzellen vom selben Typ enthält, die .in η kaskadengeschalteten Stufen gegliedert sind, wobei die ρ ^e Stufe 2ⁿ~^P Zellen enthält und ρ von

1 bis η von der ersten bis zur letzten Stufe schwankt, während die eingehende Reihe von Abtastwerten mit der· Frequenz 2f in 2 ~" verflochtetem Reihen mit der Frequenz 2f /2 "" aufgeteilt wird, die je gesondert den 2 Zellen der ersten Stufen zugeführt werden und die ausgehenden Reihen der Zellen der ersten Stufe je zwei und zwei kombiniert werden um

2 Reihen regelmässig verteilter Abtastwerte zu bilden mit der Frequenz 2f /2ⁿ~², die den 2ⁿ~² Zellen der zweiten Stufe zugeführt werden, während auf dieselbe Art und ¥eise die 2 "ausgehenden Reihen der ρ Stufe je zwei und zwei kombiniert werden um 2ⁿ~^^p+ ' Reihen regelmässig verteilter Abtastwerte zu bilden mit der Frequenz 2f /2ⁿ *^P+ ', die den 2ⁿ~(^p+1) Zellen der (p+i)^ten Stufe zugeführt werden, wobei die Zelle der letzten Stufe die Reihe ausgehender Abtastwerte des Filters mit einer Frequenz 2f liefert, während die Takt signale, welche die Wirkung der Zellen steuern, eine geeignet gewählte

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Frequenz und Phase aufweisen, wobei diese Zellen als Halbbandfilter wirksam sind für die Frequenz der Abtastwerte, die ihnen zugeführt werden, wobei jede Zelle einerseits mit Mitteln zum Umkehren des Vorzeichens nur eines von allen zwei ein- und ausgehenden ' Abtastwerten versehen ist und andererseits mit Mitteln zum Blockieren der Filterfunktion und jede Stufe mit einer Klemme zur Steuerung der Umkehrung des Vorzeichens aller Zellen der Stufe und mit einer Klemme zur Steuerung der Blockierung aller Zellen der Stufe versehen ist, wobei das Filterdurchlassband in seiner Breite und Lage schrittweise mit einer Bandbreite von f /2 regelbar ist und zwar abhängig vom Wert der Binärsignale, die den η Klemmen zur Steuerung der Umkehrung und den η Klemmen zur Steuerung der Blockierung zugeführt werden.

Eine besonders günstige Ausführungsform des erfindungsgemässen Filters wird erhalten, wenn als Elementarfilterzelle eine geeignete Kombination aus zwei Filtern vom Typ, wie dies in der deutschen Offenlegungsechrift Nr. 2.,038.348 beschrieben worden ist, verwendet wird.

Weiter schafft die Erfindung ein Uebertragungssystem, in dem fast sämtliche Bearbeitungen durch numerische Verfahren durchgeführt werden und das dazu entworfen worden ist, die Vorteile des obengenannten Filters voll auszunutzen.

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Die Erfindung schafft insbesondere eine mime*·'·· rische Anordnung zum Modulieren eines Datensignals auf orthogonalen Trägern, die sich insbesondere zum Gebrauch des programmierbaren Filters im Uebertragungssystem eignet. Diese Anordnung ist eine numerische Ausführungsform der Modulationsart von orthogonalen Trägern, die in den französischen Patentschriften Nr. 1.330.777 (PH 17824) und Nr. 1.381.31k (PH 18739) beschrieben worden sind, welche Patentschriften im Namen der Anmelderin am 7· Mai I962 bzw. am 23. August I963 eingereicht worden sind.

Die Erfindung schafft ausserdem eine besonders zweckmässige Anordnung zur· automatischen Entzerrung des Uebertragungskanals, welche Anordnung mit einer Anordnung zur groben Entzerrung und einer Anordnung zur feinen Entzerrung versehen ist, welche Entzerrungen vor der Uebertragung des Signals durchgeführt werden, während bei der Uebertragung die Anordnung für Feinentzerrung ständig nachgeregelt wird; ausserdem wird eine ständige Kontrolle der Entzerrung derart durchgeführt, dass wenn die Verzerrungen zuvor festgestellte Grenzen überschreiten, die Uebertragungsgeschwindigkeit verringert werden kann um die Verzerrungen in die genannten Grenzen zu bringen, wobei die im Uebertragungssystem vorzunehmenden Änderungen insbesondere aus einer einfachen Änderung der Filterprogrammierung bestehen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in

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den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

Fig. 1 bis einschliesslieh 9 beziehen sich auf das erfindungsgemässe numerische Filter.

Fig. 1 zeigt die Kennlinien einer Elementarfilterzelle.

Fig. 2a, 2b, 2c zeigen die Struktur von Halb- ' bandfiltern, Viertelbandfiltem und Achtelbandfiltern.

Fig. 3t ^ und 6 sind die Kennlinien von Halbbandfiltern, Viertelbandfiltem bzw. Achtelbandfiltern.

Fig. 5 zeigt die Reihe Abtastwerte in einem Achtelbandfilter.

Fig. 7 zeigt die allgemeine Struktur eines Filters mit n-Stufen.

Fig. 8 ist eine schematische Darstellung einer'! bevorzugten Ausführungsform einer Elementarzelle, die für das Achtelbandfilter nach Fig. 9 verwendet wird,

Fig. 10 bis einschliesslicfa 14 beziehen sich auf den Sonder eines erfindungsgemässen Uebertragungssystems.

Fig. 10 ist das Blockschaltbild des Senders,

Fig. 11 das Spektrum des Bipolarsignals zweiter Ordnung, das im Sender verwendet wird,

Fig. 12 eine schematische Darstellung der Behandlungen zum Modulieren des Signals, Fig. 13 die Spektren der entsprechenden Signale,

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Fig. i4-die Pilotsignale.

Fig. 15 bis einschliesslich 25 beziehen sich auf den Empfänger des erfindungsgemässen Uebertragungssystems.

Fig. 15 ist eine blockschematisehe Darstellung des Empfängers.

Figi 16 zeigt die Kennlinien des Filters, das im Empfänger zum Selektieren bestimmter Leitungen aus dem Frequenzspektrum verwendet wird,

Fig. 17 eine Darstellung der Signale, die zur Verriegelung des Empfängers verwendet werden,

Fig. 18 eine blockschematische Darstellung der Entzerrungsanordnung,

Fig. 19a eine Anordnung zur groben Entzerrung und Fig. 19t> die dabei verwendeten Signale,

Fig. 20 eine Darstellung der Kennlinien eines Filters, das dazu verwendet wird, aufs neue bestimmte Linien ins Frequenzspektrum des Anpassungssignals und der Pilotsignale einzuführen, ·

Fig.21 eine Darstellung des Spektrums eines Anpassungssignals nach der groben Entzerrung,

Fig. 22 eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels des transversalen Feinentzerrungsfilters,

Fig. 23 eine Darstellung der Reihe von Abtastwerten, die mit diesem Filter behandelt worden sind, Fig. 24 eine Darstellung des Spektrums des

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Entzerrungs-Regelsignals während der Uebertragung,

Fig. 25 die Reihen entsprechender Abtastwerte.

Die Tabelle nach Fig. 26 zeigt das Verfahren, das im Sender zum Modulieren orthogonaler Träger angewandt wird.

Nachstehend wird zunächst die allgemeine Struktur und die Wirkungsweise der einfachsten Filter nach der Erfindung beschrieben, d.h. es folgt eine Beschreibung der Halbbandfilter, der Viertelbandfilter und der Achtelbandfilter. Danach wird die Struktur des allgemeinsten Filters beschrieben, dessen Durchlassband schrittweise mit einer Bandbreite von f/2 einstellbar ist, wobei f die maximale Frequenz des Spektrums des Eingangssignals ist, während η eine ganze Zahl ist.

An erster Stelle werden mit Hilfe der Fig. die Kennlinien einer Elementarzelle definiert, welche Zelle dazu verwendet wird, Filter nach der Erfindung herzustellen.

Fig. 1a zeigt das Spektrum des Signals s(t), das auf das Frequenzband O-f beschränkt ist und dessen Abtastwerte mit einer Frequenz 2f durch die Zelle

^ m

behandelt werden.Das Spektrum dieses abgetasteten Signals hat die in Fig. 1b dargestellte Form. Es enthält zwischen O und f das Spektrum des Signals s(t) vor der Abtastung und weiter zwei Seitenbänder mit

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einer Breite von f bei der Abtastfrequenz 2f und bei den Harmonischen derselben, wobei diese Seitenbänder der Modulation der Träger mit der Frequenz 2f und Harmonischen derselben durch das Signal s(t) entsprechen. Eine leichte mathematische Darstellung des abgetasteten Signals die nachstehend ebenfalls verwendet wird, ist die folgende:.

Wenn T gleich 1/2f d.h. der Periode der

Abtastwerte ist, ist das Signal im Band O-f gleich s(t) im Band f -3f gleich s(t)»cos(2TTt/τ)

IH IH

im Band 3f_ra-5f_m gleich s(t).cos (kUt/τ) im Band 5f_m-7f_m gleich s(t).cos (öTjj't/T), usw.

Fig. 1c zeigt die Uebertragungsfunktion einer Elementarfilterzelle, von der Beispielsweise die Flankensteilheit zur Erleichterung der Darstellung als unendlich gross vorausgesetzt ist.

Fig. Id zeigt in diesem Fall das Spektrum des abgetasteten Signals s(t), das am Ausgang der Zelle erhalten wird. Die gestrichelten Abschnitte der Kennlinien zeigen die durch die Zelle eliminierten Teile des Spektrums» Es stellt sich dann heraus, dass im Band O-f , worauf das Spektrum des Signals s(t) beschränkt ist, die.Zelle alle Frequenzen durchlässtund zwar von der Frequenz O bis zur Frequenz f /2; aus diesem Grunde wird diese Zelle Halbband-Tiefpassfilterzelle genannt. ¥eil die numerischen Filter im Frequenzbereich periodisch sind, lässt die Elemen-

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tarzelle auch, die Frequenzen in den beidenSeitenbändern rait der Breite f /2 durch, die um die Abtastfrequenz 2f und Harmonischen derselben zentriert m

Die im erfindungsgemässen Filter verwendete Elementarzelle muss jedoch, ebenfalls aperiodisch, sein in dem Sinne, dass, wenn die Taktfrequenz desselben durch 2 geteilt wird, diese Zelle ein mit einer um 2ⁿ fach niedrigeren Frequenz abgetastetes Signal auf dieselbe Weise behandelt. Wenn beispielsweise die Frequenz der eintreffenden Abtastwerte f ist oder f /2 statt 2f , wird dadurch, dass die Taktfrequenz der Zelle durch. 2 oder h geteilt wird, diese Zelle

die Bänder 0-f /k oder O-f /8 durchlassen, m m

Im eingangs beschriebenen Fall, in dem die

Abtastwerte mit der Frequenz 2f eintreffen, wird von

^m *

einer Zelle die Rede sein, die mit Geschwindigkeit "eins" arbeitet, während in den beiden anderen Fällen von einer Zelle die Rede sein wird, die bei "halber" Geschwindigkeit oder bei einem "Viertel" der Geschwindigkeit arbeitet.

Zur Herstellung einer derartigen Elementarfilterzelle kann ein nicht-rekursives Filter verwendet werden, beispielsweise, wie dies nachstehend beschrieben wird, eine geeignete Kombination zweier Filter vom Typ, wie dieser in der obengenannten Deutschen Offenlegungsschrift 2.038.348 beschrieben worden ist.

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Dies ist jedoch, nicht notwendig und ein Filter vom rekursiven Typ kann ebenfalls verwendet werden.

Die Fig. 2a_r 2b, 2c stellen die Struktur ' einiger numerischer Filter nach der Erfindung dar.

Fig. 2a zeigt die einfachste Struktur des Filters und zwar die eines Halbbandfilters.

Nach der Erfindung enthält dieses Filter eine Elementarzelle 1 der beschriebenen Art,und Kreise 2 und zum Umkehren des Vorzeichens jedes zweiten ein- und ausgehenden Abtastwertes der !Zelle 1, Diese Umkehrung wird gesteuert durch das logische Signal S₁, das als ' Bandselektionssignal bezeichnet wird und den Wert " 1 .■.?'"_ hat falls eine Umkehrung stattfinden muss und den Wert "0" im entgegengesetzten Fall. Die Blockierung der Filterfunktion wird durch das logische Signal gesteuert, das den Wert "1" annimmt falls eine Blockierung der Filterfunktion stattfinden muss, und den Wert "Q" im entgegengesetzten Fall. Wenn die Zelle 1 in den blockierten Zustand gebracht wird, -ist sie als Allpassfilter wirksam, wobei sie nur die eintreffenden Ab- ν tastwerte um eine konstante Zeit verzögert, die der ; Behandlungszeit der Abtastwerte entspricht, wenn die " Zelle 1 als Filter wirksam ist. Der Eingang des Filters ist durch H und der Ausgang desselben durch 5 bezeichnet*

Wenn die Steuersignale die Werte S₁ = 0, I₁=O haben, benimmt sich das Filter nach Fig. 2a als Elementarzelle 1, d.h. als Hälbbandtiefpassfilter.

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Mit Hilfe der Fig. 3 wird dargelegt, dass durch das Steuersignal S₁ = 1 das Filter nach Fig. 2a ein Halbbandhochpassfilter wird, das genau die gegenüber f /2 symmetrische Uebertragungsfunktion von der der Elementarzelle hat. Die Fig. 3& und Jb zeigen das Spektrum des zu filternden Signals s(t) bzw. das Spektrum eines mit einer Frequenz 2f abgetasteten Signals s(t).

Fig. 3c zeigt das Spektrum des abgetasteten Signals s(t) nach Umkehrung des Vorzeichens jedes zweiten Abtastwertes mit Hilfe des Steuersignals S₁ = 1, das dem Umkehrkreis 2 zugeführt wird. Es sind diese auf diese ¥eise im Vorzeichen umgekehrten Abtastwerte, die der Zelle 1 zugeführt werden. Diese Behandlung, die aus der Umkehrung des Vorzeichens jedes zweiten Abtastwertes in einer Reihe mit der Frequenz 2f besteht, entspricht einer Amplitudenmodulation eines Rechteckträgers mit der halben Frequenz f durch das Signal s(t). Dadurch enthält das Spektrum des in Fig. 3c dargestellten abgetasteten Signals s(t) zwei Seitenbänder, die um Träger bei der Frequenz f und ungeradzahligen Harmonischen derselben zentriert sind, wobei die beiden Seitenbänder der Modulation der Träger durch das Signal s(t) entsprechen.

Fig. 3d zeigt das Spektrum des aus der Elementarzelle 1 herrührenden abgetasteten Signals. Entsprechend der Definition dieser Elementarzelle

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TT

wird das Spektrum des durch ein albbandtiefpassfilter gelieferten Signals erhalten.

Die Abtastwerte, die aus der Zelle 1 herrühren, werden im Umkehrkreis 3 entsprechend dem Steuersignal S₁ = 1 behandelt, so dass jeder zweite Abtastwert im . Vorzeichen umgekehrt wird. Diese Umkehrung entspricht hier ebenfalls der Amplitudenmodulation der Träger mit der Frequenz f und der ungeradzähligen Harmonischen derselben durch das abgetastete Signal s(t),das in der Zelle 1 behandelt worden ist.

Fig. 3© zeigt auf diese Weise das Spektrum · des abgetasteten, am Ausgang 5 des Filters auftretenden Signals. Es sei bemerkt, dass dieses Spektrum der Uebertragungsfunktion eines Halbbandhochpassfilters entspricht; im Band O-f wird das halbe Band von f /2

m m

bis f durchgelassen.

Wenn die Fig. 3e und 1d miteinander verglichen werden, stellt es sich heraus, dass durch das Steuersignal S₁ = I die, Elementarzelle, die als Halbbandtiefpassfilter wirksam ist, in ein Halbbandhochpassfilter umgewandelt ist. Es ist selbstverständlich möglich, eine Halbbandhochpassfilterzelle als Elementarzelle zu betrachten und diese durch ein inverses Steuersignal S₁ in den Tiefpasszustand zu bringen. Das Steuersignal I₁ um das Filter in den blockierten Zustand zu bringen, welches Signal nachstehend als Blockiersteuersignal bezeichnet wird, ist im Falle des

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Halbbandfilters von geringer Bedeutung.

Fig. 2b zeigt die Struktur eines Viertelbandfilters nach der Erfindung, das als Basiselement die Elementarhalbbandtiefpasszelle verwendet. Diesem Filter werden am Eingang 6 die Abtastwerte des Signals s(t) mit der Frequenz 2f zugeführt. Es enthält drei Elementarfilterzellen, die in zwei kaskadengeschalteten Stufen gegliedert sind. Die erste Stufe enthält die beiden Zellen 7 und 8. Die zweite Stufe enthält nur eine Zelle 9. Eine am Filter mit der Frequenz 2f eintreffende Reihe von Abtastwerten wird in einem Kreis 10 in zwei Reihen von Abtastwerten mit der Frequenz f aufgeteilt, die einzeln einer der beiden Zellen der ersten Stufe zugeführt werden und die beiden Abtastwertreihen, die aus der ersten Stufe herrühren, werden in einem Kreis 11 kombiniert um eine Reihe mit der Frequenz 2f zu bilden, die der Zelle 9 der zweiten Stufe zugeführt wird. Jede Zelle ist mit Mitteln zum Umkehren des Vorzeichens jedes zweiten eintreffenden und ausgehenden Abtastwertes und mit Mitteln versehen, um die Filterfunktion zu Blockieren bringen. Der Einfachkeit halber wird vorausgesetzt, dass diese Mittel in den Blöcken vorhanden sind, welche die Zellen darstellen. Für die beiden Zellen 7 ^u*id 8 der ersten Stufe wird das Umkehren jedes zweiten Abtastwertes durch das Bandselektionssignal S gesteuert und das in den blockierten Zustand Bringen

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wird durch, das Blockiersteuersignal I₁ gesteuert. Für die Zelle 9 der zweiten Stufe sind die entsprechenden Steuersignale S» und I„ bestimmt. Nachstehend wird mit Hilfe der Fig. 4 dargelegt, dass abhängig vom Wert der Steuersignale S₁, S₂, I₁, I₂, das Durchlassband des Filters nach Fig. 2b in seiner Breite und Lage schrittweise mit einer Bandbreite f //t gesteuert werden kann.

Fig. 4a zeigt das Spektrum des zu filternden Signals s(t) und Fig. 4b das Spektrum des mit einer Frequenz 2f abgetasteten Signals, das beim Eingang 6 des Filters in Fig. 2b eintrifft.

Durch Verwendung der obengenannten mathematischen Darstellung der abgetasteten Signale sind in bezug auf jeden Teil des Spektrums die dort auftretenden Signale angedeutet. Mit Hilfe des Kreises 10 wird jeder der beiden Zellen 7 und 8 eine Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz f zugeführt und die Abtastwerte jeder Reihe werden um eine Periode T der Anfangsabtastfrequenz 2f in der Zeit verzögert.

