DE2362274C3 - Nachrichtenübertragungssystem für Pulscodemodulation - Google Patents

Description

Phasenverlauf φ =^:, mit linearem Anteil erzeugt

2. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch !, dadurch, gekennzeichnet, daß Transversalfilter (SF, EF) vorgesehen sind, zwischen denen die Erzeugung des erforderlichen Dämpfungsverlaufs zu gleichen Teilen aufgeteilt wird.

3. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die in den Transversalfiltern enthaltenen Verzögerungselemente (Vi bis VS) als Leitungsstücke (L 1 bis L 9) ausgebildet sind.

4. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung (Li bis L 5) im Transversalfilter mit einem reflektierender, Absch;jß derart versehen ist, daß die Verzögerungsleitung sowohl von dem einlaufenden als auch von den eflektierten Schwingungen durchlaufen wird und daß die Bewertungsglieder (BiO bis ßl4) die Bewertung beider überlagerten Schwingungen bewirken.

Die Erfindung betrifft ein Nachrichtenübertragungssystem für Pulscodemodulation mit einem sendeseitigen und einem empfangsseitigen Transversalfilter, die zusammen unterhalb der geforderten oberen Grcn/.frequenz des zu übertragenden Signals einen zur Erzeugung eines Partial-Response-Signals der Klasse IV erforderlichen Dämpfungs- und Phasenverlauf über der Frequenz und oberhalb dieser Grenzfrequen/. einen Sperrbereich erzeugen und zwischen denen die Erzeugung des erforderlichen Dämpfungsverlaufs aufgeteilt ist.

Aus der DE-AS 21 Ol 076 ist eine digitale Dateniibertragungsanlage mit hoher Arbeitsgeschwindigkeit bekannt, die aus einem Sender und einem Empfänger mit einem mit einer Verzögerungsleitung versehenen transversalen Entzerrer besteht, von dessen bedampften und addierten Ausgangssignal mittels Probcnwertentnahme ein korrigiertes Rückkopplungssignal gebildet ist, um die auf dem Übertragungspfad auftretenden Fehler zu vermindern. Diese Anordnung bewirkt in Anwesenheit von Zwischensignalinterferenzen, ilauschen und anderen Übertragungskanalstörungen sowie starken Schwankungen der Übertragungskanalcharakteristiken eine wirksame Entzerrung der übertragenen Datensignale.

Aus der US-PS 37 36 414 ist weiter ein transversales Entzerrungsfilter für Kanäle mit begrenzter Durchlaßbreite unter Verwendung einer Verzögerungskette mit einer Vielzahl von Abgriffen und einstellbaren Dämpfungsgliedern an den einzelnen Abgriffen bekannt. Ein einziges abgeleitetes Fehlersignal ermöglicht die Einstellung sämtlicher Abgriffe, wobei dieses Fehlersignal durch Korrelation mit einem empfangsseitig abgeleiteten teildecodierten Signal gewonnen werden kann und je ein Korrelationsausgang die einzelnen Abgriffsein-Stellungen durchführt Das gewonnene Fehlersignal wird gleichzeitig der Gesamtheit der Entzerrerabgriffe zugeführt

Aus den »Siemens-Forschungs- und Entwicklungsberichten«, 2 (1973) 4, Seiten 189 bis 194, Abschnitt 9, ist es

ι ί bekannt, daß in einem Nachrichtenübertragungssystem zur Rauschunterdrückung geeignet dimensionierte Sende- und Empfangsfilter eingesetzt werden. Soll dabei am Ausgang des Übertragungssys:ems ein gegenüber dem Sendesignaf durch spektrale Formung

2(i verändertes Signal auftreten, so muß nach E. D. Sunde, »Communication Systems Engineering Theory« John Wiley & Sons, Inc., New York, 1969, Seiten 140 bis 143, zur Erzielung optimaler Rauschunterdrückung der zur spektralen Formung erforderlichen Dämpfungsgang

r> gleichmäßig auf das Sende- und das Empfangsfilter aufgeteilt werden. Sollen auch Klirreinflüsse berücksichtigt werden, kann allerdings eine andere Aufteilung zur Erzielung maximalen Signal-Störabstandes günstiger sein.

