DE2609297C3 - Übertragungssystem für Gesprächssignale - Google Patents
Übertragungssystem für GesprächssignaleInfo
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 59
- 230000006835 compression Effects 0.000 claims description 49
- 238000007906 compression Methods 0.000 claims description 49
- 241000158147 Sator Species 0.000 claims 1
- 238000012549 training Methods 0.000 description 9
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 5
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 4
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 4
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000033764 rhythmic process Effects 0.000 description 1
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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Description
11. Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der ;-,
Begrenzerkreis zum Erhalten des konstanten Amplitudenwertes aller Frequenzkomponenten von einem
gemeinsamen Begrenzer im Komponentengenerator (74; 89) gebildet wird (F i g. 3 und 4).
12. Übertragungssystem nach Anspruch 11, so
dadurch gekennzeichnet, daß der Komponeniengenerator (z. B. 74) von einem Grundtonimpulsgenerator
gebildet wird (F i g. 6).
13. Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der Komponentengenerator von r>
einem Grundtonimpulsgenerator gebildet wird, dadurch gekennzeichnet, daß in der Bandkompressionsanordnung
(3) das Ausgangssignal des Grundtonimpulsgererators (74) unmittelbar den beiden Modulatoren (40, 41) des Komparators (31) züge- w
führt wird, welche Modulatoren als Schaltmodulatoren ausgebildet sind (F i g. 9).
14. Übertragungssystem nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Grundtonimpulsgenerator
(74) und dem Komparator (31) 4> ein Verzögerungskreis mit einer Verzögerungszeit
entsprechend der Verzögerungszeit des Frequenzanalysator (54) in der Bandexpansionsanordnung
(15) angeordnet ist (F i g. 9).
15. übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das ursprüngliche Gesprächssignal
unmittelbar den beiden Modulatoren (40,41) des Komparators (31) zugeführt wird, welche
Modulatoren als Produktmodulatoren ausgebildet sind (F i g. 3).
Die Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungssystem für Gesprächssignale mit einem Sender mit einer
Bandkompressionsanordnung und mit einem Empfänger mit einer Bandexpansionsanordnung, wobei die
Bandkompressionsanordnung auf der Sendeseite einen Basisbandkanal für ein Basisband der Gesprächssignale,
die in einem niedrigen Gesprächsfrequenzbereich liegen, und eine Reihe paralleler Bandkompressorkanäle
enthält für Bandkompression aufeinanderfolgender Teilbänder der Gesprächssignale in dem oberhalb des
Basisbandes liegenden Gesprächsfrequenzbereich, und die Bandexpansionsanordnung auf der Empfangsseite
zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale ebenfalls einen Basisbandkunal und weiter eine
entsprechende Reihe paralleler Bandexpanderkanäle enthält Als Basisbandsignal kann beispielsweise der
erste Formantbereich oder die Grundtonfrequenz benutzt werden.
In einem z.B. aus US-Patentschriften 24 39 293,
28 74 222 und 30 03 037 bekannten Übertragungssystem der erwähnten Art enthält jeder der parallelen
Bandkompressorkanäle einen Frequenzteiler und einen Amplitudendetektor zum Erzeugen der Frequenz- und
Amplitudendaten durch Frequenzteilung und Amplitudendetektion für jedes der aufeinanderfolgenden
Teilbänder der Gesprächssignale, wobei die auf diese Weise erhaltenen Frequenz- und Amplitudendaten
gemeinsam mit dem ersten Formantbereich als Basisbandsignal übertragen werden. Empfangsseitig enthält
jeder der parallelen Bandexpanderkanäle einen Frequenzmultiplikator und einen Amplitudenmodulator,
um durch Frequenzmultiplikation und eine darauffolgende Amplitudenmodulation die ursprünglichen Teilbänder
der Gesprächssignale aus den Frequenz- und Amplitudendaten im entsprechenden Bandkompressorkanal
zurückzugewinnen, wonach eine Kombination dieser rückgewonnenen Teilbänder mit dem ersten
Formantbereich als Basisbandsignal das ursprüngliche Gesprächssignal ergibt
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Übertragungssystem der eingangs erwähnten Art zu
schaffen, das eine wesentliche Verbesserung der Wiedergabequalität mit einem wenig kritischen und
übersichtlichen Aufbau verbindet und sich durchaus zur Ausbildung in digitalen Techniken und zur Integration
in einem Halbleiterkörper eignet.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß sowohl die Bandkompressionsanordnung wie auch
die Bandexpansionsanordnung einen Eingangskreis enthält, der mit einem an den Basisbandkanal angeschlossenen
Komponentengenerator zur Erzeugung von Frequenzkomponenten in den Teilbändern des
oberhalb des Basisbandes liegenden Gesprächsfrequenzbereiches versehen ist, daß die beiden Anordnungen
einen Frequenzanalysator enthalten mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter
mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien,
wobei die Bandkompressionsanordnung außer der Reihe paralleler Bandkompressorkanäle auch
eine Reihe paralleler Bezugskanäle enthält und in wenigstens einer dieser Kanalreihen der genannte
Frequenzanalysator mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter aufgenommen ist, daß in
der Bandkompressionsanordnung in jedem Bandkompressorkanal außerdem ein Komparator sowie ein
Begrenzerkreis vorgesehen ist, um einen konstanten Amplitudenwert der im Komponentengenerator erzeugten
Frequenzkomponenten am Eingang des Komparators zu erhalten, der über einen Bezugskanal durch
Frequenzkomponenten in dem selben Teilband des ursprünglichen Gesprächssignals als Bezugssignal zur
Erzeugung von für das betreffende Teilband kennzeichnenden Phasen- und Amplitudendaten gesteuert wird,
während in der Bandexpansionsanordnung der genannte Frequenzanalysator mit pro Teilband einem ersten
und einem zweiten Teilbandfilter in die Reihe paralleler
Bandexpanderkanäle aufgenommen ist und in den jeweiligen Bandexpanderkanälen zugleich ein Modulationskreis
sowie ein Begrenzerkreis vorgesehen ist, um einen konstanten Amplitudenwert der im Komponentengenerator
erzeugten Frequenzkomponenten am Eingang des Modulationskreises zu erhalten, der von
den zum betrefferden Teilband gehörenden kennzeichnenden Phasen- und Amplitudendaten gesteuert wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden ι ο
näher beschrieben. Es zeigen
F i g. 1 und F i g. 2 eine Ausführuiigsform eines Senders und eines Empfängers in einem erfindungsgemäßen
Übertragungssystem,
F i g. 3 und F i g. 4 eine Abwandlung des in F i g. 1 und F i g. 2 dargestellten Senders und Empfängers.
F i g. 5 bis 8 Einzelheiten einiger Elemente, die in dem
Übertragungssystem nach F i g. 3 und F i g. 4 verwendet werden können,
F i g. 9 eine im Ausbau vereinfachte Ausführungsform >u
eines Senders in einem Übertragungssystem nach der Erfindung.
Der in F i g. 1 und F i g. 2 dargestellte Sender und Empfänger bildet einen Teil eines Übertragungssystems,
das zur Übertragung von Gesprächssignalen mit Hilfe von Pulskodemodulation eingerichtet ist.
Bei dem in F i g. 1 dargestellten Sender werden die einem Mikrophon 1 entnommenen Gesprächssignale im
Frequenzband von 300-3200 Hz nach Verstärkung in einem Verstärker 2 einer Bandkompressionsanordnung
3 zugeführt, die mit einem Basisbandkanal 4 für ein in einem niedrigeren Gesprächsfrequenzband liegendes
Basisbandsignal versehen ist, das in der wiedergegebenen Ausführungsform durch den ersten Formantbereich
von 300-800Hz gebildet wird. Zugleich ist die is
Bandkompressionsanordnung 3 mit einer Reihe paralleler Bandkompressorkanäle 5 für Bandkompression
aufeinanderfolgender Teilbänder der Gesprächssignale in dem oberhalb des Basisbandes liegenden Frequenzbereich
von 800 - 3200 Hz versehen, wobei in der Figur -to nur einer der parallelen Bandkompressorkanäle detailliert
dargestellt ist, da diese Kanäle alle denselben Aufbau haben.