In Fig. 4c ist das Spektrum des mit der Frequenz f abgetasteten Signals s(t) dargestellt, das am Ausgang des Kreises 10 auftritt und der Zelle 7 zugeführt wird. Es enthält das mit gezogenen Linien angegebene Spektrum, das dem Spektrum aus Fig. 4b entspricht, d.h. das Spektrum von s(t)-, das sich von 0 bis f erstreckt und die Teilspektren, die je zwei

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Seitenbänder enthalten, die um die geradzahligen Harmonischen von f zentriert sind« Das Spektrum nach

Fig. ^c enthält ausserdem die durch gestrichelte Linien angegebenen Teilspektren, die je zwei Seitenbänder enthalten, die um ungeradzahligen Harmonischen von f zentriert sind.

Fig. kd zeigt das Spektrum des Signals, das am Ausgang des Kreises 10 auftritt und der Zelle 8 zugeführt wird. Dieses Spektrum hat genau dieselbe Form wie das aus Fig. 4c.

Die spektrale Darstellung der Fig. kc und kd zeigt nicht den Unterschied zwischen den beiden Reihen, die am Ausgang des Kreises IO auftreten, was verursacht wird durch die Tatsache, dass ihre Abtastwerte untereinander um T = i/2f zeitlich verschoben sind. Diese

Verschiebung der Abtastwerte über die Zeit T bedeutet in der obengenannten mathematischen Darstellungsform der abgetasteten Signale, dass die Träger mit denselben Frequenzen der der Zelle 7 und der Zelle 8 zugeführten Signale die nachstehend angegebenen Phasenverschiebungen haben:

für die Träger bei den geradzahligen harmonischen Frequenzen von f , also mit den Frequenzen f = 2kf , die Phasenverschiebung 2kT^ (k ist eine ganze Zahl).

Für die Träger bei den ungeradzahligen harmonischen Frequenzen von f , also mit den Frequenzen f = (2k + i)f ist die Phasenverschiebung (2k + 1 )'/^ (k ist eine ganze Zahl).

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Unter Berücksichtigung dieser Phasenverschiebung sind in bezug auf jeden Teil der Spektren der Fig. kc und kd die dort auftretenden Signale angedeutet. Auf der ersten Linie sind die Signale angegeben, die den Spektren entsprechen, die durch gezogene Linien dargestellt sind: Teilspektren, die um die Frequenzen

f = 2 kf zentriert sind. Auf der zweiten Linie sind m .

diejenigen Signale angegeben, die den Spektren entsprechen, die durch gestrichelte Linien dargestellt sind? Teilspektren, die um die Frequenzen f = (2k + i)f zentriert sind.

Wenn zunächst vorausgesetzt wird, dass die Zellen 7 und 8 als Allpassfilter wirksam sind, liefert die Rekombination im Kreis 11 der beiden Reihen von Abtastwerten, die die Zellen 7 und 8 verlassen, die ursprüngliche Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz 2f , deren Spektrum in Fig. 4b dargestellt ist. Es ist leicht nachzugehen, dass die Addition der in bezug auf die Spektren der Fig. 4c und hd dargestellten Signale das Signal ergibt, das in bezug auf das Spektrum aus Fig. kh dargestellt ist. Auf diese Weise geht hervor, dass die Träger mit den Frequenzen entsprechend einem ungeradzahligen Fielfachen von f , die in den beiden, den Zellen 7 und 8 zugeführten Reihen vorhanden sind, nach Kombination der beiden Reihen im Kreis 11 eliminiert sind. Das ist auch der Fall, wenn die beiden verflochtenen Reihen eine identische Filterbehandlung

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in den Zellen 7 und 8 erfahren; das Spektrum der Abtastwerte, die durch, den Kreis 11 rekombiniert werden, wird jedoch die Spektralanteile der ursprünglichen Reihe enthalten.

Fig. ke zeigt mit gezogenen Linien das Spektrum der Reihe von Abtastwerten, die am Ausgang des Kreises 11 erhalten werden, wenn die beiden Zellen 7 und 8 durch die Steuersignale S₁ =0, I₁ =0 gesteuert (oder programmiert) werden. Diese beiden durch eine Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz f gespeisten Zellen 7, 8 arbeiten mit der "halben" Geschwindigkeit und benehmen sich also je als Halbbandtiefpassfilter in bezug auf die Abtastfrequenz f . Andererseits enthält das Spektrum der Reihe von Abtastwerten, die durch den Kreis 11 geliefert werden und aus der Rekombination der durch die beiden Zellen 7t 8 gelieferten Reihen herrühren, nur die Spektralanteile des mit der Frequenz 2f abgetasteten Signals. Dies erklärt die Form des Spektrums in Fig. 4e, das im Band 0-f die Anteile enthält, die zwischen 0 und f /h und zwischen

3f /k und f liegen. Dieses Spektrum wird selbstverm m

ständlich in den beiden Seitenbändern zurückgefunden, die um die Frequenz 2f und die Harmonischen derselben

zentriert sind.

Die Abtastwerte am Ausgang des Kreises 11 mit dem in Fig. he dargestellten Spektrum werden der Zelle 9 zugeführt. Diese Zellen 9» der die Abtastwerte

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mit der Frequenz 2f zugeführt werden, arbextet mit der Geschwindigkeit "eins". Falls diese Zelle durch die beiden Steuersignale S=O, 1"₂ — O programmiert wird, benimmt sie sich als Halbbandtiefpassfilter. Fig. hf zeigt dann das Spektrum des abgetasteten, am Ausgang 12 des Filters auftretenden Signals. Es stellt sich heraus, dass im Band 0 - f das Spektrum nur die zwischen 0 und f /k liegenden Anteile enthält; dieses Spektrum wird in den beiden Sextenbändern, die um die Frequenz 2f und die Harmonischen derselben

zentriert sind, zurückgefunden.

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Wenn unter Beibehaltung der Steuersignale S₁ = O, I₁ =0 die Zellen 9 als Halbbandhochpassfilter durch die Steuersignale S„ = 1 und I₂ = O programmiert wird, wird am Ausgang 12 des Filters das Signal mit dem Spektrum, das in Fig. 4g dargestellt wird, erhalten. Es stellt sich insbesondere heraus, dass im Band 0 - f das Filter das Teil-

band 3f /4 - f durchlässt,
m m

Wenn unter Beibehaltung der Steuersignale S- =0, I₁ =0 die Zeile 9 durch I_? = 1 gesteuert wird, wird am Ausgang 12 des Filters, ungeachtet des Steuersignals S„, das Signal mit dem Spektrum erhalten, das in Fig. 4e dargestellt wird. Im Band 0 - f lässt das Filter die beiden Teil-

bänder 0 - f /4 und 3f /4-f durch,
m m m

Wenn das Filter nun durch die Steuersignale S₁ = 1, I₁ =0, S₃ =0, Ip =0 programmiert wird, arbeiten die beiden Zellen 7 und 8 als Halbbandhochpassfilter mit der "halben" Geschwindigkeit und am -Ausgang des Kreises 11 wird ein abgetastetes Signal erhalten, dessen Spektrum in Fig. 4h dargestellt wird. Im Band 0 - f erstreckt sich das selektierte

Teilband von f /4 bis 3f /4. Da S_n =0 ist, arbeitet die m m 2

Zelle 9 als Halbbandtiefpassfilter mit der Geschwindigkeit · "eins" und am Ausgang 12 des Filters wird ein Signal mit einem Spektrum erhalten, das im Teilband f /4 - f /2 ungleich Null ist, wie dies in Fig. 4i dargestellt ist.

Wenn das Filter durch die Steuersignale S₁=I, I₁ = 0, S₂ = 1, I₂ = 0 programmiert wird, ist es leicht ersichtlich, dass das Filter das Teilband f /2 - 3f /4 durch-

nr nr

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lässt, wie Fig. 4j zeigt.

Venn das Filter durch die Steuersignale S. = T, I₁ =0, I„ = 1 programmiert wird, wird am Ausgang 12 des Filters, ungeachtet des Steuersignals S„ , ein Signal erhalten, dessen Spektrum dem aus Fig. '4h entspricht.

Es dürfte schliesslich einleuchten,, dass für ein einwandfreies Funktionieren des Viertelbandfilters nach Fig. 2b die Taktsignale, welche die Wirkung der drei Zellen 7, 8 und 9 steuern, in Frequenz und Phase den an den Zellen eintreffenden Abtastwerten angepasst sein müssen. Auf diese Weise ist die Taktfrequenz der Zellen 7 und 8 die Hälfte der Taktfrequenz der Zelle 9· Andererseits ist das Taktsignal der Zelle 7 mit dem Taktsignal der Zelle 8 gegenphasig.

Fig. 2c zeigt die Struktur eines Achtelbandfilters nach der Erfindung. Es enthält sieben Zellen, die in drei Stufen gegliedert sind. Die erste Stufe enthält vier Zellen 13» 14, 15, 16. Die zweite Stufe enthält zwei Zellen 17 und 18. Die dritte Stufe enthält eine Zelle 19·

Die Abtastwerte mit der Frequenz 2f , die am Eingang 20 eintreffen, werden in einem Kreis 21 in vier verflochtene Reihen von Abtastwerten mit der Frequenz f /2 aufgeteilt. Fig. 5a zeigt die Reihe eintreffender Abtastwerte mit der Frequenz 2f und der Periode T. Fig. 5b bis einschliesslich 5e zeigen die vier verflochtenen Reihen mit der Frequenz f /2, wobei die Abtastwerte der einen Reihe gegenüber den Abtastwerten der anderen Reihe um T, 2T oder 3T zeitlich verschoben sind. Die beiden in Fig. 5b und 5c

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dargestellten Reiehn, deren Abtastwerte eine Zeitverschiebung untereinander von 2T aufweisen, werden beispielsweise den Zellen 13 und 14 zugeführt, deren ausgehende Abtastwerte in einem Kreis 22 kombiniert werden um die in Fig. 5f dargestellte Reihe zu bilden. Die beiden anderen um eine Zeit 2T untereinander verschobenen Reihen, die in Fig. 5d und Fig. 5e dargestellt sind, werden den Zellen 15 und 16 zugeführt, deren ausgehende Abtastwerte in einem Kreis 23 kombiniert werden um die in Fig. 5g dargestellte Reihe zu bilden.

Die beiden Reihen mit der Frequenz f und der Periode

2T, die in Fig. 5f und 5g dargestellt sind, werden den beiden Zellen 17 und 18 der zweiten Stufe zugeführt und danach nach Behandlung durch einen Kreis 2k rekombiniert, welcher Kreis eine Reihe mit derselben Frequenz 2f wie die der am Filter

eintreffenden Abtastwerte liefert. Diese Reihe, die in Fig. 5h dargestellt wird, wird dann durch die Zelle 19 der dritten Stufe behandelt, deren Ausgang mit dem Ausgang 25 des Filters verbunden ist.

Um eine einwandfreie Wirkung des Achtelbandfilters nach Fig. 2c zu erhalten, müssen die Taktsignale, welche die Wirkung der Zellen dieses Filters steuern, die Frequenzen und Phasen untereinander aufweisen, die den Frequenzen und Phasen der Abtastwerte untereinander entsprechen, die diesen Zellen zugeführt und in Fig. 5b bis einschliesslich 5h dargestellt werden.

Die Steuersignale der Zellen der ersten Stufe, der zweiten Stufe und der dritten Stufe sind (S₁, I₁)* (S , I )

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und (S₃, I₃). '

Fig. 6 zeigt die Uebertragungskennlinien der Zellen der drei Stufen des Achtelbandfilters, abhängig vom Bandselektionssignal S₁, S„ und S„, das ihnen zugeführt wird. In
Fig. 6 ist der reelle Fall von Filterzellen mit endlicher
Flankensteilheit dargestellt. .

Im gewählten Beispiel nimmt die Flankensteilheit
von der ersten zur dritten Stufe zu und wird mit 2 multipliziert von der einen Stufe nach der folgenden. Fig. 6a stellt die Teilbänder dar, die durch die vier Zellen der ersten
Stufe selektiert werden; wenn S₁ = O ist, ist die Uebertragungsfunktion durch gezogene Linien dargestellt, wenn S₁ = 1 ist, ist die Uebertragungsfunktion durch gestrichelte Linien dargestellt. Fig. 6b stellt, abhängig von S" = O oder S„ = 1, die durch die beiden Zellen der zweiten Stufe selektierten
Teilbänder dar. Fig. 6c stellt abhängig von S- = O oder S₃ = 1, die durch die Zelle der dritten Stufe selektierten Teilbänder dar.

Mit Hilfe der Fig. 6 ist leicht ersichtlich, dass, um am Ausgang des Achtelbandfilters beispielsweise das Band
O - f /8 zu selektieren, die nachfolgenden Steuersignale erforderlich sind:

für die Bandselektion: S₁ = O, S₂.= O, S₃ = O,
für die Blockier funk ti on: I₁ = O, I₂ = O, I₃ = 0. ,,

Um das Band (5f /8 - 7f /8) zu selektieren, müssen die nachfolgenden Steuersignale zugeführt werden:
für die Bandselektion: S₁ = 1, S₂ = 0 oder .1 , S "= 1 ,-

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für die Blockierfunktion: I = O, I = 1, I = O.

Aus diesen Beispielen geht also die Einfachheit der Ausbildung und die sehr grosse Flexibilität der Anwendung der numerischen Filter nach der Erfindung hervor. Sie bestehen aus einem Gefüge aus Elementarzellen vom selben Typ. Es ist ausreichend, Zellen mit einer beschränkten Anzahl von Werten der Flankensteilheit in Verhältnissen von 2 : 1 untereinander zu haben um Filter zu erhalten mit einer konstanten Flankensteilheit, ungeachtet des selektierten Bandes. Diese Filter können leicht mit Hilfe von binären, in Speichern gespeicherten Zahlen programmiert werden.

In der Ausführungsform mit Elementarzellen vom nicht-rekursiven Typ ist die Laufzeit konstant, ungeachtet der Programmierung des Filters.

Fig. 7 stellt die Struktur eines numerischen Filters mit η Stufen dar, die also eine schrittweise Selektion mit einer Bandbreite f /2 ermöglicht. Die Abtastwerte mit der Frequenz 2f treffen beim Eingang X des Filters ein.

Nach der Erfindung enthält das Filter 2ⁿ~ Elementarhalbbandfilterzellen vom selben Typ, die in η kaskadengeschalteten Stufen gegliedert sind, wie in Fig. 7 die beiden ersten Stufen E.., E_, zwei aufeinanderfolgenden Zwischenstufen E , E ₁ und die beiden letzten Stufen E _.. , E . Diese

Stufen E₁ , E_£ , E .E₊₁ E_n-1 , E_n enthalten 2ⁿ~¹ ,

2 , 2 ,2 ^VJ^ ',.... 2,1 Zellen.

Die Reihe beim Eingang X eintreffender Abtastwerte mit der Frequenz 2f wird durch die Anordnung M in 2ⁿ~ ver-

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flochtene Reihen mit der Frequenz 2f /2 ~ aufgeteilt, die je einzeln den 2 Zellen der ersten Stufe zugeführt werden. Die Reihen, die aus den Zellen der ersten Stufe kommen, werden je zwei und zwei kombiniert um 2 Reihen regelmässig verteilter Abtastwerte mit der Frequenz 2f /2 zu bilden,

n—2
die den 2 Zellen der zweiten Stufe zugeführt werden. Die Reiehn, die beispxelsweise aus den Zellen C₁₁, und C₁₂ kommen, werden in einem Kreis d kombiniert um eine regelmässig verteilte Reihe von Abtastwerten zu bilden, die der Zelle C_p1 der zweiten Stufe zugeführt wird.

Auf dieselbe Art und Weise werden die 2 Reihen, die aus der Stufe E herrühren, je zwei und zwei kombiniert um 2 ^^p ' Reihen regelmässig verteilter Abtastwerte mit der Frequenz 2f_m/2ⁿ"^^P+1^ zu bilden, die den 2ⁿ""'^P+1' Zellen der

Stufe E zugeführt werden. Die Reihen aus den Zellen C ., P+1 Pl

und C herrührender Abtastwerte werden beispielsweise in

einem Kreis d kombiniert um eine Reihe von Abtastwerten zu P

bilden, die der Zelle C, ..%.. zugeführt werden. Zum Schluss werden auf dieselbe Art und Weise die beiden Reihen, die aus den beiden Zellen C/ ₁\₁ und C/ .λ_ο der Stufe E _Λ herrühren,

^n-IJI (n-1)2 n-i

in einem Kreis d ₁ kombiniert um eine einzige Reihe zu bilden, die der Zelle C ₁ der letzten Stufe E zugeführt wird. Die aus dieser Zelle herrührenden Abtastwerte bilden die Reihe am Ausgang Y des Filters auftretender Abtastwerte mit der Frequenz 2f .

m , ■

Die Taktsignale, welche die Wirkung der Elementarzelle steuern, haben eine Phase und Frequenz untereinander,

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die geeignet ist um diese Zellen als Halbbandfilter wirksam sein su lassen für die Frequenzen der Abtastwerte, die ihnen zugeführt werden.

Jede Zelle des Filters mit η Stufen ist mit Mitteln versehen, um jeden zweiten eintreffenden und ausgehenden Abtastwert umzukehren und mit Mitteln um seine Filterfunktion zu blockieren. Diese in der Zeichnung nicht dargestellten Mittel werden als in der Zelle eingebaut betrachtet .

Jede Stufe (E₁ bis E ) enthält eine Klemme zur ^v 1 n⁷

Steuerung der Umkehrung aller Zellen der Stufe und eine Klemme zur Steuerung der Blockierung aller Zellen der Stufe.

Das Durchlassband des Filters kann in seiner Breite und Lage schrittweise mit einer Bandbreite f /2 geregelt werden, abhängig vom Vert der Binärsignale (S₁ bis S ) und (I₁ bis I ), die den η Klemmen zur Steuerung der Umkehrung und den η Klemmen zur Steuerung.der Blockierung zugeführt werden.

Eine günstige Ausführungsform einer Elementarzelle mit Mitteln zur Steuerung der Bandselektrion und der Blockierung wird nachstehend mit Hilfe der Fig. 8 näher beschrieben. Diese Elementarzelle ist praktisch ein Halbpassfilter, das im Tiefpass-, Hochpass- und Allpasszustand arbeiten kann.

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.. - 27 - F-PHN. 5784

Für diese Ausführungsform werden zwei auf einfache lie?si kombinierte Halbbandfilter verwendet, die in der deutschen Offenlegungsschrift 2.038.348 beschrieben worden sind. Dort ist ein weitgehend integrierbares Halbbandtiefpassfilter beschrieben worden, das auf eine besonders einfache Art und Weise die gefilterten Abtastwerte berechnet.