«ι Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Nachrichtenübertragungssystem zu realisieren, das ein Sende- und ein Empfangsfilter für eine Formung des zu übertragenden Signals enthält, und bei welchem diese beiden Filter auf technisch einfache Weise realisierbar

r. sind.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das eine Transversalfilter einen linearen Phasenverlauf und das andere Transversalfilter im Durchlaßbereich einen Phasenverlauf «> = '^ mit linearem Anteil

in 2

erzeugt.

Die Sende- und Empfangsfilier müssen zusätzlich zur spektralen Formung in der Regel auch eine Tiefpaßfilterung bewirken, sowie eine Prc- und Dcemphasis zur

ι. Entzerrung des Kabelfrcqucnzgangcs, welche hier aber nicht näher betrachtet werden soll. Die Tiefpaßfilterung ist beim Sendefilter wegen der begrenzten Ausstcuerbarkeit nachfolgender Verstärker im Übertragungssystem von Bedeutung, beim Empfangsfilter wegen der

μ erforderlichen Unterdrückung der (bei hohen Frequenzen stark ansteigenden) Rauschlcistung am Empfänger. Die Realisierung von Filtern mit einem definierten Dämpfungsgang und definierten Phasengang im Durchlaßbcreich sowie einem steilen Dämpfungsanstieg bei

v, einer vorgegebenen Grenzfrequenz ist sehr aufwendig. Der Phasengang kann zwar an sich beliebig auf die beiden Filter aufgeteilt werden, der Gesamt-Phascnvcrlauf muß aber zur Erz.ielung der gewünschten Ausgangssignale bis hin zur Grenzfrequenz sehr genau

Wi stimmen. Der Einsatz von Transversalfiltern ermöglicht hier eine sehr einfache Realisierung.

Im folgenden soll der Begriff des »Parlial-Response-Signals« erklärt werden.
Während normalerweise zur Signalübertragung Im-

b^r) pulse verwendet werden, die nur zu einem Abtastzeitpunkt einen von Null verschiedenen Wert aufweisen und in allen anderen Abtastzeitpunkten den Wert Null haben sollen, weist der Partial-Response-Impuls mehre-

re von Null verschiedene Abtastwerte auf. Dies führt dazu, daß als Antwort des Systems auf ein Eingangssignal aus π Stufen am Ausgang ein Signal mit mehr Stufen (z.B. 2n—1) erscheint. Diese Eigenschaft entspricht einer Formung des Amplitudenspektrums. Dieses weist bei definierten Frequenzen Nullstellen auf.

Die deutsche übersetzung des Begriffs »Partial-Response-Signal«, nämlich »Teilantwort-Signal« ist ungebräuchlich.

Die Partial-Response-Signale werden in verschiedene Klassen eingeteilt, wie es in der Literaturstelle »1965 IEEE Communications Conference Record«, auf den Seiten 451 bis 455, beschrieben ist

Die Klasse IV betrifft Signale, die nach folgendem Bildungsgesetz entstehen:

Die Impulsantwort eines dieses Signal erzeugenden Filters lautet:

/i(0 = ail-I₁)-all-t,-2T).

wobei g(!) den Eingangs-Impuls darstellt. Die zugehörige übertragungsfunktion des erzeugenden Filters ist:

<■■"■·-"

= c

'-"' ' " 2/sin

T.

Abgesehen von einem konslanlen I.;iul7eil;inleil

liefert die tiberlragiingsfuiiklioii daher einen Anipli-Hiden frequenzgang

I//(/...) I = 2 i sin ...T|

mil Nullstellen bei den l-'reiiuen/en Null .._s ^ 1 usw. und einem l'hasenfequen/gang

arg(//(/<..)) = ^ · sign I sin ,.,T] .

