DE2335513A1 - Verfahren und anlage zum verschleierten uebertragen einer gesprochenen information ueber einen telephoniekanal - Google Patents

Description

GRETAG AKTIENGESELLSCHAFT, 8105 Regensdorf /ZH

Case 87-8865/GTD 395
DEUTSCHLAND

Anwaltsakte: 24 174 ^y 12. JuIi 1973

Verfahren und Anlage zum verschleierten Uebertragcn einer gesprochenen Information über einen Telcphoniekanal -^

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum verschleierten Uebertragen einer gesprochenen Information, über einen iolephoniekanal, mit Hilfe eines Steuersignales, das auf der Sende- und auf der Empfangsseite erzeugt wird.

Es ist ein Verfahren zuai Vorschleiern von Nachrichten bekannt, wo~ nacli die Geheimhaltung der Sprachübertragung dadurch erzielt wird, dass äen Sprachsignalen vor der Uebertragung Störsignale hinzuaddiert werden und nach der TJeber tragung dieselben Störcignale vo.~ empfangenen Signalgemisch wieder subtrahiert werden. Diese Störsignale werden dabei von einer niederfrequenten Schwingung gewonnen, die gemeinsam mit den .Sprachsignalen übertragen worden« Durch die unvermeidliche freqy.enssabhangige Phasen-- τζτΛ Asiplitu&cnverzerrungen der Uebertragungsleitung ist die Beseitigung der Störsignale auf der Smpfangsseito nur begrenzt"Möglich, weshalb sich dieses Verfahren in der Praxis nicht durchgesetzt hat.

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BAD ORIGiNAL

Weiter wurde schon vorgeschlagen, Teile der zu verschleiernden Nachrichtensignale vor der Uebertragung um vorbestimmte Beträge . frequenzmässig zu verschieben und auf der Empfangsseite die empfangenen Signale um dieselben vorbestimmten Beträge zurückzuverschieben. Die Frequenzverschiebung erfolgt durch je ein Steuersignal auf der Sendeseite und auf der Empfangsseite. Dieses Verfahren gewährleistet nur dann eine ausreichende Geheimhaltung, wenn diese Steuersignale veränderlich sind. Zur Verschleierung und zur Entzifferung werden daher Steuersignale verwendet, die nach einem vereinbarten Programm veränderlich sind. Diese Steuersignale werden sowohl auf der Sendeseite wie auf der Empfangsseite mit Einrichtungen erzeugt, die synchron zusammenarbeiten, damit in jedem Augenblick das sendeseitige und das .empfangsseitige Steuersignal gleich ist, so dass auf der Empfangsseite eine verständliche Nachricht gewonnen wird.

Der Synchronismus zwischen den beiden Steuersignalen kann mit Hilfe einer bekannten Einrichtung aufrecht erhalten werden, wobei zur ständigen Kontrolle des Synchronismus spezielle Synchronsignale mit den verschleierten Nachrichten Übertragen werden. Diese Lösung ist sehr aufwendig. Es wurde daher schon vorgeschlagen, bei Verfahren •gemäss denen ein veränderliches Signal von der Sendeseite zur Empfangsseite Übertragen und aus welchem Signal sowohl auf der Sendeseite als auch auf der Empfangsseite nach einem einstellbaren Schlüssel ein Steuersignal abgeleitet wird, im Sender mit dem abgeleiteten Steuersignal die Frequenzverschiebung der zu verschleiernden Nachricht und im Empfänger mit dem abgeleiteten Steuersignal die RUckverSchiebung zu steuern.

Es sind auch Anlagen bekannt bei denen das Sprachband mit Hilfe von relativ schmalbandigen Filtern in eine Anzahl, beispielsweise in acht Teilbänder aufgetrennt und dann diese Teilbänder vertauscht, d.h. durcheinander gewürfelt und übertragen werden. Auf der Empfangsseite werden die einzelnen Teilbänder herausgesiebt und in der ursprünglichen Reihenfolge aneinander gereiht. Derartige Anlagen weisen ein erstaunlich grosses Coderepertoire auf. Die Nachteile einer derartigen Anlage sind der grosse Materialaufwand, weil

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η Teilbänder mindestens 2n Modulatoren und η Teilbandfilter mit steilen Flanken erfordern, da die Bandfilter nur endlich steile Planken aufweisen, kann ein zusätzlicher Bandbreitenverlust nicht vermieden werden, und weil die Bandfilter für die einzelnen Teilbänder schmalbandig sind, kann wegen der auftretenden Einschwingvorgänge die Codeumschaltung nicht sehr rasch erfolgen, da sonst die Störgeräusche unzulässige Werte annehmen.

Veiter ist es bekannt, zum Verschleiern von zu Übertragenden nachrichten diese frequenzmässig in wenigstens zwei Teilbänder zu unterteilen und diese zu vertauschen, wobei die Bandbreite dieser Teilbänder durch die Steuersignale verändert wird. Alle diese bekannten Verfahren weisen den Nachteil auf, dass der Sprachrhythmus im ver-.schieierten Signal leicht erkennbar ist, und dass ein geübter Dritter mit einiger Erfahrung die verschleierte Nachricht mindestens teilweise zu erkennen vermag.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren anzugeben und eine Anlage, zu schaffen, die gestatten, sowohl den Lautcharakter der Sprachsignale, d.h. deren Formantstruktur, wie auch den Sprachrhythmus, d.h. den Silben- und Wortrhythmus, zu verschleiern und diese Forderungen mit einfachen Mitteln zu realisieren, wobei mit erhöhter "Schaltgeschwindigkeit zum Wechseln des Codes noch ein einwandfreier Betrieb möglich ist.

Ein weiteres Ziel der Erfindung ist, die Dekryptierung zu erschweren und die Unempfindlichkeit der Anlage gegenüber Gruppenlaufζeitverzerrungen zu vergrössern.

Das erfindungsgemässe Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sendeseite das Origianalsprachband in wenigstens zwei erste spektrale Teilbänder aufgeteilt und das eine Teilband gegenüber dem anderen Teilband zeitlich verzögert wird, dass die Signale der Teilbänder zu einem Summensignal addiert werden, dass dieses Sumraensignal durch mehrere Modulationsvorgänge in wenigstens zwei zweite komplementäre Teilbänder aufgeteilt wird, dass diese zweiten Teilbänder vertauscht werden, dass das Verhältnis der Breite der zweiten Teil-

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bänder durch das sendeseitig erzeugte Steuersignal gesteuert wird, dass die zweiten vertauschten Teilbänder als Uebertragungssignal über den Telephoniekanal übertragen werden, dass ferner auf der Empfangsseite das Uebertragungssignal den gleichen Modulationsvorgängen unterworfen wird, wie das Summensignal auf der Sendeseite, dass das auf der Empfangsseite dadurch zurückgewonnene Summensignal in wenigstens zwei erste Teilbänder unterteilt, und dass das andere Teilband gegenüber dem einen Teilband zeitlich verzögert wird, und dass zum Bilden eines dem Originalsprachsignal zumindest ähnlichen Signals die Signale des zeitlich verzögerten und unverzögerten Teilbandes addiert werden.

Die erfindungsgemässe Anlage zum Durchführen des Verfahrens, die auf der Sende- und der Empfangsseite je einen durch einen G-rundgenerator steuerbaren Chiffriergenerator zun Erzeugen des Steuersignales aufweist, ist dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sendeseite eine Filtervorrichtung zum Aussieben von wenigstens zwei ersten Teilbändern aus dem Originalsprachband, ein Verzögerungsglied zum Verzögern des einen Teilbandes gegenüber dem anderen, eine Vorrichtung zum Addieren der Signale der ersten Teilbänder und zum Bilden eines Summensignales und eine Modulationseinrichtung zum Erzeugen von zwei innerhalb der Bandbreite des Telephon!ekanales liegenden, vertauschten, komplementären zweiten Teilbändern mit variablem Verhältnis der Teilbandbreiten und zum Erzeugen des Uebertragungssignales für den Telephoniekanal vorgesehen sind, dass ferner die Empfangsseite eine Demodulatoreinrichtung zum Umwandeln des Uebertragungssignales in das Summensignal, eine Filtervorrichtung zum Aufteilen des zurückgewonnenen Summensignales in wenigstens zwei erste Teilbänder, ein Verzögerungsglied zum Verzögern des anderen ersten Teilbandes gegenüber dem einen ersten Teilband und eine Vorrichtung zum Addieren der Signale der ersten Teilbänder und zum Bilden eines dem Originalsprachsignal zumindest ähnlichen Signales umfasst.

Die Erfindung ist nachstehend mit Bezugnahme auf die Zeichnung beispielsweise näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 das vereinfachte Px'insip einer Anlage zum verschleierten

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Uebertragen einer gesprochenen Information über einen Ueb ertragungskanal,

Fig. 2 ' das Blockschema einer Einrichtung nach der Anlage geraäss der Fig. 1 zum zyklischen Verschieben des Frequenzbandes und dessen Inversion,

Fig. 3 die graphische Darstellung der Wirkungsweise der Einrichtung nach Fig. 2,

Fig. 4 das Blockschema einer weiteren Ausführungsform der Einrichtung der Anlage nach Fig. 1 zum zyklischen Verschieben des Frequenzbandes und dessen Inversion,

Fig. 5 die graphische Darstellung der Wirkungsweise der Einrichtung nach der Fig. 4,

Fig. 6 das stark vereinfachte Blockscheina einer Einrichtung zum Verschleiern bzw. Entschleiern der Information durch zeitliche Verschiebung spektraler Teilbänder,

Fig. 7 die graphische Darstellung des Durchlassbereiches von einfachen Tief- und Hochpassfiltern der Anordnung nach der Fig. 6,

Fig. 8 die graphische Darstellung eines Teiles des Durchlassbereiches von sogenannten Kammfiltern, die sich zum Aussieben der spektralen Teilbänder eignen,

Fig. 9 das Blockschema eines Transversalfilters, das als Kammfilter dient,

Fig. 10 das Blockschema einer Schaltung mit zwei Transversalfiltern, die eine gemeinsame Verzögerungsleitung aufweisen,

Fig. 11 die graphische Darstellung von Durchlassbereichen von als Kammfilter dienenden komplementären Transversalfiltern, welche Durchlassbereiche eine bevorzugte Flankenforni aufweisen,

Fig. 12 das Blockschema einer digital realisierten T-Verschleierungseinrichtung,

Fig. 13 das Blockschema eines digital, sequentiell arbeitenden, komplementären Transversalfilters der Einrichtung nach

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Fig. 12 und

Fig. 14 das Blockschaltbild einer Station der Anlage gemäss der . Fig. 1.

In der Fig. 1 ist das Prinzipschema einer einfachen Anlage zum verschleierten Uebertragen von einer in ein Mikrophon 1 gesprochenen Information von einer Sendestation 2 über einen Uebertragungskanal 3 zu einer Empfangsstation 4, an welche ein akustischer Wandler 5, z.B. ein Kopfhörer oder Lautsprecher, angeschlossen ist, dargestellt.

In der Sendestation 2 ist eine Zeitverschleierungs-Einrichtung, nachstehend kurz mit T-Einrichtung 6 bezeichnet, zum Aufteilen des Sprachbandes in wenigstens zwei erste Teilbänder, zum Verzögern des einen Teilbandes gegenüber dem anderen und zum Bilden eines Summensignales vorgesehen. Weiter enthält die Sendestation 2 eine Frequenzverschleierungs-Einrichtung, nachstehend kurz mit F-Einrichtung 7 bezeichnet, zum Aufteilen des Summensignales in wenigstens zwei zweite Teilbänder variabler Bandbreite, zum zyklischen Vertauschen und zur Inversion derselben. Am Ausgang der P-Einrichtung 7 erscheint ein verschleiertes Uebertragungssignal, das über den Uebertragungskanal 3 der Empfangsstation 4 zugeführt wird.