Wenn beispielsweise in einer Reihe aus 11 isolierten am Filter eintreffenden Abtastwerten S_, Sr, S„, S„, S₁, S , S , S „, S „, S κ, S _, diese Abtastwerte in denjenigen Augenblicken, in denen die inverse Föuriertransformierte des Filters die kennzeichnenden Werte a_, a.=Q, a„, a„=0, a.., a =1-, a , a =0, a", a.=0, a annimt, liefert das beschriebene Filter den Wert des gefilterten Abtastwertes: 0 = a₅S_{5 +} a₃S_{3 +} B₁S_{1 +} a_QS_o +■ a^ ₊ B₃S_{-3 +} B₅S_-5

In diesem Beispiel verlassen die gefilterten Abtastwerte das Filter mit der Frequenz der ungeradzahligen Abtastwerte, also mit der halben Frequenz von der der eintreffenden Abtastwerte, welcher Umstand in der obengenannten Offenlegungsschrift auf günstige Weise verwendet worden ist.

Damit im betreffenden numerischen Filter bewerkstelligt wird, dass in jedem Halbbandfilter die Frequenz der austretenden gefilterten Abtastwerte dieselbe ist wie die der eintreffenden Abtastwerte, Werden zwei Halbbandfilter entsprechend der obengenannte Offenlegungsschrift benutzt, wobei das eine eine Reihe gefilterter Abtastwerte liefert durch eine Behandlung der geradzahligen Abtastwerte, die auf beiden Seiten eines zentralen ungeradzahligen Abtastwertes liegen, während das andere eine zweite Reihe gefilterter Abtastwerte liefert, durch eine indentische Behandlung der ungeradzahligen Abtastwerte, die auf beiden Seiten eines zentralen geradzahligen

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'ORIGINAL. INSPECTED

Abtastwertes liegen. Diese beiden verflochtenen Reihen werden danach zu einer einzigen ausgehenden Reihe kombiniert, deren Abtastwerte dieselbe Frequenz haben wie die der eintreffenden Abtastwerte.

In Fig. 8 sind zwei identische Halbbandfilter 27 und 28 dargestellt. Sie haben beide dieselbe Struktur und arbeiten auf dieselbe Art und Weise wie das bereits in der obengenannten Offenlegungsschrift beschriebene Filter. Im dargestellten Fall, in dem drei Koeffizienten a.. , a„, a_ verwendet werden, die nicht gleich Null sind, sowie ein zentraler Koeffizient a =1, enthält jedes Filter sechs über Addierstufen kaskadengeschaltete Register, drei Schaltungen zum Multiplizieren mit den Koeffizienten a-, a_, a_, die durch M1, M2, M3 im Filter 27 und durch M'1, M'2, M'3 im Filter 28 bezeichnet werden.

Die Zahlen, welche die Werte der Abtastwerte darstellen, und die mit den Koeffizienten multipliziert werden müssen, wer den in den Registern R1 und R2 für das Filter 27 und in den Registern R'1 und R^f2 für das Filter 28 gespeichert.

Die Reihe am Filter eintreffender Abtastwerte wird auf bekannte Weise durch eine in der ^igur nicht dargestellte Anordnung in einer Reihe mit ungeradzahligen .Abtastwerten, die einer Klemme 29 zugeführt werden, und eine Reihe geradzahliger Abtastwerte, die einer Klemme 30 zugeführt werden,' aufgeteilt. Das Register R2 des Filters 27 erhält die ungeradzahligen .Abtastwerte, die mit den Koeffizienten a.., a„, a_ multipliziert werden und das Register R1 des Filters 27 die . geradzahligen Abtastwerte, die je als zentraler Abtastwert behandelt werden. Dieses Filter 27 liefert also an; Ausgang 31 eine erste Reihe gefilterter Abtastwerte im Rhythmus der

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• - 29 - F-PHN.5784

ungeradzahligen Abtastwerte, Dagegen sind es im Filter 28 die geradzahligen Abtastwerte, di.e mit den Koeffizienten a.. , a„, a_ multipliziert werden und die ungeradzahligen Abtastwerte, die je als zentraler Abtastwert behandelt werden. Das Filter 28 liefert also am Ausgang 32 eine zweite Reihe gefilterter Abtastwerte im Rhythmus der geradzahligen Abtastwerte.' Die beiden verflochtenen Reihen werden in einem ODER-Tor 33 rekombiniert um die Reihe ausgehender Abtastwerte zu erhalten.

Fig. 8 zeigt ebenfalls die Mittel, die es ermöglichen, dass das Ganze aus Fig. 8 als Tiefpass-, Hochpass- oder Allpassfilter wirksam ist, abhängig vom Wert des logischen Bandselektionssignals S und des logischen Blockiersteuersignals I. Diese Mittel bestehen aus den beiden identischen logischen Schaltungen 3h und 35» welche die ungeradzahligen und geradzahligen Eingangsabtastwerte den Registern R2 und R'2 der Filter 27 bzw. 28 zuführen.

Das logische Signal S beeinflusst das Vorzeichen der Abtastwerte, die den Registern R2 und R'2 zugeführt werden um danach mit den nicht zentralen Koeffizienten a.., a_ .und a_ multipliziert zu werden. .

Zunächst, wird nun vorausgesetzt, dass für die Wirkung als Tiefpassfilter das logische Signal S derartig ist, dass die UND-Tore 37 und 38 die ungeradzahligen und geradzahligen Eingangsabtastwerte, die keine einzige Vorzeichenumkehrung erfahren haben, zu den Registern R2 und R'2 durchlassen,

Bei der Wirkung als Tiefpassfilter haben die durch das Filter 27 gelieferten Abtastwerte als Wert:

*i = ^ao^so ⁺* ^aj^si

wobei a . die Werte a₁ , a_ oder a. annimt und i^ sechs ungerad-

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zahlige Werte annimt (ungeradzahlige Abtastwerte).

Die durch das Filter 28 geliefterten Abtastwerte haben als Vert:

0₂ = a_{oSi +} I a._Si

wobei a. ebenfalls die Werte a-, a„ oder a_ annimt und. i_ sechs geradzahlige Werte annimt (geradzahlige Abtastwerte). Um das Ganze aus Fig. 8 aus einem Halbbandtiefpassfilter in ein Halbbandhochpassfilter umzuwandeln wird auf die bereits erläuterte Art und Weise das Vorzeichen jedes zweiten eintreffenden und ausgehenden Abtastwertes umgekehrt.

Zum Umkehren des Vorzeichens jedes zweiten eintreffenden Abtastwertes kann beispielsweise das Vorzeichen der ungeradzahligen Abtastwerte umgekehrt werden. In diesem Fall werdem am Ausgang der Filter 27 und 28 die neuen Werte erhalten:

0¹., = a_QS₀ -Ja^S₁ (i ungerade)

0'₂ = -^₀S₁ +^a.S_± (i gerade).

Die Abtastwerte mit diesen Werten werden im ODER-Tor 33 kombiniert, an dessen Ausgang das Vorzeichen jedes zweiten Abtastwertes umgekehrt werden muss. Dadurch, dass diese Umkehrung bei den Abtastwerten mit dem Wert 0' durchgeführt wird, werden letzten Endes Abtastwerte mit dem folgenden Wert erhalten:

0¹^ = 0₁ = a_QS₀ -Ca^S₁ (i ungerade)

0"₂ = ^ao^so " Z ^aj^si ^¹ e^erade)·

Dies gibt den Wert der Abtastwerte, die erhalten werden, wenn das Ganze auf Fig. 8 als Hochpassfilter wirksam ist.

Es sei bemerkt, dass diese Werte auf eine einfachere Art und Weise erhalten werden können? der übergang de» Wertepaares (0_1t 0₂) zum Wertepaar (0V, 0"₂) l^ässt sich dadurch bewerkstelligen, dass am Eingang des Filters nur das Vorzeichen der

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geradzahligen und ungeradzahligen, mit den nicht zentralen Koeffizienten a^, a. und a zu multiplizierenden Abtastwerte umgekehrt wird.

Dies wird nun um Filter nach Fig. 8 angewandt. Um zu erhalten, dass dieses Filter als Hochpassfilter wirksam ist, wird ein derart logisches Signal S zugeführt, dass die UND-Tore 36 und 39 an den Registern R2 und R'2 die Komplementen der Zahlen, welche die geradzahligen und ungeradzahligen Abtastwerte darstellen, erscheinen lassen: diese Komplementen werden mit den Invertierschaltungen 4o und 41 erhalten.

Das logische Blockiersteuersignal I ermöglicht das Sperren der UND-Tore 36, 37 und 38, 39. In diesem Fall kommen nur die mit dem zentralen Koeffizienten a = 1 zu multiplizierenden Abtastwerte an die Register R1 und R'1 der Filter 27 und 28. Die ausgehenden Abtastwerte haben dann denselben Wert wie die eingehenden Abtastwerte, sind aber um eine konstante Zeit verzögert. Das Ganze aus Fig. 8 benimmt sich dann als einfaches Scheiberegister. ·

Mit dieser Ausführungsform einer derartigen Elementarzelle mit Steuermitteln für die Bandselektion und die Blockierfunktion ist die Kaskadeschaltung zur Erhaltung von verwickeiteren Filtern sehr einfach. Die Elementarzelle enthält dann zwei Ein-· gänge, einen sogenannten geradzahligen Eingang und einen sogenannten uhgeradzahligen Eingang. In Fig. 4,ist beispielsweise die Struktur eines Achtelbandfilters dargestellt, das eine derartige Elementarzelle verwendet.

Die Reihe von Eingangsabtastwerten mit der Frequenz 2f wird in einem Kreis m in vier verflochtener Reihen mit der Frequenz f /2 aufgeteilt, die je in Kreisen P₁, m„, m_ und m·

209844/1060 . ,.

in einer Reihe geradzahliger Abtastwerte und eine Reihe ungeradzahlige Abta.stwerte aufgeteilt werden, die den geradzahligen und ungeradzahligen Eingängen der Zellen F₁, F_?, F_ und Fk der ersten Stufe zugeführt werden. Die ausgehenden Abtastwerte der Zellen F₁ und F₂ werden den geradzahligen und ungeradzahligen Eingängen der Zelle F_ und die ausgehenden Abtastwerte der Zellen F„ und Fr werden den geradzahligen bzw. ungeradzahligen Eingängen der Zelle Fy- zugeführt. Die ausgehenden Abtastwerte der Zellen F_ und Fg mit der Frequenz f werden den geradzahligen bzw. ungeradzahligen Eingängen der Zelle F₇ zugeführt, die im Rhythmus der Frequenz 2f die gefilterten Abtastwerte abgibt.

Das erfindungsgemässe numerische Filter eignet sich insbesondere für ein Datenübertragungssystem, in dem alle anderen Signalbearbeitungen in numerischer Form durchgeführt werden um die Grenzflächen ("Interfaces"), wie z.B. Analog-Digital-Umsetzer, zu vermeiden. Es ist ebenfalls notwendig, dass für die unterschiedlichen Filter des Ubertragungssystems die Breite des selektierten Bandes mit der Gesamtbreite des zu übertragenden Bandes in einem Verhältnis von 1 : 2 stehen.

Diese Bedingungen werden im Übertragungssystem, das nachstehend beschrieben wird, erfüllt. In diesem System wird das Spektrum des ausgesandten S% nals in der Mitte des Kanals bei den Frequenzen, die auf regelmässige Weise auf beiden Seiten der zentralen Frequenz verteilt liegen, Null; zur Entzerrung des Ubertragungskanals werden Pilotsignale durch numerische Verfahren eingeführt und zwar an Stellen, an denen das Spektrum des Signals Null wird. Die verwendete Modulation von orthogonalen Träger wird ebenfalls mit Hilfe numerischer Verfahren realisiert.

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In der nachfolgenden Beschreibung ist das Beispiel gewählt worden, in dem die zu übertragenden Datensignale angeboten werden zur Verarbeitung auf "voller" Geschwindigkeit mit einem Debit von 4800 Bit/Sekunde.

Fig*10 stellt das Blockschema des Senders dar. Dieser Sender enthält eine Eingangsklemme 45 für die Datensignale und Klemmen 46 und 47 für das Taktsignal der Datensignale mit der Frequenz 4800 Hz. In dem Falle, wo das Datentaktsignal dem Sender an der Klemme 46 angeboten wird, wird die Frequenz von 4800 Hz mit beispielsweise 512 multipliziert und steuert in der Zeitbasisschaltung 48 einen gesteuerten Oszillator mit der Basisfrequenz von 2457»5 kHz, mit deren Hilfe die örtliche Taktfrequenz des Senders erzeugt wird. In dem Falle, wo der Sender der Datenquelle ein Taktsignal liefern muss, hat der Oszillator der Zeitbasisschaltung 48 eine freie Frequenz ("free running oscillator") und diese Frequenz wird durch 512 geteilt um der Klemme 47 das Datentaktsignal zu liefern.

Der Behandlungskreis für das Datensignal umfasst nacheinander:

- zwei Kodewandler 49 und 50, die zwei Reihen verflochtener Abtastwerte von 2400 Hz behandeln, die von der Reihe von Abtastwerten mit 4800 Hz des Datensigrials herrühren;

- einen Modulator 51» in dem zwei Reihen von 24OO Hz zusammengefügt werden und eine Modulation des Datensignals

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F PHN

auf Trägern in Quadratur durchgeführt wird; einen Zusammenfügungskreis 52 zum Einfügen entweder der Pilotsignale zur Uebertragung bei "voller" Geschwindigkeit, die durch einen Kreis 53 geliefert werden, oder von Pilotsignalen zur Uebertragung bei "halber" Geschwindigkeit, die durch einen Kreis 5** geliefert werden, in das modulierte Datensignal.

Der Schalter 55 macht den Uebergang einer Wirkung mit "voller" Geschwindigkeit oder "halber" Geschwindigkeit möglich;

einen Schalter 56, der es ermöglicht, ein speziell durch einen Kreis 57 geliefertes Anpassungssignal auszusenden, damit vor der Uebertragung des Datensignals eine erste Entzerrung durchgeführt wird; ein numerisches Filter 58 zur Bildung des letzten Endes zu übertragenden Signals; ein numerisches Filter 59 zum Selektieren des Bandes von 600 - 8400 Hz,

einen Digital-Analog-Umsetzer;

einen Trägermodulator 61, der durch eine blockförmige Trägerwelle gespeist wird und eine Transformierung des Bandes von 6000-8400 Hz, in dem sich das Signal befindet, in den Band von 515-2915 Hz durchführt.

Für diese Uebertragung hat der blockförmige Träger eine Frequenz von 5^85 Hz, die dadurch erhalten ist, dass die Frequenz des Oszillators in der Zeitbasisschaltung

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durch kk7 geteilt wird und zwar mit Hilfe des Teilers 62; - ein einfaches Analogfilter 63 zum Eliminieren der unerwünschten Rückstände der vorhergehenden Modulation und mit dem Zweck, nur das Band von 515-2915 Hz beizubehalten.

. Nachstehend werden detailliert die numerischen Bearbeitungen beschrieben, die in diesem Datensignalbearbeitungskreis durchgeführt werden. Die Kodewandler 4°- und 50 wandeln die beiden eintreffenden Reihen verflochtener Abtastwerte von 2^00 Hz in einen Bipolar-Kode zweiter Ordnung um und gleichzeitig werden die drei Elemente +1, 0, -1 des Bipolar-Kodes dargestellt in einem System mit 10 Binärelementen: +1 wird dargestellt durch die Zahl " 1 100 000 000, 0^: durch 1 000 000 000, -1 durch 0100 000 OOO.

Es ist bekannt, dass die Bipolar-Kodierung

zweiter Ordnung aus dem in einer Reihe von Binärelementen Unterscheiden von Elementen geradzahliger Ordnung und denen ungeradzahliger Ordnung besteht; danach wird in jeder Reihe von geradzahligen Elementen und ungeradzahligen Elementen eine Bipolar-Kodierung erster Ordnung durchgeführt, wobei der Wert "0" für die Binärelemente mit dem Wert "0" festgehalten wird und abwechselnd die Werte "+1" und "-1" den Binärelementen mit dem Wert "1" gegeben werden.

Im gewählten Beispiel hat das Spektrum des in einen Bipolär-Kode zweiter Ordnung umgewandelten Signals,

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das durch jeden der Kodewandler 4°- und 50 geliefert wird, die bekannte erhöhte Cosinusform ("raised-cosine shape"), die in Fig.11 dargestellt wird. In dieser Figur stellt es sich heraus, dass das Spektrum bei der Frequenz 0 und bei Vielfachen der Elementarfrequenz von 1200 Hz Null wird. Ein Signal mit einem derartigen Spektrum ist völlig angepasst um durch numerische Filter nach der Erfindung behandelt zu werden. Die durch diese Filter durchgeführte Selektion erfolgt in Teilbändern mit einer Bandbreite von 1200 Hz.

Nachstehend wird auf eine allgemeine Art und Weise das numerische Verfahren erläutert, das im erfxndungsgemässen Uebertragungssystem benutzt wird um zwei willkürliche abgetastete Signale s(t) und (Γ (t) zwei orthogonalen Trägern aufzumodulieren. Dieses Verfahren wird im Modulator 51 auf die beiden durch die Kodewandler 4°-, 50 gelieferten Signale angewandt.

Dieses Verfahren wird mit Hilfe der Fig.26 erläutert. Es wird vorausgesetzt, dass nur im Band von

0-f das Spektrum der Signale s(t) und ö"(t) von Null m

abweicht und dass die Signale mit einer Frequenz 2f

abgetastet werden. T ist dabei die Periode der Abtastwerte. Auf der ersten Zeile der Tabelle in Fig.26 ist dargestellt: ein Diagramm D des Spektrums des mit der Frequenz 2f abgetasteten Signals s(t). Das Spektrum hat die bekannte bereits obenstehend dargestellte Form

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und enthält Träger bei der Abtastfrequenz 2f und bei

ro

Vielfachen davon. Auf der zweiten Zeile ist die mathematische Darstellung OP₁Ct) dargestellt des abgetasteten Signals, das den Wert s(t) hat zwischen

O und f , den Wert s(t) cos (27t~) zwischen f und 3f » m .¹I m m

den Wert s(t) cos (4Tf-.) zwischen 3f und $f , den Wert

.1 mm

s(t) cos (6X-) zwischen 5f und 7f usw.. I mm.

Wenn die Abtastimpulse des Signals s(t) um eine Zeit T/4 verzögert werden, hat das Spektrum des bemusterten Signals dieselbe Form wie das Spektrum D, aber diese Zeitverzögerung ist mit dem um k 7ί/2 in Phase verschieben der Träger mit der Frequenz 2kf gleichwertig, wobei k eine ganze Zahl ist, welche die Ordnung des Trägers darstellt. Das abgetastete Signal hat dann die Werte, die in Fig.26.auf der Zeile hinter Φ„(t). eingetragen sind.

Auf gleiche Weise bedeutet eine Verzögerung der Abtastimpulse um eine Zeit T/2, dass die Träger mit der Frequenz 2kf um k "JC phasenverschoben werden. Das abgetastete Signal hat dann die in Fig.26 auf der Zeile hinter ψ (t) dargestellten Werte.