Aus d;r Impulsantwort läßt sich eine mögliche Struktur eines Filters ablesen, welches den gewünschten Frequenzgang erzeugt. Der Eingang ist mit dem Eingang eines Verzögerungsclcmcnlcs der Verzögerungszeit 2Tund mit dem nicht invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers und der Ausgang des Vcrzögerungselementes ist mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers zu verbinden, so daß als Antwort auf einen Eingangsimpuls am Ausgang zwei um 27*versetzte Impulse entstehen von denen der eine invertiert ist.

Da in der Praxis nur eine möglichst geringe Bandbreite zur Übertragung des Signals erforderlich sein soll, wird diesem Filter in der Regel ein Tiefpaß mit der Grenzfrequenz ω/ν nachgeschaltet. Es bleibt dann nur ein einziger sinusförmiger Durchlaßbereich übrig.

Man kann dann die bandbegrenzte Partial-Response-Impulsantwort als Überlagerung mehrerer Einzelimpulse auffassen, die selbst Nulldurchgänge im Abstand T haben.

Wie schon erwähnt, muß im vorliegenden Fall die spektrale Formung auf zwei Filter aufgeteih werden. Die steile Bandbegrenzung bei oder in der Nähe von ω\ erfordert einen nicht unerheblichen Aufwand.

Ein aus einem Transversalfilter bestehender Partial-Response-Umsetzer ist aus »Philips Research Reports Supplements«, (1967) 5, Seiten 79—82, bekannt. Dieser dient jedoch der Lösung einer anderen Aulgabe, nämlich der Realisierung eines Einseitenbana-Modulators nach der Phasenmethode. Eine Anordnung zur Erzeugung eines sinusförmigen Amplitudenfrequenz gangs ist ferner in der Deutschen Offenlegungsschrift 22 49 722 besch rieben.

Die Erzeugung der breitbandigen Phasendrehung von ^ mit nur einem der beiden Filter bringt bedeutende

Vorteile in der Realisierung gege~'.ber einer anderen Aufteilung der Erzeugung des Phaseigangs.

Eine Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung besteht in der Verwendung von Transversalfiltern, zwischen denen die Erzeugung des erforderlichen Dämpfungsverlaufs zu gleichen Teilen aufgeteih wird. Diese Variante hat den Vorteil, daß bei reinem Rauschen als Störung, wie eingangs schon erwähnt, der Signal-Störabstand am Entscheider maximal wird.

Für die praktische Realisierung des F.rfindungsgegenstandes ist es vorteilhaft, wenn die in den Transversalfiltern enthaltenden Verzögerungselemente als Leitungsstücke ausgebildet sind.

Eine Einsparung an Schaltungselementen ist erzielbar, wenn die Verzögerungsleitung im Transversalfilter mit einem reflektierenden Abschluß derart versehen ist, daß die Verzögerungsleitung sowohl von den einlaufenden als auch von den reflektierten Schwingungen durchlaufen wird und wenn die Bewertungsglioder die Bewertung beider überlagerter Schwingungen bewirken.

Transversalfilter zu diesem Zwecke mit reflektierenden Abschlüssen zu versehen, ist aus den »Proceedings of the IRE«, 28 (1940)7, Seiten 302 bis 310, an sich bekannt.

Anhand von Ausführungsbeispielen wird die Erfindung nachstehend näher erläutert:

Fig. 1 zeigt ein Beispiel für ein erfindungsgemäßes Nachrichtenübertragungssystem,

Fig. 2 zeigt ein Transversalfilter, dessen aus Leitungsstücken bestehende Verzögerungsleitung mit einem Kurzschluß abgeschlossen ist,

F i g. 3 zeigt ein Transversalfilter, dessen aus LcitunpFStücken bestehende Verzögerungsleitung mit einem Leerlauf abgeschlossen ist.