Die Empfangsstation 4 besitzt eine Frequenzentschleierungs-Ein-

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richtung, nachstehend kurz mit F -Einrichtung 8 bezeichnet, zum Rückgängigmachen der durch die F-Einrichtung 7 in der Sendestation 2 durchgeführten zyklischen Frequenzbandvertauschung, so dass am Ausgang der F -Einrichtung 9 ein dem in der Sendestation gebildeten Summensignal wenigstens ähnliches Signal erscheint, und eine Zeitentschleierungs-Einrichtung, nachstehend kurz mit T" -Einrichtung bezeichnet, zum Bilden von wenigstens zwei ersten Teilbändern aus dem Summensignal, zum Verzögern des anderen Teilbandes gegenüber de-;a einen und zum Addieren dieser verzögerten und unverzögerten Teilbandsignale, wobei ein Ausgangssignal entsteht, das dem vom Mikrophon 1 erzeugten Sprachsignal zumindest ähnlich ist und das dem akustischen Wandler 5 zugeführt wird.

Der Uebertragungskanal 3 kann irgend ein Telephoniekanal mit einer ;

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23.355 T'3

Bandbreite von beispielsweise 300 - 3400 Hz gemäss den Empfehlungen des CCITT sein. Dieser Telephoniekanal kann eine drahtgebundene Leitung,' ein Tragertelephoniekanal, ein Funkverbindungskanal oder ein gemischter Yerbindungskanal sein. Das Spektrum des verschleierten Uebertragungssignales, das praktisch die ganze Information enthält, darf also keine Frequenzen ausserhalb der Bandbreite des Uebertragungskanales aufweisen.

Erst durch die Kombination der Zeitverschleierung mit Hilfe der T-Einrichtung 6 und der Frequenzverschleierung mit Hilfe der F-Einrichtung 7 wird sowohl eine gute Verschleierung des LautCharakters, d.h. der Formant struktur, wie des Sprachrhythmus erreicht, wobei der Aufwand für die Einrichtungen in einem bescheidenen !Lahmen bleibt. Bei diesem zweidimensionalen Verschleierungsverfahren können mit einfachen Mitteln sowohl die Parameter der Zeit- als auch der Frequenzverschleierung zeitlich variabel sein. Dabei ergibt sich der Vorteil, dass die Parameter der Zeitverschleierung für eine gewisse beschränkte Zeit konstant sein können, ohne dass dadurch die Dekryptierung wesentlich erleichtert wird, weil zuerst die Parameter der zeitlich variablen Frequenzverschiebung dekryptiert werden müssen, was darüberhinaus durch die vorangehende Zeitverschleierung stark erschwert wird. Die durch die Zeitverschleierung bedingte Signalverzögerung zwischen dem Mikrophon 1 und dem akustischen Wandler 5 kann genügend klein gehalten werden, so dass praktisch keine Beeinträchtigung des Y/echselsprechbetriebes der Anlage auftritt.

Eine erste Ausführungsform der F-Einrichtung 7 der Anlage nach Fig. 1 ist nachstehend mit Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 näher erläutert. Das von der T-Einrichtung 6 erzeugte Sumaiensignal gelangt zu einem Eingangsfilter 10, welches das Frequenzspektrum des Summensignales auf ein Band von beispielsweise 300 - 3000 Hz begrenzt. Der Durchlassbereich dieses Eingangsfilters 10 ist in der Zeile a der Fig. 3 mit der Linie 11 angedeutet. Unterhalb dieser Linie ist das frequenzmässig begrenzte Band 12 dargestellt, das einerseits einem Zusammenschaltglled 13 und andererseits einem ersten Modulator 14 zugeleitet wird. Dem Modulator 14 wird eine Trägerfrequenz f,

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zugeführt. Als Modulator 14 wird vorzugsweise ein sogenannter Ringmodulator verwendet, an dessen Ausgang nur die Modulationsprodukte auftreten und die Trägerfrequenz selbst stark gedämpft wird. Die beiden am Ausgang des Modulators 14 erscheinenden Seitenbänder sind in der Zeile b der Fig. 3 dargestellt.

Diese beiden Seitenbänder werden einem weiteren Bandfilter 15 zugeführt, dessen Durchlassbereich mit der Linie 16 in der Zeile c der Fig. 3 angedeutet ist. Das am Ausgang des Bandfilters 15 erscheinende obere Seitenband wird ebenfalls dem Zusammenschaltglied 13 zugeführt, so dass am Ausgang desselben das ursprüngliche Sprachband 12 und ein um den Betrag der Trägerfrequenz f., verschobenes Sprachband in der Regellage erscheint, wie dies in der Zeile c der Fig. 3 dargestellt ist.

Das am Ausgang des Zusammenschaltgliedes 13 erscheinende Summensignal gelangt zu einem zweiten Modulator 17, dem weiter eine veränderliche, von einem steuerbaren Oszillator 18 erzeugte Trägerfrequenz fp zugeführt wird. Die am Aixsgang des zweiten Modulators 17 erscheinenden unteren und oberen Seitenbänder, die in der Zeile d der Fig. 3 dargestellt sind, werden einem Bandfilter 19 zugeführt, dessen Durchlassbereich durch die Linie 19' in der Zeile e der Fig. 3 angedeutet ist. Dieses Bandfilter 19 lässt einen Teil des oberen Seitenbandes passieren, das zwei benachbarte frequenzmässig versetzte Sprachbänder 12·' und 12" enthält. Die Grenzen des Durchlassbereiches des Bandfilters 19 sind so gesetzt, dass ein Teil des Sprachbandes 12' und ein dazu komplementärer Teil des Sprachbandes 12" am Ausgang des Bandfilters 19 erscheinen. Diese zweiten Teilbänder sind in der Zeile e der Fig. 3 unterhalb der Linie 19' dargestellt.

Diese komplementären zweiten Teilbänder werden einem dritten Modulator 20 zugeführt, der mit einer Trägerfrequenz f_ gespiesen ist. Die am Ausgang des dritten Modulators erscheinenden Modulationsprodukte gelangen zu einem Ausgangsfilter 21, das im wesentlichen ein Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von beispielsweise 3000 Hz ist. Am

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Ausgang des Ausgangsfilters 21 erscheinen die komplementären zweiten Teilbänder in der Kehrlage, wie dies am Anfang der Zeile e der Fig. 3 dargestellt ist;

Die dem zweiten Modulator 17 zugeführte Trägerfrequenz f₂ ist,wie schon erwähnt, veränderlich und zwar in Abhängigkeit eines dem Oszillator 18 zugeführten Steuersignales s. Ist die zugeführte Trägerfrequenz beispielsweise f_?' so erscheinen am Ausgang des Modulators 17 die in der Zeile d der Fig. 3 gestrichelt dargestellten Seitenbänder. Vom Bandfilter 19 werden die in der Zeile e der Fig. 3 gestrichelt gezeichneten komplementären Teilbänder ausgesiebt. Der Variationsbereich der Trägerfrequenz f₂ wird vorzugsweise so gewählt, dass die G-renze zwischen den komplementären zweiten Tei'lbändern im Bereich zwischen der unteren und der oberen Grenzfrequenz des Bandfilters 19 in diskreten Schritten hin- und herpendelt.

Die am Ausgang des Ausgangsfilters 21 erscheinenden komplementären^ zweiten Teilbänder in der Kehrlage werden dem Uebertragungskanal 3 als Uebertragungssignal zugeführt. In der Empfangsstation 4 gelangt ein diesem Signal möglichst ähnliches Signal an den Eingang der F~ -Einrichtung 8, die gleich aufgebaut sein kann, wie die mit Bezug auf die Fig. 2 und 3 beschriebene F-Einrichtung 7. Anstelle des von der T-Einrichtung 6 erzeugten Summensignalsgelangt dann das empfangene Uebertragungssignal, siehe am Anfang der Zeile e der Fig. 3» an den Eingang des Eingangsfilters 10. Im Zusammenschaltglied 13 werden dann die komplementären zweiten Teilbänder und die mit Hilfe des ersten Modulators 14 und des Bandfilters 15 verschobenen komplementären zweiten Teilbänder aneinandergereiht, wie dies in der Zeile f der Fig. 3 dargestellt ist.

Das am Ausgang des Zusammenschaltgliedes 13 auftretende Signal wird dem zweiten Modulator 17 zugeführt, dessen Kodulationsprodukte in der Zeile g der Fig. 3 dargestellt sind. Aus dem oberen Seitenband wird durch das Bandfilter 19, dessen Durchlassbereich mit der Linie 19' in der Zeile h der Fig. 3 "dargestellt ist, das darunter dargestellte Sprachband in der Kehrlage herausgesiebt. Durch den

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Modulations Vorgang in dem zweiten 'Modulator 17, der V/ahl des Durchlassbereiches des Bandfilters 19 und die Verwendung derselben Trägerfrequenz fp für den Modulator 17 wie in der Sendestation werden die vertauschten komplementären zweiten Teilbänder wieder in der ursprünglichen Reihenfolge aneinandergereiht. Dieses zurückgewonnene Sprachband befindet sich allerdings in der Kehrlage und wird dem dritten Modulator 20 zugeleitet, welcher dieses Sprachband in die ursprüngliche Regellage zurücksetzt, wie dies am Anfang der Zeile h der Pig. 3 dargestellt ist. Das bei dieser Modulation entstehende obere Seitenband wird durch das Ausgangsfilter 21 unterdrückt. Am Ausgang des Ausgangsfilters 21 tritt dementsprechend ein dem von der T-Einrichtung 6 erzeugten Summensignal zumindest ähnliches Signal auf.

Die dem Modulator 14 zugeführte Trägerfrequenz f- entspracht im allgemeinen der höchsten zu übertragenden Sprachfrequenz, damit die Lücke zwischen den am Ausgang des Zusammenschaltgliedes 13 auftretenden Sprachbändern nicht zu gross wird. Die Trägerfrequenzen fp und f_ werden der Art des verwendeten Bandfilters 19 angepasst. Wenn beispielsweise ein mechanisches Filter verwendet wird, so werden die Trägerfrequenzen f_? und f., vorzugsweise in der G-rössenordnung um 200 kHz gewählt, weil der günstigste Durchlassbereich derartiger mechanischer Filter in diesem Bereich liegt.

Wenn die Trägerfrequenz f_?, welche dem Modulator 17 zugeführt wird, Werte annimmt, dass vom Bandfilter 19 die komplementären, zweiten Teilbänder des unteren Seitenbandes ausgesiebt werden, so kann die Anzahl der Variationsmöglichkeiten wesentlich erhöht werden, wobei dann während dem zu übertragenden Gespräch die komplementären zweiten Teilbänder abwech3lungsweise, in Abhängigkeit des Steuersignales s, in der Normal- oder der Kehrlage übertragen werden.

Mit Bezug auf die Fig. 4 und 5 ist nachstehend ein weiteres Ausführungsbeispiel der F-Einrichtung 7 der Anlage gemäss der Fig. 1 beschrieben. Die von der T-Einrichtung erzeugten Summensignale, deren Spektrum in Fig. 5, Zeile a, dargestellt ist, werden direkt einem ersten Modulator 22 zugeführt, der mit einer relativ hohen Trägerfrequenz f. von beispielsweise 200 kHz gespiesen

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wird. Von den beiden Seitenbändern, siehe Zeile b der Pig. 5, die am Ausgang des ersten Modulators 22 erscheinen, wird mittels eines Bandfilters 25, dessen Durchlassbereich durch die Linie 24 über der Zeile b angedeutet ist, herausgesiebt und einem als Multiplikator wirkenden Doppelmodulator 25 zugeführt. Die Begrenzung der Bandbreite auf beispielsweise 3 kHz erfolgt erst durch das Bandfilter Dem Doppelmodulator 25 werden gleichzeitig zwei Trägerfrequenzen fp. und fr zugeführt, die vorzugsweise um die Differenz zwischen den Grenzfrequenzen des Bandfilters 23 gegenüber einander verschieden sind und bezogen auf einen Mittelwert um etwa — 1,5 kHz verschiebbar sind, wobei der Abstand zwischen diesen Trägerfrequenzen fj- und fr immer gleich bleibt. Am Ausgang des Doppelmodulators 25 treten daher zwei Seitenbänder auf, wovon in der Zeile c der Pig. 5 nur das untere dargestellt ist. Das obere Seitenband ist in dieser Zeile nicht dargestellt, weil es sich weit ausserhalb des dargestellten Frequenzbereiches befindet. Jedes dieser Seitenbänder weist zwei aneinander gereihte, frequenzmässig versetzte Sprachbänder in der Regellage auf, weil der Doppelmodulator 25 mit den beiden Trägerfrequenzen f- und f^ gespiesen wird. In dem in der Fig. 5 dargestellten Beispiel befinden sich die beiden Trägerfrequenzen fp. und fr in ihrer Mittellage. Diese ist so gewählt, dass die Mitte des unteren Seitenbandes mit der Mitte des Durchlassbereiches, siehe Linie 26 der Zeile d der Fig. 5, eines Bandfilters 27 zusammenfällt. Durch dieses Bandfilter 27 werden zwei komplementäre zweite Teilbänder aus dem unteren Seitenband herausgefiltert, wie dies in der Zeile d der Fig. 5 dargestellt ist.