Der Basisbandkanal 4 ist mit einem den ersten Formantbereich durchlassenden Eingangsfilter 6 mit
einem Durchlaßband von 300-800Hz und einem darauffolgenden Verstärker 7 versehen, während sein
Ausgang sowie die Ausgänge der Bandkompressorkanäle 5 an einem Zeitmultiplexverteiler 8 mit einem
darauffolgenden Pulskodemodulator 9 angeschlossen sind. Am Ausgang des Pulskodemodulators 9 entsteht
auf diese Weise eine die zu übertragenden Gesprächssignale kennzeichnende Impulsreihe, die nach Verstärkung
in einem Endverstärker 10 mit einem geeignet bemessenen Ausgangsfilter über eine Übertragungsstrecke
11 übertragen wird.
In dem mit dem wiedergegebenen Sender zusammenarbeitenden Empfänger in Fig.2 wird die über die
Übertragungsstrecke 11 übertragene Impulsreihe nach Impulsregeneration in einem Impulsregenerator 12 und &o
einer darauffolgenden Demodulation in einem Pulskodedemodulator 13 einem Zeitmultiplexverteiler 14
zugeführt, der zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale an eine Bandexpansionsanordnung 15
angeschlossen ist Ebenso wie die Bandkompressionsan-Ordnung 3 ist die Bandexpansionsanordnung 15 mit
einem Basisbandkanal 16 mit einem das Basisbandsignal von 300—800 Hz durchlassenden Eingangsfilter 17 und
einem darauffolgenden Verstärker 18 sowie mit einer der Reihe Bandkompressorkanäle 5 entsprechenden
Reihen-Bandexpanderkanäle 19 versehen, wobei die Ausgänge des Basisbandkanals 16 und der Bandexpanderkanäle
19 an einen Summierkreis 20 angeschlossen sind.
Dem Summierkreis 20 werden die rückgewonnenen ursprünglichen Gesprächssignale im Band von
300 - 3200 Hz entnommen, die über einen Verstärker 21 einer Wiedergabeanordnung 22 zugeführt werden.
Nach der Erfindung wird eine wesentliche Verbesserung der Wiedergabequalität dadurch erhalten, daß im
Sender nach F i g. 1 die Bandkompressionsanordnung 3 einen Eingangskreis enthält, der mit einem an den
Basisbandkanal 4 angeschlossenen Komponentengenerator 23 zur Erzeugung von Frequenzkomponenten in
den Teilbändern des oberhalb des Basisbandes von 300 —800Hz liegenden Gesprächsfrequenzbereiches
von 800-3200Hz versehen ist und weiter einen Frequenzanalysator 24 mit pro Teilband einem ersten
Teilbandfilter 25 und einem zweiten Teilbandfilter 26 mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit
untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien enthält, wobei die Bandkompressionsanordnung
3 zusammen mit der Reihe paralleler Bandkompressorkanäle 5 zugleich eine Reihe paralleler Bezugskanäle 32 enthält und in wenigstens einer dieser
Kanalreihen 5, 32 der obengenannte Frequenzanalysator 24 mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten
Teilbandfilter 25 bzw. 26 aufgenommen ist. In dieser Bandkompressionsanordnung 3 ist in den jeweiligen
Bandkompressorkanälen 5 zugleich ein Komparator 31 sowie ein Begrenzerkreis 29, 30 angeordnet, um einen
konstanten Amplitudenwert der im Komponentengenerator 23 erzeugten Frequenzkomponenten am Eingang
des Komparators 31 zu erhalten, der über einen Bezugskanal 32 von Frequenzkomponenten in demselben
Teilband des ursprünglichen Gesprächssignals als Bezugssignal gesteuert wird, und zwar zur Erzeugung
von für das betreffende Teilband kennzeichnenden Phasen- und Amplitudenwerten.
In der dargestellten Ausführungsform ist der Frequenzanalysator 24 in die Reihe paralleler Bandkompressorkanäle
5 aufgenommen, und die Teilbandfilter 25,26 mit Ausgängen 27,28 sind über je einen einzelnen
Begrenzer 29, 30 mit dem Komparator 31 verbunden, während der Komponentengenerator 23 als Signalverzerrer
mit einem darin aufgenommenen Kreis ausgebildet ist Der Frequenzanalysator 24 wird in F i g. 1 durch
einen Verzögerungskreis 33 und eine Anzahl Gewichtungsnetzwerke 34... 35; 36... 37 gebildet, deren eines
Ende mit Punkten verschiedener Verzögerungszeit im Verzögerungskreis 33 verbunden ist und deren anderes
Ende mit einem Summierkreis 38; 39 verbunden ist, der an einen der Ausgänge 27,28 angeschlossen ist
Mit dem beschriebenen Frequenzanalysator 24 kann bei geeigneter Bemessung der Übertragungsfaktoren
der Gewichtungsnetzwerke 34 ... 35; 36 ... 37 die Aufteilung des Gesprächsfrequenzbereiches von
800—3200Hz in aufeinanderfolgende Teilbänder entsprechend
einer gewünschten Amplitude-Frequenzkennlinie und Phase-FrequenzkennÜnie auf überraschend
einfache Weise und mit großer gegenseitigen Freiheit verwirklicht werden, wie nun auf mathematisehe
Weise erläutert wird. Wenn die Anzahl Verzögerungselemente
des Verzögerungskreises 33 dem Wert TM entspricht, und wenn jedes Element eine Verzögerungszeit
s aufweist und wenn in einem bestimmten
Teilbandfilter, beispielsweise dem Teilbandfilter 25, die Gewichtungsnetzwerke 34 ... 35 ausgehend von den
Enden des Verzögerungskreises 33 paarweise einander entsprechend gewählt sind, so daß ihre Übertragungskoeffizienten Cp der nachfolgenden Gleichung entsprechen
C-p = Cpm\\.p= 1,2,... M,
= (!/£>)■ j v'o('") cos(p«is)d»
tungsnetzwerke 36... 37 paarweise in der Größe gleich,
aber im Vorzeichen einander entgegengesetzt, während der Übertragungskoeffizient des mittleren Gewichtungsnetzwerkes & gleich Null ist, so daß die
Übertragungskoeffizienten Sp der Gewichtungsnetzwerke der nachfolgenden Beziehung entsprechen:
wird eine Übertragungsfunktion erhalten, deren Ampli- ι ο
tude-Frequenzkennlinie die Form φ(ω) hat:
M
ψ(η) = C0 + Σ 2Cp COS (p (ns)
ψ(η) = C0 + Σ 2Cp COS (p (ns)
und die Phase-Frequenzkennlinie Φ (ω) einen genau
linearen Verlauf hat entsprechend
Φ (ω) = —M(os.
Die Amplitude-Frequenzkennlinie bietet auf diese Weise eine in M Cosinusglieder entwickelte Fourier-Reihe, deren Periodizität Ω durch die untenstehende
Gleichung gegeben ist:
Ω = 2 π/s.
Wenn eine bestimmte Amplitude-Frequenzkennlinie ψο (ω) verwirklicht werden muß, können die Koeffizienten Cp in der Fourier-Reihe mit Hilfe der untenstehenden Beziehung bestimmt werden:
Negative Koeffizienten Cp in der Fourier-Reihe
können dadurch verwirklicht werden, daß in Reihe mit den Gewichtungsnetzwerken eine Polaritätsumkehrstufe aufgenommen wird.
Die Form der Amplitude-Frequenzkennlinie ist damit völlig bestimmt, aber das periodische Verhalten der
Fourier-Reihe hat zur Folge, daß die gewünschte Amplitude-Frequenzkennlinie sich mit einer Periodizität Ω = 2 π/s wiederholt also bei ausreichend geringen
Werten der Verzögerungszeit s kann der Frequenzabstand zwischen dem gewünschten und dem nächstfolgenden zusätzlichen Durchlaßbereich groß genug
gemacht werden, um die zusätzlichen Durchlaßbereiche mit einem einfachen Unterdrückungsfilter zu unterdrükken, ohne dabei die Amplitude-Frequenzkennlinie und
die lineare Phase-Frequenzkennlinie im gewünschten Durchlaßbereich auf spürbare Weise zu beeinflussen.
Dazu kann beispielsweise in die Summierkreise 38, 39 ein einfaches Unterdrückungsfilter in Form eines
ÄC-Tiefpaßfilters aufgenommen werden.