F i g. I zeigt ein Beispiel für ein erfindungsgemäßes Nachrichtenübertagungssystem mit einem Eingang F., einem Sendefilter SF, einem Tiefpaß TP \, einem Übertragungskanal K, einem Empfangsfilter EF. einem Tiefpaß TP2 und ^inem Ausgang A.

Das Sendefilter SFenthält Verzögerungsglieder Vl bis V4. Bewertungsglieder Bi bis B 4 und eine Summierschaltung 51.

Das Empfangsfilter EF enthält Verzögerungsglieder V5 bis VS, Bewertungsglieder Ö5 bis S9 und eine Summierschaltung S 2.

Die erforderliche Übertragungsfunktion zur Erzeugung des Partial-Response-Spektrums wird auf die Filter SF und EF aufgeteilt. Der Phasenfrequenzgang

wird nur von einem der beiden Filter, im Beispiel der

F i g. 1 vom Filter SFrealisiert. Die beiden Filter 5Fund EF sind Transversalfilter. Diese haben die Eigenschaft,

über der Frequenzachse periodische Übertragungsfunk- und mil

(ionen zu Hefern. j

Nach der bereits erwähnten Arbeit in »Philips Research Report Supplements«, (1967)5, S. 79-82, bzw. der DE-OS 22 49 722 ist zur Berechnung der Koeffizienten des Transversalfilters folgendes Verfahren zweck mäßig. Die gewünschte Übertragungsfunktion, die einen in und daher Bereich hoher Dämpfung unmittelbar oberhalb der Grenzfrequenz einschließt, wird über der Frcquirnzachso periodisch fortgesetzt. Diese periodische Funktion wird in einer Fourierreihe entwickelt. Die Fourierkoeffi-/icntcii ergeben unmittelbar die Koeffizienten des Transversalfilters, wie noch gezeigt werden wird.

Zuerst wird die erforderliche Gesamtübertragungsfunktion in zwei Anteile aufgeteilt, z. B. bei gleicher Aufteilung des Amplitudenfrequenz.gangs:

^sm

sin χ =

ivw. mit r --- . · 7

4/sin.·. 7' = (2/, sin ... T|(2| sin f. T).

F₁I-) =

-τ (e' 2.1

— c

Σ ^b«

' >-, Hierbei ist 7 = = const.

Die Aufteilung und Entwicklung in zwei Fourier-Reihen kann beispielsweise so erfolgen, daß die Breite des

Sperrbereichs gleich der Breite des Durchlaßbereichs und ./·,(...): = Μ'Ί ist.

Ks werden daher zunächst die beiden Funktionen κι _tx|_cr /·"(,.,) = / · sinn ... · M'")i

./ ■ /,1-.I

F₁(Y) =

3
sin , ν. (I ··. γ ■

0.

/1 (ν) -■- ungerade Funktion, und

Die l'unktion F(..| liefert also bis zur Frequenz

I ^

F,(Yl ^ /',(.Yl =

genau den gewünschten Partial-Response-Klasse l\
Irequenz. im Bereich

/_:I.yI = gerade Funktion. ■" j - '' — γ

in Fourier-Rcihen entwickelt.

Die f-'ourier-Fntwicklung von /', (.v) liefert. einen Sperrbereich.

Die Funktion F, (<·.) kann approximiert werden

^, . , , _ , . -,5 durch die Ubertraeunesfunktion eines Transversal-

ViI*) =Σ¹'* ^Sln"^v· ^{da /|v)} = ""gerade Funkt.on. _fi„_{crs (bezogcn au}f_dc„ Mittelabgriff)

ι f 1 3
b_r = ■- \ I sin ~ χ ■ sin /1 .v d .v .