Je nach Auslenkung der Trägerfrequenzen f^ und f.- aus ihren Mttellagen ist der Anteil des einen komplementären zweiten Teilbandes grosser oder kleiner als der des anderen. Die komplementären zweiten Teilbänder werden einem dritten Modulator 28 zugeführt, der vorzugsweise mit der gleichen Trägerfrequenz f. wie der erste Modulator gespiesen wird. Von den am Ausgang des zweiten Modulators 28 auftretenden Modulationsprodukten wird mit Hilfe eines Tiefpassfilters 29 nur das untere Seitenband, das in der Zeile e der Fig. 5 dargestellt ist, ausgesiebt. Die beiden zyklisch verschobenen, komplementären, zweiten Teilbänder befinden sich in der Kehrlage und ge-

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langen dann als Ueb ert ragungs signal über den Uebertragungskanal 3

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zur P -Einrichtung 8 der Empfangsstation 4.

Die beiden Trägerfrequenzen f^ und fg für den Doppelmodulator 25 . werden in einem vierten Modulator 30 erzeugt, dem einerseits eine variable, durch einen steuerbaren Oszillator 31 erzeugte Frequenz f„ und eine konstante Frequenz f_Q von beispielsweise 1,5 kHz zugeführt werden. Die vom Oszillator 31 erzeugte variable Frequenz f„ ist vom Steuersignal s, das dem Oszillator zugeführt wird, abhängig und kann beispielsweise in einem Bereich von ungefähr — 1,5 kHz um einen Kittelwert von 397 kHz pendeln. Wird dem vierten Modulator 30 beispielsweise eine Frequenz f„ von 397 kHz und die konstante Frequenz fg von 1,5 kHz zugeführt, so erscheinen an dessen Ausgang im'wesentlichen die beiden Frequenzen f _ = f„ - f g = 395,5 kHz und fr - f₇ + f₈ = 398,5 kHz. Diese beiden Trägerfrequenzen werden dem Doppelmodulator 25 zur Bildung des in der Zeile c der Fig. 5 dargestellten unteren Seitenbandes zugeführt.

Die letztere der beiden oben beschriebenen Ausführungsformen der F-Einrichtung 7 der Anlage nach der Fig. 1 bietet gegenüber dem zuerst beschriebenen Ausführungsbeispiel die Vorteile, dass auf das Eingangsfilter 10 und das Zusammenschaltglied 13 verzichtet werden kann und dass die Bandfilter 23 und 27 identisch sind, wodurch die Herstellung einer solchen F-Einrichtung vereinfacht wird. Für diese Bandfilter 23 und 27 können mechanische Filter verwendet werden, die einen geringen leistungsbedarf und steile Flanken aufweisen.

Die komplementären zweiten Teilbänder gemäss der Zeile e der Fig. 5 gelangen dann, wie schon erwähnt, als Uebertragungssignal zur F~ -Einrichtung 8 der Empfangsstation 4, welche F-Einrichtung 8 identisch mit der F-Einrichtung 7 der Sendestation 2 ist. Im ersten Modulator 22 werden die vertauschten, komplementären zweiten Teilbänder moduliert. Das Modulationsprodukt ist in der Zeile f der Fig. 5 dargestellt. Mit dem Bandfilter 23, dessen Durchlassbereich mit der Linie 24 angedeutet ist, wird das untere Seitenband ausgesiebt und dem Doppelmodulator 25 zugeführt. In der Zeile g der Fig. 5 ist das untere Seitenband, das am Ausgang des Doppelmodulators 25 erscheint, gezeichnet. Die Modulation mit der Trägerfrequenz f,-

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ORiGiWAL !NSPECTED

ergibt den ausgezogenen Teil des unteren Seitenbandes xm die Modulation mit der Trägerfrequenz fg ergibt den strichpunktiert dargestellten Teil des unteren Seitenbandes. Die benachbarten Stücke der genannten Seitenbandteile ergeben wieder ein vollständiges, frequenzmässig verschobenes Sprachband in der Kehrlage, welches mit dem Bandfilter 27 ausgesiebt und dem dritten Modulator 28 zugeführt wird. In diesem wird das Summensignal in die ursprüngliche Lage versetzt, siehe Zeile i der Fig. 5_f und gelangt dann über das

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Tiefpassfilter 29 zur T -Einrichtung 9.

Mit den beiden oben beschriebenen F-Einrichtungen kann die Aenderung des Parameters der Frequenzverschleierung durch Umschaltung zwischen diskreten Frequenzverschiebungen mit einer relativ hohen Umschaltgesehwindigkeit, z.B. 50 Umschaltungen pro Sekunde, vorgenommen werden.

Wurden dem Eingang der F-Einrichtung 7 direkt die vom Mikrophon erzeugten Sprachsignale zugeführt, so wurden die am Ausgang des Tiefpassfilters 29 oder des Ausgangsfilters 21 der oben beschriebenen F-Einrichtungen erscheinenden Signale im Rhythmus der in das Mikrophon 1 gesprochenen Sprache auftreten. Einem unbefugten Dritten könnte dieser erkennbax-e Sprachrhythmus wertvolle Hinweise für die Entschleierung der Nachricht geben. Um dies zu vermeiden,wird in der Sendestation 2 der F-Einrichtung 7 die nachstehend beschriebene T-Einriehtung 6 vorgeschaltet und in der Empfangsstation 4 die T*" -Einrichtung 9 der F~ -Einrichtung nachgeschaltet.

Nachstehend wird die grundsätzliche Wirkungsweise einer einfachen Art der Zeitverschleierung (T- und T*" -Einrichtung) mit Hilfe von zwei gegenüber einander verzögerten Teilbändern beschrieben. Mit Bezug auf die Fig. 6 und 7 sind grundsätzliche Schaltungen zum Erzeugen von zwei zeitlich verschobenen Teilbändern und zum Bilden des Summensignales, das der F-Einrichtung 7 zugeführt wird, beschrieben.

Die Fig. 6 zeigt unter anderem das Blockschema einer einfachen T-Sin-

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richtung 6 und einer T -Einrichtung 9. Das vom Mikrophon 1 erzeugte Sprachsignal wird einer Eingangsklemme 32 zugeführt und gelangt

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ORIGINAL INSPECTED

von dort an den Eingang eines Hochpassfilters 33 und an den Eingang eines Tiefpassfilters 34. Das Hochpassfilter 33 mit der komplexen Uebertragungsfunktion H (f) und das Tiefpassfilter 34 mit der komplexen Uebertragungsfunktion T (f) oind so.ausgelegt, dass ihre Durchlassbereiche zueinander komplementär sind, wie dies Fig. 7 für den Pail eines einfachen Beispiels darstellt. Wesentlich ist, dass sich die Durchlascbereiche nicht überlappen, weil dies zu störenden Signalanteilen im Nutzsignal führen würde.

Am Ausgang des Hochpassfilters 33 erscheint das Signal S^, das direkt einem Summierglied 35 zugeführt wird. Dieses Signal enthält alle Spektralanteile des Originals, die im Durchlassbereich des Hochpassfilters 33 liegen, d.h. im obenerwähnten Beispiel von Fig. 7 alle Frequenzkomponenten oberhalb der Grenzfrequenz f . Am Ausgang des Tiefpassfilters 34 erscheint das Signal S_, das über ein Verzögerungsglied 36 dem Summierglied 35 zugeführt wird. Dieses Signal enthält die Spektralanteile des Originals, die im Durchlassbereich des Tiefpassfilters 34 liegen, d.h. im obenerwähnten Beispiel von Fig. 7 alle Frequenzkomponenten unterhalb der Grenzfrequenz f . Im Verzögerungsglied wird das Signal S. um die Zeit ¹C verzögert. Am Ausgang des Summiergliedes 35, der mit der Ausgangsklemme 37 verbunden ist, erscheint dann das Summensignal, das dann an den Eingang der F-Einrichtung 7 gelangt,

—1 Auf der Empfangsseite wird das am Ausgang der F -Einrichtung 8 zurückgewonnene Summensignal der Eingangsklemme 38 der T -Einrichtung 9 zugeführt. Dieses Suramen signal gelangt parallel zu den Eingängen eines Hochpassfilters 39 und eines Tiefpassfilters 40. Diese beiden Filter weisen die gleichen Eigenschaften wie jene der T-Einrichtung 6 auf. Dadurch erfolgt eine Aufspaltung des Summensignals in die gleichen Spektralanteile S, und S_? wie in der T-Sin-· richtung. Am Ausgang des Tiefpassfilters 40 erscheint das Signal S.., das direkt einem Summierglied 41 zugeführt wird. Am Ausgang des Hochpassfilters 39 erscheint das Signal S_, welches über ein Verzögerungsglied 42 dem Summierglied 41 zugeführt wird. An der Ausgangsklemme 43 der T~ -Einrichtung 9 erscheinen die beiden komplementären Spektralanteile S und S~ wieder gleichzeitig und

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bilden das Summensignal, das dem ursprünglich der Eingangsklemme der T-Einrichtung 6 zugeführten Sprachsignal zumindest sehr ähnlich ist. Dieses Summensignal wird dann dem akustischen Wandler 5 zugeführt.

Während der Uebertragung wird das Signal S_ auf der Sendeseite gegenüber dem Signal S₂ um die Zeit T verzögert und auf der Empfangsseite wird das Signal S₂ gegenüber dem Signal S_ um die gleiche Zeit T verzögert, so dass das ganze Signal total um die Zeit T verzögert wird. Zu dieser Laufzeit addiert sich gegebenenfalls die Laufzeit des Signals in den Filtern 33 und 39, bzw. 34 und 40. Eine optimale Verschleierungswirkung wird erreicht, wenn die Verzögerungszeit T in der G-rössenordnung 100 ms bis 500 ms gewählt wird.

Die komplementären PiIterCharakteristiken T (f) und H (f) werden vorzugsweise so gewählt, dass sich die mittlere Leistung des Sprachsignals angenähert gleichmässig auf die beiden Spektralanteile S.. und Sp aufteilt. Auf diese Weise erhält man in Kombination mit einer F-Einrichtung gemäss Fig. 1 eine wirkungsvolle Verschleierung des Sprachrhythmus durch die beschriebene T-Einrichtung, wobei gleichzeitig die Dekryptierung der F-Verschleierung durch Unbefugte wesentlich erschwert wird.

Ein besonders wirkungsvoller Verschleierungseffekt wird erzielt, wenn die Uebertragungscharakteristiken der Filter 33, 34, 39 und 40 so gewählt werden, wie dies prinzipiell in der Fig. 8 darge- ■ stellt.-ist. Dabei weisen die Filter 34 und 40 die in der Zeile a und die Filter 33 und 39 die in der Zeile b der Fig. 8 dargestellten Durchlassbereiche auf. Aus der Fig. 8 ist ersichtlich, dass die Durchlassbereiche kammartig angeordnet sind, wobei die Durchlassbereiche der beiden verschiedenen Filter derart angeordnet sind, dass die Durchlassbereiche des einen Filters in die Sperrbe reiche des anderen Filters fallen. Dabei ist darauf zu achten, dass sich die einzelnen Durchlassbereiche der beiden Filter nicht überlappen. Filter, welche Durchlassbereiche gemäss den Zeilen a und b der Fig. 8 aufweisen, werden nachstehend als komplementäre Kammfilter bezeichnet.

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Eine besonders gute Verschleierungswirkung wird erreicht, wenn die Periode f des Frequenzganges der Kammfilter in der Grössenordnung der doppelten Pitchfrequenz der Sprache, z.B. zwischen 200 - 500 Hz, liegt, so dass möglichst keine direkt benachbarten Pitchharmonischen des Spektrums stimmhafter Laute in denselben Kanal gelangen. Dadurch wird die Analyse des verschleierten Uebertragungssignales für unbefugte Personen stark erschwert. Bei den in der Fig. 8 nur teilweise dargestellten Uebertragungscharakteristiken der Kammfilter beträgt die Periode f 400 Hz. Die Zeile a zeigt den Verlauf |Τ (f)|und die Zeile'b den Verlauf | H (f)|. Derartige Uebertragungsfunktionen bzw. Kamoifiltercharakteristiken, können durch sogenannte Transversalfilter realisiert werden..