Obschon andere Bemessungsvorschriften möglich sind, hat es sich bei der beschriebenen Ausführung des
Teilbandfilters 25 als vorteilhaft erwiesen, die Übertragungskennlinie des zugehörenden Teilbandfilters 26 mit
derselben Amplitude-Frequenzkennlinie, aber mit einer phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinie, vorzugsweise mit einer Phasenverschiebung π/2, durch eine
Reihe von M Sinusgliedern anzunähern. Die Übertra gungskoeffizienten der Gewichtungsnetzwerke 36
37 sind dabei zur Unterscheidung durch Sp bezeichnet
Ausgehend von den Enden des Verzögerungskreises 33 sind die Übertragungskoeffizienten Sp der Gewich-
5o
55
60
65
S_p = -Sp mit ρ = 1,2, ... M
S0 = 0.
r>
V1O") = Σ
ρ = ι
sin (p<„s)
2(1
Aus den obenstehenden Formeln geht hervor, daß das
Teilbandfilter 26 ebenso wie das Teilbandfilter 25 eine lineare Phase-Frequenzkennlinie aufweist, die jedoch im
Vergleich zu der des Teilbandfilters 25 eine konstante Phasenverschiebung entsprechend π/2 aufweist, während die Amplitude-Frequenzkennlinien der Teilbandfilter 25,26 durch geeignete Bemessung der Koeffizienten
Sp in der Fourier-Reihe einander gleich gemacht werden
können. Die Koeffizienten können mit Hilfe der untenstehenden Beziehung bestimmt werden:
Sp =
(I/Ω)
ti
j v>o(<
) sin(pr.is)d<
35
Über die Begrenzer 29, 30 sind die Teilbandfilter 25,
26 an den Komparator angeschlossen, der aus Modulatoren 40,41 und darauffolgenden Tiefpaßfiltern
42, 43 mit Grenzfrequenzen von beispielsweise 20 Hz zusammengesetzt ist Dabei wird den beiden Modulatoren 40,41 zugleich der von den Frequenzkomponenten
in dem selben Teilband des ursprünglichen Gesprächssignals gebildete Phasen- und Amplitudenbezugswert
über den betreffenden Bezugskanal 32 zugeführt In der Ausführungsform nach F i g. 1 ist in die Reihe Bezugskanäle 32 ebenfalls ein Frequenzanalysator 44 aufgenommen, der mittels eines Eingangsfilters 45 mit einem
Durchlaßband von 800-3200Hz an den Ausgang des Verstärkers 2 angeschlossen ist Der Frequenzanalysator 44 enthält eine der Anzahl Gesprächsteilbänder
entsprechende Anzahl Teilbandfilter 46 und wird auf dieselbe Art und Weise wie der bereits beschriebene
Frequenzanalysator 24 aus einem Verzögerungskreis 47, einer Anzahl Gewichtungsnetzwerke 48 .... 49 und
einem Summierkreis 50 aufgebaut, wobei für die Gewichtungsnetrwerke 48 ... 49 mit Vorteil die
Bemessungsvorschrift des Teilbandfilters 25 verwendet wird.
Durch Vergleich der begrenzten Frequenzkomponenten der Teilbandfilter 25, 26 mit dem Phasen- und
Amplitudenbezugswert des Frequenzanalysators 44 in den Modulatoren 40, 41 und durch darauffolgende
Glättung in den Tiefpaßfiltern 42, 43 werden im Komparator 31 die zum Teilband des in F i g. 1
dargestellten Bandkompressorkanals 5 gehörende Phasen- und Amplitudendaten erhalten, die zusammen mit
den Phasen- und Amplitudendaten der übrigen in F i g. 1
nicht dargestellten Bandkompressorkanäle und dem Basisbandsignal zur weiteren Übertragung dem Zeitmultiplexverteiler
8 zugeführt wird.
Im beschriebenen Sender wird der erste Formantbereich
des Gesprächssignals im Band 300—800Hz als Basisbandsignal einerseits dem Basisbandsignal 4 über
den Verstärker 7 zugeführt und andererseits dem als Signalverzerrer ausgebildeten Komponentengenerator
23, wobei zu jedem Augenblick durch Signalverzerrung aus dem Basisbandsignal von 300 — 800 Hz auf künstliche
Weise die Gesprächsfrequenzkomponenten im Band von 800-3200Hz gewonnen werden, die bei
geeigneter Bemessung des Frequenzanalysators 24 in den jeweiligen Teilbandfiltern 25, 26 einzeln selektiert
werden. Die aufeinanderfolgenden Durchlaßbänder der Teilbandfüter 25,26 sind dazu beispielsweise gleich den
Werten 800-880Hz, 880-960Hz, 960-1040Hz,
1040-1120 Hz,... gewählt. Durch Signalverzerrung im Signalverzerrer 23 wird nun zu jedem Augenblick das
Frequenzspektrum der Gesprächssignale im Band von 800 — 3200 Hz in guter Annäherung erzeugt. Die in den
Teilbandfiltern 25, 26 selektierten Frequenzkomponenten werden dann, nachdem sie in den Begrenzern 29,30
auf eine konstante Amplitude gebracht sind, in den Modulatoren 40, 41 mit zugehörenden Ausgangsfiltern
42,43 des !Comparators 31 in Amplitude und Phase mit
den tatsächlichen Frequenzkomponenten des im Band von 800-3200Hz liegenden Gesprächssignals verglichen,
welches Signal über das Eingangsfilter 45 dem Frequenzanalysator 44 zugeführt wird. An den Frequenzanalysator
brauchen dabei keine besonderen Anforderungen gestellt zu werden, da ja unabhängig
von der Amplitude-Frequenzkennlinie der Teilbandfüter 25,26 die selektierten Frequenzkomponenten durch
die Begrenzer 29, 30 auf eine konstante Amplitude gebracht werden.
Die jeweiligen Frequenzkomponenten in den Bandkompressorkanälen 5 werden nicht nur durch ein
Amplitude- und ein Frequenzdatum gekennzeichnet, sondern auch in deutlichem Unterschied zu dem
obenstehend erwähnten Übertragungssystem durch ein zusätzliches Phasendatum, das eine genauere Rückgewinnung
der jeweiligen Frequenzkomponenten ermöglicht und dadurch zu einer wesentlichen Verbesserung
der Wiedergabequalität führt Überraschenderweise geht diese Verbesserung der Wiedergabequalität durch
das zusätzliche Phasendatum nicht mit verwickelterer Apparatur einher, sondern im Gegenteil mit einem
einfachen und außerdem übersichtlichen Aufbau der Bandkompressorkanäle 5 zur Erzeugung der Phasen-
und Amplitudendaten, wie nun mathematisch erläutert werden wird.
Dazu wird da? Teilband k des Gesprächssignals
betrachtet Wenn vorausgesetzt wird, daß zu einem bestimmten Zeitpunkt vom Teilbandfilter 46 des
Frequenzanalysators 44 eine Frequenzkomponente des ursprünglichen Gesprächssignals selektiert wird, die
durch bk cos ω it dargestellt werden kann, wobei bk die
Amplitude und ω* die augenblickliche Kreisfrequenz ist
und wenn weiter vorausgesetzt wird, daß die im Signalverzerrer 23 erzeugte entsprechende Frequenzkomponente
einen Phasenfehler Φ* hat, so werden nach Frequenzselektion in den Teilbandfiltern 25, 26 und
nach Begrenzung auf eine konstante Amplitude in den Begrenzern 29,30 an den Ausgängen der Begrenzer 29,
30 außer höheren Harmonischen die Signale cos (ω*ί+ Φι) und sin (ta*f + Φ*) erhalten werden. Der
Einfachheit halber ist dabei vorausgesetzt worden, daß die Begrenzung auf Einheitsamplitude stattgefunden
hat.
Durch Modulation entstehen dann am Ausgang der beiden Modulatoren 40,41 die nachfolgenden Signale:
' bk cos Wkt cos (ω*ί + Φ*)
bk cos ω*ί sin (ω*ί + Φ*),
bk cos ω*ί sin (ω*ί + Φ*),
woraus durch Glättung mit Hilfe der Tiefpaßfilter 42,43
die Amplituden- und Phasendaten in Form von
κι bk cos Φ k und bk sin Φ * erhalten werden, die dem
Zeitmultiplexverteiler 8 zur Übertragung mit Hilfe von Pulskodemodulation über die Übertragungsstrecke 11
zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale im Empfänger zugeführt werden. Gerade die
ι -, Verwendung der Amplituden- und Phasendaten in Form
von bk cos Φ* und bk sin Φk führt zu dem besonders
einfachen und wenig kritischen Aufbau der beschriebenen Bandkompressionsanordnung 3. Dasselbe gilt auch
für die Bandexpansionsanordnung 15 an der Empfangsseite, wie noch an Hand des zusammenarbeitenden
Empfängers in F i g. 2 näher erläutert wird.