.τ J I 2

mit r>„ =

= Σ

__c in_y,,

Die Koeffizienten sind, bezogen auf den Mittelabgriff,

Die Auswertuna dieser Inteerale kann mittelts betragsmäßig paarweise gleich, weisen aber verschiedenumerischer Inteafation erfolsenT ^nes ^⁰™*™ ^aU^ °^le _u APP^roximat'^{on von} Wf

b5 durch |Fi*(g))| wird dabei um so besser, je mehr

Koeffizienten vorgesehen sind, das heißt je größer Mist. Die Transformation - = — ■ ν γ = — - ^{Diese Art der} Approximation führt zu einer Annähe-

2 ' " 3 rung der gesuchten Funktion im Sinne eines kleinsten

mittleren quadratischen Fehlers (dies ergibt sich aus der Theorie der Fourier-Analyse). Schon mit nur wenigen Koeffizienten ergibt sich eine recht brauchbare Approximation.

Mit nur zwei Koeffizienten b_n also vier Bewertungselementen im Transversalfilterm läßt sich eine minimale Sperrdämpfung von -21,6 dB erzielen, mit fünf Koef^fUienten b„ (von denen eine zu Null wird), eine minima!« Sperrdämpfung von -29,6 dB. Die höheren Durchlaßbereiche lassen sich jetzt durch Zuschalten eines sehr einfachen Tiefpasses (TP 1 in Fig. I)' eliminieren. Es ist jedoch auf hinreichende Kleinheit der Phasen- und Dämpfungsverzerrungen von TPI im Durchlaßbereich |o>|<o)vzu achten. Das Transversalfilter selbst liefert immer, auch bei endlicher Koeffizientenzahl exakt die Phase ι/ = ■! = const/ im Durchlaßbe· reich. Mit r = \ Vergibt sich genau das Filter .SF in Fig. I. Die Aufteilung wurde hier so L'ewählt. d;iß die Breite des Durchlaßbereichs gleich der Breite des Sperrbereichs ist. daß also die Grenzfrequenz o)\ ist. Manchmal kann es zweckmäßig sein, erst bei einer höheren frequenz abzuschneiden und dem Abfall des Amplitudenfrequenzgangs eine »Nyquist-Charakteristik« zu geben. In diesem Fall ist darauf zu achten, daß

die Partial-Response-Codierung bei m\ = ' einen

Phasensprung um 180° erfordert.

Natürlich kann auch ein anderes Verhältnis der Breiten von Durchlaß- und .Sperrbereich erwünscht sein. In di iem Falle ergeben sich für τ und die Koeffizienten b_n andere Werte.

Das Filter £"Fkann entsprechend zur Approximation der geraden Funktion Abdienen, diese ist darstellbar durch

/Ία) = </,, '7 Ii cos /ι ν

<i,i = /'(.v) cos ;/ ν d ν .

Mit r =

7" wird wiederum

= a_n

+ e

z. B. auch so dimensioniert werden, daß eine Tschebyscheff-Approximation entsteht o. a. Natürlich ist auch die Anwendung des in der Deutschen Offenlegungsschrift 22 49 722 beschriebenen Verfahrens zur Verbesserung der Approximation der spektralen Nullstelle möglich.

Die Ausnutzung der Symmetrieeigenschaft der Koeffizienten ermöglicht eine beträchtliche Vereinfachung der Realisierung, wie im folgenden gezeigt wird.

Fig.2 zeigt ein Transversalfilter mit Leistungsstükken L\ bis L 5, mit Bewertungsgliedern ßlO bis 514 und einer Summierschaltung .S'3. Das Transversalfilter wird von einer Quelle Q mit einem Innenwiderstand Ri vom Wert des Wellenwiderstands der Leitungsstückc gespeist. Der Ausgang des Transversalfilters ist mit A I bezeichnet.

Werden die Verzögerungsglieder des Transversalfilters durch eine Verzögerungsleitung ausgeführt, so ist /iir Rpalisiprunu Hpr Funktion F₁*

/2 (ω) kann wiederum durch ein Transversalfilter EF, diesmal mit paarweise gleichen Koeffizienten, näherungsweise realisiert werden. Es tritt hier keine Phasendrehung über der Frequenz auf.