Das Blockschema eines solchen Transversalfilters ist in der Fig. 9 dargestellt. Es besitzt eine aus einzelnen Verzögerungsgliedern 44 zusammengesetzte Verzögerungsleitung 45. Die Verzögerungszeit T , um die jedes der Verzögerungsglieder das ihm zugeführte Signal verzögert, ist

wobei f die Periode des Frequenzganges ist. Jeder Abgriff 46 der Verzögerungsleitung 45 ist über je ein Uebertragungsglied 47 mit einer Summierschaltung 48 verbunden. Die Koeffizienten des Transversalfilters, welche die Koeffizienten 0 ^, C__M+1 ··· Cy η ^ur)d CL, der Uebertragungsglieder 47 sind, können als Fouriertransformation der Übertragungsfunktion des betreffenden Filters bestimmt, werden. Bezeichnet man.die Koeffizienten des Tiefpass-Kammfilters mit

CL₁ . wobei k = -M ... +M

und die Koeffizienten des Hochpass-Kammfilters mit

Cjj , wobei k = -M ... +M

so kann für die Koeffizienten komplementärer Tiefpass- und Hochpacs

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« ■<

Kammfilter, deren Durchlassbereiche in der Fig. 8 dargestellt sind, ohne.Ueberlappung der Durchlassbereiche die folgende einfache Beziehung abgeleitet werden:

G = Ctt , für k gerade, inklusive 0

⁰T,k ⁼ "⁰H,k für k ungerade

Die geradzahligen Koeffizienten sind somit für beide Filter gleich und die ungeradzahligen sind entgegengesetzt gleich.

Daher ist es möglich, zwei Transversalfilter, nämlich jenes mit der Uebertragungsfunktion T (f) und jenes mit der Uebertragungsfunktion H (f), mit einer gemeinsamen Verzögerungsleitung 49 und gemeinsam benützten Übertragungsgliedern 50 zu verwenden, ISine derartige Schaltung, ist in der Fig. 10 dargestellt. Die Ausgänge aller Uebertragungsglieder 50 sind an eine erste Summierschaltung 51 angeschlossen, die Ausgänge der geradzahligen Uebertragungsglieder 50 sind weiter an eine zweite Summierschaltung 52 und die Ausgänge der ungeradzahligen Übertragungsglieder 50 sind über je einen Inverter 53 an die zweite Summierschaltung 52 angeschlossen. An einer mit dem Ausgang der ersten Summierschaltung 51 verbundenen Ausgangsklemme 54 wird das Signal S.. und an einer mit dem Ausgang der zweiten Summierschaltung 52 verbundenen Ausgangsklemme 54'wird das Signal Sp abgenommen.

Bei den in den Zeilen a und b der Fig. 8 dargestellten Absolutbeträgen der Uebertragungsfunktionen T (f) und H (f) ist der Verlauf der Flanken der einzelnen Durchlassbereiche idealisiert dargestellt. Um anzudeuten, dass sich die Durchlassbereiche nicht überlappen sollen, wurden die Flanken der Filterkurven leicht schräg gezeichnet. Die im praktischen Fall endliche länge des Transversalfilters bestimmt die Güte der Approximation des vorgegebenen Frequenzganges. Aus diesem Grunde ist es vorteilhaft, anstelle der idealisierten Frequenzgänge gemäss der Fig. 8 solche mit. cosinusförmigen Flanken vorzusehen, wie dies aus der Fig. 11 ersichtlich ist. Dabei wird wiederum vorausgesetzt, dass keine Ueberlappungen der Durchlassbe-

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reiche stattfinden sollen. Versuche haben gezeigt, dass sich bei der Verwendung von cosinusförmigen Flanken mit einer relativen Steilheit ■ -

^fg

wie in Fig. 11 definiert, gute Resultate ergeben. Transversalfilter mit beispielsweise (2 M-fl) = 31 Übertragungsgliedern 50 ergeben eine genügend gute Approximation derartiger Kammfiltercharakteristiken.

Das oben beschriebene Verfahren zum Verschleiern und Entschleiern des Sprachsignales auf der Zeitachse ist relativ unempfindlich gegenüber zeitlich variablen Phasenverzerrungen, denen das Uebertragungssignal während der Uebertragung ausgesetzt ist, weil keine phasenrichtige Kompensation des verzögerten, addierten Teilsignals erforderlich ist. Dabei wird die Unempfindlichkeit von Sprachsignalen gegenüber GruppenlaufZeitverzerrungen ausgenützt.

Der störende Einfluss grosserer Frequenzverschiebungen, wie sie z.B. bei einer Uebertragung des Uebertragungssignales über einen Trägerfrequenztelephoniekanal oder einen Einseitenband-Funkkanal auftreten können, lässt sich mit Hilfe eines gleichzeitig übertragenen Pilottones eliminieren,

Die praktischen Ausführungen von komplementären Kammfiltern gemäss der Fig. 10 können sich insbesondere durch die Art, wie die Verzögerungsleitung 49 realisiert wird, unterscheiden. Diese Verzögerungsleitung kann bei einem ersten Ausführungsbeispiel ein analog abgetastetes Schieberegister, ein sogenannter Eimerkettenspeicher, sein, welches Schieberegister an seinen Abgriffen je einen analogen Multiplikator aufweist, dessen analoge Ausgangssignale einem analogen Summator zugeführt v/erden. Als Verzögerungsleitung kann auch gemäss einem weiteren Ausführungsbeispiel ein digitales Schieberegister verwendet werden. Die Multiplikation

der an den Abgriffen erscheinenden digitalen Werte mit den Filterkoeffizienten erfolgt in diesem Falle vorzugsweise sequentiell. Auf diese Weise ist nur ein einziger Multiplikator

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erforderlich.

In beiden Fällen wird der Verzögerungsleitung ein abgetastetes Signal zugeführt. Die Abtastfrequenz f^ muss nach dem Abtasttheorem mindestens der doppelten Bandbreite B des Sprachsignales entsprechen, d.h.

f_t= 2B

Auf die Verzögerungszeit T zwischen zwei benachbarten Abgriffen der"Verzögerungsleitung 49 fallen somit

^ft
T f, = ^r- = m Abtasttakte,

wobei f. die Abtastfrequenz und f die Periode des Frequenzganges t ο

der Kammfilter ist. f und f. sind gegebenenfalls so anzupassen,

O U

dass die Anzahl ta der Abtasttakte ganzzahlig wird. VJenn die Kammfilter, die einen komplementären, periodischen Frequenzgang aufweisen, mit einem Schieberegister realisiert werden, so sind für jedes der Verzögerungsglieder 55, der Verzögerungsleitung 49 jeweils m einzelne Speicherstellen vorzusehen.

Die Verzögerung des Signales S_? um die Verzögerungszeit T auf der Sendeseite und die Verzögerung des Signales S. um die Verzögerungszeit T auf der Empfangsseite erfolgt in zweckmässiger Vt'eise ebenfalls mit einem gleichartigen Schieberegister, d.h. mit einem Eimerkettenspeicher oder einem digitalen Schieberegister, mit dem das Kammfilter aufgebaut ist.

Da bei den oben angeführten Ausführungsbeispielen von Kammfilterh die Information abgetastet wird, können mit diesen Ausführungen die Parameter der Zeitverschleierung, d.h. die Kammfiltercharakteristiken und die Verzögerungszeit T , durch Verändern der Taktfrequenz mit denen die Schiebeimpulse diesen analogen bzw. digitalen Schieberegistern zugeführt werden, zeitlich auf einfache Weise geändert .werden. In einer bevorzugten Ausführungsform kann die Taktfrequenz durch ein weiteres von einem Chiffriergenerator ab-

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geleitetes Steuersignal in bestimmten Zeitintervallen zwischen diskreten Werten umgeschaltet werden, wobei die Verzögerungen der einzelnen Spektralanteile S. und Sp des Signals in den Verzögerungsgliedern 36 und 42 sowie in den Filtern"33» 34, 39» 40 berücksichtigt werden müssen. In diesem Fall ist es unter Umständen zweckmässig, die Reihenfolge des Hochpassfilters 39 und der Verzögerungseinrichtung 42 in der T -Einrichtung von Fig. 6 zu vertauschen.

Die Pig. 12 zeigt das BlockBchema einer Ausführungsform der T-Einrichtung 6 bzw. der T~ -Einrichtung 3, welche die Zeitverschleierung bzw. -entschleierung mit Hilfe eines digitale Schieberegister enthaltenden Transversalfilters 56 durchführen. Der grundsätzliche Aufbau dieses Transversalfilters ist in der Tig. 13 mit mehr Einzelheiten dargestellt.

Einer Eingangsklemme 57 wird das analoge Sprachsignal zugeführt und bei einer Ausgangsklerame 73 wird das analoge Sununensignal abgenommen. Die Bildung des der Uebertragungsfunktion T (f) entsprechenden Signales S ' und des der Uebertragungsfunktion H (f) entsprechenden Signales S ', die Verzögerung des Signales S ' und die Addition des Signales Sp¹ und des verzögerten Signales S-' erfolgt auf digitale V/eise. Der Komparator 59» der Binärzähler 60 und der Digital/Analog-Wandler 63 dienen als Analog/Digital-Wandler, der die analogen Sprachsignale in digitale Signale umsetzt, die dem Transversalfilter 56 zugeführt werden. Das am Ausgang des Addiergliedes 69» d.h. auf der mehradrigen Leitung 71 auftretende digitaJ.e Summensignal wird im Digital/Analog-Wandler 63 wieder in ein analoges Summensignal umgesetzt. Der Digital/Analog-Wandler wird somit im Zeitmultiplex sowohl für die Analog/Digital-Wandlung des Eingangssignals der T-, bzw. T~ -Einrichtung, wie auch für die Digital/Analog-Wandlung des zeitverschleierten, bzw. -entschleierten Signals benützt. Die einzelnen Vorgänge werden im folgenden näher beschrieben.

Das vom Mikrophon 1 erzeugte analoge Sprachsignal wird über die Eingangsklemme 57 einem Abtastwertspeicher 58 zur Abtastung und

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zum kurzzeitigen Speichern der analogen Abtastwerte zugeführt. Der erste analoge Abtastwert gelangt dann in den Komparator 59, dessen. Ausgangssignal an den Eingang des Binärzählers 60 geführt wird. An den Ausgängen des Binärzählers 60 ist eine mehradrige Leitung 61 angeschlossen, welche die q parallelen Ausgange des Binärzählers 60 über einen durch einen Umschaltkontakt symbolisch dargestellten elektronischen, q-fachen parallelen Umschalter 62, der sich in diesem Moment in der nicht in der Pig. 12 gezeigten 'Lage befindet, dem Digital/Analog-Wandler 65 zugeführt. Das am Ausgang des Digital/Analog-Wandlers 63'erscheinende, dem Binärwert im Zähler entsprechende analoge Ausgangssignal wird über einen weiteren elektronischen Umschalter 64» der synchroni mit dem elektronischen Umschalter 62 gesteuert wird, zum Komparator 59 zurückgeführt. Der Binärzähler 60 zählt solange, bis der Komparator 59 feststellt, dass das ihm vom Digital/Analog-Wandler 63 zugeführte Signal gleich gross ist wie der dem Komparator 59 vom Abtastwertspeicher 58 zugeführte analoge Abtastwert. Wenn diese beiden Werte gleich gross sind, wird der Binärzähler 60 gestoppt und die an seinen q parallelen Ausgängen, erscheinenden Binärstellen, die einem Abtastwert entsprechen, werden über die mehradrige Leitung

61 dem Transversalfilter 56 parallel zugeleitet. Gleichzeitig mit dem Stoppen des Binärzählers 60 werden die elektronischen Umschalter

62 und 64 in die in der Pig, 12 gezeichnete Stellung umgeschaltet.