Im Vergleich zur Übertragung von Gesprächssignalen im Band von 300 — 3200 Hz ohne Bandkompression
mit Hilfe von Pulskodemodulation, wozu 60 kbit/s benutzt wird, ist im vorliegenden Übertragungssystem
durch Anwendung der beschriebenen Bandkompressionsanordnung 3 nur noch 10 kbit/s notwendig, was
einem Bandkompressionsfaktor 6 entspricht. Außer den bereits erwähnten Vorteilen einer hervorragenden
to Wiedergabequalität und eines einfachen, wenig kritischen und übersichtlichen Aufbaus weist die beschriebene
Anordnung außerdem noch den Vorteil auf, daß sie sich durchaus zur Ausbildung in digitalen Techniken und
folglich zur Integration in einem Halbleiterkörper
j5 eignet
Es sei darauf hingewiesen, daß statt der Ausbildung nach F i g. 1, in der pro Teilband im Frequenzanalysator
24 zwei Teilbandfüter 25, 26 mit untereinander verschobenen Phase-Frequenzkennlinien und im Frequenzanaiysator
44 nur ein einziges Teilbandfilter 46 verwendet werden, ebenfalls eine Ausbildung möglich
ist in der zum Erhalten der Amplituden- und Phasendaten bk cos Φ* und bt sin Φ* der Frequenzanalysator
24 pro Teilband mit nur einem Teilbandfilter und der Frequenzanalysator 44 mit zwei Teilbandfiltern mit
untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien versehen ist
Im Empfänger nach F i g. 2 werden die mit Hilfe von Pulskodemodulation über die Übertragungsstrecke 11
so übertragenen Daten aus der Bandkompressionsanordnung 3 nach F i g. 1 nach Pulslagedemodulation im
Pulskodedemodulator 13 zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale in der Bandexpansionsanordnung
15 an den Ausgängen des Zeitmultiplexteilers 14 verfügbar, insbesondere als Basisbandsignal
für den Basisbandkanal 16 der erste Formantbereich von 300-800Hz und an Leitungen 51, 52 die
Phasen und Amplituden bk cos Φk und bk sin Φ* des
Bandkompressorkanals 5 für das Teilband k.
bo Nach der Erfindung enthält die Bandexpansionsanordnung
15 in F i g. 2 einen Eingangskreis, der mit einem an den Basisbandkanal 16 angeschlossenen Komponentengenerator
53 zur Erzeugung von Frequenzkomponenten in Teilbändern des oberhalb des Basisbandes von
300—800Hz liegenden Gesprächsfrequenzbereiches
von 800—3200 Hz versehen ist und weiter einen Frequenzanalysator 54 mit pro Teilband einem ersten
Teflbandfilter 56 und einem zweiten Teilbandfilter 57
mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien, welcher Frequenzanalysator 54 in Reihe
paralleler Bandexpanderkanäle 19 aufgenommen ist, während in den jeweiligen Bandexpanderkanälen 19
zugleich ein Modulationskreis 55 vorgesehen ist sowie ein Begrenzerkreis 60, 61, um einen konstanten
Amplitudenwert der im Komponentengenerator 53 erzeugten Frequenzkomponenten am Eingang des
Modulationskreises 55 zu erhalten, der durch die zum betreffenden Teilband gehörenden kennzeichnenden
Phasen- und Amplitudendaten der Leitungen 51, 52 gesteuert wird.
Ebenso wie in der Bandkompressionsanordnung 3 nach F i g. 1 wird der Komponentengenerator 53 durch
einen Signalverzerrer gebildet, und die Ausgänge 58,59 der Teilbandfilter 56, 57 sind mit je einem einzelnen
Begrenzer 60, 61 verbunden, die hier jedoch an den Modulationskreis 55 angeschlossen sind, der aus
Modulatoren 62, 63 zusammengestellt ist, deren Ausgänge an einen Summierkreis 64 angeschlossen
sind; gegebenenfalls kann hinter dem Summierkreis 64 noch ein einfaches Ausgangsfilter 65 aufgenommen
werden. Genauso wie der Frequenzanalysator 24 an der Sendeseite ist der Frequenzanalysator 54 aus einem
Verzögerungskreis 66, einer Anzahl Gewichtungsnetzwerke 67 ... 68; 69 ... 70 und Summierkreisen 71, 72
aufgebaut, während auch die Bemessung der Teilbandfilter 56, 57 der der Teilbandfilter 25, 26 entsprechend
gewählt ist.
Zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale wird auch hier von der künstlichen Erzeugung
der Gesprächsfrequenzkomponenten im Band von 800-3200Hz durch Verzerrung des Basisbandsignals
im Band von 300-800Hz im Signalverzerrer 53 ausgegangen. Durch eine Selektion in den Teilbandfiltern 56,57 und eine Begrenzung in den Begrenzern 60,
61 werden auf diese Weise die Frequenzkomponenten für die jeweiligen Bandexpanderkanäle 19 erhalten,
woraus durch Modulation in den Modulationskreisen 55 mit den Amplituden- und Phasendaten bk cos Φ* und
bk sin Φί der Leitungen 51, 52 die Teilbänder der
ursprünglichen Gesprächssignale zurückgewonnen werden, die im Summierkreis 20 kombiniert werden, der
über den Verstärker 21 an die Wiedergabeanordnung 22 angeschlossen ist An der Wiedergabeanordnung 22
entstehen Gesprächssignale einer hervorragenden Wiedergabequalität, da die im Signalverzerrer 53
bereits in guter Annäherung erzeugten Frequenzkomponenten durch die beschriebenen Bandexpanderkanäle
19 bei der richtigen Frequenzlage außerdem auch bezüglich der Phase und Amplitude genau mit dem
ursprünglichen Gesprächsfrequenzspektrum in Übereinstimmung gebracht werden, wie nun mathematisch
erläutert wird.
Weil in den Bandkompressorkanälen 5 und in den Bandexpanderkanälen 19 dieselben Signalbearbeitungskreise vorgesehen sind, die durch einen Signalverzerrer
23; 53, Teilbandfilter 25,26; 56,57; Begrenzer 29,30; 60,
61 gebildet werden, wird zu dem dem betrachteten Sendezeitpunkt entsprechenden Empfangszeitpunkt
den Begrenzern 60,61 im Bandexpanderkanal 19 für das Teilband k auch dasselbe Ausgangssignal entnommen
werden, das obenstehend in Formelform durch cos {tukt + Φ*) und sin (ω*ί + Φ*) dargestellt wurde.
Gleichzeitig werden die dazu gehörenden Amplituden- und Phasendaten bk cos Φk und bk sin Φ* über die
Leitungen 51, 52 den Modulatoren 62, 63 im
betreffenden Bandexpanderkanal 19 angeboten. Auf
diese Weise wird am Ausgang des Summierkreises 64 im Modulationskreis 55 ein Signal s(t) mit der nachfolgenden Form erhalten:
s(t) = bk cos<I>k
+ bk sin <Pk sin («it t + <f>t),
κι die sich zu der nachfolgenden Gleichung vereinfachen
läßt:
s(i) = bk cos(n4f.
ι -, Bezüglich Frequenz, Phase und Amplitude ist dieses
Signal s(t) also genau in Übereinstimmung mit dem der betreffenden Spektrumkomponente im ursprünglichen
Gesprächssignal, was also eine nahezu einwandfreie Wiedergabequalität gewährleistet
Außer Einfachheit und Übersichtlichkeit im Aufbau fällt das große Ausmaß an Übereinstimmung zwischen
den Bandkompressorkanälen 5 und den Bandexpanderkanälen 19 auf: alle Elemente der Bandexpanderkanäle
19 mit Ausnahme des Summierkreises 64 und gegebe
nenfalls des einfachen Ausgangsfilters 65 sind nämlich
bereits in den Bandkompressorkanälen 5 an der Sendeseite vorhanden, was fertigungstechnisch von sehr
großem Vorteil ist, da das beschriebene Übertragungssystem mit einem Minimum an unterschiedlichen
«ι Elementen verwirklichbar ist Außerdem eignet sich das
beschriebene Übertragungssystem ohne weiteres zur Ausbildung in digitalen Techniken zur Integration in
einem Halbleiterkörper. Insbesondere können die im beschriebenen Übertragungssystem verwendeten Fre-
ji quenzanalysatoren 24, 44, 54 außer in analogen
Techniken mit einem analogen Verzögerungskreis, der beispielsweise aus Induktivitäten und Kondensatoren
zusammengestellt ist, oder aus Kondensatorschieberegisterzellen, auch in digitalen Techniken ausgebildet
werden, beispielsweise auf die Art und Weise, die bereits
in der britischen Patentschrift 1168154 beschrieben
wurde, während auch die verwendeten Modulatoren 40, 41; 62, 63 durch die vorhergehenden Begrenzer 29, 30;
60, 61 sich für digitale Ausbildung besonders eignen.
praktischen Ausbildung die Begrenzer 29,30; 60,61 mit
den Modulatoren 40, 41; 62, 63 zusammengebaut
werden können.