Prinzipiell ist die gewählte Art der Approximation im Sinne kleinsten mittleren quadratischen Fehlers nicht zwingend erforderlich. Es könnten die Koeffizienten Fi a ■)

angegebene Struktur möglich.

Der Kurzschluß am Leitungsende ergibt den Reflexionsfaktor — I und damit eine breitbandige Phasendrehung der reflektierten Schwingung um 180°. Das das Bewertungsglied B 14 durchlaufende Signal setzt sich daher aus der von links einlaufenden Schwingung und der von rechts gegenphasig reflektierten Schwingung (welche gegenüber der von links einlaufenden Schwingung um Tverzögert ist) zusammen. Das Bewertungsglied B 14 erfüllt damit gleichzeitig die Funktion der Bewertungsglieder B₂ und S₁ in F i g. I usw.

Der Realisierungsaufwand wird somit halbiert und die Genauigkeit verbessert, da das Bewertungsglied B 14 Koeffizienten b, und -b\ erzeugt, so daß der Phasengang der Übertragungsfunktion sehr genau stimmt. Entsprechend läßt sich auch die Funktion F>(oi) durch eine vereinfachte Filterstruktur annähern:

F i g. 3 zeigt ein Transversalfilter mit Leitungsstücken L 6 bis L 9, mit einem eingangsseitig hochohmigen Puffer P, mit Bewertungsgliedern B15 bis B 19 und einer Summierschaltung S4. Das Transversalfilter wird von einer Quelle Qm'ft einem Innenwiderstand /?/gleich dem Wellenwiderstand der Leitungsstücke gespeist, der Ausgang des Transversalfilters ist mit A 2 bezeichnet. Die Verzögerungsleitung ist auf der rechten Seite offen (Abschluß mit Leerlauf, daher gleichphasige Reflexion).

Dieses Filter ermöglicht die Approximation eines reinen Dämpfungsgangs, kann also zur Approximation der Funktion F>(w) dienen. Auch hier wird die Approximation um so besser, je mehr Bewertungsglicderdas Filter enthält.

Selbstverständlich muß bei der Vorgabe der Funktionen f, (x) und /"2 (x) nicht von einer unendlich hohen Sperrdämpfung ausgegangen werden, da sich die Sperrdämpfungen der beiden Teilfilter sowieso addieren. Geeignete Modifikationen und andere Approximationsverfahren sind jederzeit möglich um die Approximation im gewünschten Sinn zu verändern.

Insbesondere ist es vorteilhaft, bei er Approximation den Frequenzgang des oben erwähnten Tiefpasses TPi sowie anderer frequenzgangbehafteter Elemente des Übertragungskanals zu berücksichtigen, so daß die Abweichung des Gesamtfrequenzganges vom erwünschten Verlauf minimal wird, nach Maßgabe eines die Übertragungsqualität kennzeichnenden Kriteriums, z. B. der Fehlerrate. Die optimalen Werte der Koeffizienten der Transversalfilter lassen sich dann durch numerische Optimierungsverfahren berechnen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

030 228/171

Claims (1)

Patentansprüche;

1. Nachrichtenübertragungssystem für Pulscodemodulation mit einem sendeseitigen und einem empfangsseitigen Transversalfilter, die zusammen unterhalb der geforderten oberen Grenzfrequenz des zu übertragenden Signals einen zur Erzeugung eines Partial-Response-Signals der Klasse IV erforderlichen Dämpfungs- und Phasenverlauf über der Frequenz und oberhalb dieser Grenzfrequenz einen Sperrbereich erzeugen und zwischen denen die Erzeugung des erforderlichen Dämpfungsverlaufs aufgeteilt ist, dadurch gekennzeichnet, daß das eine Transversalfilter (SF oder EF) einen linearen Phasenverlauf und das andere Transversalfilter (EF oder SF) im Durchlaßbereich einen