Die dem Transversalfilter 56 in digitaler Form zugeführte Information wird in diesem in einer weiter unten mit Bezug auf die Pig. 13 beschriebenen Art verarbeitet, wobei dann die an zwei je qfachen Ausgangsleitungen 65 und 66 erscheinenden digitalen Signale S^' und S₂ ¹ aus je q parallelen Bits pro Abtastwert, die den weiter oben angeführten Signalen S und Sp entsprechen, über elektronische, q-fache parallele Umschalter 67 bzw. 68, entweder direkt an ein Addierglied 69 oder über ein Verzögerungsglied 70 dem Addierglied 69 zugeführt werden. Die Umschalter 67 und 68 dienen zum Umschalten der Betriebsweise der in der Pig. 12 dargestellten Einrichtung von der Zeitverschleierung auf die Zeitentschleierung oder umgekehrt.

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Im Addierglied 69 wird im Falle der Verschleierung das digitale Signal S~' der Ausgangsleitung 66 mit dem im Verzögerungsglied . 70 verzögerten digitalen Signal S₁' addiert und das auf diese Art erhaltene digitale Summensignal wird über eine mehradrige Leitung 71 und über den elektronischen, q-fachen parallelen Umschalter 62 dem Digital/Analog-Wandler 63 parallel zugeführt. Die einzelnen analogen Abtastvrerte des am Ausgang des Digital/Analog-V/andlers 63 erscheinenden Summensignales werden über den elektronischen Umschalter 64 einem Tiefpassfilter 72 und anschliessend im Falle der Zeitverschleierung über eine Ausgangsklemrne 73 an die F-Einrichtung 7 weitergeleitet.

Wenn die in der Fig. 12 dargestellte Einrichtung als T "-Einrichtung 9 dient j d.h. wenn die Umschaltkontskte 67 und 68 sich nicht in der in der Fig. 12 dargestellten Lage befinden, so wird der Eingangskiemae 57 das analoge Sunrnensignal zugeführt und der Ausgangsklemme 73 das wiedergewonnene, analoge Sprachsignal entnommen. Das Umlegen der Umschaltkontakte 67 und 68 bewirkt, dass das Signal S ' direkt dem Addierglied 69 und das Signal Sp¹ über das Verzögerungsglied 70 dem Addierglied 69 zugeführt wird. Dadurch wird die auf der Sendeseite vorgenommene zeitliche Verschiebung des Sjgnales S₁' gegenüber dem Signal S₂' rückgängig gemacht, wobei aber das ganze übertragene Sprachsignal um den V.'ert T des Verzögerungsgliedes 70 und die Signallaufzeit durch die Filter verzögert worden ist.

Die Fig. 13 zeigt das Blockschaltbild des digital, sequentiell realisierten, komplementären Transversalfilters 56 der Einrichtung nach Fig. 12. Ueber q parallele Eingangsklemmen 74, die symbolisch durch eine einzige dargestellt sind, wird die digitale Information von q Bits eines Abtaotwertes über einen q-fachen parallelen Umschalter 75 einem Schieberegister 76 im Takt der Abtastfrequenz f. parallel zugeführt. Zwischen den einzelnen Abtastzeitpunkten befindet sich der Umschalter 75 nicht in der von Fig. 13 gezeigten Stellung. Das Schieberegister 76 weist eine der Anzahl q der Eingangsklemmen 74 entsprechende Anzahl paralleler Kanäle auf, die je

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(2 Mm+1) Speicherplätze aufweisen, wobei 2 M die Anzahl der Elementarverzögerungen T und m die Anzahl der Abtasttakte pro Elementarverzögerung T gemäss Fig. 9 bzw. 10 darstellt. Der Ausgang des Schieberegisters 76 (q Bit parallel) ist mit ■ dem Umschalter 75 und dem Pufferspeicher 78 verbunden. Während der Dauer eines Abtasttakts entsprechend T = ~ werden die ( 2 Km+1)

T Abtastwerte, die im Schieberegister 76 gespeichert sind, sequentiell mit den 2 (2 M+l) Koeffizienten des Tiefpass- und Hochpasskammfilters aus dem Koeffizientenspeicher 80 multipliziert. Zu diesem Zweck werden die Abtastwerte im Schieberegister durch 2 (2 Kra+l) Schiebetaktimpulse zweimal zyklisch verschoben_{ wobei sich der Umschalter 75 in der nicht dargestellten Stellung befindet. Nach jeweils m Schiebetakten wird ein Abtastwert (q Bits parallel) in den Pufferspeicher 78 übernommen, der vorzugsweise als q-Bit-Schieberegister mit Paralleleingang 77 und sequentiellem Ausgang ausgebildet ist. Nach 2 (2 Km+l) Schiebetakten sind sämtliche 2 (2 M-Kl) Multiplikationen der gespeicherten Abtastwerte im Schieberegister 76 mit den entsprechenden Koeffizienten erfolgt, wie weiter unten näher beschrieben wird. Auf den nächsten Schiebetakt kann daher der Umschalter 75 in die in Fig. 15 gezeichnete Stellung umgelegt werden und auf den gleichzeitig erfolgenden Abtasttakt ein neuer Abtastwert in das Schieberegister 76 eingegeben werden. Gleichzeitig wird der um die Verzögerung (2 Km+l) T zurückliegende Abtastwert aus dem Schieberegister 76 eliminiert. Anschliessend wird der Umschalter 75 wieder in die in Fig. 13 nicht gezeichnete Stellung gebracht und der oben beschriebene Vorgang der zyklischen Verschiebung wiederholt sich von neuem.

Die im Pufferspeicher 78 gespeicherte digitale Information der einzelnen Abtastwerte gelangt in ein Multiplizierwerk 79» Diesem wird ein in einem Festwertspeicher 80, einem sogenannten ROM, gespeicherter Koeffizient zugeführt, der in ein Koeffizientenschieberegister 81 übertragen wurde. Im Kultiplizierwerk wird dann die vom Pufferspeicher 78 erhaltene digitale Information über den Abtastwert mit dem ausgewählten Koeffizienten multipliziert und über eine Mehrfachleitung 82 gelangt das Multiplikationsprodukt zu einem ersten

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Ausgangsspeicher 85 und zu einem zweiten Ausgangsspeicher 84. Beide Ausgangsspeichor 85 und 84 sind über je eine Steuerleitung 85 bzw. 86 mit" einem Leitwerk 87 verbunden und die Ausgangsspeicher übernehmen die ihren Eingängen vom Multiplizierwerk 79 errichteten Modulationsprodukte nur dann, wenn sie dazu durch das Leitwerk 87 über die Steuerleitungen 85 bzvr. 86 aufgefordert werden.

Das einzige Multiplizierwerk 79 führt die Operationen, welche die in der Fig. 10 dargestellten Uebertragungsglieder 50 und Inverter 55 gleichzeitig ausführen, in derselben Zeit aber sehr rasch nacheinander, d.h. in sequentieller V/eise, aus. Der Ausgangsspeicher 85 übernimmt die Punktion der Summierschaltung 51 und der Ausgangsspeicher 84 die Funktion der Summierschaltung 52. Im Ausgangsspeicher 85 werden alle vom Kultiplizierwerk 79 sequentiell errechneten Anteile für jeden Abtastwert des digitalen Signales S-' auf summiert. Das digitale Signal S.. ' gelangt dann in paralleler Form über Ausgangsklemmen 88, die symbolisch durch eine einzige dargestellt sind und über die mehradrige Ausgangsleitung 65 und im Falle der Zeitverschleierung über die Umschalter 67, siehe Fig. 12, zum Verzögerungsglied 70 und anschliessend zum Addierglied 69· Im Ausgangsspeicher 84 werden alle vom Kultiplizierwerk 79 sequentiell errechneten Anteile für jeden Abtastwert des digitalen Signales S ' aufsummiert. Das digitale Signal S_' gelangt über Ausgangsklemmen 89, die mehradrige Ausgangsleitung 66 und im Falle der Zeitverschleierung über die Schalter 68 direkt zum Addierglied 69.

Alle die oben angeführten Teile des Transversalfilters 56 werden durch das Leitwerk 87 gesteuert, wobei die Impulsfrequenz der Schiebeimpulse für das Schieberegister 76, den Pufferspeicher 78 und das Koeffizientenschieberegister 81 wesentlich höher ist als die Impulsfrequenz der dem Abtastwertspeicher 58 zugeführten Abtastimpulse.

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Die Verzögerungsleitung 49 des komplementären Kammfilters gemäss der Fig. 10 kann ein Schieberegister sein, das analoge Werte zu speichern vermag. Derartige analoge Schieberegister sind unter dem Kamen Eimerkettenspeicher bekannt. Die Abtastwerte der Eingangssignale werden in Form von Ladungen in Kondensatoren gespeichert und durch als Schalter wirkende Transistoren werden die einzelnen Ladungen in den Kondensatoren an die nächsten Kondensatoren weitergegeben. Den Abgriffen der Verzögerungsleitung 49 werden analoge Teilsignale entnommen und die übertragungsglieder 50 sind einfache analoge Kultiplkatoren, gegebenenfalls Verstärker, welche die analogen Teils igna3.e mit den entsprechenden, den betreffenden Abgriffen zugeordneten Koeffizienten multiplizieren. Die mit den Koeffizienten. multiplizierten analogen Teilsignale werden dann zum Bilden des analogen Summensignales in einer analogen Summierschaltung addiert.

Die Verwendung eines Eimerkettenspeichers als Verzögerungsleitung ermöglicht, dass die Abgriffe kapazitiv an die entsprechenden, je eine Speicherstelle darstellenden Kondensatoren angekoppelt werden können. Durch geeignete V/a hl der Kopplungskondensatoren kann erreicht werden, dass die an den? Abgriff auftretenden analogen Teilsignale schon mit den entsprechenden Koeffizienten multipliziert sind. Diese multiplizierten,analogen Teilsignale können dann direkt der analogen Summierschaltung zugeführt werden. Selbstverständlich können auch die Verzögerungsglieder 36 und 42 zum Verzögern der Signale S bzw. S₂ geinäss der Pig. 6 mit Eimerkettenspeicher realisiert werden.

Wenn die Verzögerungsleitung des Kammfilters und die oben genannten Verzögerungsglieder analoge oder digitale Schieberegister enthalten, ist es möglich die Parameter der Zeitverschleierung, wie die Kammfiltercharakteristik und die Verzögerungszeit τ durch zeitliches Variieren der Abtastfrequenz f, zu verändern, wodurch die Dekryptierung zusätzlich erschwert wird.

In der Fig. 14 ist das Blockschema einer Station der oben beschriebenen Anlage dargestellt. Diese Station kann mit Hilfe eines sechspoligen Umschalters 90a - 9Of vom Betriebszustand Empfang auf Senden bzw.

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timgekehrt umgeschaltet werden. Zwei derartige Stationen geben eine vollständige Anlage zum verschleierten Uebertragen von Sprachsignalen. Die in der Fig. 14 dargestellten SE-Ums ehalt er 90a - 9Of befinden sich in der Empfangsstellung.

Vorerst sei angenommen, dass diese SE-Umschalter auf eine veiter unten beschriebene Weise auf Senden geschaltet worden seien. Die vom Mikrophon 1 erzeugten, analogen, elektrischen Sprachsignale werden in einem Mikrophonverstärker 91 aiit Amplitudenregelung verstärkt und über ein Preemphasis-ROtzwerk 92, den SE-Ums ehalt er 90a, ein Tiefpasefilter 93 und den SE-Umschalter 90c der im sendenden Zustand als T-Einrichtung 6 wirkenden Einrichtung 6 bzw. 9 zugeführt. Diese Einrichtung ist ähnlich, aufgebaut, wie jene die mit Bezug auf die Fig. 6 weiter oben beschrieben ist. Aus diesem Grunde sind ähnliche Teile mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Der Unterschied besteht lediglich darin, dass zwischen den Ausgängen des Hochpass-Filters 33 sowie des Tiefpass-Filters 34 und dein einen Eingang des; Summiergliedes 35 sowie dem Verzögerungsglied 36 die SE-Uies ehalt er 9Od bzw. 9Oe angeordnet sind. In der in der Fig. 14 dargestellten Stellung der SE-Umsehalter dient die T-Einrichtung 6 bzw. 9 zur Zeitentschleierung und in der nicht dargestellten Stellung' der SE-Umschalter zur Zeitverschleierung. Gemäss der obigen Annahne, wonach sich die SE-Umsehalter in der nicht dargestellten lage befinden, gelangt das analoge, bandbegrenzte Sprachsignal zu den beiden Filtern 33 und 34, die auch Kammfilter sein können. Das am Ausgang des Hochpass-Filters 33 erscheinende Sp Signal gelangt dann über den SE-Umschalter 9Od direkt zum Summierglied 35» während das am Ausgang des Tiefpass-Filters 34 erscheinende Signal S.. über den SE-Umschalter 9Oe dem Verzögerungsglied 36 zugeführt wird und erst anschliessend um die Zeit T verzögert zum Summierglied 35 gelangt. Das am Ausgang des Summiergliedes auftretende Summensignal wird über eine Leitung 94 und den SE-Umschalter 90b der im sendenden Zustand als F-Einrichtung 7 wirkenden Einrichtung 7 bzw. 8 zugeführt. Diese Einrichtung ist beispielsweise mit Bezug auf die Fig. 2 weiter oben näher beschrieben und diejenigen Teile, die die gleichen Funktionen ausüben, sind mit

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denselben Bezugszeichen versehen. Das am Ausgang der Einrichtung

7 bzw. 8 erscheinende Uebertragungssignal gelangt über eine Leitung.95 zu einem Anpassungsnetzwerk 96, das beispielsweise mit dem NF-Eingang einer Funkstation verbunden sein kann, die einen Teil des drahtlosen Uebertragungskanales 3' bildet.