Übertragungssystems ist in Fig.3 und in Fig.4
dargestellt welches System von dem aus F i g. 1 und F i g. 2 darin abweicht daß statt des ersten Fonnantbereiches als Basisbandsignal die Grundtonfrequenz
übertragen wird. Entsprechende Elemente sind in F i g. 1
bis 4 mit denselben Bezugszeichen angegeben.
Bei dem in F i g. 3 dargestellten Sender werden dazu die Gesprächssignale im Band von 300—3200 Hz nach
Verstärkung im Verstärker 2 einem Grundtondetektor 73 zugeführt der ein sinusförmiges Ausgangssignal der
bO Grundtonfrequenz im Band von 80—250 Hz liefert Der
Grundtondetektor 73 ist an den Verstärker 7 des Basisbandkanals 4 angeschlossen und zugleich an den
durch einen Grundtonimpulsgenerator gebildeten Komponentengenerator 74, der im Rhythmus des
e>5 Grundtons im ursprünglichen Gesprächssignal ein
impulsförmiges Ausgangssignal der durch die Kurve 75 dargestellten Form mit einer Wiederholungsfrequenz
zwischen 80 - 250 Hz liefert
Ebenso wie beim Sender in F i g. 1 wird vom
Komponentengenerator 74 in Form des Gnindtonimpulsgenerators künstlich das Frequenzspektrum des
ursprünglichen Gesprechssignals in guter Annäherung erzeugt. Nach Frequenzselektion in den beiden
Teilbandfiltern 25, 26 des Frequenzanalysator 24 werden die Frequenzkomponenten in den Bandkompressorkanälen 5 zur Erzeugung der Phasen- und
Amplitudendaten der Form bt cos Φ* und bk sin Φ* am
Ausgang der Tiefpaßfilter 42, 43 im Komparator 31 verarbeitet
In der Ausbildung weicht diese Bandkompressionsanordnung 3 jedoch darin von der nach F i g. 1 ab, daß der
konstante Amplitudenwert der im Frequenzanalysator 24 gebildeten Frequenzkomponenten am Eingang des
!Comparators 31 hier nicht dadurch bewirkt wird, daß
einzelne Begrenzer 29,30 in den jeweiligen Bandkompressorkanälen 5 aufgenommen werden, sondern
dadurch, daß in den als Grundtonimpulsgenerator ausgebildeten Komponentengenerator 74 ein Begrenzer aufgenommen wird, jr alle Frequenzkomponenten
für die jeweiligen Teiibänder auf einen konstanten Amplitudenwert bringt, so daß hier ein allen Bandkompressorkanälen gemeinsamer Begrenzer ausreicht Auf
völlig entsprechende Weise wie in F i g. 1 werden auch hier im Komparator 31 durch Phasen- und Amplitudenvergleich der auf einen konstanten Amplitudenwert
gebrachten, im Frequenzanalysator 24 selektierten Frequenzkomponenten mit den entsprechenden Frequenzkomponenten des ursprünglichen Gesprächssignals, die in den Teilbandfiltern 46 des Frequenzanalysator 44 selektiert sind, die genannten Phasen- und
Amplitudendaten mit der Form 6* cos Φ* und bk sin Φ*
den jeweiligen Bandkompressorkanälen 5 entnommen und zusammen mit dem Basisbandsignal über den
Zeitmultiplexverteiler 8, den Pulskodemodulator 9 und
den Verstärker 10 zum zusammenarbeitenden Empfänger in Fig.4 übertragen. Im Vergleich zum Übertragungssystem nach Fig. 1 und Fig.2 wird mit dem
vorliegenden Übertragungssystem ein größerer Bandkompressionsfaktor erhalten, da statt naturgetreuer
Übertragung der Gesprächssignale im ersten Formantbereich von 300-800 Hz diese Gesprächssignale hier
ebenfalls mit Bandkompression übertragen werden, weil
die Bandbreite für das Basisbandsignal nur 170 Hz zu betragen braucht
Vollstandigkeitshalber sind in Fig.5 und Fig.6
einfache Ausführungsformen des Grundtondetektors 73 und eines Grundtonimpulsgenerators dargestellt, die in
F i g. 3 verwendbar sind.
Bei dem in F i g. 5 dargestellten Grundtondetektor 73 werden die einem Filter 76 entnommenen Gesprächsfrequenzen im Band von 300—800Hz einem Amplitudendetektor 77 zugeführt, dem ein Ausgangsfilter 78 mit
einem Durchlaßband von 80-250 Hz folgt, wobei dem Ausgangsfilter 78 ein sinusförmiges Ausgangssignal mit
der Grundtonfrequenz entnommen wird, das über eine Leitung 84 dem in Fig.6 dargestellten Grundtonimpulsgenerator 74 zugeführt wird.
Der in F i g. 6 dargestellte Grundtonimpulsgenerator 74 enthält einen an die Leitung 84 angeschlossenen
Begrenzer 85, dem ein differenzierendes Netzwerk 86, das das durch Begrenzung erhaltene rechteckförmige
Signal in eine Reihe abwechselnd positiver und negativer Impulse umwandelt, sowie ein Schwellenkreis
87 folgt, der beispielsweise die negativen Impulse unterdrückt. Am Ausgang des Schwellenkreises 87
entsteht auf diese Weise eine Reihe positiver Impulse
mit der Grundtonfrequenz und mit der durch die Kurve
75 dargestellten Form, die zur Weiterverarbeitung dem Frequenzanalysator 24 zugeführt werden.
Außer dem in Fig.5 und Fig.6 dargesteUten
Grundtondetektor 73 und Grundionimpulsgenerator 74 können auch Grundtondetektoren und Grundtonimpulsgeneratoren anderen Typs im Übertragungssystem
nach Fig.3 und Fig.4 verwendet werden. So kann
beispielsweise auch ein Grundtonimpulsgenerator ver-
iü wendet werden, der sägezahnförmige Ausgangsimpulse
liefert, während als Begrenzer 85 in F i g. 6 eine bistabile oder monostabile Kippstufe benutzt werden kann.
In dem mit dem Sender in F i g. 3 zusammenarbeitenden Empfänger in Fig.4 wird die eintreffende
Impulsreihe nach Impulsregeneration im Impulsregenerator 12 und nach Demodulation im Pulskodemodulator
13 dem Zeitmultiplexverteiler 14 zugeführt, der zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale
an die Bandexpansionsanordnung 15 angeschlossen ist,
die mit parallelgeschaiteten Bandexpanderkanälen 19
und mit einem Basisbandkanai 16 versehen ist, an den ein vom übertragenen Ausgangssignal des Grundtondetektors 73 gesteuerter Komponentengenerator in Form
eines Grundtonimpulsgenerators 89 angeschlossen ist
Ebenso wie bei dem in F i g. 1 und F i g. 2 beschriebenen Übertragungssystem wird eine genaue Frequenz-
und Phasensynchronisation zwischen den Frequenzkomponenten in den Ausgangssignalen des Komponentengenerators 74 in der Bandkompressionsanordnung 3
und denen in den Ausgangssignalen des Komponentengenerators 89 in der Bandexpansionsanordnung 15 mit
Hilfe des durch die Basisbandkanäle 4, 16 gebildeter Synchronisationskreises bewirkt Das Ausgangssignal
des Komponentengenerators 89 wird auf dieselbe Art
und Weise verarbeitet wie in der Bandexpansionsanordnung 15 nach F i g. 2. Insbesondere wird der Komponentengenerator 89 durch den Grundtonimpulsgeneratoi
gebildet, der an den Frequenzanalysator 54 angeschlossen ist und pro Teilband zwei Teilbandfilter 56, 5i
enthält, deren Ausgänge 58,59 mit den Modulatoren 62
63 im Modulationskreis 55 verbunden sind, die über die
Leitungen 51,52 durch die Phasen- und Amplitudenda
ten mit der Form bk cos Φι, und ft* sin Φ* gesteuer
werden. Am Ausgang des Modulationskreises 55 wire
dann die Gesprächskomponente bk cos cokt zurückge
wonnen, die, wie für F i g. 2 eingehend erläutert wurde bezüglich Frequenz, der Phase und der Amplitude dei
betreffenden Komponente im ursprünglichen Ge sprächssignal genau entspricht und die mit det
näle 19 im Summierkreis 20 kombiniert und über dei
wird.
pressorkanälen 5 und den Bandexpanderkanälen 1! stellt es sich heraus, daß das beschriebene Übertra
gungssystem ebenfalls in der Ausbildung nicht kritiscl ist. Insbesondere wird die gute Wirkung durch die Forn
des Ausgangssignals der Komponentengeneratoren 7<
und 89 kaum beeinflußt, wenn nur die erzeugtei
Frequenzspektren bezüglich der Frequenzen eine guti Annäherung an das Frequenzspektrum des ursprüngli
chen Gesprächssignals bilden, was zu einer größerei Freiheit des Entwurfes und letzten Endes zu eine
br) Vereinfachung der Apparatur führt. So kann beispiels
weise statt des sägezahnförmigen Ausgangssignals de üblichen Grundtongeneratoren in der beschriebene!