Auf gleiche Weise bedeutet zum Schluss eine Verzögerung der Abtastimpulse um eine Zeit 3T/4, dass die Träger mit der Frequenz 2kf um k3 Tf /2 phasenverschoben werden. Das äbgetaste Signal hat dann die in Fig.26 auf der Zeile hinter ^p (t) dargestellten Werte. Eine identische Tabelle könnte gebildet werden

209 8 4 4/10

- 38 - j> p_HN

für ein anderes Signal Q~ (t), dessen Spektrum nur im

Band O-f von Null abweicht und das mit einer Frequenz m

2f abgetastet ist. In der Tabelle aus Fig.26 sind auf m

der Zeile hinter CP_(t) nur diejenigen Werte des Signals (5* (t) dargestellt, welches Signal durch Impulse abgetastet wird, die um eine Zeit T/k in bezug auf die Abtastimpulse für das Signal s(t) verschoben sind.

Wenn die in den Zeilen (P (t) und ψ (t) dargestellten abgetasteten Signale addiert werden, wird ein abgetastetes Signal erhalten, das in der Zeile hinter 7 /r(O dargestellt ist. Es lässt sich bemerken, dass in

den Bändern f -3f und 5f -7f das abgetastete Signal mm mm

^O At) die nachfolgenden Werte hat:

s(t) cos (2?ft/T) + G"(t) sin (27t t/T) und s(t) cos (6-nrt/T) - 6"(t) sin (6TCt/T).

Diese Werte zeigen, dass in diesen beiden Bändern die Summe der den orthogonalen Trägern aufmodulierten Signale s(t) und G"(t) erhalten wird.

Das numerische Verfahren zur Bewerkstelligung der Modulation zweier willkürlicher mit derselben Frequenz abgetasteter Signale s(t) und 6"(t) auf zwei orthogonalen Trägern besteht ganz einfach aus der Verzögerung der Abtastwerte s(t) und O* (t) um ein Viertel der Abtastperiode T und aus der Addition der zwei auf diese Weise erhaltenen Reihen von Abtastwerten.

Nachstehend wird mit Hilfe der Fig.12 die

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Anwendung dieser Modulationsart für das Datensignal angegeben werden, das dem Sender in Fig.10 zugeführt wird.

Fig.12 zeigt ein Blockschaltbild des Ganzen aus den in den beiden Kodewandlern 49 und 50 und dem Modulator 51 durchgeführten Bearbeitungen. Die Reihe von Datenabtastwerten mit einer Geschwindigkeit von 4800 Bit/Sekunde, die über die Leitung 65 zugeführt wird, wird in einem Kreis 66 in zwei verflochtene Reihert mit einer Geschwindigkeit von 2400 Bit/Sekunde aufgeteilt, die den Leitungen 67 und 68 zugeführt werden.

Diese beiden Reihen werden selbst wieder in zwei verflochtene Subreihen mit Geschwindigkeiten von 1200. Bit/Sekunde aufgeteilt. Die von der Leitung 67 herrührende Reihe wird in einem Kreis 69 in zwei Subreihen aufgeteilt, den den Leitungen 70 und 71 zugeführt werden; die von der Leitung 68 herrührende Reihe wird in einem Kreis 72 in zwei Subreihen aufgeteilt, die den Leitungen 73 und 74 zurführt werden. Die vier auf diese Weise gebildeten Subreihen von 1200 Bit/Sekunde werden in einen Duobinärkode umgewandelt und zwar durch die Kodewandler 75, 76, 77, 78.

Es ist bekannt, dass zur Umwandlung einer Reihe von Binärelementen "0" oder "1" in eine Reihe dreiwertiger Elemente mit den Werten "0", "+1" oder "-1" entsprechend dem Duobinär-Kode, die nachfolgenden Regeln beobachtet werden müssen: Die Elemente "0" der ursprünglichen Reihe

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behalten den Wert "Ο". Die Elemente "1" der ursprünglichen Reihe können die neuen Werte "+1" oder "-1" annehmen; wenn die Anzahl Elemente "0" einer Reihe aufeinanderfolgender Elemente "0" zwischen zwei Reihen aufeinanderfolgender Elemente "1" geradzahlig ist, wird den Elementen "1" dieser beiden Reihen dasselbe Vorzeichen zugeordnet, wenn die genannte Anzahl Elemente "0" ungeradzahlig ist, wird das Vorzeichen der Elemente "1" der zweiten Reihe geändert.

Die Reihe von Binär-Elementen (a) im Duobinär-Kode beispielsweise die Reihe (b). a) O 1 1 100101 1 1001
b)0+++00+0---00-.

Die spektrale Energiedichte des Signals der Subreihen von 1200 Bit/Sekunde, die duobinär kodiert sind, hat die in den Fig. 13a und 13b dargestellte Form. Es ist eine erhöhte-cosinus-Kurve mit als Gleichung A = (1 +cos *TffT)/2, in der T die Periode der Abtastwerte mit einem Wert 1/1200 Sekunden ist.

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Insbesondere sind in Fig. 13a das Spektrum der Reihe von Abtastwerten dargestellt, die durch den Kodewandler 75 und die entsprechenden Signale geliefert wird. Dem Spektrum im Band von O-6OO Hz entspricht ein Signal s(t). Den Spektren mit einer Breite von 1200 Hz, die um die Abtastfrequenz von 1200 Hz und die Vielfachen derselben zentriert liegen, entsprechen die Signale s (t) . cos (27f =;) , s (t) . cos(4jT -ζ;), s (t) . cos (6 % — ) usw.

Auf gleiche Veise sind in Fig. 13t> das Spektrum der Reihe von Abtastwerten dargestellt, die durch den Kodewandler J6 geliefert wird, und die entsprechenden . Signale. Dem Spektrum im Band van O-6OO Hz entspricht ein Signal <T(t). Den Spektren mit einer Breite von 1200 Hz, die um die Abtastfrequenz von 12,00 Hz und die Vielfachen derselben zentriert liegen, entsprechen die Signale (T(t).cos(2Ä^ +TE), cr(t).cos(4xi■+ 2 7t), tf(t).cos(6*| + 37t)

Zwischen den Trägern mit derselben Frequenz der beiden durch die Kodewandler 75 und 76 gelieferten Signale tritt offenbar eine Phasenverschiebung um k3T auf (k gibt die Ordnung des Trägers an). Dies ist die Folge der Tatsache, dass die durch die Kodewandler 76 und 76 behandelten Abtastwerte eine Zeitverschiebung um T/2 = t/24.00 Sekunden haben.

Die beiden durch die Kodewandler 75 und 76 gelieferten Reihen erhalten mit Hilfe der Kreise 79 und 80 eine Umkehrung bei jedem zweiten Abtastwert. Diese Umkehrung entspricht einer Amplitudenmodulation der Signale s(t) und

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Ο*( t) auf einem blockf örmigen Träger mit einer Frequenz von 600 Hz. Die Träger von 6OO Hz, denen die Signale s(t) und (T( t) auf moduliert werden, sind orthogonal.

Die Spektren der auf diese Weise umgekehrten Abtastwerte, die durch die Kreise 79 und 80 geliefert werden, haben also die in den Fig. 13^C und 13d dargestellte Form. Die Frequenzen der Träger befinden sich nun bei 600 Hz und den ungeradzahligen Vielfachen derselben. Die entsprechenden Signale sind in den Bändern mit einer Breite von 6OO Hz dargestellt, die um diese Träger zentriert liegen.

Es sei bemerkt, dass die Spektren der Fig. 13c und 13d die Form der Spektren der in einen Bipolar-Kode zweiter Ordnung umgewandelten abgetasteten Signale haben. Zurückgehend zum obenstehenden Beispiel der Reihe von Binärelementen (a), die in die Duobinär-Kodereihe (b) umgewandelt ist, lässt sich nachgehen, dass durch Umkehrung des Vorzeichens jedes zweiten Elementes der Reihe (b) die Reihe (c) erhalten wird, die genau die in den Bipolar-Kode umgewandelte Reihe (a) ist:

(c) 0- +-00+0- +-00+.

Venn im Spektrum der durch die Kreise 79 und 80 gelieferten nun in einen Bipolar-Kode zweiter Ordnung umgewandelten Abtastwerte nur das Band von 1200-3^00 Hz betrachtet wird, geht aus Fig. 13c und 13d hervor, dass die Signale, die diesem Band entsprechen, die nachfolgenden sind:

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für 75:

s(t)[cos(3Ttt/T) + cos(57T t/T>]= s(t).cos(7T t/T).cos(4 7Tt/T) für 76:
(r(t)[sin(5 3Tt/T) - sin(3 JT t/T)J = <Γ( t) . sin( ft t/T) . cos(4 TC t/T)

Die beiden Subreihen von 1200 Bit/Sekunde, die am Ausgang der Kreise 79 und 80 erhalten werden, werden in einem Kreis 81 verflochten kombiniert um auf der Leitung 82 eine einzige Reihe von 2400 Bit/Sekunde zu bilden. Das dieser Reihe im Band 1200-3600 Hz entsprechende Signal wird dadurch erhalten, dass die entsprechenden Signale ■ zu den durch die Kreise 79 und 80 gelieferten Reihe addiert werden; das Resultat ist dann:

jj3 ( t). cos ( Ti t/T) + <r(t).sin(7C t/T)] cos(4 7C-t/T") = S(t).cos(47Tt/T).

An der Leitung 82 wird also ein Doppelseitenbandmodulationssignal erhalten, mit einer Trägerfrequenz von 2/T = 2400 Hz und die beiden Seitenbänder·von'1200-24uO Hz und von 24OO-36OO Hz, jedes dieser Bänder hat also eine Breite von 1200 Hz und dort werden die Signale s(t) und G*(t) der beiden, zwei orthogonalen Trägern mit der Frequenz 1/2T = 600 Hz aufmodulierten Subreihen gefunden.

Genau dieselben Bearbeitungen lassen sich durchführen mit den beiden Subreihen von 1200 Bit/Sekunde, die durch die Kodewaridler 77 und 78 geliefert werden, d.h. Zeichenumkehrung jedes zweiten Abtastwertes dieser beiden Subreihen durch die Kreise 83 und 84, danach eine verflochtene Kombination.in einem Kreis 85 der beiden auf diese Weise behandelten Subreihen. Venn die Signale dieser

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- 4'+ - F-PHN. 5784

durch die beiden Kodewandler 77 und 78 behandelten Subreihe s'(t) und (T'(t) genannt werden, wird im Band von I2OO-36OO Hz an der Leitung 86 ein Signal erhalten, das die nachstehende Form hat:
js'(t).cos(jt/T) + <r'(t).sin(-JC t/T)] cos Jj 4 % t/T) + lf] =

s«(t).cosΓ(4π t/T) + irj.

Zwischen den Trägern mit den Frequenzen 2/T = 2400 Hz, denen die Signale S(t) und S'(t) aufmoduliert werden, besteht also eine Phasenverschiebung um 3Γ; dies ist die Folge der Tatsache, dass die beiden Reihen von 2400 Hz dieser modulierten Signale eine Zeitverschiebung um 1/4800 Sekunde untereinander aufweisen, ebenso wie die beiden Reihen von 24θθ Hz, von denen sie herrühren und die an den Leitungen 67 und 68 vorhanden sind.

Um die Kapazität des Kanals von I2OO-36OO Hz zu verdoppeln durch Einführung der beiden, zwei orthogonalen Trägern von 24θθ Hz doppeiseitenbandaufmodulierten Signale S(t) und S'(t), wird das obenstehend erklärte Verfahren benutzt, das aus der Verzögerung der Abtastwerte der beiden Signale um ein Viertel ihrer Periode und aus der Zusammenfügung der beiden Reihen erhaltener Abtastwerte besteht.

Um dies für die beiden Reihen von 2400 Mz zu bewerkstelligen, die an den Leitungen 82 und 86 auftreten, wird die Abtastfrequenz auf 96ΟΟ Hz erhöht und zwar mit Hilfe der Kreise 87 und 88 j dazu reicht es aus, zwischen zwei aufeinanderfolgenden Elementen jeder Reihe drei Nullen einzufüger· (die durch die Binärzahl 1000 000 000

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F-PHN.

dargestellt werden). Danach wird eine der beiden auf diese Weise erhaltenen Reihen um eine Periode van 96OO Hz in der Zeit verzögert, und zwar beispielsweise um ein Viertel einer Periode von 2400 Hz.

Die Summe der Signale S(t) und S'(t), die zwei orthogonalen Trägern von 2hOO Hz aufmoduliert sind, wird dann in einem Kreis 89 erhalten, in dem die beiden auf diese Weise verzögerten Reihen von 96OO Hz addiert werden.

An der Leitung 90 wird dann das Signal erhalten, das im Band von 12OO-36OO Hz den nachfolgenden Wert hat: S(t).cos(4 7Tt/T) + S« (t).sin(47T t/T) · .

mit S(t) = s(t).cos(tI t/T) .+ <r(t).sin(-5T t/T) S'(t) = s'(t).cos(iC t/T) + (f«(t). sin(ir t/T).

In Fig. 13e ist das Spektrum des Signals dargestellt, das an der Leitung 90 erhalten wird, was im allgemeinen Schema des Senders nach Fig. 10 bedeutet: das Spektrum des Signals, das am Ausgang des Modulators 51 erhalten wird. Durch eine doppelte Linie sind die Nutzteile des Spektrums dargestellt, die in den Frequenzbändern liegen, wo die Summe der orthogonalen Trägern von 2400 Hz aufmodulierten Signale S(t) und S'(t) erhalten wird.

Die Rolle des Filters 58 der Form des Endsignals besteht aus dem Selektieren dieser Frequenzbänder: I20O-36OO Hz, 6OOO-84OO Hz, IO8OO-I32OO Hz, usw.

Die durch dieses Filter zu behandelnden Abtastwerte erscheinen mit einem Debit von 96OO Abtastwerten pro Sekunde.

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Nun wird untersucht, welche Massnahmen im

Sender nach Fig. 10 getroffen werden müssen, damit in die ' durch das Filter 58 selektierten Bänder die zur Verriegelung des Empfängers und zur automatischen Entzerrung des Uebertragungskanals notwendigen Signale eingeführt werden.

Zunächst werden während der Datenübertragung mit "voller" Geschwindigkeit (4800 Bit/Sekunde) durch numerische Verfahren Pilotsignale eingeführt bei den Frequenzen, bei denen das Spektrum des modulierten Signals Null wird. Im Band von 1200-3600 Hz befinden sich diese Pilotsignale bei den Frequenzen 1200 Hz, 2400 Hz und 36OO Hz. Es ist der Kreis 53» der das entsprechende numerische Signal aussendet. Das vom Kreis 53 ausgesendete numerische Signal zur Bildung dieser Pilotsignale besteht aus der Reihe von Abtastwerten:
—00 1 0000000 1 0000000 1 0000000 1 00— in der die Abtastwerte "1" oder "0" mit einer Geschwindigkeit von 96OO Abtastwerten pro Sekunde ausgesendet werden.

In dieser Reihe werden die Elemente "1" in je eine Zahl mit zehn Binärelementen: 0010000000 umgewandelt (was im gewählten Kode 1/4 bedeutet). Die Elemente "0" werden je in eine Zahl mit zehn Binärelementen umgewandelt, welche Zahl zehn aufeinanderfolgende Nullen enthält. Im Band von 0 Hz bis 4800 Hz (die Hälfte der Frequenz der Abtastwerte) besteht das Spektrum dieser Abtastwerte aus Spektrallinien mit gleicher Amplitude (1 z.B.) und aus Spektrallinien mit der halben Amplitude (1/2 bei diesem Beispiel) bei den Frequenzen 0 und 4800 Hz. Dies ist in

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- Κη - F-PHN.5784

Fig. 14 dargestellt.

Fig. i4a stellt sinusförmige Signale dar mit Frequenzen 1200, 24θθ, 36ΟΟ Hz mit einer Amplitude 1, die einen Wert "1" im Augenblick t=0 haben. Fig. i4b stellt ein Gleichstromsignal mit der Amplitude 1/2 dar und ein sinusförmiges Signal mit der Amplitude 1/2, die ebenfalls einen Wert "1/2" haben in dem Augenblick t=0. Durch Pfeile sind die Abtastaugenblicke dargestellt, wobei diese Augenblicke mit einer Frequenz von 96ΟΟ Hz auftreten und mit einer derartigen Phase, dass ein Abtastwert in dem Augenblick t=0 auftritt. Unter diesen Pfeilen ist die Summe des Wertes der Abtastwerte jeder Figur dargestellt. Es ist leicht ersichtlich, dass wenn sämtliche Werte bei den Figuren addiert werden, die Reihe in Fig. i4c dargestellter Abtastwerte erhalten wird, welche die gewünschte Reihe ist, die aus einem Abtastwert mit dem Wert "4" im gewählten Beispiel besteht, dem siebe/: Abtastwerte mit einem Wert "0" folgen. Die Abtastwerte mit dem Wert "4" treten mit einer Frequenz von 1200 Hz auf.

Zur Erhaltung dieser Reihe muss im Kreis 53 nur ein Gleichstromsignal im Rhythmus einer Frequenz von 1200 Hz abgetastet werden und auf regelmässige Weise zwischen diesen Abtastwerten von 1200 Hz sieben Abtast*- werte mit einem Wert "O" angebracht werden.

Die Elemente dieser Reihe werden mit Hilfe des Schalters 55 und des Addierkreises 52 zu den Elementen der Reihe der durch den Modulator 5I gelieferten Abtastwerte hinzugefügt. Die Reihe von Abtastwerten, die aus

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dem Addierkreis 52 herrührt, wird während der Uebertragung durch den Schalter 56 an den Eingang des Signalfilters 58 gelegt.

Dieses Filter ist ein numerisches Viertelbandfilter nach der Erfindung, dem eine Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz 96OO Hz zugeführt wird. In Fig. 13f ist die Uebertragungsfunktion dargestellt. Wenn dieses Filter auf eine geeignete Weise programmiert ist um diese Uebertragungsfunktion zu erhalten, liefert dieses Filter eine Reihe von Abtastwerten, deren Spektrum in Fig. 13g dargestellt ist. Dieses Spektrum enthält das Spektrum des in den Nutzbändern von 12OO-36OO Hz und 60OO-84O0 Hz usw. liegenden modulierten Signals, ebenso wie die Spektrallinien der Pilotsignale bei den Frequenzen in diesen Bändern, wo das Spektrum des Signals gleich Null wird, wobei die Spektrallinien der Pilotsignale bei den Bandgrenzen eine Amplitude haben, welche die Hälfte der Amplitude der Spektrallinie des Pilotsignals in der Mitte des Bandes ist*

In der im Empfänger verwendeten Entzerrungsanordnung ist es andererseits notwendig, dass der Sender vor der Uebertragung ein sogenanntes Anpassingssignal liefert, das Spektrallinien bei den Frequenzen, die Vielfache von 300 Hz sind, enthält. Der Kreis 57 des Senders liefert das entsprechende numerische Signal. Dieses Signal wird erhalten durch die Reihe von Abtastwerten:

• ·ΟΟ 1 „OOP OQO₁ 1 JX)O. . . . .000, 1 JX)O. . . . .000, 1 00

▼ ■*■ #

31 31 31 209844/1060

- h9 - · F-PHN.5784

wobei die aufeinanderfolgenden Elemente rait einer Frequenz von 96OO Hz ausgesendet werden und wobei die Elemente "1" in einem Rhythmus von 3OO Hz ausgesendet werden.

Um diese Reihe im Kreis 57 zu erhalten, braucht nur ein Gleichstromsignal mit einer Frequenz von 3OO Hz abgetastet zu werden und auf entsprechende Weise zwischen diesen Abtastwerten von 3OO Hz 3T Abtastwerte mit einem Wert von "O" angebracht zu werden.

Die Amplitude der signifikanten Abtastwerte im Rhythmus von JOO Hz wird in eine Zahl von zehn Binärelementen umgewandelt: 1111111111. Die Abtastwerte "0" werden in eine Binärzahl 000000000Ό umgewandelt.

Bevor die Uebertragung stattfindet, führt .der Schalter 56 die auf diese Weise gebildete Reihe dem Eingang des Filters 58 zu. Das Spektrum des Anpassungssignals, das dann durch das Filter 58 geliefert wird, ist in Fig. 13h dargestellt. Es enthält Spektrallinien gleicher Amplitude innerhalb der Nutzbänder, mit Ausnahme der Spektrallinien bei den Bandgrenzen, welche die halbe Amplitude haben.

Der Sender enthält zum Schluss einen Kreis 54, der es ermöglicht, während der Uebertragung Pilotsignale mit Frequenzen, die ein Vielfaches von 6OO Hz sind, auszustrahlen. Wie aus der Beschreibung des Empfängers hervorgehen wird, wird dieser Kreis 54 verwendet, wenn die Entζerrungsanordnung während der Uebertragung mit "voller" Geschwindigkeit (4800 Bit/Sekunde) keine vollständige Entzerrung des Kanals bewerkstelligen kann. In diesem Fall

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wird die Uebertragung mit "halber" Geschwindigkeit (24OO Bit/Sekunde) durchgeführt und dieses durch den Kreis ^h , ausgesendete Pilotsignal wird im Addierkreis 52 zu dem durch den Modulator 51 gelieferten Signal addiert.

Um ein numerisches Signal auszusenden, das bei Frequenzen, die ein "Vielfaches von 600 Hz sind, Pilotsignale führt, wird im Kreis 5^ ein Gleichstxomsignal mit einer Frequenz von 600 Hz abgetastet und vierzehn Abtastwerte mit dem Wert "0" werden zwischen diesen Abtastwerten von 600 Hz angebracht. Dann wird die nachfolgende Reihe von Abtastwerten erhalten:

. .00 1 ,00. . . . 00, 1 .00 . . . . OQ₁ 1 _v00. . . .00, 1 00. .. 14 14 14

von denen die aufeinanderfolgenden Elemente mit einer Frequenz von 96OO Hz ausgesendet werden» Die Amplitude der signifikanten Abtastwerte von 600 Hz wird in eine Zahl von zehn Binärelementen 0100000000 umgewandelt, während die Abtastwerte mit einem Wert "0" in eine Zahl 0000000000 umgewandelt werden.

Nach Addition der Elemente dieser Reihe zu den Elementen der Reihe des modulierten Signals im Addierkreis 52 und nach Filterung durch das Filter 58 wird ein Signal erhalten, dessen Spektrum in Fig. 13i dargestellt wird. Dieses Spektrum besteht aus dem Spektrum des Datensignals mit halber Geschwindigkeit und aus den Pilotspektrallinien bei Frequenzen, bei denen das Spektrum des Datensignals gleich Null wird. Diese Pilotspektrallinien haben dieselbe Amplitude mit Ausnahme dev Spektrallinien

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- 51 - , F-PHN.5784

bei den Bandgrenzen, welche die halbe Amplitude haben.

Im Sender nach Fig. 10 werden an dem durch das Filter 58 gelieferten Signal, das in Form einer Reihe von Abtastwerten von 9^00 Hz ist, die nachfolgenden Bearbeitungen durchgeführt:

Die Abtastfrequenz wird auf 38400 Hz erhöht, indem drei Abtastwerte mit einem Wert "O" zwischen zwei aufeinanderfolgenden signifikanten Abtastwerten eingefügt werden. " -

Diese Reihe von Abtastwerten von 38400 Hz wird dem Eingang eines numerischen Achtelbandfilters 59 nach der Erfindung zugeführt. Dieses Filter wird auf geeignete Weise zum Selektieren der Bänder von 6θΟΟ-84θΟ Hz, 3ΟΟΟΟ-324ΟΟ Hz usw. programmiert.

Die durch das Filter 59 gelieferte Reihe von Abtastwerten wird einem Digital-Analog-Umsetzer 6θ zugeführt, der mit einem in der Zeichnung nicht dargestellten Tiefpassfilter versehen ist, an dessen Ausgang nur das Band von 6OOO-84OO Hz erhalten wird. Dieser Digital-Analog-Umsetzer ist beispielsweise derjenige, der in der obengenannten deutschen Offenlegungsschrift Nr. 2 038 348 beschrieben worden ist.

Dieses Band von 6OOO-84OO Hz wird mit Hilfe des Modulators 61 in Frequenz in das Band von 515-2915 Hz transformiert, das um die Frequenz 1715 Hz zentriert liegt. Der blockförmige Träger mit einer Frequenz von 5485 Hz wird dadurch erhalten, dass die Frequenz der Zeitbasissehaltung 48 durch 447 geteilt wird. Das analoge Filter

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eliminiert die ausserhalb des Nutzbandes von 515-2915 Hz liegenden Anteile. Das am Ausgang des Filters 63 erhaltene Signal wird dem Uebertragungskanal zugeführt.

In dem in Fig. 15 dargestellten Empfänger, der dazu geeignet ist, mit dem Sender nach Fig. 10 kombiniert zu werden, wird das numerische Filter nach der Erfindung verwendet und insbesondere zur Verriegelung des Empfängers und zur automatischen Entzerrung des Uebertragungskanals.

Das am Eingang 100 eintreffende empfangene Signal liegt im Frequenzband von 515-2915 Hz, wenn keine globale Frequenzverschiebung im Uebertragungskanal stattfindet.

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Zunächst wird mit Hilfe in eine Anordnung aufgenommener bekannter Schaltungsanordnungen eine Anzahl aufeinanderfolgender Bearbeitungen durchgeführt, die denen, die in den letzten Stufen des Senders durchgeführt werden, entgegengesetzt sind.

Das empfangene Signal geht'zunächst durch ein Analog-Tiefpassfilter 101, was eine vernachlässigbare Dämpfung bis etwa 3200 Hz und eine wesentliche Dämpfung über 500 Hz ergibt.

Das Signal wird danach einem Amplitudenmodulator 103 zugeführt, der dem Modulator 61 des Senders entspricht, wobei die Modulation mit Hilfe eines dem Eingang 104 zugeführten blockförmigen Trägers, dessen Frequenz 5^85 Hz beträgt, wenn während der Uebertragung keine globale Frequehz-verSchiebung des Signals auftritt, durchgeführt wird. Aber zur Berücksichtigung einer derartigen Frequenzverschiebung im Empfänger kann die Frequenz des dem Eingang 104 zugeführten blockförmigen Trägers mit Hilfe einer Anordnung, die nachstehend noch beschrieben wird, geändert werden.

Das vom Modulator 103 herrührende Signal wird einem zweiten sehr einfachen -analogen Tiefpassfilter zugeführt, das die Modulationsreste bei den ungeradzahligen Harmonischen der Frequenz des blockförmigen Trägers eliminiert. Zum Schluss werden am Ausgang des Filters 105 die beiden Seitenbänder

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•^6350

des Signals bei der Trägerfrequenz von 5485 Hz erhalten und zwar das Band von 2570-4970 Hz und das Band von 6OOO-84OO Hz.

Das auf diese Weise erhaltene Signal wird danach einem Analog-Digital-Umsetzer 106 vom PCM-Typ zugeführt, in dem das Signal zunächst mit einer Frequenz von 19200 Hz abgetastet wird, wobei die Abtastwerte danach in ein System mit zwölf Binärelementen kodiert werden. Ein derartiger Analog-Digital-Umsetzer ist beispielsweise in der obengenannten Deutschen Offenlegungsschrift Nr. 2.038.348 beschrieben worden.

Ein numerisches Filter 107 nach der Erfindung vom Halbbandtyp wird programmiert um den im Band von 0-4800 Hz liegenden Teil des Signals zu eliminieren; dadurch, dass nur jeder zweite Abtastwert am Ausgang des Filters abgenommen wird, wird die Abtastfrequenz von 19200 Hz auf 96OO Hz verringert und das Nutzsignal in das Band von 12OO-36OO Hz gebracht.

Am Ausgang des Filters 107 wird also eine Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz 96OO Hz erhalten; wenn keine einzige Verzerrung und keine einzige Frequenzverschiebung im Uebertragungsfcanal stattgefunden hat, ist das Spektrum dieses Signals dasselbe wie das des Signals, das durch das Filter 58 des Senders geliefert wird. Während der Uebertragung mit "voller" Geschwindigkeit entspricht das Spektrum

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©RJQfNAL INSPECTED

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dem, das in Fig. 13g dargestellt ist.

Das aus dem Filter 107 herrührende Signal wird einerseits durch die Leitung 108 unterschiedlichen Schaltungsanordnungen zur Verriegelung des Empfängers auf den Sender und andererseits durch die Leitung 109 der automatischen Entzerrungsanordnung 110 des Uebertragungskanals zugeführt, in welcher Anordnung die Amplitudenverzerrungen und die Laufzeitverzerrungen durch Netzwerke ausgeglichen werden, deren Amplitudenkennlinien und Laufzeitkennlinien denen des Uebertragungskanals entgegengesetzt sind.

Das entzerrte Signal kommt beim Ausgang 111 aus der Entzerrungsanordnung und wird einem Kreis 112 zugeführt, wo die Pilotsignals eliminiert werden. Danach werden in einem Vergleichskreis 113 die eintreffenden Abtastwerte in ihrem Absolutwert mit einem Festwert verglichen, der die Hälfte des Maximalwertes des Dätensignals beträgt und am Ausgang des Vergleichskreises wird eine "0" oder eine "1" geliefert, abhängig davon, ob die Abtastwerte einen Absolutwert haben der niedriger bzw. höher ist als der halbe Maximalwert.

Die auf diese Weise gebildete Reihe von Binärelementen, die im Rhythmus νοη·96θΟ Elementen pro Sekunde auftritt, wird einem Demodulationskreis 114 zugeführt, in dem nur die nachfolgende Bearbeitung

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durchgeführt wird: von aufeinanderfolgenden Paaren eintreffender Binärelemente wird nur ein Paar von jeweils zwei Paaren beibehalten. Auf diese Weise wird am Ausgang 115 des Empfängers das wiederhergestellte Datensignal mit einer Geschwindigkeit von 4800 Bit/Sekunde erhalten.

Andererseits ist in der schematischen Darstellung des Empfängers nach Fig. 15 ein Ausgang 116 der Entzerrungsanordnung 110 mit einem Eingang eines Spektrallinienfilters 117 verbunden.

Dieses Spektrallinienfilter 117» das zur Verriegelung des Empfängers und zur Entzerrung des Uebertragungskanals verwendet wird, muss für das gemeinsame Selektieren während der Uebertragung der drei Frequenzen der Pilotsignals entworfen werden sowie zum gesonderten Selektieren vor der Uebertragung der Frequenzen der drei Pilotsignale und der Frequenzen des Anpassungssignals (die 300 Hz voneinander getrennt sind). Dieses Spektrallinienfilter muss also entsprechend einem zuvor eingestellten Programm geregelt werden und ein erfindungsgemässes numerisches Filter eignet sich besonders dazu.

Das Spektrallinienfilter 117, dem die

Abtastwerte mit einer Frequenz von ^Q600 Hz zugeführt werden, muss Spektrallinien selektieren, die in einem

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ORIQfNAL INSFEGTED

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Abstand von 300 Hz auseinanderliegen. Es ist zum Selektieren der Teilbänder mit einer Bandbreite entsprechend 15O=48OO/2⁵ Hz entworfen; es enthält also 5 Stufen. - _

In Fig. Ϊ6 sind die durch die unterschiedlichen Stufen selektierten Teilbänder dargestellt. Fig. fö zeigt im'Band von 0-4800 Hz die durch die acht Zellen der ersten Stufe selektierten Teilbänder, worm das Bandselektionssignal S₁ gleich "0" ist (gezogene Kurfen) und wenn dieses Steuersignal S■ ' gleich "1" ist (gestrichelte Kurven).

Auf gleiche Weise zeigen die Fig. 13b, 13c» 13d und 13e die durch die Zellen der 2., 3., 4. und 5. Stufe selektierten Teilbänder, wenn die Bandselektionssignale S_, S„, SY und S gleich "0" (gezogene Kurven) und wenn diese Signale gleich "1" sind, (gestrichelte Kurven).

Das Spektrallinienfilter 117 wird zunächst zur Verriegelung des Empfängers verwendet. Das im Analog-Digital-Umsetzer 106 verwendete Taktsignal wird durch eine Zeitbasisschaltung 118 geliefert, die durch einen Quarzoszillator 120 gesteuert wird, der eine regelbare Frequenz hat, die in der Nähe von. 2457 kHz liegt. Die Zeitbasisschaltung liefert,am Ausgang 119 ebenfalls die gleichzeitig mit den Datensignälen auftretende Datentaktfrequenz

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(4800 Hz). Der Empfänger muss in seiner Frequenz und Phase an den Sender angepasst werden; diese Verriegelung wird durch Verwendung der durch die Pilotsignale gelieferten Information verwirklicht. Um die Frequenzregelung des Empfängers zu verwirklichen werden die beiden äussersten Pilotsignale von 1200 Hz und 36OO Hz verwendet, deren Frequenzunterschied von 2^00 Hz der halben Frequenz des Datenlaktsignals an der Sendeseite genau entspricht. Empfangsseitig ist der Unterschied zwischen den Frequenzen dieser Pilotsignale unabhängig von den Verschiebungen des Spektrums des Signals, welche Verschiebungen gegebenenfalls im Uebertragungskanal haben auftreten können.

Auf eine neue Art und Weise wird diese Eigenschaft dazu benutzt, die Frequenzregelung des Empfängers zu realisieren. Das Spektrallinxenfilter 117 wird programmiert um nacheinander die beiden äussersten Pilotsignale 1200 Hz und 36OO Hz zu selektieren. Mit Hilfe eines Zählers 121, dem diese beiden Pilotsignale zugeführt werden, wird auf Ortsbasis die Frequenz der beiden Pilotsignale gemessen, wonach in einem Kreis 122 der Unterschied dieser Frequenzen gebildet wird, wobei dieser Unterschied auf Ortsbasis ein Mass für die halbe Frequenz des Datentaktsignals ist. Mit Hilfe

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eines Steuerkreises 123 wird die Frequenz des die Zeitbasisschaltung 118 steuernden Oszillators 120 derart korrigiert, dass der im Empfänger gemessene Frequenzunterschied der Pilotsignale der halben Frequenz des Datentaktsignals, das durch den Sender geliefert wird, entspricht.

Um beispielsweise auf Ortsbasis die Frequenz des Pilotsignals bei 1200 Hz zu messen wird"im

Zähler 121 die Anzahl halber Perioden in diesem Pilotsignal gezählt und zwar während einer Zeitdauer, die 512 Abtastwerten mit einer Frequenz, die in der Nähe von 96OO Hz liegt und die durch die Zeitbasisschaltung 118 geliefert wird, entspricht. Auf diese Weise wird dann eine in der Nähe von 128 liegende Zahl F₁ erhalten. Das Messen der Frequenz des Pilotsignals von 36OO Hz ergibt auf die gleiche Weise eine Zahl F_, die in der Nähe von

liegt. Der Unterschied zwischen den' Zahlen F-F₁, der durch den Kreis 122 gebildet wird, ist auf Ortsbasis ein Mass für die halbe Frequenz des Datentaktsignals. Dieser Wert dieses Unterschiedes beträgt 256, wenn die Frequenz des Ortsoszillators, 120 das 512-fache der Frequenz des Datentaktsignals an der Senderseite ist. Wenn ein von 256 abweichender Wert erhalten wird, wird die Frequenz des Oszillators 12O derart korrigiert, dass für F„-F der Wert 256

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erhalten wird.

Das Spektrallinienfilter 117 wird weiter noch in einer Anfangsphase des Funktionierens der Phasenregelschleife des Empfängers verwendet. Der Teil dieser Schleife, der zwischen dem Ausgang des Filters 107 und dem Steuereingang 10k des Modulators 103 liegt, enthält bekanntlich ein Filter 124, einen Steuerkreis 125» der an einen programmierbaren Frequenzteiler 126 angeschlossen ist, der am Eingang 1θ4 die Phasendrehung des Spektrums steuert, das durch den Modulator 103 bearbeitet wird. Diese Phasendrehung muss jedoch eingestellt werden um zu berücksichtigen, dass eine globale Verschiebung des Frequenzspektrums im Uebertragungskanal hat auftreten können. Die Frequenzen der drei Pilotsignale bei 1200, 2400 und 36ΟΟ Hz, müssen ja im Verhältnis von 1:8, 2:8 und 3:8 zur Abtastfrequenz von 96ΟΟ Hz stehen, d.h. dass die Frequenz des zentralen Pilotsignals in einem Verhältnis von 1:1024 zur Frequenz des Ortsoszillators stehen muss, weil das zentrale Pilotsignal als Phasenbezugswert verwendet wird, muss andererseits >, ν die Phase der Abtastfrequenz auf der des zentralen Pilotsignals stabilisiert werden. Die Phasenregelschleife funktioniert normalerweise wie folgt:■ das zentrale Pilotsignal bei 24θθ Hz, das durch

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das Filter T24 selektiert wird, wird dem Steuerkreis 125 zugeführt, der im veränderlichen Teiler 126 eine Teilungszahi für die Frequenz des Ortsbszillators einstellt, wobei diese Teilungszahi zunächst auf einen Wert, gestellt ist, der in der Nähe von " 44? liegt, wie im Sender. Das Filter 124 hat eine geringe Zeitkonstante um schnelle Phasenkorrekturen zu ermöglichen. Dies kann ein rekursives numerisches Filter sein von einem herkömmlichen Typ. Aber ' es ist möglich, dass die Frequenz des zentralen Pilotsignals zunächst nicht im Durchlassband des Filters 124 liegt und dass auf diese Weise keine einzige Korrektur möglich ist. Zur Vermeidung dieses Nachteils ermöglicht das Spektrallinienfilter 117» das mit dem Frequenzmesskreis 121 verbunden ist, eine Phasenvoreinstellung durchzuführen.

Dazu wird das Filter 117 für die

Frequenz des Pilotsignals von 2400 Hz programmiert. Mit Hilfe des Kreises 121 wird diese Frequenz gemessen und diese muss die Zahl F₂=256 ergeben, nach der obenstehend beschrieben Einstellung der Frequenz des Oszillators 120 durch den Unterschied F^-F.. Wenn dies nicht der Fall ist, wird über die Leitung 127 dem Steuerkreis 125 ein Einstellsignal zugeführt;. Danach führt das feste Filter 124 die Selektion des zentralen Pilotsignals durch.

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Die Regelung der Frequenz des Ortsoszillators 120 vor der Uebertragung durch Messung des Frequenzunterschiedes der beiden Pilotsignale F₁ und F_ ist auf eine verhältnismässig wenig genaue Art und Weise und zwar mit einem Annäherungswert von 1/256 durchgeführt.

Die Feinregelung dieser Frequenz während der Uebertragung kann dadurch durchgeführt werden, dass ein numerisches Filter nach der Erfindung verwendet wird, um beispielsweise das Pilotsignal von 1200 Hz zu selektieren. Es ist dieses Filter 128 aus Fig. 15, das fest programmiert wird für die Frequenz von 1200 Hz. Mit Hilfe dieser Frequenz wird die Frequenz des Oszillators 120 über den Messkreis 122 und den als Digital-Analog-Umsetzer ausgebildeten Steuerkreis 123 geändert, so dass genau 1024 Perioden der Ortsoszillatorfrequenz innerhalb einer halben Periode des Pilotsignals von 1200 Hz auftreten.

Das Spektrallinienfilter 117 wird während der Uebertragung dazu verwendet, die Pilotsignale des Uebertragenen Signals mit Hilfe des Subtrahier- ,. kreises 112 zu eliminieren. In diesem Kreis 112 werden von den von der Entzerrungsanordnung 110 herrührenden Abtastwerten die Abtastwerte der Pilotsignale subtrahiert. Die Abtastwerte 'der

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Pilot signale werden über eine Leitung 1.2-9 durch das Spektrallinienfilter 11? geliefert, das dann programmiert werden muss um gleichzeitig die Spektrallinien bei '1'2OO Hz, 2^00 Hz, 36OO Hz zu selektieren und ausserdem, zur EntzeiPrung, zum * - . Selektieren der Spektrallinien mi-t der Frequenz Null. ■·"■· - ■■

Tiachs'tehehd wird detailliert' in dem bisher beschriebenen Beispiel des Senders und des Empfängers ein automatisches Entzerrungssystem für den' Ueb'ertragungskanal beschrieben, wobei diese Anordnung im Sender Generatorschaltungen für die Pilotsignale : und für das Anpassungssignal enthält, und im.· Empfänger die Ent ζ er rungs anordnung 110, mit der .' das Spektrallinienfilter 11? verbunden ist.

Die Art%nd Weise j wie der Sender entworfen ist und die Bequemlichkeit, mit der die numerischen Filter nach der Erfindung programmiert werden können und welche Filter dann im Empfänger verwendet werden können (insbesondere das Spektrallinienfilter) ermöglichen eine automatische Entzerrung des Uebertragüngskanals auf eine neue Art und Weise, wodurch eine genaue dauerhaft eingestellte Entzerrung während der Uebertragüng erhalten werden kann, ohne die Nachteile der bekannten Systeme. Ausserdem ist die erfindungsgömässe Entzerrungsanoidnung mit einer -

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Ueberwachungsanordnung versehen, die ein Alarmsignal gibt, wenn die Verzerrungen bestimmte vorgeschriebene Grenzen überschreiten; dieses Entzerrungssystem ist besonders günstig im erfindungsgemässen Uebertragungssystem und zwar dank der Bequemlichkeit, mit der die Datensignals mit halber Geschwindigkeit übertragen werden können.

Die automatische Entzerrung wird nun

beschrieben, wobei bestimmte für die durch den Uebertragungskanal herbeigeführten Verzerrungen allgemein akzeptierte Hypothesen gemacht werden:

- die Phasenverzerrung in der Nähe der zentralen Frequenz des Kanals, die als Bezugswert genommen wird, ist gering.

- Auf beiden Seiten der zentralen Frequenz ist die Gruppenlaufzeit nahezu quadratisch.

Das nach der Erfindung angewandte Entzerrungsprozess umfasst, wie an sich bekannt ist, drei Stufen:

1) In einer ersten Stufe, die der Datenübertragung vorhergeht, wird eine grobe Entzerrung durchgeführt.

2) In einer zweiten Stufe, die ebenfalls der Datenübertragung vorhergeht, wird eine Feinentzerrung des grol/entzerrten Signals durchgeführt.

3) In einer dritten Stufe wird die Entzerrung während der Uebertragung nachgeregelt.

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In den bekannten Systemen werden für

diese drei Stufen Transversalfilter mit veränderlichen Koeffizienten verwendet zur Verwirklichung der Uebertragungsfunktion, die der des Uebertragungskanals entgegengesetzt ist: siehe beispielsweise den Artikel von Charles W. Niessen und Donald K. Villim -IEEE Transactions on Communication Technology, Vol. COM 18, Nr. k, August 1970, Seiten 377-394.

Für den ersten Schritt werden in den bekannten Systemen dem verwendeten transversalen Filter Koeffizienten zugeordnet, deren Wert dem der empfangenen Abtastwerte entspricht jedoch entgegengesetzt ist. Diese Anordnung ist ziemlich verwickelt und weist insbesondere den Nachteil auf, dass, wenn die Phasenverzerrungen korrigiert werden, die-Amplitudenverzerrungen stark vergrössert werden.

Für diesen ersten Schritt liefert die

Erfindung eine einfachere Anordnung, die den Vorteil bietet, die Phasenverzerrungen mit der für den zweiten Schritt erforderlichen Genauigkeit zu korrigieren ohne wesentlichen Amplitudenverzerrungen .herbeizuführen.

Für den zweiten Entzerrungsschritt verwendet die Erfindung ein transversales Filter entsprechend den bekannten Verfahren. - . ■

Für den dritten Schritt verwendet die Erfindung ein transversales Filter, das den Kanal bei

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Frequenzen der.Pilotsignale korrigiert, aber nach einem neuen Verfahren wird die Korrektur bei Pilotsignalfrequenzen für regelmässig verteilte Frequenzen zwischen den Pilotsignalfrequenzen interpoliert.

Mit dem erfindungsgemässen Entzerrungssystem kann in Abhängigkeit von der für die Entzerrung beabsichtigten Genauigkeit der zweite Schritt fortgelassen werden.

Nach der Erfindung sendet für die beiden ersten der Uebertragung vorhergehenden Entzerrungsschritte der Sender das Anpassungssignal aus, dessen Spektrum in Fig. 13h dargestellt ist und das, wie erwähnt, aus der nachfolgenden Reihe von Abtastwerten besteht:

—O01 _<lOOO---^OOO__> 1 000 — 000^ 1 000—000 1 00 — 31 31 31

Es sei bemerkt, dass die drei Pilotsignals von 12OO-24OO-36OO Hz im empfangenen Anpassungssignal vorhanden sind und dass dadurch die Verriegelung des Empfängers auf den Sender durchgeführt ist und zwar auf die obenstehend beschriebene Weise. Insbesondere wegen der Phasenregelschleife die den Modulator 1O3 steuert, wird die Phase der Abtastwerte, die im Rhythmus von °600 Abtastwerten pro Sekunde in die Entzerrungsanordnung 110 eintreffen genau auf die Phase des zentralen Pilotsignals von 2^00 Hz stabilisiert, welches Signal als Bezugswert

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verwendet wird. Fig. 17 zeigt die auf diese Weise erhaltene richtige Phasenstabilisierung.. Durch gestrichelte Linien ist das Pilotsignal von 2^00 Hz dargestellt. Die sich im Rhythmus von 9^00 Hz wiederholenden Abtastwertmomente sind durch Pfeile dargestellt. Bei einer richtigen Phasenstabxlisierung treten diese gerade in denjenigen.Augenblicken auf, in denen das Pilotsignal auf 2400 Hz einen maximalen oder minimalen Wert hat bzw. gleich Null ist.

Um das empfangene Anpassungssignal verwenden zu können, muss beim Empfänger der Abtastwert, der senderseitig unter 32 aufeinanderfolgenden Abtastwerten den Wert "1" hatte, zurückgefunden und unterschieden werden. Mit anderen Worten, im Empfänger muss ein Rhythmus von 300 Hz erhalten werden, der zum ausgesandten Rhythmus von 300 Hz synchron ist. Es lässt sich bemerken, dass der gesuchte Abtastwert einer von denjenigen ist, wofür das Pilotsignal von 2^00 Hz seinen Maximalwert hat: dies kann pro 32 aufeinanderfolgende Abtastwerte 8mal auftreten.

Um diesen Zweifel zu beseitigen werden ausser den Abtastwerten der Signale von 2^00 Hz, die einen maximalen Wert ergeben, ebenfalls die Abtastwerte der Signale von 2100 Hz und 2700 Hz untersucht, die Spektrallinien haben, die in der Nähe der zentralen Spektrallinie von 24θθ Hz liegen und die auf diese Weise eine nur geringfügige Phasenverschiebung im

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Uebertragungskanal erfahren haben. Diese Untersuchung wird mit Hilfe des Spektrallinienfilters 117 durchgeführt, das nacheinander für die Frequenzen von 2^00 Hz - 2100 Hz - 2700 Hz programmiert wird. Der gesuchte Abtastwert ist derjenige, für den das Signal

den von 2^00 Hz den Maximalwert hat und für/die Signale von 2100 Hz und 2700 Hz ebenfalls den Maximalwert haben. Dies zeigt Fig. 17» welche die drei sinusförmigen Signale mit Frequenzen 2100, 2^00 und 2700 Hz darstellt in dem Fall, wo die durch den Uebertragungskanal herbeigeführte Phasenverzerrung gleich Null ist. Von den 32 aufeinanderfolgenden Abtastwerten von 96OO Hz, die von dem Augenblick t bis zum Augenblick t„₁ auftreten, ist der Abtastwert, der im Augenblick t auftritt, der Gesuchte, weil dieser der einzige ist, für den die Signale mit den Frequenzen 2100, 2*+00 und 27OO Hz gleichzeitig den Maximalwert haben. Wenn die Signale mit den Frequenzen 2100 und 2700 Hz eine leichte Phasenverzerrung erfahren haben, ist ihr Wert im Augenblick t schwächer als der des Signals von 2^00 Hz, aber dieser Wert bliebt höher als der in anderen Augenblicken, wie t. , in denen das Signal von 2400 Hz eine maximale Amplitude hat. Die Bestimmung des*gesuchten Abtastwertes ist möglich, wenn die Phasenverzerrung bei

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2100 Hz und 27Q0 kleiner ist als ΤΓ/8.

Fig. 18 zeigt ein Blockschaltbild der Entzerrungsanordnung 110 aus Fig. 15» Das Spektrallxnxenfilter 1171 das bereits in Fig. 15 dargestellt ist, ist abermals in Fig. 18 dargestellt.

Der Eingang der Entzerrungsanordnung wird durch die Klemme 130 gebildet, der die Abtastwerte mit einem Rhythmus von 96ΟΟ Hz zugeführt werden, welche Äbtast-, werte während der zwei ersten Schritte vom Anpassungssignal herrühren und während der Übertragung, vom Datensignal herrühren zusammen mit den drei Pilotsignalen bei 1200, 2400 und 36ΟΟ Hz. Hinter dem Eingang I30 liegt ein Filter 131, das die Streusignale ausserhalb des Nutzfrequenzbandes von I2OO-36OO Hz ausfiltert.

TJm die Synchronisation des Rhythmus von 300 Hz des Empfängers auf den des Senders zu erhalten und zwar nach dem Verfahren, das obenstehend angegeben ist, wird das Ausgangssignal des Filters I3I über einen Schalter 132 dem Spektrallxnxenfilter 117 zugeführt. Dieses Filter wird nacheinander für 2400 Hz, danach 2100 Hz und 27ΟΟ Hz programmiert, Die Signale mit diesen Frequenzen werden an einen Kreis 133 weitergeleitet, wo, in Abhängigkeit von den Werten dieser Signale untereinander, die Steuersignale zur Phasendrehung des durch einen Kreis 134 gelieferten örtlichen Rhythmus von 3OO Hz erzeugt werden; der Wert der aufeinanderfolgenden Phasendrehungen entspricht 1/24OO Sekunden.

Nun wird das Verfahren beschrieben, das zur Korrektur der Laufzeitverzerrung des Ubertragungskanals

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während des ersten Entzerrungsschrittes angewandt wird. Dieser erste Schritt setzt voraus, dass die Synchronisation des örtlichen Rhythmus von 300 Hz durchgeführt ist, was bedeutet, dass, wie sich obenstehend herausgestellt hat, bei den Frequenzen 2100 und 2700 Hz die Phasenverzerrung kleiner ist als TT /8· Die Synchronisation ermöglicht es, in einer Reihe von 32 aufeinanderfolgenden empfangenen Abtastwerten den-jenigen Abtastwert zurückzufinden, für den alle Signale bei Frequenzen mit einem Vielfachen von 300 Hz senderseitig in Phase sind. Im Empfänger ermöglicht das Messen des Wertes dieser unterschiedlichen Signale in dem Zeitpunkt, in dem dieser Abtastwert auftritt (Zeit t in Fig. 17)» ein Mass der Verzerrung des Übertragungskanals zu erhalten, damit diese Verzerrung korrigiert werden kann.

Im ersten Schritt der erfindungsgemässen Entzerrung wird eine grobe Korrektur durchgeführt und zwar dadurch, dass in dem Signalweg geeignete Korrekturzellen angeordnet werden; die Verzerrungsmessungen werden einerseits und in dieser Reihenfolge für die Frequenzen von 3OOO, 33OO und 36OO Hz, die höher sind als 2400 Hz, andererseits, und in dieser Reihenfolge, für die Frequenzen von 1800, 1500 und 1200 Hz, die niedriger sind als 2*100 Hz durchgeführt. Die geeigneten Korrekturen werden für die beiden Frequenzbereiche in derselben Reihenfolge durchgeführt .

Fig. 19a zeigt ein detailliertes Blockschaltbild einer Ausführungsform der Anordnung, die für die grobe Korrektur der Verzerrung verwendet wird und die bei 135 in

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Fig. 18 dargestellt ist.

Die Abtastwerte des Anpassungssignals treffen am Eingang 150 ein und werden zwei Pärallelkanälen zugeführt , die mit h und b bezeichnet sind* In jedem Kanal befinden sich kaskadengeschaltete Kreise vom selben Typ,

die durch h₁₍ h_o ... h und b₁₍ b_ ... b bezeichnet sind, ι <c η 1 <£ η

Jeder Kreis h. - h und b _Λ - b enthält einen Sehalter äu 1 η 1 η h

oder s, , eine Phasenverschiebungszelle c, oder c zum b h s

Entzerren und eine Zelle r. oder r, , die eine konstante

η ο

Verzögerung ohne Phasenverschiebung herbeiführt ·. Der Kanal h enthält weiter ein Hochpassfilter F und der Kanal b

ein Tiefpassfilter F.. Die Abtastwerte aus den Filtern F, und F, werden in enem Addierkreis 151 addiert, dessen Ausgang grob entzerrte Abtastwerte liefert. "■"-.-.;

Eine Phasenverschiebungszelle kann beispielsweise aus einem einfachen nicht—rekursiven Filter bestehen, das nur einige Koeffizienten enthält, wobei die. entsprechenden Koeffizienten auf beiden Seiten des zentralen Koeffizienten in ihrer Grosse gleich, in ihrer Vorzeichen -einander' jedoch entgegengesetzt sind. .. - ..

Eine Verzögerungszelle kann ebenfalls ein einfaches nicht-rekursives Filter sein, wobei nur der zentrale Koeffizient von Null abweicht.

Fig. 19a zeigt ebenfalls das Spektrallinienfilter 117.des Empfängers in der Lage, in der dieses Filter angeschlossen ist um in der ersten Entzerrungsphase verwendet zu werden. Dieses Filter 117 kann» abhängig von der Stellung eines Schalters 152, an den Ausgang des Kreises hdes

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Kanals h angeschlossen werden oder an den Ausgang des Kreises b des Kanals b. Ein Steuerkreis 153 ermöglicht die Steuerung der Schalter s, und s, jedes der Kreise

h„ - h und b„ - b .
1 η 1 η

Die Anordnung nach Fig. 19a arbeitet auf die nachfolgende Weise: sämtliche Schalter s, und s, stehen zunächst in der Stellung, in der die Verzögerungszellen r, und r, eingeschaltet sind und jede Phasenkor- n b

rekturzelle c, und c, ausgeschaltet ist.

Das Spektrallinienfilter 117 wird nacheinander für die drei Spektrallinien, die niedriger sind als 2400 Hz, programmiert. Das Filter wird zunächst für 1800 Hz programmiert. Im Steuerkreis 153 wird das Vorzeichen des aus dem Filter 117 herrührenden Abtastwertes in dem zuvor festgestellten Abtastzeitpunkt t kontrolliert. Wenn das Vorzeichen des Abtastwertes positiv ist, ist die Phasenverschiebung infolge der Verzerrung kleiner als TT /2. Wenn das Vorzeichen des Abtastwertes negativ ist, ist die Phasenverschiebung infolge der Verzerrung grosser als TT/2. Dies wird in Fig. 19b dargestellt, wo in der Nähe des Zeitpunktes t Signale von 1800 Hz und 2hOO Hz dargestellt sind. Das Signal von 18OO Hz, das als gezogene Linie dargestellt ist, hat keine einzige Phasenverzerrung erfahren. Der Abtastwert dieses Signals im Zeitpunkt t liefert einen maximalen positiven Wert. Das Signal bei 1800 Hz, das als gestrichelte Linie dargestellt ist, hat eine Verzerrung erfahren, die. grosser ist alsTf/2. Es dürfte einleuchten, dass der Abtastwert dieses Signals im Zeitpunkt t einen negativen Wert ergibt. _?09844/1060

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In dem Fall, wo der Abtastwert einen positiven Wert hat, was bei 18OO Hz eine Phasenverschiebung kleiner als 7Γ/2 bedeutet, wird das Spektrallinienfilter automatisch für die Spektrallinie bei 1500 Hz programmiert.

In dem Fall, wo der Abtastwert einen negativen Vert hat, was bei 1800 Hz eine Phasenverschiebung grosser als IT/2 bedeutet, bedient der Steuerkreis 153 nacheinander" die Schalter s, um die Phasenkorrekturzelleri c, derart ein-

D D

zuschalten, dass der Abtastwert der Spektrallinie bei 1800 Hz im Zeitpunkt t einen positiven Wert annimmt. In diesem Augenblick wird das Spektrallinienfilter für die Spektrallinie bei 1500 Hz programmiert, wo dieselben Bearbeitungen durchgeführt werden zum Prüfen des Vorzeichens der Abtastwerte und zur Steuerung der Schalter s. . Das Filter wird schliesslich für die Spektrallinie bei 1200 Hz programmiert und wieder werden dieselben Bearbeitungen durchgeführt. Am Ende dieser ersten Reihe von Bearbeitungen ist also die Phasenverschiebung bei Frequenzen unter 2400 Hz auf einen niedrigeren Wert als 77*/2 zurückgebracht und zwar dadurch, das feste Zellen des Kanals b eingeschaltet worden sind. Das Tiefpassfilter F ist ein ™~ b

erfindungsgemässes numerisches Filter vom Tiefpasstyp mit einer Grenzfrequenz von 2400 Hz, wobei eine Dämpfung von 6 dB auftritt. Das Filter ermöglicht es, dem Addierkreis I5I nur entzerrte Abtastwerte im Band mit Frequenzen unter 2400 Hz zuzu- " führen.

Die Anordnung arbeitet auf dieselbe Art und We. je um die Phasenverzerrung für das Band mit Frequenzen über 2^00 Hz r.u korrigiei^en. Das Spektrallinienfilter 117

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wird nacheinander für die Frequenzen 3000 Hz, 3300 Hz und 36OO Hz programmiert und für jede Frequenz verursacht nach demselben Kriterium wie für das niedrige Band der Steuerkreis 153 die Einschaltung der Phasen— korrekturzellen c, des Kanals h. Die Phasenverschiebung ist somit auf dieselbe Art und Weise auf einen Wert unter TT/2 zurückgebracht für dieses hohe Band. Das Filter F ist ein erfindungsgemässes numerisches Filter vom Hochpasstyp, dessen Grenzfrequenz 2400 Hz ist und dessen Dämpfung bei dieser Frequenz 6 dB beträgt. Die ausgehenden Abtastwerte des Filters F, werden im Addierkreis 151 zu den ausgehenden Abtastwerten von F, addiert. Durch das Vorhandensein der Filter F, und F, ermöglicht die Entzerrungsanordnung aus Fig. 19a eine durchaus unabhängige Korrektur des unteren Halbbandes des TTbertragungskanals und des oberen Halbbandes. Dies ist ein wesentlicher Vorteil, denn die Phasenverzerungskennlinie des übertragungskanals ist meistens gegenüber der zentralen Frequenz nicht symmetrisch.

Ebenfalls lässt sich bemerken, dass die numerischen Filter F. und F, genau komplementäre Kennlinien haben und dass die Dämpfung bei der zentralen Frequenz von 2k00 Hz für die beiden Filter genau 6 dB beträgt; die Anordnung nach Fig. 19a stört also das Signal bei 2400 Hz und bei benachbarten Frequenzen nicht. Insbesondere wird das Bezugspilotsignal von 2400 Hz nicht gestört.

Im Blockschaltbild der Entζerrungsanordnung nach Fig. 18 stellt der Block 135 das Ganze der Zellen für grobe

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Korrektur dar. Auf schematische Weise ist nur der Ausgang dieser Grobentzerrungsschaltung 135 angegeben, der über den Schalter 132 an das Spektrallinienfilter 117 angeschlossen ist, mit dessen Hilfe der Steuerkreis 153 das ein- und abschalten der Korrekturzellen ermöglicht.

Beim zweiten Entzerrungsschritte, der der Datenübertragung vorhergeht, wird eine Korrektur der Verzerrung verursacht, die weitergeht als die, welche durch die Anordnung für die Grobkorrektur bewerkstelligt wird. Diese Korrektur wird mit Hilfe eines in Fig. 18 ' dargestellten transversalen Filters I36 mi-t veränderlichen Koeffizienten erhalten.

Für die Grobkorrektur werden nur die 3OO Hz

auseinanderliegenden Spektrallinien--. «rwendet, die im Band von 12OO Hz-3600 Hz liegen.

Für die Feinkorrektur ist es notwendig, dass das Spektrum des Signals, das dem transversalen Filter I36 geliefert wird, ausserdem 3OO Hz auseinanderliegende Spektrallinien enthält, die niedriger sind als 1200 Hz und hoher als 36OO Hz. Zum Wiedereinführen dieser Spektrallinien, die im empfangenen Anpassungssignal nicht vorhanden sind, enthält die Entzerrung?anordnung nach Fig.18 einen Kreis 137» der eine periodische Reihe von Abtastwerten in Form von einer "1" mit nachfolgenden 31 "0" aussendet. Dieser Kreis 137 entspricht dem Kreis 57 des Senders und das Spektrum des Signals, das dieser Kreis aussendet, besteht aus Spektrallinien mit gleicher Amplitude bei den Frequenzen Null und 300 Hz und bei* Vied.fachen_: derselben.

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Über einen Schalter I38 wird dieses Signal einem numerischen Filter 139 zugeführt und in diesem Filter entsprechend der in Fig. 20 dargestellte Übertragungsfunktion gefiltert, welche Funktion der des Filters 58 des Senders genau entgegengesetzt ist. Mit Hilfe eines Addierkreises 14o werden die Abtastwerte, die durch das Filter 139 geliefert werden, dem empfangenen Signal, das durch die Grobentzerrungsschaltung 135 geglättet worden ist, überlagert.

Fig. 21 zeigt ein Beispiel des Spektrums des Signals, das auf diese Weise dem Eingang des transversalen Filters I36 zugeführt wird, welches Filter zur Feinglättung verwendet wird.

• Die durch die Pfeile dargestellteten Spektrallinien stehen schief, wenn sie eine Phasenverzerrung erfahren haben und stehen senkrecht im entgegengesetzten Fall.

Selbstverständlich haben nur die übertragenen Spektrallinien in der Bandbreite I2OO-36OO Hz eine Phasenverzerrung erfahren können. Die Phasenverzerrung ist am Rande dieses Bandes maximal aber in jedem Fall kleiner als ΤΓ/2. Die Verzerrung ist¹ Null für die Frequenz 2^00 Hz in der Mitte des Ubertragungskanals.

Die dem Eingang des transversalen Filters zugeführten Abtastwerte sind periodisch: sie weisen jeweils nach 32 Abtastwerten dieselben Werte auf, also im Rhythmus einer Frequenz von 3OO Hz. Zu einem Ganzen von 32 aufeinanderfolgenden Abtastwerten hat einer dieser Abtastwerte einen Maximalwert; es ist der zentral-liegende

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Abtastwert mit einem Wert S , der im Zeitpunkt t auftritt.

Die 16 Abtastwerte, die dem Abtastwert S

vorhergehen bzw. folgen, haben Werte, die durch S _Λ/,

-ίο

S ... S₁ und S ₁ ... S S₁^ angedeutet werden. Der zentrale Abtastwert S ist mit dem synchronisierten 3OO Hz-Signal, das mit Hilfe des zentralen Pilotsignals bei 2400 Hz erhalten wird, genau phasengleich.

Das transversalen Filter I36 ist ein nichtrekursives Filter mit veränderlichen Koeffizienten, welches Filter vom Typ sein kann, der in der obengenannten deutschen Offenlegungsschrift Nr. 2.038.3^8 beschrieben worden ist. Dabei muss jedoch die Tatsache berücksichtigt werden, dass die Koeffizienten des Filters veränderlich sind.

Fig. 22 zeigt in diesem Fall die Blockschaltung des transversalen Filters I36. Die Schaltung enthält Register in Form von Umlaufspeichern zum Speichern der 33 Filterkoeffizienten, welche Register durch ä _1ίς, a _, a .., a , a₁ ... a.._, a_1ir angedeutet sind.

Um diese Koeffizienten ändern zu können, gehen den Registern Addierschaltungen voran, denen Änderungswerte Δ a g, ... & a , & a , ^a₁ .... Δ» g zugeführt werden. Diese Werte werden durch den in Fig. 18 dargestellten Speicher 141 geliefert.

Das transversale Filter enthält ebenfalls 33 Register R__1o- ··· ^R_i» ^R » R-, · · · ^R-j6» denen jeweils eine Addierschaltung vorangeht, wobei die Register ebenfalls als Akkumulator für die Multiplikation wirksam sind. Die

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Abtastwerte des eintreffenden Signals werden während der Multiplikation in einem Speicher in Form eines Registers R gespeichert. Die Binär·= elemente der Koeffizienten a _1ί- - a_1i- lassen gegebenenfalls die Abtastung zum Akkumulator zu, und zwar dank der UND-Tore ^P-16 ~ ^P16*

Ein Iterationsprozess ermöglicht es, die

Koeffizienten des transversalen Filters derart zu ändern, dass die Übertragungsfunktion desselben der inverse Wert derjenigen des Übertragungsmediums mit einer zuvor bestimmten, von der Anzahl Iterationen abhängigen Genauigkeit ist. Dieser Prozess ist in dem obengenannten Artikel von Niessen und Willim beschrieben worden.

Im vorliegenden Fall ist dieser Prozess der Folgende:

Für die erste Iteration werden alle in den Registern gespeicherten Koeffizienten des Filters zunächst auf Null fixiert, mit Ausnahme des Koeffizienten a , der

auf 1 fixiert wird. Unter diesen Umständen behandelt das transversale Filter I36 das empfangene und im Addierkreis 14O vervollständigte Anpassungssignal. Drei und dreissig aus dem Filter herrührende und um den zentralen Abtastwert S zentriert liegende Abtastwerte haben beispielsweise die in Fig. 23a angegebenen Amplituden. Der Verlauf des ausgesendeten Anpassungs signal s wird in Fig. 23b dargestellt., in der alle Abtastwerte einen Wert "O" haben mit Ausnahme des zentralen Abtastwertes, der den Wert "1" hat. Dagegen enthält das Anpassungssignal, das durch das transversale

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Filter behandelt worden und in Fig. 23a dargestellt ist, Abtastwerte mit Werten, die nicht gleich Null sind, wobei der zentrale Abtastwert S einen Wert unter "1" hat. Die Unterschiede zwischen den beiden Reihen von Abtastwerten der Fig. 23a und Fig. 23b sind die Folge von Verzerrungen, die durch den 'Übertragungskanal und durch die Teile des Senders und des-Empfängers, die vom Anpassungssignal durchflossen werden, verursacht. Mit Hilfe eines Subtrahierkreises 142 wird die Reihe von Äbtastwerten aus dem transversalen Filter von der Reihe von Abtastwerten mit 300 Hz abgezogen, welche letztere durch den Generator 13^ des örtlichen Anpassungssignals geliefert wird.

Die Reihe von 33 nach dieser Subtraktion erhaltenen Abtastwerten wird in Fig. 23c dargestellt. Diese Reihe wird in einem Koeffizientenänderungsspeicher 141 gespeichert* Danach werden die Abtastwerte zu den Filterkoeffizienten hinzugefügt, die in den Speichern a s - a..,- gespeichert worden sind.

Eine zweite Iteration wird auf dieselbe Weise mit diesen neuen Koeffizienten durchgeführt. Nach einer bestimmten Anzahl von Iterationen dieser Art neigt die übertragungsfunktion des transversalen Filters I36 zur Inverse der Übertragungsfunktion der Schaltungen, die durch das ausgesandte Anpassungssdgnal durchlaufen worden ..sind.

Dieser Feinentzerrungsprozess mit Hilfe eines transversalen Filters, das nach einer bestimmten Anzahl von Iterationen allmählich eingestellt wird, ist ah sich

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bekannt. Es ermöglicht beim Entzerren eine sehr grosse genauigkeit zu erhalten, weist jedoch den Nachteil auf, dass es in dem Falle, wo die zu korrigierende Verzerrung beträchtlich ist, sehr langsam ist, denn es ist dann eine Vielzahl von Iterationen erforderlich um beim Entzerren eine grosse Genauigkeit zu erhalten. Es kann sogar nicht funktionieren, wenn die Verzerrungen sehr gross sind.

Aber dank der gleichzeitigen Verwendung der Anordnung 135 für die Grobentzerrung, die sehr schnell die Phasenverzerrung an den Rändern des Übertragungskanals auf einen Wert unter "]T/2 zurückbringt, ohne dass eine Amplitudenverzerrung eingeführt wird, wird einerseits der Korrekturbereich für die Feinentzerrung grosser, andererseits wird dieselbe Genauigkeit beim Entzerren schneller erhalten.

Nach der auf diese Weise erhaltenen Feinentzerrung mit Hilfe des Anpassungssignals beginnt die Datenübertragung. Um eine ständige Nachregelung der Entzerrung während der übertragung (dritter Entzerrungsschritt) zu verwirklichen, verwendet die Erfindung auf eine neue Art und Weise die drei Pilotsignale bei 1200, 2400 und 36OO Hz, welche Signale senderseitig dem Datensignal überlagert sind.

Für diese ständige Entzerrungseinstellung wird ebenfalls das transversale Filter 136 verwendet, aber die Koeffizienten desselben werden entsprechend anderen Kriterien als für die Feinentzerrung geändert.

Wie in Fig. 13g dargestellt, werden senderseitig die drei Pilotsignale mit einer relativen Amplitude von 1 für 2^00 Hz von £ für 1200 Hz und von £ für 36OO Hz ausgesendet.

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Im Empfänger muss für die Nachregelung der Entzerrung das Spektrum des dem transversalen Filter zugeführten Signals nicht nur die Spektrallinien der drei empfangenen Pilotsignale enthalten, sondern ebenfalls die Spektrallinien bei der Frequenz O und bei den anderen Vielfachen von 1200 Hz.

Ein derartiges Signal am Eingang des transversalen Filters I36 wird auf eine Art und Weise erhalten, die der, die für das Anpassungssignal im Feinentzerrungsschritt verwendet wird, analog ist.

Ein Kreis 143 im Empfänger sendet eine Reihe von Abtastwerten aus, die durch dieselbe untenstehende Reihe gebildet wird: — 001 0000000 1 0000000 1 0000000 1 00 — wie diejenige Reihe die durch den Kreis 53 des Senders ausgesendet wird.

Das Spektrum dieses Signals (siehe Fig. 24a) besteht aus Spektrallinien mit gleicher Amplitude bei den Frequenzen 0, 1200, 2400, 36OO, 4800 Hz usw. Diese Reihe wird über den Schalter I38 dem numerischen Tiefpassfilter 139 zugeführt, dessen Übertragungsfunktion in Fig. 20 dargestellt ist. Die Abtastwerte am Ausgang dieses Filters haben das in Fig. 24b dargestellte Spektrum. Sie werden im Addierkreis 14O mit den übertragenen Abtastwerten zusammengefügt .

Das Spektrallinienfilter II7 wird für diesen dritten Entzerrungsschritt mit dem Ausgang des transversalen Filters I36 mit Hilfe des Schalters 132 verbunden. Das Filter ist derart programmiert, dass es ein Signal

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gibt, das die Summe der Spektrallinien bei den Frequenzen O, 1200, 2400, 36OO und 4800 Hz ist. Auf diese Weise wird im Falle einer vollständigen Entzerrung am Ausgang des Spektrallinienfilters 117 ed-ⁿ Signal erhalten, dessen Spektrum Spektrallinien mit gleicher Amplitude bei diesen Frequenzen enthält. Es ist praktisch das Spektrum, das in Fig. i4a dargestellt ist.

In diesem Fall einer vollständigen Entzerrung haben 9 aufeinanderfolgende Abtastwerte S^ ··· S .., S_, S ... Sr, die durch das Filter 117 geliefert werden, Werte gleich Null, ausgenommen der zentrale Abtastwert S , der den Wert "1" hat.

Fig. 25a zeigt diese Reihe von Abtastwerten. Mit dem Ausdruck Einheitspilotsignal wird dasjenige Signal gemeint, das dieser Reihe entspricht.

Wenn dagegen die Übertragungsfunktion des Übertragungskanals während der Übertragung etwas ändert, werden die vorhergehenden Abtastwerte die Werte (£ r) .. (£ ₁), (i-£) (E₁) ··· (£4) annehmen; dies wird in Fig. 25b dargestellt. Die Restwerte £, kannzeichnen die Grosse der zu korrigierenden Verzerrung.

Es wäre möglich, vor Durchführung der Korrektur denselben bekannten Iterationsprozess durchzuführen wie den, der für die Feinentzerrung verwendet wird. In diesem Fall würde das transversale Filter I36 nur teilweise ver- ■ wendet werden. Während dieses Prozesses würden nur neun Koeffizienten geändert werden: d.h. die vier Koeffizienten a . ... a_ , a , a.. ... a, , da für das Pilotsignal der zentrale Abtastwert nur einmal pro neun aufeinanderfolgende

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Abtastwerte auftritt. Wenn dieses Verfahren angewandt werden würde, wäre die Verzerrung bei der Frequenz 1200-2400-3600 Hz gleich Null, aber die Verzerrung bei den zwischenliegenden Frequenzen könnte noch grosser sein als vor der Korrektur.

Die Erfindung schafft ein neues Verfahren, das diese Nachteile vermeidet und das auf eine vollständigere Art und Weise die,Möglichkeiten des transversalen Feinentzerrungsfilters I36 ausnutzt.

Nach diesem Verfahren wird eine Interpolation der Korrektur bei den Frequenzen der Pilotsignale dueshgeführt bei den Frequenzen, die ein Vielfaches von 300 Hz sind und zwischen den Pilotsignalen liegen.

Nach diesem Verfahren werden die.33 Koeffizienten a _1ίς, ... a ₁ , a_n, a ... a , des transversalen Filters I36 auf die folgende Weise geändert.

Das Signal, das durch das Spektrallinienfilter 117 geliefert wird, das nun an den Ausgang des Feinentzerrungsfilters 136 angeschlossen ist, wird mit Hilfe eines Subtrahierkreises ikh vom Einheitssignal abgezogen, das durch den Kreis 1^3 geliefert wird. Am Ausgang dieses Subtrahierkreises ikk wird ein Signal erhalten, das die Reihe von Restwerten ist:

, Diese Werte werden im Speicher 141 gespeichert.

Das Restwertesignal wird in Fig. 25c dargestellt: es ist der Unterschied zwischen den Signalen der Fig. 25a und

209844/1060 , . . :

ORIGINAL INSPECTED

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Zunächst werden zu den neun zentralen Koeffizienten des Filters, d.h. a_. ... a_ , a , a ... a, die vorhergehenden, im Speicher 141 gespeicherten Restwerte addiert mit Ausnahme der Werte £ . und £ ., von denen nur die Hälfte addiert wird, weil diese einem ähnlichen Abtastwert entsprechen. Also nach dieser ersten Phase haben die geänderten Koeffizienten des Filters die Werte:

Ebenfalls werden die beiden,Gruppen von vier Koeffizienten, die auf beiden Seiten der neun zentralen Koeffizienten liegen, dadurch geändert, dass diesen Koeffizienten ein wesentlicher vorherbestimmter Bruchteil der vorhergehenden Restwerte zugesetzt wird, wobei dieser Bruchteil beispielsweise 3/h ist. In diesem Fall werden dann die neuen Koeffizienten erhalten:

- 3(£ _₃

^a6 -

_{7 3} /"ag - 3(f

Ebenfalls werden die beiden Gruppen von vier

Koeffizienten, die auf beiden Seiten der siebzehn zentralen bereits korrigierten Koeffizienten liegen, dadurch geändert, dass auf dieselbe Art und Weise diesen Koeffizienten ein zu\or bestimmter Bruchteil der vorhergehenden Restwerte aber kleiner zugesetzt werden, beispielsweise die Hälfte

? 0 9 8 4 4 / 1 0 6 Q

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der mit Hilfe des Subtrahierkreises 144 erhaltenen Restwerte.

Zum Schluss werden die beiden äussersten Gruppen von vier Koeffizienten dadurch geändert, dass auf dieselbe Art und Weise ein zuvor bestimmter aber noch geringerer Bruchteil verwendet wird, beispielsweise ein Viertel der Restwerte.

Die Bruchteile, mit deren Hilfe alle Koeffizienten des transversalen Filters geändert werden, ausgehend von der genauen bei den Frequenzen der Pilotsignale angebrachten Korrekturen, können zuvor auf verhältnismässig genaue Weise bestimmt werden, denn es ist bekannt, dass im allgemeinen die Gruppenlaufzeitverzerrungen auf beiden Seiten der zentralen Frequenz einen parabelförmigen Verlauf aufweisen.

Auf diese Weise ist es also möglich, für die Zwischenfrequenzen, die Vielfache von 300 Hz sind, die bei diesen Frequenzen der Pilotsignale angebrachten- genauen Korrekturen entsprechend einem zuvor bestimmten Gesetz zu interpolieren.

Die in Fig. 18 dargestellte Entζerrungsanordnung enthält eine Anordnung 145 zur Kontrolle und Überwachung der Entzerrung während der drei Schritte. Die Kontrollanordnung 145 gibt dem Alarmkreis 146 ein Alarmsignal ab und zwar in den drei nachfolgenden Fällen, die jedem Entzerrungs schritt entsprechen:

a) Während der Grobentzerrung, wenn die Phasenverschiebung für eine der durch das SpektraIlinLent!Lter 1 17 selektierten Spektrallinien grosser bleibt al? J]T. : . trotv

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der Einschaltung aller festen Korrekturzellen der Anordnung für die Grobentzerrung,

b) am Ende der Feinentzerrung, wenn einer der Restwerte des geglätteten Anpassungssignals, welche Restwerte durch den Subtrahierkreis 142 geliefert werden, einen vorbestimmten Wert überschreiten, was angibt, dass die Verzerrung des entzerrten Anpassungssignal einen vorbestimmten Wert überschreitet.

c) Während der Übertragung, wenn auf dieselbe Art und Weise einer der Restwerte der entzerrten Pilotsignale, welche Restwerte durch den Subtrahierkreis 144 geliefert werden, einen zuvor bestimmten Wert überschreiten, was ebenfalls angibt, dass die Verzerrungen der entzerrten Pilotsignale einen zuvor bestimmten Wert überschreiten.

In all diesen Fällen, die durch ein Alarmsignal angegeben werden, ist es möglich, auf einfache Weise das Übertragungssystem auf halber Geschwindigkeit arbeiten zu lassen, wobei die Datensignale dann mit 24OO Bit/s statt mit 4800 Bit/s übertragen werden.

Die nützliche Frequenzbandbreite, die durch die Entzerrungsanordnung korrigiert werden muss, ist dann auf das Band von 1800-3000 Hz zurückgebracht und es gibt dann eine grosse Wahrscheinlichkeit, dass die Entzerrung dann genau ist.

Mit dem erfindungsgemässe übertragungssystem ist die Umschaltung des Systems auf die Hälfte der maximalen Geschwindigkeit sehr einfach und lässt sich autouatisch durchführen.

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Bei dem in Fig. 10 dargestellten Sender ist

bereits der Kreis $k beschrieben worden, der das Aussenden von Spektrallinien, bei der Frequenz O und bei Vielfachen von 600 Hz ermöglicht, wenn das Übertragungsystem auf halber Geschwindigkeit (2^00 Bit/s) arbeitet. Das Spektrum des ausgesendeten Signals hat, nach Filterung im Filter 58 des Senders, die in Fig. 13a dargestellte Form. Hieraus geht hervor, dass dieses Spektrum im Nutzband von 1800-3000 Hz Pilotsignale bei Frequenzen 1800 Hz, 2^00 Hz und 3000 Hz enthält. '

Im Empfänger wird um eine Anpassung an dieses

Nutzband zu erhalten das Eingangsfilter 131 der Entzerrungsanordnung nun derart programmiert, dass nur das Nutzband von 1800-3000 Hz selektiert wird. Auf gleiche Weise wird das Filter 139 derart programmiert, dass das Spektrum des dem Eingang des Entzerrungsfilters 13.6 zugeführten Signals, ausser den empfangenen Signalen, ausserdem die Anteile des Anpassungssignals oder des Pilotsignals enthält, die ausser-' halb des Nutzbandes von I8OO-3OOO Hz liegen.

Für den ersten Entzerrungsschritt ist die Wirkung bei halber Geschwindigkeit dieselbe wie bei voller Geschwindigkeit, mit der Ausnahme, dass der Teil des Spektrums des empfangenen Signals, der durch das Spektrallinienfilter benutzt wird, auf das Band von I8OO-3OOO Hz beschränkt ist. ·

Für den zweiten Entzerrungsschritt ist die Wirkung nicht geändert.

...... Für den, dritten Entzerrungsschritt braucht beim

Arbeiten auf halber Geschwindigkeit das Spektrallinienfilter nur programmiert zu werden um das Ganze der neuen Pilotsignale zu selektieren. ? 0 9 B L U / 1 Ό 6 0 '' "

Claims (1)

1. FPHN.5784

   Patentansprüche:

   1.) Numerisches Filter, an dessen Eingang die Abtastwerte eines analogen Signals zugeführt werden, dessen Spektrum auf eine Frequenz fm beschränkt ist, welche die Hälfte der Abtastfrequenz ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter 2 ~ Elementarhalbbandfilterzellen vom selben Type enthält, die in η

   te kaskadengeschalteten Stufen gegliedert sind, wobei die ρ Stufe 2 Zellen enthält und ρ von 1 bis η von der ersten bis zur letzten Stufe schwankt, während die eintreffende Reihe von Abtastwerten mit der Frequenz 2f in 2 verflochtener Reihen mit

   der Frequenz 2f /2ⁿ~ , die gesondert den 2ⁿ~ Zellen der ersten Stufe zugeführt wird, aufgeteilt werden und die ausgehenden Reihen der Zellen von der ersten Stufe je zwei und zwei kombiniert werden um 2 ~ Reihen regelmässig verteilter Abtastwerte zu bilden mit der Frequenz 2f /2 , die den 2 Zellen der zweiten Stufe zugeführt werden, während auf dieselbe Weise

   η ^ TTi "i~ PTi

   die 2 ausgehenden Reihen der ρ Stufe je zwei und zwei kombiniert werden um 2ⁿ~^^P ' Reihen regelmässig verteilter Abtastwerte zu bilden mit der Frequenz 2f_m/2ⁿ"*^^P+' ' , die den 2 ""ΛΡ 'Zellen der (p+i) ^en Stufe zugeführt werden, wobei die Zelle der letzten Stufe die Reihe ausgehender Abtastwerte vom Filter mit einer Frequenz 2f liefert, während die Taktsignale, welche die Wirkung der Zellen steuern, eine geeignet gewählte Frequenz und Phase aufweisen, wobei diese Zellen als Halbbandfilter wirksam sind für die Frequenz der Abtastwerte, die ihnen zugeführt werden, wobei jede Zelle einerseits mit Mitteln zum Umkehren des Vorzeichens eines von je zwei ein- und ausgehenden Abtastwerten und

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   ⁹^ FPHN. 5784

   andererseits mit Mitteln zum Blockieren der Filterfunktion versehen ist und wobei jede Stufe mit einer Klemme zur Steuerung der Zeichen-Umkehrung sämtlicher Zellen der Stufe und mit einer Klemme zur Steuerung der Blockierung sämtlicher Zellen der Stufe versehen ist, wobei das Filterdurchlassband in seiner Breite schrittweise mit einer Bandbreite von f /2

   Tegelbar ist, abhängig vom Wert der Binärsignale, die den η Klemmen zur Steuerung der Umkehrung und den η Klemmen zur · Steuerung der Blockierung zugeführt werden.

   2. Numerisches Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Elementarzelle zwei Eingänge enthält, einen sogenannten geradzahligen Eingang, dem die geradzahligen Abtastwerte zugeführt werden, und einen sogenannten ungeradzahligen Eingang, dem die ungeradzahligen Abtastwerte zugeführt werden, wobei diese beiden Eingänge mit zwei Halbbandfiltern, vom nicht-rekursiven Typ mit derselben Übertragungsfunktion verbunden sind und das eine Filter die geradzahligen Abtastwerte behandelt und das andere Filter die ungeradzahligen Abtastwerte, wobei diese beiden Reihen gefilterter Abtastwerte aufs neue gegliedert werden in einer einzigen ausgehenden Reihe der Zelle, wobei jede der 2 Reihen von Ab'tastwerten, die den Zellen der ersten Stufe zugeführt werden, in einer Reihe geradzahliger Abtastwerte und einer Reihe ungeradzahliger Abtastwerte aufgeteilt werden, die dem geradzahligen Eingang bzw. dem ungeradzahligen Eingang der genannten Zelle der ersten Stufe zugeführt werden, während die Ausgänge der beiden Zelle jeder Stufe, welche die regelmässig verteilte Abtastwerte liefern, mit dem geradzahligen Eingang bzw. dem üngeradzahligen Eingang einer

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   FPHN.

   Zelle der nachfolgenden Stufe verbunden sind, wobei die Mittel mit denen jede Zelle versehen ist, einerseits zum Umkehren des Vorzeichens jedes zweiten eintreffenden und ausgehenden Abtastwertes und andererseits zum Blockieren der Filterfunktion desselben dienen, aus einem logischen Kreis bestehen, der einerseits das gMchzeitige Umkehren des Vorzeichens der geradzahligen Abtastwerte, die dem geradzahligen Filter zugeführt werden und des Vorzeichens der ungeradzahligen Abtastwerte, die dem ungeradzahligen Filter zugeführt werden, ermöglicht und die andererseits das Sperren ermöglichen der geradzahligen Abtastwerte, die dem geradzahligen Filter zugeführt werden und der ungeradzahlugen Abtastwerte, die dem ungeradzahlugen Filter zugeführt werden.

   3· Sender für ein digitales Datenübertragungssystem, der die Kaskadenschaltung aus einem Kodewaridler, einer Modulationsanordnung für das Datensignal und einem Selektionsfilter für das Nutzfrequenzband, in dem sich das modulierte Datensignal befindet enthält, dadurch gekennzeichnet, dass der Kodewandler das Datensignal in einen Kode umwandelt, dessen Spektrum bei der Frequenz O und bei Frequenzen, die Vielfache einer Elementarfrequenz des Datensignals sind, Null wird, und die Modulationsanordnung das Spektrum des modulierten Datensignals bei Enden und in der Mitte des Nutzbandes bei denselben Frequenzen Null macht, wobei das Basisspektrum des modulierten Datensignals als Ganzes zwischen der Frequenz O und der Hälfte der Frequenz

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   _ ₉₁ FPHN.

   der Abtastwerte des modulierten Datensignals liegt, wobei die genannte Frequenz der Abtastwerte ein Vielfaches einer Potenz von zwei der· genannten Elementarfrequenzen ist und das Filter, dem diese Abtastwerte zugeführt werden, ein numerisches Filter nach einem der Ansprüche 1 oder 2 ist mit einer Anzahl Stufen zum Selektieren einer minimalen Bandbreite der der Elementarfrequenz entspricht. k. Sender nach Anspruch 3» dem die Daten mit einer Geschwindigkeit entsprechend einer Frequenz F geliefert werden und in dem die nachfolgenden Anordnungen vorhanden s ind:

   - eine Anordnung zum Aufteilen der Reihe von Datensignalen mit einer Geschwindigkeit F in zwei Reihen mit einer Geschwindigkeit F/2

   zwei Kodewandler um jede der genannten Reihen in einen bipolaren Kode zweiter Ordnung umzuwandeln, dadurch gekennzeichnet, dass die analogen Spannungen, welche die beiden bipolaren Reihen zweiter Ordnung darstellen und welche die Werte +V, -V, O annehmen können, abgetastet werden und in eine Pulskodemodulationsreihe umgewandelt und danach behandelt und gefiltert werden durch ein Filter nach einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei die Wiederholungsfrequenz der Abtastwerte jeder dieser Reihen, die F/2 beträgt, auf 2F erhöht wird

   s -

   und zwar durch drei Abtastwerte mit dem Wert O zwischen je-

   wells zwei aufeinanderfolgende Abtastwerte einzufügen, und mit Hilfe eines Verzögerungskreises, eine der auf diese Weise erhaltenen Reihen um eine Zeit ^F gegenüber der anderen verzögert wird, wobei die beiden Reihen in einem Addierkreis zusammengefügt werden um eine einzige .Reihe mit der Frequenz

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   2F zn bilden und wobei das Spektrum der Reihe mit der Frequenz 2F bei Frequenzen, die ein Vielfaches der Elementarfrequenz F/4 sind, Null wird, während das Nutzband, in dem das orthogonalen Trägern doppelseitenbandaufmodulierte Datensignal sich befindet, zwischen den Frequenzen F/4 und 3F/4 liegt und das Filter, das das Nutzband selektiert ein Viertelbandfilter ist, das zum Selektieren des Bandes von F/k-JF/h programmiert wird.

   5. Digitales Datenübertragungssystem mit einem Sender nach einem der Ansprüche 3 oder 4, in dem während der Übertragung dem Datensignal drei Pilotsignale überlagert werden bei den Grenzen und in der Mitte des Hilfsfrequenzbandes und worin der Übertragung vorhergehend, im Nutzband ein Anpassungssignal ausgesendet wird, das Spektrallinien gleicher Amplituden bei den Frequenzen der Pilotsignale enthält und bei anderen Frequenzen, die Subvielfache einer Potenz von zwei der Elementarfrequenzen sind, welches übertragungssystem einen Empfänger enthält, in dem das empfangene Datensignal in dasselbe Nutzband wie das, das durch das Filter des Senders selektiert ist, übertragen wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger ein Spektrallinienfilter enthält nach einem der Ansprüche 1 oder 2, das mit der notwendigen Anzahl von Stufen zum Selektieren einer willkürlichen Spektrallinie des Anpassungssignals versehen ist und zwar ' für die Frequenzregelung und die Phasenverriegelung des Empfängers und zur Entzerrung des Übertragungskanals.

   6. Digitales Datenübertragungssystems nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung für die Frequenz-

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   ■ - 93 -

   regelung des Empfängers einen Frequenzmesskreis in Form eines Zahlers enthält, dem nacheinander die äussersten durch das Spektrallinienfilter selektierten Pilotsignale zugeführt werden um die Frequenzen der genannten Pilotsignale auf Ortsfrequenzbasis zu messen und einen Subtrahierkreis zur Bestimmung des Unterschiedes der genannten Frequenzen auf Ortsfrequenzbasis, welcher Unterschied in einem Vergleichskreis mit einem zuvor bestimmten Wert verglichen wird um die Frequenz des Ortsoszillators zu steuern.

   7. Digitales Datenübertragungssystem nach den Ansprüchen 5 oder 6, das im Empfänger eine Anordnung enthält für die Grobentzerrung die der Übertragung vorhergeht, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Entzerrungsanordnung zwei verschiedene Entzerrungskanäle enthält, um die höchsten und niedrigsten Halbbänder des Ubertragungskanals zu entzerren, deren Ausgänge mit einem Hochpassfilter bzw. einem Tiefpassfilter mit gleichen Grenzfrequenzen verbunden sind, die der zentralen Frequenz des Ubertragungskanals entsprechen, wobei am Ausgang der Entzerrungordnung die Signale aus den beiden Filtern in einem Addierkreis addiert werdet} während mit Hilfe des mit dem Ausgang des einen oder des anderen Entzerrungskanals verbundenen Spektrallinienfilters und eines Steuerkreises zur Steuerung der Entzerrung die Grobentzerrung des Ubertragungskanals für das eine oder das andere Halbband nacheinander durchgeführt wird auf jeder Spektrallinie des Anpassungskanals von der Spektrallinie, die der zentralen PilotSignalfrequenz am nächsten liegt zur am weitesten entfernt liegenden Spektrallinie wobei dieses sogenannte grobe Entzerren beendet wird, wenn die Spektrallinie, auf der die

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   FPHN. - 9* -

   Entzerrung durchgeführt wird, eine Phasenverschiebung hat, die kleiner ist als η/2 gegenüber dem zentralen Pilotsignal, das als Bezugswert gewählt wird.

   8. Digitales Datenübertragungssystem nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, dass das Hochpassfilter und das Tiefpassfilter der Grobentzerrungsanordnung Halbbandfilter sind nach einem der Ansprüche 1 oder 2.

   9. Digitales Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, das jeder Entzerrungskanal aus einer Reihenschaltung aus Elementarkreisen besteht, die je eine fest eingestellte Phasenverschiebungszelle und eine konstante Verzögerungszelle enthalten, von denen eines der beiden in den genannten Entzerrungskanal eingeschaltet ist, abhängig vom Wert der Signale, die durch den Steuerkreis zur Steuerung der Entzerrung geliefert wird.

   10; Digitales Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 7 ~ 9» die in Reihe mit der Anordnung für die Grobentzerrung ein transversales Filter enthält für die Feinentzerrung, die der Übertragung vorhergeht, wobei die Koeffizienten des genannten transversalen Filters vor der Übertragung eingestellt werden um den Ubertragungskanal zu entzerren mit einer zuvor bestimmten Genauigkeit auf allen Frequenzen des Anpassungssignals, dadurch gekennzeichnet, dass zur Nachregelung der Entzerrung während der Übertragung das Spektrallinienfilter programmiert wird um zusammen mit den Frequenzen der Pilotsignale die anderen Frequenzen mit einem Vielfachen der Elementarfrequenz zu selektieren, welche letzteren Frequenzen im Empfänger erzeugt werden mit derselben Amplitude wie im Sender und wobei mit

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   Hilfe des durch das Spektrallinienfilter gelieferten Signals die Koeffizienten des transversalen Filters eingestellt werden um einerseits den Übertragungskanal bei den Frequenzen der Pilotsignale mit einer zuvor bestimmten Genauigkeit zu entzerren und andererseits den Ubertragungskanal bei den Frequenzen des Anpassungssignals, die zwischen den Frequenzen der Pilotsignale liegen, gemäss einem vorbestimmten Interpolationskriterium zu entzerren,

   11. Digitales Datenubertragungssystem nach einen der Ansprüche 7 bis 10,- dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger eine Anordnung zur Überwachung der Entzerrung/enthält, die ein Alarmsignal abgibt, wenn die Grobentzerrung für eine willkürliche Spektrallinie des Anpassungssignals nicht erhalten wird.

   12. Digitales Datenübertragungssystem nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung zur Überwachung der Entzerrung ein Alarmsignal abgibt, wenn nach der Feinentzerrung die Verzerrungen des entzerrten Anpassungssignals eine zuvor bestimmte Grenze überschreiten. . 13· Digitales Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung zur Überwachung der Entzerrung ein Alarmsignal abgibt, wenn während der Übertragung die Verzerrungen des Pilotsignals eine zuvor bestimmte Grenze überschreiten.

   i4. Digitales Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 5 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass zum Gebrauch des genannten Systems zur Übertragung von Datensignalen mit halber Geschwindigkeit der Sender einen Kreis enthält zur Erzeugung von Pilotsignalen bei Frequenzen, die ein Vielfaches der halben Elementarfrequenz des Datensignals sind, während das Spektrallinienfilter des Empfängers für das getrennte oder gesamte Selektieren dieser Pilotsignale programmiert wird. . 2098 4 4/1060

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