Das über den Uebertragungskanal 3¹ übertragene Signal wird auf der Gegenstation, die identisch mit der in der Fig. 14 dargestellten Station ist, empfangen. Ueber ein Anpassungsnetzwerk 97 gelangt das empfangene, verschleierte Uebertragungssignal über eine Leitung 95' und den im empfang enden. Zustand der Station in der dargestellten Stellung befindlichen SE-Uras ehalt er 90b zur als F~ -Einrichtung 8 wirkenden Einrichtung 7 bzw. 8. In dieser F~ -Einrichtung wird die in der sendenden Station durchgeführte Frequenzbandverschiebung und Inversion rückgängig gemacht und am Ausgang der Einrichtung 7 bzw.

8 erscheint das in der sendenden Station erzeugte Sumniensignal, das

über die Leitung 95 und den SE-Uraschalter 90c zur Einrichtung 6

—1 bzw. 9 gelangt. Diese Einrichtung wirkt nun a3.s T -Einrichtung 9, d.h. in ihr wird das Signal S_? gegenüber dem Signal S verzögert und das am Ausgang des Summiergliedes 35 erscheinende Signal entspricht praktisch dem vom Mikrophon 1 in der Gegenstation erzeugten analogen Spracheignal. Das am Ausgang des Summiergliedes 35 erscheinende Signal wird über die Leitung 94, den SE-Urasehalter 90a, das Tiefpassfilter 93» ein Deemphasis-Netzwerk 98 und einen Endverstärker 99 dem akustischen Wandler 5 zugeführt.

-Wie mit Bezug auf die Fig. 2-5 weiter oben angeführt ist, wird dem zweiten Kodulator 17 bzw. 25 der F- bzw. F -Einrichtungen eine von dem Steuersignal s abhängige Trägerfrequenz f„ bzw, £,_ und fg zugeführt, damit sich die komplementären Teilbänder in Funktion dieses Steuersignales in diskreten zeitlichen Schritten verschieben. Es ist klar, dass das Steuersignal s in der sendenden Station dem Steuersignal s in der empfangenden Station genau entsprechen muss, wenn die Frequenzband-Verschiebung und Inversion vollständig rückgängig gemacht werden soll.

Die veränderbare Trägerfrequenz f_? für &en zweiten Kodulator 17

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wird mit Hilfe eines Modulators 100 erzeugt, dem einerseits z.B. eine Frequenz von 175 kHz von einem Bandfilter 101 zugeführt wird, welches diese Frequenz aus dem von einem Mischer 102 erzeugten Frequenzgemisch heraussiebt, das dadurch entsteht, indem diesem Mischer die beiden Frequenzen 25 kHz und 200 kHz zugeführt werden, und welchem Modulator 100 andererseits von einem Tiefpassfilter 105 eine durch einen steuerbaren Frequenzunterteiler 104 diskret veränderbare Frequenz zugeführt wird, wobei die Dauer der Verschleierungsintervalle vorzugsweise 20 - 100 ms beträgt.

Den fünf parallelen Eingängen 105 des steuerbaren Frequenzunterteilers 104, die symbolisch durch einen einzigen Eingang dargestellt sind,■ wird das digitale Steuersignal s zugeführt. Dieses Steuersignal s wird von einem Chiffriergenerator 106 erzeugt, wobei jedes Steuersignal s beispielsweise 5 Bit aufweisen kann, die parallel an die einzelnen Eingänge 105 gelangen. Jedes Steuersignal s wird im Frequenzunterteiler 104 gespeichert, bis ein-neues Steuersignal s eingetroffen ist, und stellt einen Zahlenwert von 0-51 dar. Dementsprechend kann beispielsweise der Teilfaktor t des Frequenzunterteilers 104 je nach dem Steuersignal s 15 verschiedene Werte im Bereich von 184 - 212 aufweisen, wenn nur geradzahlige Teilfaktoren t zugelassen werden. Diese Teilfaktoren t sind zum Verschleiern des Summensignales so gewählt, dass die Trennstelle zwischen den oberen Seitenbändern 12' und 12", siehe Zeile d der Fig. 5> immer innerhalb der Bandbreite 19' des Bandfilters 19 verbleibt. Es ist auch möglich, dass die Trägerfrequenz f~ zeitweise so verändert wird, dass die Trennstelle zwischen den unteren Seitenbändern 12a und 12b, siehe Zeile d der Fig. 3» innerhalb der Bandbreite 19* des Bandfilters 19 erscheint. In diesem Fall wird dann das Uebertragungssignal in der l\⁷ormallage übertragen.

Die zum Speisen des ersten Modulators 14 und des dritten Modulators 20 notwendigen Trägerfrequenzen f.. und f_ sowie die zum Speisen des steuerbaren Frequenzunterteilers 104 und des Mischers 102 benötigten Frequenzen von 4 MHz, 200 kHz und 25 kHz werden von einem weiteren Frequenzunterteiler 107 geliefert, welcher seinerseits an einen

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vorzugsweise kristallgesteuerten Grundgenerator 108, der eine Frequenz von beispielsweise 8 MHz erzeugt, angeschlossen ist. Weiter -liefert der Frequenzunterteiler 107 auch die zum Betrieb des Ohiffriergenerators 106 notwendigen Taktimpulse und die zum Betrieb der als Schieberegister realisierten Verzögerungsleitungen der Filter 55 und 54 und des Verzögerungsgliedes 56 benötigten Schiebetaktimpulse.

Zum einwandfreien Betrieb der Anlage gemäss der Fig. 14 ist es notwendig, dass das Steuersignal s in der sendenden Station und in der empfangenden Station einander entsprechen, d.h. identisch, aber um die mittlere Laufzeit der Signale über den TJebertragungskamil 5 gegenüber einander verschoben sind.

Das Steuersignal s wird nicht über die Uebertragungsleitung 5 übertragen, weil ja in demselben der Schlüssel zur Entschleierung enthalten ist. Das Steuersignal s wird sowohl auf der Sendeseite als auch auf der Empfangsseite durch den Chiffriergenerator 106 erzeugt. Ein solcher Chiffriergenerator ist z.B. in der Schweiz, Patentschrift ITr. 408 109 beschrieben. Werden .die Schlüsselimpulsfolgen im sende- und empfangsseitigen Chiffriergenerator 105 nach identischen Regeln in übereinstimmend aufgebauten Schlüsselimpulsgeneratoren erzeugt, deren Programm durch ihren Anfangszustand festgelegt ist, so kann eine Uebereinstimmung dieses Anfangszustandes nach dem Prinzip, das in der Schweiz. Patentschrift ITr. 402 957 beschrieben ist, erreicht werden.

Der Chiffriergenerator 106 weist einen ersten Eingang 109 zum Eingeben des Grundschlüssels, der in einem Grundschlüsselspeicher gespeichert ist, und einen zweiten Eingang 111 zum Eingeben eines Zusatzschlüssels auf. Ueber eine durch eine einzige Taste 112 symbolisierte Tastatur kann der Grundschlüssel variiert werden, wobei natürlich bei beiden zusammenarbeitenden Stationen die gleiche Grundschlüsseleinstellung vorgenommen werden muss. Vor jeder Uebertragung, d.h. vorzugsweise nach jedem Richtungswechsel, wird der Zusatzschlüssel, der in einem Zusatzschlüsselgenerator 115 er-

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zeugt wird, von der sendenden Station zur empfangenden Station Übertragen, was auf die nachstehend beschriebene V/eise geschieht.

Beim Betätigen einer Sprechtaste 114 wird eine Steuervorrichtimg 115 eingeschaltet, die über eine Leitung 116 ein Startsignal an einen Befehlsgeber 117 abgibt. Gleichzeitig werden über Ausgangsleitungen, wovon der Einfachheit wegen nur eine 118 dargestellt ist, ein nicht dargestelltes Relais, welches die SU-Umschalter 90a 9Of betätigt und symbolisch dargestellte elektronische Umschalter 120 und 121. sowie ein elektronischer Schalter 119 gesteuert. In der Fig. 20 ist der Einfachheit halber der 5-fache, parallele, elektronische Umschalter 120 für das Steuersignal s durch einen einzigen Umschalter dargestellt. Ausgelöst durch das Startsignal erzeugt der Befehlsgeber 117 einen digitalen Synchroneserbefehl, der beispielsweise eine Impulsfolge von 63 Bit ist. Der Synchronisierbefehl gelangt vom Befehlsgeber 117 über einen elektronischen Umschalter 121 zu einem Serie/Parallel-V/andler 122 und weiter über die 5 parallelen elektronischen Umschalter 120, \znd eine fünfadrige Leitung 123 zu den Eingängen 105 des steuerbaren Frequenzunterteilers 104. Die an diesen Eingängen 105 eintreffenden, parallelen, binären Signale beeinflussen den Teilfaktor t des steuerbaren Frequenzunterteilers 104, wobei der Teilfaktor t bei Vorhandensein einer binären "0" am Ausgang des Befehlsgebers 117 beispielsweise 168 und bei Vorhandensein einer binären ¹¹L" am Ausgang des Befehlsgebers 117 beispielsweise 172 beträgt. Die dem zweiten Modulator 17 zugeführte Trägerfrequenz f_? ist im ersten Fall 198,810 kHz und im zweiten Fall 198,256 kHz. Diese Trägerfrequenzen liegen innerhalb des Durchlassbereiches des Bandfilters 19. Damit dies.e Frequenzen am Ausgang des Modulators 17 erscheinen, wird dem Eingang dieses Modulators 17 über den elektronischen Schalter 119 und das Zusammenschaltglied 13 eine Gleichspannung zugeführt, wodurch die Symmetrie dieses Modulators 17 gestört und die Trägerfrequenz fp nicht mehr unterdrückt wird.

Die oben genannten Trägerfrequenzen f_? gelangen abwechslungsweise und in Abhängigkeit des Synchronisierbefehles zum dritten Modulator 20, wo diese Frequenzen beispielsweise in Niederfrequenzsig-

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nale f = 1190 Hz und f, = 1744 Hz umgewandelt werden. Die a D

oben'beschriebene Erzeugung dieser zur Befehlsübertragung dienenden Biederfrequenzsignale f und f, erfolgt mit einfachen Mitteln

-1 ^a
innerhalb der F- bzw. F -Einrichtung, so dass keine zusätzlichen Vorrichtungen zum Erzeugen dieser Niederfrequenzsignale erforderlich sind. Diese Niederfrequenzsignale gelangen dann über die Leitung 95 direkt zum Anpassungsnetzwerk 96 und werden dann über den Uebertragungskanal 3' zur Gegenstation übertragen. Der vom Befehlsgeber 117 erzeugte Synchronisierbefehl gelangt ausser zum steuerbaren Frequenzunterteiler 104 über den elektronischen Umschalter 121 und den umgeschalteten SE-Umschalter 90f zu einem Befehlsdetektor 124 der sendenden Station. Die über den Uebertragungskanal 3' durch die Gegenstation empfangenen Mederfrequenz-

signale f und f, gelangen dort über das Anpassungsnetzwerk 97 a D

zu einem Zweifrequenzsignalempfanger 125, welcher die beiden Niederfrequenzsignale in eine binäre Signalfolge ztiruckvandelt. Diese Signalfolge, die dem Synchronisierbefehl des Befehlsgebers 124 der sendenden Station entspricht, wird über den SE-Umschalter 90f dem Befehlsdetektor 124 der empfangenden Station zugeführt. Die Befehlsdetektoren der sendenden und der empfangenden Station erzeugen auf Grund des erhaltenen Synchronisierbefehles je einen Synchronisierimpuls, die über eine Leitung 126 zu dem entsprechenden Prequenzunterteiler 107 gelangen, urn eine phasenmässige Uebereinstimmung der von ihnen erzeugten Taktimpulse zu bewirken.

Sobald der Synchronisierimpuls über die Leitung 126 auch bei der Steuervorrichtung 115 der sendenden Station eintrifft, wird der elektronische Umschalter 121 betätigt. Dies hat zur Folge, dass der Zusatzschlüsselgenerator 113 über diesen Umschalter 121 an den Eingang des Serie/Parallel-Wandlers 122 angelegt wird. Die vorn Zusatzschlüsselgenerator 113 erzeugte Signalfolge, die den Zusatzschlüssel darstellt, kann beispielsweise 21 Bit aufweisen und wird vorzugsweise dreimal ausgesendet. Im Serie/Parallel-Vandler 122 wird diese

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Signalfolge auf die gleiche Weise, wie oben mit Bezug auf den Synchronisierbefehl beschrieben, dem steuerbaren Frequenzunterteiler. 104 zugeführt und auf dieselbe Art zur Gegenstation übertragen. Die den Zusatzschlüssel darstellende Signalfolge gelangt zum Befehlsdetektor 124 der sendenden Station und zum Beiehlsdetektor 124 der empfangenden Station, vie dies oben mit Bezug auf den Synchronisierbefehl angeführt ist. Von den Befehlsdetektoren 124 gelangt dann der Zusatzschlüssel über den zweiten Eingang 111 in den entsprechenden Chiffriergenerator 106. Durch mehrmaliges Uebertragen der den Zusatzschlüssel darstellenden Signa3.folge und Vergleichen der empfangenen Signalfolgen miteinander, können allfällige Uebertragungsfehler eliminiert werden.

Nachdem der Zusatzschlüssel beispielsweise dreimal gesendet worden ist, schaltet die Steuervorrichtung 115 die elektronischen Umschalter 120 und 121 in die in der Fig. 14 dargestellte Lage zurück und den elektronischen Schalter 119 aus. Dies hat zur Folge, dass die Eingänge 105 des Prequenzunterteilers 104 an einen weiteren, an den Chiffriergenerator 106 angeschlossenen Serie/Parallel-Vandler 127 angelegt werden. Ueber eine Leitung 128 wird der Chiffriergenerator 106 gestartet, dessen Anfangsstellung einerseits durch den vom G-rundschlüsselspeicher 110 vorgegebenen Grund Schluss el und andererseits durch den vom Befehlsdetektor 124 empfangenen Zusatzschlüssel genau definiert ist. Von diesem Moment an erzeugt der Chiffriergenerator 106 der sendenden und der empfangenden Station das Steuersignal s, welches über die elektronischen Umschalter 120 den Eingängen 105 des steuerbaren Frequenzunterteilers 104 zugeführt wird. Die Startzeiten der Chiffriergeneratoren sind um die Laufzeit des Uebertragungskanales J¹ gegenüber einander verschoben.

Zur Steuerung des Betriebsablaufes können in gleicher V/eise weitere Befehle, z.B. ein Antwortbefehl beim Loslassen der Sprechtaste 114» von der sendenden Station zur empfangenden Station übertragen werden. Der oben beschriebene Synchronisiervorgang und die Uebertragung der dem Zusatzschlüosel entsprechenden Signalfolge wird vorzugsweise bei jedem Richtungswechsel der Uebertragung zu Beginn der Sprachübertragung durchgeführt. Während dec ununterbrochenen Gespräches

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in einer dichtung folgt zum Einschränken, des Aufwandes vorzugsweise keine Nachsynchronisation. Die maximal mögliche ununterbrochene Gesprächsdauer in derselben Richtung ist somit von der Stabilität der verwendeten Grundgeneratoren 103 abhängig.

Der Antwortbefehl wird ebenfalls vom Befehlsgeber 117 erzeugt, wozu er von der Steuervorrichtung 115 aufgefordert wird. Der Antwortbefehl wird auf die gleiche V/eise wie der Synchronisierbefehl zur Gegenstation übertragen und von dessen Befehlsdetektor 124 empfangen. Dieser gibt dann über eine Leitung 129 einen Antwortimpuls an die Steuervorrichtung 115 der Gegenstation ab und veranlasst diese, die oben beschriebenen Vorgänge wie das Uebertragen des Synchroniserbefehlsund des Zusatzschlüssels in der Gegenrichtung einzuleiten.

Wenn der Informationsaustausch beendet ist, wird der Befehlsgeber 117 durch die Steuervorrichtung 115 veranlasst, einen Schlussbefehl zu erzeugen, welcher auf die gleiche Weise wie der Synchronisierbefehl zur Gegenstation übertragen wird. Der Schlussbefehl wird vom Befehlsdetektor 124 der empfangenden und der sendenden Station empfangen, worauf ein Impuls auf einer Leitung 130 zu den betreffenden Steuervorrichtungen 115 gelangt. Diese sorgen dann dafür, dass die beiden Stationen ausser Betrieb gesetzt werden.

Bei der oben mit Bezug auf die Fig. 14 beschriebenen Anlage wird durch das Steuersignal s nur eine einem der Modulatoren der F-Einrichtung bzw. ~f -Einrichtung zugeführte Trägerfrequenz verändert. Wie schon erwähnt, können zum Erhöhen der kryptologischen Sicherheit auch die Parameter der Zeitverschleierung zeitlich verändert werden. Wenn die T- bzw. T~ -Einrichtungen analoge oder digitale Schieberegister enthalten, wie dies gernäss dem in den Fig. 12 und 13 dargestellten Ausführungsbeispiel der Fall ist, so kann die Kaminfiltercharakteristik bzw. die Verzögerungszeit T auf einfache Weise durch Aendern der Abtastfrequenz f, mit welcher die Schieberegister gesteuert werden, beeinflusst werden. Vorzugsweise wird die Abtastfrequenz f^ durch ein zweites, vom Ohiffriergenerator 105 abgeleitetes Steuersignal zeitlich geändert. Als zweites Steuersignal

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Z »3 J Ο ν Iv · ···· · ·

-34 -

kann auch ein vom ersten Steuersignal s statistisch unabhängiges Signal verwendet werden. In einer bevorzugten Ausführungsform wird die Abtastfrequenz f. durch das zweite Steuersignal in festen Zeitabschnitten zwischen diskreten Weihten umgeschaltet. Bei einer Umschaltung der Abtastfrequens in kurzen Zeitintervallen ist es zweckaässig, die Reihenfolge des Hochpassfilters 39 und der Verzögerungsschaltung 42 der T -Einrichtung gegenüber Pig, 6 zu vertauschen. Bei der Umschaltung der Abtastfrequenz f. i.^rn Sender und Empfänger ist die Signalverzögerung in den Filtern 33» 34» 39» 40 und in den Verzögerungsschaltungon 36 und 42 zu berücksichtigen.

Grundsätzlich wäre es denkbar in der Sendestation 2 die Frequenzverschleierung mit Hilfe der F-£inrichtung 7 und erst anschliessend die Zeitverschleierung mit Hilfe der !-Einrichtung 6 durchzuführen und in der Empfangsstation 4 vorerst die Zeitverschleierung mit Hilfe der T~ -Einrichtung 9 und dann die Frequenzverschleierung nit Hilfe der F -Einrichtung 8 rückgängig zu machen. Bei einer derartigen Anlage müsste jedoch auf den Vorteil der vorangehend beschriebenen Anlage, d.h. auf eine wesentliche Erschwerung der Dekryptierung auch für den Fall von festen Parametern der Ϊ-Einrichtung, verzichtet werden.

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Claims (1)

1. PATENTANSPRUSGHB

   I. Verfahren zum verschleierten Uebertragen einer gesprochenen Information über einen Telephoniekanal, mit Hilfe eines Steuersignales, das auf der Sende- und auf der Empfangsseite erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sendeseite das Originalsprachband in wenigstens zwei erste spektrale Teilbänder aufgeteilt und das eine Teilband gegenüber dem anderen Teilband zeitlich verzögert wird, dass die Signale (S-, S_?) der ,Teilbänder zu einem Summensigns.! addiert werden, dass dieses Summensignal durch mehrere Moaulationsvorgänge in wenigstens zwei zweite komplementäre Tei3.bänder aufgeteilt wird, dass diese zweiten Teilbänder vertauscht werden, dass das Verhältnis der Breite der zweiten Teilbänder durch das sendeseitig erzeugte Steuersignal gesteuert wird, dass die zweiten vertauschten Teilbänder als Uebertragungssignal über den Telephoniekanal übertrageii werden, dass ferner auf der Empfangs sei te das Uebertragungssignal den gleichen lüodulationsvorgängen unterworfen wird, wie das Summensignal auf der Sendeseite, dass das auf der Empfangsseite dadurch zurückgewonnene Summensigna], in wenigstens zwei erste Teilbänder aufgeteilt, dass das andere Teilband gegenüber dem einen Teilband zeitlich verzögert-wird, und dass zum Bilden eines dem Originalsprachsignal zumindest ähnlichen Signales die Signale des zeitlich verzögerten und unverzögerteii Teilbandes addiert werden.

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   II. Anlage zum Durchführen des Verfahrens nach Patentanspruch I, .wobei der Sende- und der Empfangsseite je ein durch einen Grundgenerator (108) steuerbarer Chiffriergenerator (106) zum Erzeugen des Steuersignales zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass auf der Sendeseite eine Filtervorrichtung (33» 34) zum Aussieben von wenigstens zwei ersten Teilbändern aus dem Originalsprachband, ein Verzögerungsglied (36) zum Verzögern des einen Teilbandes gegenüber dem anderen, eine Vorrichtung (35) zum Addieren der Signale der ersten Teilbänder, und zum Bilden eines Summensignales und eine Modulations einrichtung (7) zum Erzeugen von zwei innerhalb der Bandbreite des Telephoniekanales liegenden, vertauschten, komplementären zweiten Teilbändern mit variablem Verhältnis der Teilbandbreiten und zuca Erzeugen des Uebertragungssignales für den Telephoniekanal vorgesehen sind, dass ferner die Empfangsseite eine Demodulatoreinrichtung (8) zum Umwandeln des Uebertragungssignales in das Summensignal, eine Filtervorrichtung (39, 40) zum Aufteilen des zurückgewonnenen Summensignales in wenigstens zvrei erste Teilbänder, ein Verzögerungsglied (42) zum Verzögern des anderen ersten Teilbandes gegenüber dem einen ersten Teilband und eine Vorrichtung (41) zum Addieren der Signale der ersten Teilbänder und zum Bilden eines dem Originalsprachsignal zumindest ähnlichen Signales umfasst.

   UKTERANSPRUECHE

   1. Verfahren nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass das Surnmensignal mit einer ersten Trägerfrequenz moduliert und das

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   obere Seitenband der ersten Modulation dem Originalband des Summensignales hinzugefügt wird, dass das Originalband und das hinzugefügte obere Seitenband mit einer zweiten, vom Steuersignal abhängigen; stufenweise veränderbaren Trägerfrequenz moduliert werden, dass aus dem unteren oder oberen Seitenband der zweiten Modulation ein Teil des durch die erste Modulation umgesetzten oberen Seitenbandes und der dazu komplementäre Teil des durch die zweite Modulation umgesetzten Originalbandes des Summeηsignales herausgefiltert und dass diese Teilbänder zum Erzeugen eines Kodulationsproduktes der vertauschten Teilbänder innerhalb der Bandbreite des Telephoniekanales und in der KOrma3.- oder Kehrlage mit einer dritten Trägerfrequenz moduliert werden.

   2. Verfahren nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass das Summensignal mit einer ersten Trägerfrequenz moduliert, dass das untere Seitenband herausgefiltert und gleichzeitig mit zwei vom Steuersignal abhängigen Trägerfrequenzen moduliert wird, deren Differenz der Bandbreite des zu übertragenden Sprachbandes entspricht, dass aus dem unteren oder oberen Seitenband dieser Doppelmodulation die vertauschten, komplementären Teilbänder ausgefiltert und einer weiteren Modulation zum Erzeugen des Modulationsproduktes der vertauschten Teilbänder innerhalb der Bandbreite des Telephoniekanales und in der Normal- oder Kehrlage mit der ersten Trägerfrequenz unterworfen werden.

   35. Verfahren nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Teilbänder mit Hilfe eines Tiefpassfilters und eines dazu komplementären Hochpassfilters gebildet werden, deren Durchlass-

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   bereiche sich nicht Überlappen.

   4. Verfahren nach Patentanspruch I, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Teilbänder mit Hilfe von zwei Kammfiltern gebiJ_det werden, deren Durchlassbereiche ineinander geschachtelt sind.

   5. Verfahren nach Unteranspruch 4» dadurch gekennzeichnet, dass man mit Hilfe eines auf der Sende- χχηβ. auf der Empfangs 3 ei te erzeugten, weiteren Steuersignales die Durchlassbereiche der Kammfilter und/oder die Verzögerung des einen ersten Teilbandes gegenüber dem anderen ersten .Teilband seitlich stufenweise ändert.

   6. Verfahren nach Unteranspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass man die Bildung der ersten Teilbänder und die Verzögerung mit Hilfe von digitalen oder analogen Schieberegistern durchfuhrt, und dass man mit Hilfe des weiteren Steuersignales die Schiebefrequenz für die Schieberegister zeitlich stufenweise ändert.

   7. Verfahren nach Unteranspruch 6, dadurch, gekennzeichnet, dass die zeitlich veränderliche Schiebefrequenz durch Aendern des Teilfaktors einer Frequenzunterteilung in Abhängigkeit des weiteren Steuersignales erzeugt wird,

   8. Verfahren nach Unteranspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zeitlich änderbare Trägerfrequenz durch Aendern des Teilfaktors einer Frequenzunterteilung in Abhängigkeit des Steuersignales erzeugt wird, und dass zum Uebertragen von Befehlen, z.B.

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   » ι • ■ 1

   Synchronisierbefehl, Antwortbefehl oder Sohlussbefehl, vor bzw. nach, der Uebertragung des verschleierten SprachGigrialos eine Zweifrequenzsignalisation benutzt wird.

   9. Verfahren nach Unteranspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die zur Befehlsübertragung notwendigen zwei Frequenzen dadurch erzeugt werden, indem man dem Modulator, der mit der von dem Steuersignal abhängigen Trägerfrequenz gespiesen wird, abwechslungsweise innerhalb des Durchlassbereiches des dem Modulator nachgeschalteten Bandfilters liegende Trägerfrequenzen zuführt, und vorzugsweise diesen Modulator während der Befehlsübertragung unsymmetrisch macht.

   10. Anlage nach Patentanspruch II, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulations- und die Demodulationseinrichtung je einen ersten Modulator (14) zum Umsetzen des Suaimensignalbandes in ein an dasselbe anschliessendes Band, eine Zusammenschaltung (13) für das Originalband des Summensignales und das verschobene Summensignalband, einen zweiten Modulator (IT) zum Umsetzen des Summensignalband.es und des verschobenen Summensignalbandes, eine auf das Steuersignal ansprechende, stufenweise steuerbare Vorrichtung (18) zum Erzeugen der Trägerfrequenz für den zweiten Modulator, ein an den Ausgang des zweiten Modulators angeschlossenes Bandfilter (19) zum Herausfiltern eines Teiles des

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   einfach umgesetzten Stimmensigna lbandes und des dazu komplementären Teiles des zweifach umgesetzten Summensignalbandes, und einen an den Ausgang des genannten Bandfilters angeschlossenen dritten Modulator (20) sum Verschieben der zweiten Teilbänder in der Normal- oder Kehrlage in das Uebertragungsband des Telephoniekanales aufweisen.

   11. Anlage nach Patentanspruch II, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulations- und die Demodulationseinrichtung je einen ersten

   Modulator (22) zum Umsetzen des Summensignalbandes, ein erstes j

   Bandfilter (25J zum Ausfiltern eines der Seitenbänder, einen gleichzeitig mit zv;ei variablen Trägerfrequenzen, die um die Bandbreite des ersten Bandfilters gegenüber einander verschoben sind, arbeitenden Doppelmodulator (2b j, ein zweites Bandfilter (,2Y) zum Ausfiltern von zwei vertauschten, komplementären Teilbändern, und einen v^eiteren Modulator (2ö) zum Verschieben der Teilbänder in der Normal- oder Kehrlage in das Uebertragungsband

   des Telephoniekanaies aufweisen, aass der erste und der weitere Modulator (22, 28) an die gleiche Trägerfrequenz (f.) angeschlossen sind, dass das erste und das zweite Bandfilter (23, 27) die gleiche Durchlasscharakteristik aufweisen, und dass ein zusätzlicher Modulator (30) zum Erzeugen der beiden Trägerfrequenzen (ff-, f^) für den Doppelmodulator vorgesehen ist, welchem zusätzlichen Modulator ein konstantes niederfrequentes Signal (fg) und eine vom Steuersignal abhängige Trägerfrequenz (f₇)

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   zugeführt v/erden, so dass an dessen Ausgang die Summen- und die Differenzfrequenz von der konstanten Niederfrequenz und der vom Steuersignal abhängigen Trägerfrequenz entstehen.

   12. Anlage nach Patentanspruch II, dadurch gekennzeichnet, dass die Filtervorrichtungen der Sende- und der Empfangsseite je ein Tiefpassfilter (34, 40) und je ein Hochpassfiter (33, 39) aufweisen, dass die Durchlassbereiche der Tiefpassfilter und der Hochpassfilt er sich nicht Überlappen, und dass auf der Sendeseite das Tiefpassfilter oder das Hochpassfilter über das Verzögerungsglied (36) ßii"fc der Addier vorrichtung (35) und auf der Sendeseite das Hochpassfilter bzw. das Tiefpassfilter über das Verzögerungsglied (42) mit der Addiervorrichtung (41) verbunden sind.

   13. Anlage nach Unteranspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Filtervorrichtungen der Sende- und der Empfangsseite ineinander geschachtelten KammfilterCharakteristiken aufweisen.

   14. Anlage nach Unteranspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Filtervorrichtungen Transversalfilter (56) sind, die

   Transversalfilter und die Verzögerungsglieder (70) digitale oder analoge Schieberegister (76) aufweisen, und dass auf der Sende- und der Empfangsseite je eine Vorrichtung zum Erzeugen einer von einem weiteren Steuersignal abhängigen Schiebefrequenz (f,)

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   für den Betrieb der Schieberegister vorgesehen ist.

   15. Anlage nach Unteranspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zum Erzeugen der stufenweise veränderlichen Schiebefrequenz (f-t-) einen Frequonsunterteiler aufweist, dessen Teilfaktor vom weiteren Steuersignal abhängig ist.

   16. Anlage nach Unteranspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Schieberegister je einen Eimerkettenspeicher mit einer Anzahl kapazitiver Speicherstellen zum Speichern von im Takt der Schiebefrequenz abgetasteten, analogen Momentanwerten des Sprachsignals bzw. des Simmeneignals ist.

   17. Anlage nach Unteranspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Transversalfilter (56) je ein digitales, mehrere Kanäle aufweisende Schieberegister (76) aufweisen, dass ein Pufferspeicher (78) zum seriellen Entnehmen der im Schieberegister gespeicherten Teilinformationen, dass ein mit dem Ausgang des Pufferspeichers verbundenes Multiplizierwerk (79) zum seriellen Verarbeiten der Teilinformationen, dass ein Koeffizientenspeicher (80) zum Eingeben von Koeffizienten in das Kultiplizierwerk und dass zwei an den Ausgang des Multiplizierwerkes angeschlossene Ausgangsspeicher (83, 84) zum Speichern der umgerechneten Teilinformationen und zum Bilden von digitalen Teilsignalen (S', Sp¹), die den ersten Teilbändern entsprechen, vorgesehen sind.

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   18. Anlage nach. Unteranspruch. 17, dadurch gekennzeichnet, dass ein Analog/Digital-Vandler zum Zuführen des Sprachsignales bzw. des Summensignales an den Eingang des Transversalfilters (56) in digitaler Form vorgesehen ist, dass die beiden Ausgänge des Transversalfilters, an denen die digitalen Teilsignale erscheinen, über je einen Umschalter (67, 68) an ein digitales Addierglied (69) bzw. an ein digitales Verzögerungsglied (70) anschliessbar sind, und dass der Ausgang des Addiergliedes über einen weiteren Umschalter (62) an einen Digital/Analog-Y/andler (63) zum Umwandeln des digitalen Summensignales oder Sprachsignales in das analoge Summensignal bzw. Sprachsignal angeschlossen ist.

   19. Anlage nach Unteranspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Analog/Digital-V/andler einen Komparator (59) zum Vergleichen der analogen Abtastwerte und der durch, einen Binärzähler (60) in digitale Abtastwerte umgesetzten und durch den Digital/Analog-V/andler (63) in analoge Abtastwerte umgesetzten Abtastwerte umfasst, dass der Ausgang des Binärzählers mit dem Eingang des Transversalfilters und über den weiteren Umschaltkontakt (62) mit dem Eingang des Digital/Analog-Wandlers und dass der Ausgang des Digital/Analog-Wandlers während dem Abtastvorgang über einen zusätzlichen Umschalter (64) mit dem Komparator verbunden sind.

   20. Anlage nach Patentanspruch II, dadurch gekennzeichnet, dass

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   auf der Sende- und auf der Empfangsseite je ein Befehlsgeber (117), je ein Befehlsdetektor (124) und je eine den Befehlsgeber beeinflussende und auf den Befehlsdetektor ansprechende Steuervorrichtung (115)vorgesehen sind, und dass jeder Steuervorrichtung SE-Umschalter (90a - 9Of) zuci Wechseln der Betriebsart von Empfangen auf Senden oder umgekehrt und elektronische Schaltelemente (119? 120) zum Aussenden bz"w. Empfangen von Befehlen vor und/oder nach der Uebertragung der verschleierten Sprachsignale zugeordnet sind.

   21. Anlage nach Unteranspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass ein durch die Steuervorrichtung (115) betätigbarer Umschalter

   (121) zum Uebertragen eines von Befehlsgeber (117) erzeugten

   ί Befehles in der Form einer binären Impulsfolge oder eines j von einem Zusatzschlüsselgenerator (113) erzeugten Zusatzschlüsse3„s in der Form einer binären Impulsfolge vorgesehen ist.

   22. Anlage nach Unteranspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass eine Vorrichtung (100, 101, 102, 103, 104) zum abwechslirngsweisen Zuführen von zwei den binären Impulsfolgen entsprechenden Trägerfrequenzen zu einem Modulator (l?) der Kodulationseinrichtung (7), welche Trägerfrequenzen innerhalb des Durchlassbereiches eines diesem Modulator nachgeschalteten Bandfilters (19) liegen, und dass ein auf die Steuervorrichtung (115) ansprechendes Mittel (119) zum Unsymmetrischmachen des genannten Modulators

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   vorgesehen Bind.

   2j5* Anlage nach Unteranspruch 22, dadurch gekennzeichnet, das» die Vorrichtung sum Zufuhren der Trägerfrequenzen zum Modulator (17) einen steuerbaren Frequenzunterteiler (104) Kit einer Anzahl Eingängen (.105) zum parallelen Zuführen der Steuersignale (s) bzvr* der BefehlGsignale aufweist, dass ein erster Serie/Parallel~V'andler (127) zusi Ury-jandeln der vorn Chiffriergenerator (106) erzeugton binären Impulsfolge und daoi> ein zvre-ite-r Scrie/Parallel-V/andler (.12-2) ziiai Urr-vrarideln der vom Befchlßgcber (117) oder Zusatsschliisselgeneraior (115) erzeug tu:·-) binären Irapulof olge .in das Steuersignal (s) bzv?, Bef chlsoigr-aj. vorgesehen sind»¹

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