Ausführungsform zur Weiterverarbeitung die Impuls
reihe mit der Grundtonfrequenz, die der in F i g. 6 dargestellte Grundtonimpulsgenerator liefert, bereits
ausreichen.
Iü Vergleich zu F i g. 1 und F i g. 2 wird in dieser
Ausführungsform eine wesentliche Einsparung der Apparatur dadurch erhalte .ΐ, daß die einzelnen Begrenzer
in den jeweiligen Bandkompressorkanälen 18 hier durch einen allen Bandkompressorkanälen 5 und
Bandexpanderkanälen 19 gemeinsamen Begrenzer in den Grundtonimpulsgeneraioren 74, 89 ersetzt werden,
während weiter der Frequenzanalysator 44 in der Bandkompressionsanordnung 3 dadurch eingespart
werden kann, daß als Modulatoren 40, 41 reine Produktmodulatoren verwendet werden.
Auch mit dem obenstehend beschriebenen Übertragungssystem wird eine sehr gute Wiedergabequalität
erhalten, aber außerdem kann hier die Wiedergabequalität der Konsonanten verbessert werden, wie beispielsweise
die Geräusche der Buchstaben »s« und »f«, die hauptsächlich durch ein in den höheren Gesprächsbereichen
liegendes rauschartiges Frequenzspektrum gekennzeichnet sind.
Dazu enthalten die Bandkompressionsanordnung 3 in Fig.3 sowie die Bandexpansionsanordnung in Fig.4
einen Rauschgenerator 90,91, der mit einem Ausgangsfilter 92, 93 mit einem geeigneten Durchlaßband von
beispielsweise 300 —3200Hz versehen ist, sowie einen
diesem Generator folgenden elektronischen Schalter 94, 95, der einen von einem Schaltsignal gesteuerten
Umschalter 96,97 und zwei Kontakte enthält, die an den Grundtonimpulsgenerator 74,89 bzw. an das Ausgangsfilter
92, 93 des Rauschgenerators 90, 91 angeschlossen sind. Gegebenenfalls kann an den Ausgang des
Rauschgenerators 90, 91 noch ein Begrenzer zur Unterdrückung der Rauschspitzen angeschlossen werden.
Gemeinsam werden die Umschalter 96, 97 der beiden elektronischen Schalter 94, 95 von einem
Schaltsignal gesteuert, das von einem an den Verstärker 2 im Sender angeschlossenen Konsonantendetektor 98
herrührt, nämlich der elektronische Schalter 94 in der Bandkompressionsanordnung 3 über die Leitung 99 und
der elektronische Schalter 95 in der Bandexpansionsanordnung 15 über die Leitung 100, den Zeitmultiplexverteiler
8, den Zeitmultiplexverteiler 14 an der Empfangsseite und die Leitung 101. Außer einer Einsparung an
Apparatur führt die gemeinsame Steuerung von demselben Konsonantendetektor 98 zu einer genauen
Synchronisation der Umschaltzeitpunkte der elektronischen Schalter 94, 95 in der Bandkompressionsanordnung
3 und der Bandexpansionsanordnung 15.
Zur Erläuterung ist in Fig. 7 detailliert eine einfache
Ausbildung des Konsonantendetektors 98 in F i g. 3 dargestellt. Dieser Konsonantendetektor ist aus zwei
Parallelzweigen 102, 103 mit einem die niedrigeren Gesprächsfrequenzen von beispielsweise 300 —800Hz
durchlassenden Filter 104 und einem die höheren Gesprächsfrequenzen von beispielsweise 2000 bis
3200 Hz durchlassenden Filter 105 zusammengestellt, denen Gleichrichter 106, 107 und Tiefpaßfilter 108, 109
mit einer Grenzfrequenz von beispielsweise 20 Hz zur ι Erzeugung von mit dem Pegel der genannten Gesprächsfrequenzen
sich ändernder Ausgangssignalc folgen. Diese Signale liefern nach Verstärkung in einem
einstellbaren Verstärker 110, 111 in einem Amplitudenkomparator
112 ein Schaltsignal, von dem bcispielswei- ·
se die Polarität abhängig ist von der Tatsache, ob ein Vokal in Form von beispielsweise dem Laut der
Buchstaben »a« und »e«, oder en Konsonant in Form von beispielsweise dem Laut der Buchstaben »s« und
»f« auftritt. Bei geeigneter Einstellung der Verstärkung des Verstärkers 110, 111 wird nämlich erreicht, daß
abhängig von der Tatsache, ob ein Vokal oder ein
ί Konsonant auftritt, das Pegelsignal der niedrigeren
Gesprächsfrequenzen oder das der höheren Gesprächsfrequenzen im Amplitudenkomparator 112 überwiegen
wird.
Beim Auftreten eines Vokals wird dann der
Beim Auftreten eines Vokals wird dann der
• Umschalter 96, 97 der elektronischen Schalter 94, 95 in
der Bandkompreäsionsanordnung 3 und in der Bandexpansionsanordnung
15 vom Schaltsignal in den mit dem Grundtonpulsgenerator 74, 89 verbundenen Zustand
gebracht. Auf die bereits obenstehend erläuterte Art und Weise werden dann im Komparator 31 der
jeweiligen Bandkompressorkanäle die Phasen- und Amplitudendaten der jeweiligen Gesprächskomponenten
erzeugt, und mit Hilfe dieser Daten werden im Modulationskreis 55 der entsprechenden Bandexpanderkanäle
19 die jeweiligen Komponenten des ursprünglichen Gesprächssignals zurückgewonnen, die
über den Summierkreis 20 und den Verstärker 21 der Wiedergabeanordnung 22 zugeführt werden. Umgekehrt
wird beim Auftreten eines Konsonanten der Umschalter 96, 97 der elektronischen Schalter 94, 95
vom Schaltsignal des Konsonanten 98 in den mit den Rauschgeneratoren 90, 91 verbundenen Zustand gebracht
werden. Im Komparator 31 der jeweiligen Bandkompressorkanäle 5 werden dann die Rauschdaten
erzeugt, und im Modulationskreis 55 der jeweiligen Bandexpanderkanäle 19 wird mit Hilfe dieser Rauschdaten
genau die richtige Rauschdosierung für die Konsonantenwiedergabe bewirkt.
Auf diese einfache Weise wird eine ausgezeichnete Wiedergabe von Vokalen sowie Konsonanten gewährleistet.
Gegebenenfalls kann auch im Übertragungssystem nach Fig.] und F i g. 2 auf obenstehend
beschriebene Weise der Rauschcharakter bei der Konsonantenwiedergabe betont werden. In einer
Abwandlung des in Fig. 3 und Fig.4 dargestellten Übertragungssystems wird zu einer weiteren Bandbreitenverringerung
statt des Grundtondetektors 73 ein Grundtonfrequenzdetektor verwendet, wobei durch
Frequenzdetektion des Grundtones die genannte weitere Bandbreitenverringerung bewirkt werden kann.
Beansprucht beispielsweise der Grundton als Basisbandsignal noch das Band von 80-300Hz, so
beansprucht der in seiner Frequenz detektierte Grundton nur noch ein Band mit einer Breite von 20 Hz.
Zur Erläuterung ist in Fig.8 eine einfache Ausführungsform
eines Grundtonfrequenzdetektors dargestellt. Dieser enthält einen Grundtondetektor mit
ebenso wie in Fig. 5 einem Eingangsfilter 76, einem Amplitudendetektor 77, und einem Ausgangsfilter 78
sowie einem darauffolgenden Frequenzdetektor 79, wobei der detektierte Grundton zur Frequenzdetektion
auf die Art und Weise wie in Fig.6 erläutert wird, der
Kaskadenschaltung eines Begrenzers 85, eines differenzierenden Netzwerkes 86 und eines Schwellenkreises 87
zugeführt wird. Ebenso wie in Fig.6 entsteht dann am
Ausgang des Schwellenkreises 87 eine Reihe von Impulsen mit der Grundtonfrequenz und mit einer
beispielsweise positiven Polarität. Dadurch, daß diese Impulsreihe in einem Tiefpaßfilter 83 mit einer
Grenzfrequenz von beispielsweise 20 Hz geglättet wird, wird ein mit der Grundtonfrequenz sich änderndes
Ausgangssignal erhalten, das dem Grundtonimpulsgenerator in der Bandkompressionsanordnung 3 und
über den Basisbandkanal 4 dem Grundtonimpulsgenerator in der Bandexpansionsanordnung 15 zugeführt wird.
Der zum Grundtonfrequenzdetektor in F i g. 8 gehörende Grundtonimpulsgenerator weicht darin vom
Grundtonimpulsgenerator in F i g. 6 ab, daß statt eines Begrenzers 85 ein astabiler Kippschwingungsgenerator
vom Multivibratortyp mit einer Eigenfrequenz von 165 Hz verwendet wird, der in seiner Frequenz vom
Ausgangssignal des Grundtonfrequenzdetektors in Fig.8 gesteuert wird Am Ausgang des Kippschwingungsgenerators
entsteht auf diese Weise ein mit der Grundtonfrequenz sich änderndes Rechtecksignal, das
weiter über das differenzierende Netzwerk 86 and den Schwellenkreis 87 auf dieselbe Art und Weise
verarbeitet wird wie in F i g. 6.
Außer den bereits obenstehend erwähnten besonderen Vorteilen in der Ausbildung und im Aufbau weist
diese Abwandlung des Übertragungssystems außerdem den Vorteil auf, daß unter Beibehaltung einer guten
Wiedergabequalität ein maximaler Bandkompressionsfaktor ermöglicht wird.
Fig.9 zeigt eine besonders einfache Ausführungsform des in Fig.3 dargestellten Senders für ein
Übertragungssystem nach der Erfindung. Der F i g. 3 entsprechende Elemente sind in F i g. 9 mit denselben
Bezugszeichen angegeben.
Im Vergleich zu F i g. 3 unterscheidet sich der Sender nach F i g. 9 darin, daß der vom Grundtonimpulsgenerator
74 gebildete Komponentengenerator sowie der Rauschgenerator 90 hier über den elektronischen
Schalter 94 ohne Zwischenschaltung eines Frequenzanalysator an die beiden Modulatoren 40, 41 des
!Comparators 31 in jedem der parallelen Bandkompressorkanäle
5 angeschlossen sind. Ein weiterer Unterschied ist, daß nun ein Frequenzanalysator 113 mit pro
Teilband einem ersten Teilbandfilter 114 und einem zweiten Teilbandfilter 115 mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien,
aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien in die Reihe paralleler Bezugskanäle 32 aufgenommen ist. Dabei ist
der Frequenzanalysator 113 auf völlig entsprechende Weise ausgebildet wie der bereits obenstehend beschriebene
Frequenzanalysator 24 und enthält insbesondere einen Verzögerungskreis 116, eine Anzahl
Gewichtungsnetzwerke 117 ... 118; 119 ... 120, und Summierkreise 121,122 mit Ausgängen 123,124, die an
die Modulatoren 40,41 des !Comparators 31 angeschlossen
sind.
Was die Wirkungsweise anbelangt, entspricht diese Bandkompressionsanordnung 3 aus Fig.9 der aus
F i g. 3 völlig. Im einzelnen werden beim Auftreten eines Vokals durch Vergleich der Impulse des Grundtonimpulsgenerators
74 in den Modulatoren 40, 41 mit den von den Teilbandfiltern 114,115 herrührenden ßezugs-Signalen
die Phasen- und Amplitudendaten des betreffenden Bandkompressionskanals 5 mit der Form
bk cos Φ/c und bt sin Φ* erzeugt, während beim Auftreten
eines Konsonanten dadurch, daß über den elektronischen Schalter 94 der Rauschgenerator 90 an die
Modulatoren 40, 41 angeschlossen wird, die zum betreffenden Konsonanten gehörenden Rauschdaten
erzeugt werden.
Auf die bereits obenstehend erläuterte Art und Weise werden die jeweiligen Daten der Bandkompressionsan-Ordnung
3 zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale einer Bandexpansionsanordnung 15
von dem in Fig.4 dargestellten Typ übertragen. Eine genaue Phasensynchronisation der Bandexpansionsanordnung
15 mit der Bandkompressionsanordnung 13 kann bei Verwendung der obenstehend beschriebenen
Bandkompressionsanordnung auf einfache Weise dadurch verwirklicht werden, daß beispielsweise am
Ausgang des elektronischen Schalters 94 ein Verzögerungskreis mit einer Verzögerungszeit entsprechend
der Verzögerungszeit des Frequenzanalysator 54 in der Bandexpansionsanordnung 15 angeordnet wird.
Ebenso wie bei dem Übertragungssystem nach F i g. 3 und Fig.4 wird auch bei Verwendung der in Fig.9
dargestellten Bandkompressionsanordnung 3 eine ausgezeichnete Wiedergabequalität erhalten, wobei zusammen
mit dem Vorteil der Einsparung eines Frequenzanalysator auch der Vorteil erreicht wird, daß die
Modulatoren 40, 41 als Schaltmodulatoren ausgebildet werden können, die sich zur Integration in einem
Halbleiterkörper durchaus eignen.
Im Rahmen der Erfindung sind noch weitere Ausführungsformen möglich. So kann beispielsweise in
F i g. 1 und F i g. 2 statt des Komponentengenerators 23, 53 in Form eines Signalverzerrers auch die Kaskadenschaltung
eines Grundtondetektors 73 und eines Grundtonimpulsgenerators 74 von dem in Fig.5 und
F i g. 6 dargestellten Typ benutzt werden. Gegebenenfalls ist es auch möglich, in der Bandexpansionsanordnung
15 in Fig.4 das Ausgangssignal des elektronisehen
Schalters 95 unmittelbar den Modulatoren 62,63 zuzuführen, wobei dann der Frequenzanalysator mit
Teilbandfiltern mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen
Phase-Frequenzkennlinien hinter den Modulatoren 62, 63 angeordnet werden muß.
Hierzu fi Hhilt Zeichnungen
Claims (10)
1. Übertragungssystem für Gesprächssignale mit einem Sender mit einer Bandkompressionsanordnung
und mit einem Empfänger mit einer Bandexpansionsanordnung, wobei die Bandkompressionsanordnung
auf der Sendeseite einen Basisbandkanal für ein Basisband der Gesprächssignale, die in einem
niedrigen Gesprächsfrequenzbereich liegen, und eine Reihe paralleler Bandkompressorkanäle enthält
für Bandkompression aufeinanderfolgender Teilbänder der Gesprächssignale in dem oberhalb des
Basisbandes liegenden Gesprächsfrequenzbereich, und die Bandexpansionsanordnung auf der Emp- i>
fangsseite zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale ebenfalls einen Basisbandkanal
und weiter eine entsprechende Reihe paralleler Bandexpanderkanäle enthält, dadurch gekennzeichnet,
daß sowohl die Bandkompressionsanordnung (3) wie auch die Bandexpansionsanordnung
(15) einen Eingangskreis enthält der mit einem an den Basisbandkanal (4 bzw. 16) angeschlossenen
Komponentengenerator (23 bzw. 53) zur Erzeugung von Frequenzkomponenten in den Teilbändern des oberhalb des Basisbandes liegenden
Gesprächsfrequenzbereiches versehen ist, daß die beiden Anordnungen (3,15) einen Frequenzanalysator
(24 bzw. 54) enthalten mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter (25,26 bzw. jo
56, 57) mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen
Phase-Frequenzkennlinien, wobei die Bandkompressionsanordnung (3) außer der Reihe paralleler
Bandkompressorkanäle (5) auch eine Reihe paralle- J5
ler Bezugskanäle (32) enthält und in wenigstens eine dieser Kana'.reihen (5, 32) der genannte Frequenzanalysator
(24) mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter (25, 26) aufgenommen
ist, daß in der Bandkompressionsanordnung (3) in jedem Bandkompressorkanal (5) außerdem ein
Komparator (31) sowie ein Begrenzerkreis (29, 30) vorgesehen ist, um einen konstanten Amplitudenwert der im Komponentengenerator (23) erzeugten
Frequenzkomponenten am Eingang des Kompara- « tors (31) zu erhalten, der über einen Bezugskana! (32)
durch Frequenzkomponenten in dem selben Teilband des ursprünglichen Gesprächssignals als
Bezugssignal zur Erzeugung von für das betreffende Teilband kennzeichnenden Phasen- und Amplitu- ϊυ
dendaten gesteuert wird, während in der ,Bandexpansionsanordnung (15) der genannte Frequenzanalysator
(54) mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter (56,57) in die Reihe paralleler
Bandexpanderkanäle (19) aufgenommen ist und in v> den jeweiligen Bandexpanderkanälen (19) zugleich
ein Modulationskreis (55) sowie ein Begrenzerkreis (60, 61) vorgesehen ist, um einen konstanten
Amplitudenwert der im Komponentengenerator (53) erzeugten Frequenzkomponenten am Eingang m>
des Modulationskreises (55) zu erhalten, der von den zum betreffenden Teilband gehörenden kennzeichnenden
Phasen- und Amplitudendaten gesteuert wird (F i g. 1 und 2).
2. Übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch tv>
gekennzeichnet, daß der Frequenzanalysator (24; 54) pro Teilband ein erstes und ein zweites
Teilbandfilter (25, 26; 56, 57) mit den selben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander
phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien mit einem Verzögerungskreis (33; 66) und einer
Anzahl Gewichtungsnetzwerken (34... 35,36... 37;
67...68, 69...70) enthält, von welchen Gewichtungsnetzwerken
das eine Ende mit Punkten unterschiedlicher Verzögerungszeit im Verrögerungskreis
(33; 66) und das andere Ende mit einem von einem Summierkreis (38,39; 71, 72) gebildeten
Ausgangskreis verbunden ist (F i g. 1 und 2).
3. Übertragungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten
Teilbandfilter (25, 26; 56,57) für das selbe Teilband im Frequenzanalysator (24; 54) untereinander um
π/2 phasenverschoben Phase-Frequenzkennlinien aufweisen (F i g. 1 und 2).
4. Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der
Bandkompressionsanordnung (3) der Komparator (31) durch einen ersten und einen zweiten Modulator
(40, 41) gebildet wird, die einerseits von den Frequenzkomponenten konstanter Amplitude des
Komponentengenerators (23) und andererseits von Frequenzkomponenten im betreffenden Teilband
des ursprünglichen Gesprächssignals gesteuert werden, wobei den von Tiefpaßfiltern (42,43) gebildeten
Ausgängen der Modulatoren (40, 41) die Phasen- und Amplitudendaten des betreffenden Teilbandes
entnommen werden (F i g. 1).
5. Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der
Bandexpansionsanordnung (15) der Modulationskreis (55) durch einen ersten und einen zweiten
Modulator (62, 63) gebildet wird, die einerseits von den Frequenzkomponenten konstanter Amplitude
des Komponentengenerators (53) und andererseits von den zum betreffenden Teilband gehörenden
Phasen- und Amplitudendaten gesteuert werden, wobei einem an die Modulatoren (62, 63) angeschlossenen
Summierkreis (64) das zurückgewonnene Teilband entnommen wird (F i g. 2).
6. Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die
Bandkompressionsanordnung (3) einen von den zu übertragenden Gesprächssignalen gespeisten Konsonantendetektor
(98) enthält, daß in die Bandkompressionsanordnung (3) sowie in die Bandexpansionsanordnung
(15) ein elektronischer Schalter (94 bzw. 95) aufgenommen ist, der unter Ansteuerung
des Konsonantendetektors (98) bei einem Vokal den Komponentengenerator (74 bzw. 89) und bei einem
Konsonanten einen Rauschgenerator (90 bzw. 91) an den Eingang der Reihe von Bandkompressor- und
Bandexpanderkanälen (5 bzw. 19) anschließt (F i g. 3 und 4).
7. Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der
Basisbandkanal (4) in der Bandkompressionsanordnung (3) und der Basisbandkanal (16) in der
Bandexpansionsanordnung (15) zusammen einen Synchronisationskreis bilden zur gegenseitigen Synchronisation
der Komponentengeneratoren (74 bzw. 89) in der Bandkompressionsanordnung und in der
Bandexpansionsanordnung (F i g. 3 und 4).
8. Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der
Bandkompressionsanordnung (3) zusammen mit dem in eine (z. B. 5) der von den Bandkompressorka-
nälen und den Bezugskanälen gebildeten Kanalreihen (5,32) aufgenommenen Frequenzanalysator (24)
mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter (25,26) mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien,
aber mit untereinander phasenver- -, schobenen Phase-Frequenzkennlinien in die andere
Kanalreihe (z. B. 32) zugleich ein Frequenzanalysator (44) mit pro Teilband nur einem Teilbandfilter
(46) aufgenommen ist (Fig. 1).
9. Übertragungssystem nach einem der vorstehen- ι <> den Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der
Begrenzerkreis zum Erhalten des konstanten Amplitudenwertes der Frequenzkomponenten durch einzelne
Begrenzer (29,30; 60,61) gebildet wird, die an die Teilbandfiltar (25,26; 56,57) des Frequenzanaly- ι -,
sators (24; 54) angeschlossen sind (F i g. 1 und 2).
10. übertragungssystem nach Anspruch 9, wobei das Basisbandsignal durch den ersten Formantbereich
gebildet wird, dadurch gekennzeichnet, daß der an den Basisbandkanal (4; 16) angeschlossene
Komponentengenerator (23; 53) durch einen Signalverzerrer mit einem darin aufgenommenen nichtlinearen
Kreis gebildet wird (F i g. 1 und 2).
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL7503176A NL7503176A (nl) | 1975-03-18 | 1975-03-18 | Overdrachtsstelsel voor gesprekssignalen. |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2609297A1 DE2609297A1 (de) | 1976-09-30 |
DE2609297B2 DE2609297B2 (de) | 1980-08-28 |
DE2609297C3 true DE2609297C3 (de) | 1981-09-03 |
Family
ID=19823393
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2609297A Expired DE2609297C3 (de) | 1975-03-18 | 1976-03-06 | Übertragungssystem für Gesprächssignale |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4034160A (de) |
JP (1) | JPS51117507A (de) |
DE (1) | DE2609297C3 (de) |
FR (1) | FR2305070A1 (de) |
GB (1) | GB1537762A (de) |
NL (1) | NL7503176A (de) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4249042A (en) * | 1979-08-06 | 1981-02-03 | Orban Associates, Inc. | Multiband cross-coupled compressor with overshoot protection circuit |
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JPH02144040U (de) * | 1989-05-08 | 1990-12-06 | ||
KR100494555B1 (ko) * | 2001-12-19 | 2005-06-10 | 한국전자통신연구원 | 광대역 음성신호의 전송방법 및 그 장치 |
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Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CH244727A (de) * | 1944-06-01 | 1946-09-30 | Patelhold Patentverwertung | Verfahren und Einrichtung zur Übertragung von Sprachsignalen mit Frequenzraffung. |
NL102024C (de) * | 1954-10-25 | |||
NL102023C (de) * | 1954-10-25 | |||
US3071652A (en) * | 1959-05-08 | 1963-01-01 | Bell Telephone Labor Inc | Time domain vocoder |
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FR2238412A5 (de) * | 1973-07-20 | 1975-02-14 | Trt Telecom Radio Electr |
-
1975
- 1975-03-18 NL NL7503176A patent/NL7503176A/xx not_active Application Discontinuation
-
1976
- 1976-03-05 US US05/664,409 patent/US4034160A/en not_active Expired - Lifetime
- 1976-03-06 DE DE2609297A patent/DE2609297C3/de not_active Expired
- 1976-03-15 GB GB10254/76A patent/GB1537762A/en not_active Expired
- 1976-03-17 FR FR7607726A patent/FR2305070A1/fr active Granted
- 1976-03-17 JP JP51029077A patent/JPS51117507A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
NL7503176A (nl) | 1976-09-21 |
FR2305070B1 (de) | 1981-08-07 |
JPS5726450B2 (de) | 1982-06-04 |
US4034160A (en) | 1977-07-05 |
DE2609297A1 (de) | 1976-09-30 |
DE2609297B2 (de) | 1980-08-28 |
JPS51117507A (en) | 1976-10-15 |
FR2305070A1 (fr) | 1976-10-15 |
GB1537762A (en) | 1979-01-04 |
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Legal Events
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OD | Request for examination | ||
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8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |