DE2609297B2 - Übertragungssystem für Gesprachssignale - Google Patents

Description

10. Übertragungssystem nach Anspruch 9, wobei das Basisbandsignal durch den ersten Formantbe- reich gebildet wird, dadurch gekennzeichnet, daß der an den Basisbandkanal (4; 16) angeschlossene Komponentengenerator (23; 53) durch einen Signalverzerrer mit einem darin aufgenommenen nichtlinearen Kreis gebildet wird (F i g. 1 und 2).

11. Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Begrenzerkreis zum Erhalten des konstanten Amplitudenwertes aller Frequenzkomponenten von einem gemeinsamen Begrenzer im Komponentengenerator (74; 89) gebildet wird (F i g. 3 und 4).

12. Übertragungssystem nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Komponentengenerator (z. B. 74) von einem Grundtonimpulsgenerator gebildet wird (F i g. 6).

13. Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der Komponentengenera'or von einem Grundtonimpulsgenerator gebildet wird, dadurch gekennzeichnet, daß in der Bandkompressionsanordnung (3) das Ausgangssignal des Grundtonimpulsgenerators (74) unmittelbar den beiden Modulatoren (40, 41) des Komparator (31) zugeführt wird, welche Modulatoren als Schaltmodulatoren ausgebildet sind (F i g. 9).

14. Übertragungssystem nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Grundtonimpulsgenerator (74) und dem Komparator (31) ein Verzögerungskreis mit einer Verzögerungszeit entsprechend der Verzögerungszeit des Frequenzanalysator (54) in der Bandexpansionsanordnung (15) angeordnet ist (F i g. 9).

15. Übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das ursprüngliche Gesprächssignal unmittelbar den beiden Modulatoren (40,41) des Komparators (31) zugeführt wird, weiche Modulatoren als Produktmodulatoren ausgebildet sind (F ig. 3).

Die Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungssystem für Gesprächssignale mit einem Sender mit einer Bandkompressionsanordnung und mit einem Empfänger mit einer Bandexpansionsanordnung, wobei die Bandkompressionsanordnung auf der Sendeseite einen Basisbandkanal für ein Basisband der Gesprächssignale, die in einem niedrigen Gesprächsfrequenzbereich liegen, und eine Reihe paralleler Bandkompressorkanäle enthält für Bandkomnression aufeinanderfoleender Teilbänder der Gesprächssignale in dem oberhalb des Basisbandes liegenden Gesprächsfrequenzbereich, und die Bandexpansionsanordnung auf der Empfangsseite zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssi- gnale ebenfalls einen Basisbandkanal und weiter eins entsprechende Reihe paralleler Bandexpanderkanäie enthält Als Basisbandsignal kann beispielsweise der erste Formantbereich oder die Grundtonfrequenz benutzt werden.

ίο In einem z.B. aus US-Patentschriften 24 39 293, 28 74 222 und 30 03 037 bekannten Übertragungssystem der erwähnten Art enthält jeder der parallelen Bandkompressorkanäle einen Frequenzteiler und einen Amplitudendetektor zum Erzeugen der Frequenz- und

is Amplitudendaten durch Frequenzteilung und Amplitudendetektion für jedes der aufeinanderfolgenden Teilbänder der Gesprächssignale, wobei die auf diese Weise erhaltenen Frequenz- und Amplitudendaten gemeinsam mit dem ersten Formantbereich als Basisbandsignal übertragen werden. Empfangsseitig enthält jeder der parallelen Bandexpanderkanäle einen Frequenzmultiplikator und einen Amplitudenmodulator, um durch Frequenzmultiplikation und eine darauffolgende Amplitudenmodulation die ursprünglichen TeH-bänder der Gesprächssignale aus den Frequenz- und Amplitudendaten im entsprechenden Bandkompressorkanal zurückzugewinnen, wonach eine Kombination dieser rückgewonnenen Teilbänder mit dem ersten Formantbereich als Basisbandsignal das ursprüngliche

jo Gesprächssignal ergibt

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Übertragungssystem der eingangs erwähnten Art zu schaffen, das eine wesentliche Verbesserung der Wiedergabequalität mit einem wenig kritischen und j übersichtlichen Aufbau verbindet und sich durchaus zur Ausbildung in digitalen Techniken und zur Integration in einem Halbleiterkörper eignet

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß sowohl die Bandkompressionsanordnung wie auch die Bandexpansionsanordnung einen Eingangskreis enthält, der mit einem an den Basisbandkanal angeschlossenen Komponentengenerator zur Erzeugung von Frequenzkomponenten in den Teilbändern des oberhalb des Basisbandes liegenden Gssprächsfre-

4·"> quenzbereiches versehen ist daß die beiden Anordnungen einen Frequenzanalysator enthalten mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenz-

w kennlinien, wobei die Bandkompressionsanordnung außer der Reihe paralleler Bandkompressorkanäle auch eine Reihe paralleler Bezugskanäle enthält und in wenigstens einer dieser Kanalreihen der genannte Frequenzanalysator mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter aufgenommen ist, daß in der Bandkompressionsanordnung in jedem Bandkompressorkanal außerdem ein Komparator sowie ein Begrenzerkreis vorgesehen ist um einen konstanten Amplitudenwert der im Komponentengeneratcr er-

fao zeugten Frequenzkomponenten am Eingang des Komparators zu erhalten, der über einen Bezugskanal durch Frequenzkomponenten in dem selben Teilband des ursprünglichen Gesprächssignals als Bezugssignal zur Erzeugung von für das betreffende Teilband kennzeichen nenden Phasen- und Amplitudendaten gesteuert wird, während in der Bandexpansionsanordnung der genannte Frequenzanalysator mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter in die Reihe paralleler

Bandexpanderkanäle aufgenommen ist und in den jeweiligen Bandexpanderkanälen zugleich ein Modulationskreis sowie ein Begrenzerkreis vorgesehen ist, um einen konstanten Amplitudenwert der im Komponentengenerator erzeugten Frequenzkomponenten am Eingang des Modulationskreises zu erhalten, der von den zum betreffenden Teilband gehörenden kennzeichnenden Phasen- und Amplitudendaten gesteuert wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

F i g. 1 und F i g. 2 eine Ausführungsform eines Senders und eines Empfängers in einem erfindungsgemäßen Übertragungssystem,

F i g. 3 und F i g. 4 eine Abwandlung des in F i g. 1 und F i g. 2 dargestellten Senders und Empfängers,

F i g. 5 bis 8 Einzelheiten einiger Elemente, die in dem Übertragungssystem nach F i g. 3 und F i g. 4 verwendet werden können,

F i g. 9 eine im Ausbau vereinfachte Ausführungsform eines Senders in einem Übertragungssystem nach der Erfindung.

Der in F i g. 1 und F i g. 2 dargestellte Sender und Empfänger bildet einen Teil eines Übertragungäsystems, das zur Übertragung von Gesprächssignalen mit Hilfe von Pulskodemodulation eingerichtet ist.

Bei dem in F i g. 1 dargestellten Sender werden die einem Mikrophon 1 entnommenen Gesprächssignale im Frequenzband von 300-3200 Hz nach Verstärkung in einem Verstärker 2 einer Bandkompressionsanordnung 3 zugeführt, die mit einem Basisbandkanal 4 für ein in einem niedrigeren Gesprächsfrequenzband liegendes Basisbandsignal versehen ist, das in der wiedergegebenen Ausführungsform durch den ersten Formantbereich von 300-800 Hz gebildet wird. Zugleich ist die Bandkompressionsanordnung 3 mit einer Reihe paralleler Bandkompressorkanäle 5 für Bandkompression aufeinanderfolgender Teilbänder der Gesprächssignale in dem oberhalb des Basisbandes liegenden Frequenzbereich von 800-3200 Hz versehen, wobei in der Figur nur einer der parallelen Bandkompressorkanäle detailliert dargestellt ist, da diese Kanäle alle denselben Aufbau haben.

Der Basisbandkanal 4 ist mit einem den ersten Formantbereich durchlassenden Eingangsfilter 6 mit einem Durchlaßband von 300 — 800 Hz und einem darauffolgenden Verstärker 7 versehen, während sein Ausgang sowie die Ausgänge der Bandkompressorkanäle 5 an einem Zeitmultiplexverteiler 8 mit einem darauffolgenden Pulskodemodulator 9 angeschlossen sind. Am Ausgang des Pulskodemodulators 9 entsteht auf diese Weise eine die zu übertragenden Gesprächssignale kennzeichnende Impulsreibe, die nach Verstärkung in einem Endverstärker 10 mit einem geeignet bemessenen Ausgangsfilter über eine Übertragungsstrecke 11 übertragen wird.

In dem mit dem wiedergegebenen Sender zusammenarbeitenden Empfänger in F ig. 2 wird die über die Übertragungsstrecke 11 übertragene Impulsreihe nach Impulsregeneration in einem Impulsregenerator 12 und einer darauffolgenden Demodulation in einem Pulskodedemodulator 13 einem Zeitmultiplexverteiler 14 zugeführt, der zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale an eine Bandexpansionsanordnung 15 angeschlossen ist Ebenso wie die Bandkompressionsanordnung 3 ist die Bandexpansionsanordnung 15 mit einem Basisbandkanal 16 mit einem das Basisbandsignal von 300-800 Hz durchlassenden Eingangsfilter 17 und einem darauffolgenden Verstärker 18 sowie mit einer der Reihe Bandkompressorkanäle 5 entsprechenden Reihen-Bandexpanderkanäle 19 versehen, wobei die Ausgänge des Basisbandkanals 16 und der Bandexpanderkanäle 19 an einen Summierkreis 20 angeschlossen sind.

Dem Summierkreis 20 werden die rückgewonnenen ursprünglichen Gesprächssignale im Band von 300 - 3200 Hz entnommen, die über einen Verstärker 21

ι ο einer Wiedergabeanordnung 22 zugeführt werden.

Nach der Erfindung wird eine wesentliche Verbesserung der Wiedergabequalität dadurch erhalten, daß im Sender nach F i g. 1 die Bandkompressionsanordnung 3 einen Eingangskreis enthält, der mit einem an den Basisbandkanal 4 angeschlossenen Komponentengenerator 23 zur Erzeugung von Frequenzkomponenten in den Teilbändern des oberhalb des Basisbandes von 300 — 800 Hz liegenden Gesprächsfrequenzbereiches von 800 — 3200 Hz versehen ist und weiter einen Frequenzanalysator 24 mit pro Teilband einem ersten Teilbandfilter 25 und einem zweiten Teilbandfilter 26 mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien enthält, wobei die Bandkompressionsanordnung 3 zusammen mit der Reihe paralleler Bandkompressorkanäle 5 zugleich eine Reihe paralleler Bezugskanäle 32 enthält und in wenigstens einer dieser Kanalreihen 5, 32 der obengenannte Frequenzanalysator 24 mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter 25 bzw. 26 aufgenommen ist. In dieser Bandkompressionsanordnung 3 ist in den jeweiligen Bandkompressorkanälen 5 zugleich ein Komparator 31 sowie ein Begrenzerkreis 29, 30 angeordnet, um einen konstanten Amplitudenwert der im Komponentengenerator 23 erzeugten Frequenzkomponenten am Eingang des Komparators 31 zu erhalten, der über einen Bezugskanal 32 von Frequenzkomponenten in demselben Teilband des ursprünglichen Gesprächssignals als Bezugssignal gesteuert wird, und zwar zur Erzeugung von für das betreffende Teilband kennzeichnenden Phasen- und Amplitudenwerten.

In der dargestellten Ausführungsform ist der Frequenzanalysator 24 in die Reihe paralleler Bandkompressorkanäle 5 aufgenommen, und die Teilbandfilter 25,26 mit Ausgängen 27,28 sind über je einen einzelnen Begrenzer 29, 30 mit dem Komparator 31 verbunden, während der Komponentengenerator 23 als Signalverzerrer mit einem darin aufgenommenen Kreis ausgebildet ist Der Frequenzanalysator 24 wird in F i g. 1 durch

so einen Verzögerungskreis 33 und eine Anzahl Gewichtungsnetzwerke 34... 35; 36... 37 gebildet deren eines Ende mit Punkten verschiedener Verzögerungszeit im Verzögerungskreis 33 verbunden ist und deren anderes Ende mit einem Summierkreis 38; 39 verbunden ist der an einen der Ausgänge 27,28 angeschlossen ist

Mit dem beschriebenen Frequenzanalysator 24 kann bei geeigneter Bemessung der Übertragungsfaktoren der Gewichtongsnetzwerke 34 ... 35; 36 ... 37 die Aufteilung des Gesprächsfrequenzbereiches von 800-3200Hz in aufeinanderfolgende Teilbänder entsprechend einer gewünschten Amplitude-Frequenzkennlinie und Phase-Frequenzkennünie auf überraschend einfache Weise und mit großer gegenseitigen Freiheit verwirklicht werden, wie nun auf mathematisehe Weise erläutert wird. Wenn die Anzahl Verzögerungselemente des Verzögerungskreises 33 dem Wert 2M entspricht und wenn jedes Element eine Verzögerungszeit s aufweist und wenn in einem bestimmten

Teilbandfilter, beispielsweise dem Teilbandfilter 25, die Gewichtungsnetzwerke 34 ... 35 ausgehend von den Enden des Verzögerungskreises 33 paarweise einander entsprechend gewählt sind, so daß ihre Übertragungskoeffizienten Cp der nachfolgenden Gleichung entsprechen

C-p = C_pmitp = \,2,...M,

wird eine Übertragungsfunktion erhalten, deren Amplitude-Frequenzkennlinie die Form φ(ω) hat:

„,(, Λ _ C 4- V 9 C cc\Kln„\<;\
IfIyIl)) — Ksq T^ / ι £. ρ \/yja\yliiJi

P = 1

und die Phase-Frequenzkennlinie Φ (ω) einen genau linearen Verlauf hat entsprechend

Φ (ω) = —Mas.

Die Amplitude-Frequenzkennlinie bietet auf diese Weise eine in M Cosinusglieder entwickelte Fourier-Reihe, deren Periodizität Ω durch die untenstehende Gleichung gegeben ist:

Ω = InIs.

Wenn eine bestimmte Amplitude-Frequenzkennlinie ψο (ω) verwirklicht werden muß, können die Koeffizienten Cp in der Fourier-Reihe mit Hilfe der untenstehenden Beziehung bestimmt werden:

C_p = (1/ß)· I v'o('") cos (p ms) ά«>. ο

tungsnetzwerke 36... 37 paarweise in der Größe gleich, aber im Vorzeichen einander entgegengesetzt, während der Übertragungskoeffizient des mittleren Gewichtungsnetzwerkes So gleich Null ist, so daß die Übertragungskoeffizienten S_p der Gewichtungsnetzwerke der nachfolgenden Beziehung entsprechen:

S-_p = -S_p mit ρ = 1,2, ... M S₀ = 0.

Für die übertragungsfunktion gilt dann:

ψ(οή = Σ 2S_p sin (pins)

Φ(ω) = -Md)S + π/2 .

20 Aus den obenstehenden Formeln geht hervor, daß das Teilbandfilter 26 ebenso wie das Teilbandfilter 25 eine lineare Phase-Frequenzkennlinie aufweist, die jedoch im Vergleich zu der des Teilbandfilters 25 eine konstante Phasenverschiebung entsprechend π/2 aufweist, während die Amplitude-Frequenzkennlinien der Teilbandfilter 25,26 durch geeignete Bemessung der Koeffizienten S_p in der Fourier-Reihe einander gleich gemacht werden können. Die Koeffizienten können mit Hilfe der untenstehenden Beziehung bestimmt werden:

Ϊ5

Negative Koeffizienten C_p in der Fourier-Reihe können dadurch verwirklicht werden, daß in Reihe mit den Gewichtungsnetzwerken eine Polaritätsumkehrstufe aufgenommen wird.

Die Form der Amplitude-Frequenzkennlinie ist damit völlig bestimmt, aber das periodische Verhalten der Fourier-Reihe hat zur Folge, daß die gewünschte Amplitude-Frequenzkennlinie sich mit einer Periodizität Ω = 2 π/s wiederholt, also bei ausreichend geringen Werten der Verzögerungszeit s kann der Frequenzabstand zwischen dem gewünschten und dem nächstfolgenden zusätzlichen Durchlaßbereich groß genug gemacht werden, um die zusätzlichen Durchlaßbereiche mit einem einfachen Unterdrückungsfilter zu unterdrükken, ohne dabei die Amplitude-Frequenzkennlinie und die lineare Phase-Frequenzkennlinie im gewünschten Durchlaßbereich auf spürbare Weise zu beeinflussen. Dazu kann beispielsweise in die Summierkreise 38, 39 ein einfaches Unterdrückungsfilter in Form eines ÄC-Tiefpaßfilters aufgenommen werden.

Obschon andere Bemessungsvorschriften möglich sind, hat es sich bei der beschriebenen Ausführung des Teilbandfilters 25 als vorteilhaft erwiesen, die Übertragungskennlinie des zugehörenden Teilbandfilters 26 mit derselben Amplitude-Frequenzkennlinie, aber mit einer phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinie, vorzugsweise mit einer Phasenverschiebung st/2, durch eine Reihe von M Sinusgliedern anzunähern. Die Übertragungskoeffizienten der Gewichtungsnetzwerke 36 37 sind dabei zur Unterscheidung durch S_p bezeichnet Ausgehend von den Enden des Verzögerungskreises 33 sind die Übertragungskoeffizienten S_p der Gewich- = (1/ß) · J

sin (

35 Über die Begrenzer 29,30 sind die Teilbandfilter 25, 26 an den Komparator angeschlossen, der aus Modulatoren 40,41 und darauffolgenden Tiefpaßfiltern 42, 43 mit Grenzfrequenzen von beispielsweise 20 Hz zusammengesetzt ist Dabei wird den beiden Modulatoren 40,41 zugleich der von den Frequenzkomponenten in dem selben Teilband des ursprünglichen Gesprächssignals gebildete Phasen- und Amplitudenbezugswert über den betreffenden Bezugskanal 32 zugeführt In der Ausführungsform nach F i g. 1 ist in die Reihe Bezugskanäle 32 ebenfalls ein Frequenzanalysator 44 aufgenommen, der mittels eines Eingangsfilters 45 mit einem Durchlaßband von 800-3200 Hz an den Ausgang des Verstärkers 2 angeschlossen ist Der Frequenzanalysator 44 enthält eine der Anzahl Gesprächsteilbänder entsprechende Anzahl Teilbandfilter 46 und wird auf dieselbe Art und Weise wie der bereits beschriebene Frequenzanalysator 24 aus einem Verzögerungskreis

47, einer Anzahl Gewichtungsnetzwerke 4β 49 und

einem Summierkreis 50 aufgebaut, wobei für die Gewichtungsnetzwerke 48 ... 49 mit Vorteil die Bemessungsvorschrift des Teilbandfilters 25 verwendet wird.

Durch Vergleich der begrenzten Frequenzkomponenten der Teilbandfilter 25, 26 mit dem Phasen- und Amplitudenbezugswert des Frequenzanalysators 44 in den Modulatoren 40, 41 und durch darauffolgende Glättung in den Tiefpaßfiltern 42, 43 werden im Komparator 31 die zum Teilband des in Fig. 1 dargestellten Bandkompressorkanals 5 gehörende Phasen- und Amplitudendaten erhalten, die zusammen mit den Phasen- und Amplitudendaten der übrigen in F i g. 1

nicht dargestellten Bandkompressorkanäle und dem Basisbandsigrial zur weiteren Übertragung dem Zeitmultiplexverteiler 8 zugeführt wird.

Im beschriebenen Sender wird der erste Formantbereich des Gesprächssignals im Band 300-800Hz als Basisbandsignal einerseits dem Basisbandsignal 4 über den Verstärker 7 zugeführt und andererseits dem als Signalverzerrer ausgebildeten Komponentengenerator 23, wobei zu jedem Augenblick durch Signalverzerrung aus dem Basisbandsignal von 300 — 800 Hz auf künstliche Weise die Gesprächsfrequenzkomponenten im Band von 800 — 3200 Hz gewonnen werden, die bei geeigneter Bemessung des Frequenzanalysators 24 in den jeweiligen Teilbandfiltern 25, 26 einzeln selektiert werden. Die aufeinanderfolgenden Durchlaßbänder der Teilbandfilter 25,26 sind dazu beispielsweise gleich den Werten 800-880Hz, 880-960Hz, 960-1040Hz, 1040 -1120 Hz,... gewählt. Durch Signalverzerrung im Signalverzerrer 23 wird nun zu jedem Augenblick das Frequenzspektrum der Gesprächssignale im Band von 800—3200 Hz in guter Annäherung erzeugt. Die in den Teilbandfiltern 25, 26 selektierten Frequenzkomponenten werden dann, nachdem sie in den Begrenzern 29,30 auf eine konstante Amplitude gebracht sind, in den Modulatoren 40, 41 mit zugehörenden Ausgangsfiltern 42, 43 des Komparators 31 in Amplitude und Phase mit den tatsächlichen Frequenzkomponenten des im Band von 800 — 3200 Hz liegenden Gesprächssignals verglichen, welches Signal über das Eingangsfilter 45 dem Frequenzanalysator 44 zugeführt wird. An den Frequenzanalysator brauchen dabei keine besonderen Anforderungen gestellt zu werden, da ja unabhängig von der Amplitude-Frequenzkennlinie der Teilbandfilter 25,26 die selektierten Frequenzkomponenten aurch die Begrenzer 23, 30 auf eine konstante Amplitude gebracht werden.

Die jeweiligen Frequenzkomponenten in den Bandkompressorkanälen 5 werden nicht nur durch ein Amplitude- und ein Frequenzdatum gekennzeichnet, sondern auch in deutlichem Unterschied zu dem obenstehend erwähnten Übertragungssystem durch ein zusätzliches Phasendatum, das eine genauere Rückgewinnung der jeweiligen Frequenzkomponenten ermöglicht und dadurch zu einer wesentlichen Verbesserung der Wiedergabequalität führt. Überraschenderweise geht diese Verbesserung der Wiedergabequalität durch das zusätzliche Phasendatum nicht mit verwickelterer Apparatur einher, sondern im Gegenteil mit einem einfachen und außerdem übersichtlichen Aufbau der Bandkompressorkanäle 5 zur Erzeugung der Phasen- und Amplitudendaten, wie nun mathematisch erläutert werden wird.

Dazu wird das Teilband k_ des Gesprächssignals betrachtet Wenn vorausgesetzt wird, daß zu einem bestimmten Zeitpunkt vom Teilbandfilter 46 des Frequenzanalysators 44 eine Frequenzkomponente des ursprünglichen Gesprächssignals selektiert wird, die durch bk cos ω*ί dargestellt werden kann, wobei bk die Amplitude und ω* die augenblickliche Kreisfrequenz ist und wenn weiter vorausgesetzt wird, daß die im Signalverzerrer 23 erzeugte entsprechende Frequenzkomponente einen Phasenfehler Φ* hat, so werden nach Frequenzselektion in den Teilbandfiltern 25, 26 und nach Begrenzung auf eine konstante Amplitude in den Begrenzern 29,30 an den Ausgängen der Begrenzer 29, 30 außer höheren Harmonischen die Signale cos (ω*ί+ Φ*) und sin (ω*ί + Φ*) erhalten werden. Der Einfachheit halber ist dabei vorausgesetzt worden, daß die Begrenzung auf Einheitsamplitude stattgefunden hat

Durch Modulation entstehen dann am Ausgang der beiden Modulatoren 40,41 die nachfolgenden Signale:

bk cos (äkt cos (ω*ί + Φι) bk cos ω*ί sin (ω*ί + Φ*),

woraus durch Glättung mit Hilfe der Tiefpaßfilter 42,43 die Amplituden- und Phasendaten in Form von

ίο bk cos Φk und bk sin Φk erhalten werden, die dem Zeitmultiplexverteiler 8 zur Übertragung mit Hilfe von Pulskodemodulation über die Übertragungsstrecke 11 zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale im Empfänger zugeführt werden. Gerade die Verwendung der Amplituden- und Phasendaten in Form von bk cos Φk und bk sin Φk führt zu dem besonders einfachen und wenig kritischen Aufbau der beschriebenen Bandkompressionsanordnung 3. Dasselbe gilt auch für die Bandexpansionsanordnung 15 an der Empfangsseite, wie noch an Hand des zusammenarbeitenden Empfängers in F i g. 2 näher erläutert wird.

Im Vergleich zur Übertragung von Gesprächssignalen im Band von 300 — 3200 Hz ohne Bandkompression mit Hilfe von Pulskodemodulation, wozu 60 kbit/s benutzt wird, ist im vorliegenden Übertragungssystem durch Anwendung der beschriebenen Bandkompressionsanordnung 3 nur noch 10 kbit/s notwendig, was einem Bandkompressionsfaktor 6 entspricht. Außer den bereits erwähnten Vorteilen einer hervorragenden Wiedergabequalität und eines einfachen, wenig kritischen und übersichtlichen Aufbaus weist die beschriebene Anordnung außerdem noch den Vorteil auf, daß sie sich durchaus zur Ausbildung in digitalen Techniken und folglich zur Integration in einem Halbleiterkörper eignet

Es sei darauf hingewiesen, daß statt der Ausbildung nach F i g. 1, in der pro Teilband im Frequenzanalysator 24 zwei Teilbandfilter 25, 26 mit untereinander verschobenen Phase-Frequenzkennlinien und im Frequenzanalysator 44 nur ein einziges Teilbandfilter 46 verwendet werden, ebenfalls eine Ausbildung möglich ist, in der zum Erhalten der Amplituden- und Phasendaten bk cos Φk und bk sin Φk der Frequenzanalysator 24 pro Teilband mit nur einem Teilbandfilter und der Frequenzanalysator 44 mit zwei Teilbandfiltern mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien versehen ist

Im Empfänger nach F i g. 2 werden die mit Hilfe von Pulskodemodulation über die Übertragungsstrecke 11 übertragenen Daten aus der Bandkompressionsanordnung 3 nach F i g. 1 nach Pulskodedemodulation im Pulskodedemodulator 13 zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale in der Bandexpansionsanordnung 15 an den Ausgängen des Zeitmultiplexteilers 14 verfügbar, insbesondere als Basisbandsignal für den Basisbandkanal 16 der erste Formantbereich von 300-800Hz und an Leitungen 51, 52 die Phasen und Amplituden bk cos Φk und bk sin Φk des Bandkompressorkanals 5 für das Teilband k.

bo Nach der Erfindung enthält die Bandexpansionsanordnung 15 in F i g. 2 einen Eingangskreis, der mit einem an den Basisbandkanal 16 angeschlossenen Komponentengenerator 53 zur Erzeugung von Frequenzkomponenten in Teilbändern des oberhalb des Basisbandes von 300—800Hz liegenden Gesprächsfrequenzbereiches von 800—3200Hz versehen ist und weiter einen Frequenzanalysator 54 mit pro Teilband einem ersten Teilbandfilter 56 und einem zweiten Teilbandfilter 57

mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien, welcher Frequenzanalysator 54 in Reihe paralleler Bandexpanderkanäle 19 aufgenommen ist, während in den jeweiligen Bandexpanderkanälen 19 zugleich ein Modulationskreis 55 vorgesehen ist sowie ein Begrenzerkreis 60, 61, um einen konstanten Amplitudenwert der im Komponentengenerator 53 erzeugten Frequenzkomponenten am Eingang des Modulationskreises 55 zu erhalten, der duich die zum betreffenden Teilband gehörenden kennzeichnenden Phasen- und Amplitudendaten der Leitungen 51, 52 gesteuert wird.

Ebenso wie in der Bandkompressionsanordnung 3 nach F i g. 1 wird der Komponentengenerator 53 durch einen Signalverzerrer gebildet, und die Ausgänge 58,59 der Teilbandfilter 56, 57 sind mit je einem einzelnen Begrenzer 60, 61 verbunden, die hier jedoch an den Modulationskreis 55 angeschlossen sind, der aus Modulatoren 62, 63 zusammengestellt ist, deren Ausgänge an einen Summierkreis 64 angeschlossen sind; gegebenenfalls kann hinter dem Summierkreis 64 noch ein einfaches Ausgangsfilter 65 aufgenommen werden. Genauso wie der Frequenzanalysator 24 an der Sendeseite ist der Frequenzanalysator 54 aus einem Verzögerungskreis 66, einer Anzahl Gewichtungsnetzwerke 67 ... 68; 69 ... 70 und Summierkreisen 71, 72 aufgebaut, während auch die Bemessung der Teilbandfilter 56, 57 der der Teilbandfilter 25, 26 entsprechend gewählt ist.

Zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale wird auch hier von der künstlichen Erzeugung der Gesprächsfrequenzkomponenten im Band von 800-3200Hz durch Verzerrung des Basisbandsignals im Band von 300-800Hz im Signalverzerrer 53 ausgegangen. Durch eine Selektion in den Teilbandfiltern 56,57 und eine Begrenzung in den Begrenzern 60, 61 werden auf diese Weise die Frequenzkomponenten für die jeweiligen Bandexpanderkanäle 19 erhalten, woraus durch Modulation in den Modulationskreisen 55 mit den Amplituden- und Phasendaten bk cos Φk und bk sin Φk der Leitungen 51, 52 die Teilbänder der ursprünglichen Gesprächssignale zurückgewonnen werden, die im Summierkreis 20 kombiniert werden, der über den Verstärker 21 an die Wiedergabeanordnung 22 angeschlossen ist An der Wiedergabeanordnung 22 entstehen Gesprächssignale einer hervorragenden Wiedergabequalität, da die im Signalverzerrer 53 bereits in guter Annäherung erzeugten Frequenzkomponenten durch die beschriebenen Bandexpanderkanäle 19 bei der richtigen Frequenzlage außerdem auch bezüglich der Phase und Amplitude genau mit dem ursprünglichen Gesprächsfrequenzspektrum in Übereinstimmung gebracht werden, wie nun mathematisch erläutert wird.

Weil in den Bandkompressorkanälen 5 und in den Bandexpanderkanälen 19 dieselben Signalbearbeitungskreise vorgesehen sind, die durch einen Signalverzerrer 23; 53, Teilbandfilter 25,26; 56,57; Begrenzer 29,30; 60, 61 gebildet werden, wird zu dem dem betrachteten Sendezeitpunkt entsprechenden Empfangszeitpunkt den Begrenzern 60,61 im Bandexpanderkanal 19 für das Teilband k auch dasselbe Ausgangssignal entnommen werden, das obenstehend in Formelform durch cos (ω** + Φ*) und sin (ω*ί + Φ*) dargestellt wurde. Gleichzeitig werden die dazu gehörenden Amplituden- und Phasendaten bj_!cosΦk und ο*5ΪηΦ* über die Leitungen 51, 52 den Modulatoren 62, 63 im betreffenden Bandexpanderkanal 19 angeboten. Auf diese Weise wird am Ausgang des Summierkreises 64 im Modulationskreis 55 ein Signal s(t) mit der nachfolgenden Formerhalten:

s(i) = b_k cos Φ_Ιί cos (m_ki + 0_k)

+ b_k sin Φ_ίί sin (<»_k t 4- Φ_κ),

ίο die sich zu der nachfolgenden Gleichung vereinfachen läßt:

s(t) = b_k cos «>_kt .

Bezüglich Frequenz, Phase und Amplitude ist dieses Signal s(t) also genau in Übereinstimmung mit dem der betreffenden Spektrumkomponente im ursprünglichen Gesprächssignal, was also eine nahezu einwandfreie Wiedergabequalität gewährleistet.

Außer Einfachheit und Übersichtlichkeit im Aufbau fällt das große Ausmaß an Übereinstimmung zwischen den Bandkompressorkanälen 5 und den Bandexpanderkanälen 19 auf: alle Elemente der Bandexpanderkanäle 19 mit Ausnahme des Summierkreises 64 und gegebenenfalls des einfachen Ausgangsfilters 65 sind nämlich bereits in den Bandkompressorkanälen 5 an der Sendeseite vorhanden, was fertigungstechnisch von sehr großem Vorteil ist, da das beschriebene Übertragungssystem mit einem Minimum an unterschiedlichen

jo Elementen verwirklichbar ist. Außerdem eignet sich das beschriebene Übertragungssystem ohne weiteres zur Ausbildung in digitalen Techniken zur Integration in einem Halbleiterkörper. Insbesondere können die im beschriebenen Übertragungssystem verwendeten Fre-

ji quenzanalysatoren 24, 44, 54 außer in analogen Techniken mit einem analogen Verzögerungskreis, der beispielsweise aus Induktivitäten und Kondensatoren zusammengestellt ist, oder aus Kondensatorschieberegisterzellen, auch in digitalen Techniken ausgebildet

jo werden, beispielsweise auf die Art und Weise, die bereits in der britischen Patentschrift 11 68 154 beschrieben wurde, während auch die verwendeten Modulatoren 40, 41; 62, 63 durch die vorhergehenden Begrenzer 29, 30; 60, 61 sich für digitale Ausbildung besonders eignen.

Vollständigkeitshalber sei noch bemerkt, daß in der praktischen Ausbildung die Begrenzer 29,30; 60,61 mit den Modulatoren 40, 4t; 62, 63 zusammengebaut werden können.

Eine Abwandlung des obenstehend betrachteten

ίο Übertragungssystems ist in Fig.3 und in Fig.4 dargestellt, welches System von dem aus F i g. 1 und F i g. 2 darin abweicht, daß statt des ersten Fortnantbereiches als Basisbandsignal die Grundtonfrequenz übertragen wird. Entsprechende Elemente sind in F i g. 1 bis 4 mit denselben Bezugszeichen angegeben.

Bei dem in F i g. 3 dargestellten Sender werden dazu die Gesprächssignale im Band von 300—3200 Hz nach Verstärkung im Verstärker 2 einem Grundtondetektor 73 zugeführt, der ein sinusförmiges Ausgangssignal der Grundtonfrequenz im Band von 80—250 Hz liefert Der Grundtondetektor 73 ist an den Verstärker 7 des Basisbandkanals 4 angeschlossen und zugleich an den durch einen Grundtonimpulsgenerator gebildeten Komponentengenerator 74, der im Rhythmus des Grundtons im ursprünglichen Gesprächssignal ein impulsförmiges Ausgangssignal der durch die Kurve 75 dargestellten Form mit einer Wiederholungsfrequenz zwischen 80 - 250 Hz liefert

Ebenso wie beim Sender :n F i g. 1 wird vom Komponentengenerator 74 in Form des Grundtonimpulsgenerators künstlich das Frequenzspektrum des ursprünglichen Gesprächssignals in guter Annäherung erzeugt Nach Frequenzselektion in den beiden Teilbandfiltern 25, 26 des Frequenzanalysators 24 weiden die Frequenzkomponenten in den Bandkompressorkanälen 5 zur Erzeugung der Phasen- und Amplitudendaten der Form bk cos Φ* und bk sin Φ* am Ausgang der Tiefpaßfilter 42, 43 im Komparator 31 verarbeitet

In der Ausbildung weicht diese Bandkompressionsanordnung 3 jedoch darin von der nach F i g. 1 ab, daß der konstante Ampütudenwert der im Frequenzanalysator 24 gebildeten Frequenzkomponenten am Eingang des Komparators 31 hier nicht dadurch bewirkt wird, daß einzelne Begrenzer 29, 30 in den jeweiligen Bandkompressorkanälen 5 aufgenommen werden, sondern dadurch, daß in den als Grundtonimpulsgenerator ausgebildeten Komponentengenerator 74 ein Begrenzer aufgenommen wird, der alle Frequenzkomponenten für die jeweiligen Teilbänder auf einen konstanten Amplitudenwert bringt, so daß hier ein allen Bandkompressorkanälen gemeinsamer Begrenzer ausreicht Auf völlig entsprechende Weise wie in F i g. 1 werden auch hier im Komparator 31 durch Phasen- und Amplitudenvergleich der auf einen konstanten Ampütudenwert gebrachten, im Frequenzanalysator 24 selektierten Frequenzkomponenten mit den entsprechenden Frequenzkomponenten des ursprünglichen Gesprächssignals, die in den Teilbandfiltern 46 des Frequenzanalysators 44 selektiert sind, die genannten Phasen- und Amplitudendaten mit der Form bk cos Φk und bk sin Φ* den jeweiligen Bandkompressorkanälen 5 entnommen und zusammen mit dem Basisbandsignal über den Zeitmultiplexverteiler 8, den Pulskodemodulator 9 und den Verstärker 10 zum zusammenarbeitenden Empfänger in Fig.4 übertragen. Im Vergleich zum Übertragungssystem nach F i g. 1 und F i g. 2 wird mit dem vorliegenden Übertragungssystem ein größerer Bandkompressionsfaktor erhalten, da statt naturgetreuer Übertragung der Gesprächssignale im ersten Formantbereich von 300-800Hz diese Gesprächssignale hier ebenfalls mit Bandkompression übertragen werden, weil die Bandbreite für das Basisbandsignal nur 170 Hz zu betragen braucht

Vollständigkeitshalber sind in Fig.5 und Fig.6 einfache Ausführungsformen des Grundtondetektors 73 und eines Grundtonimpulsgenerators dargestellt, die in F i g. 3 verwendbar sind.

Bei dem in F i g. 5 dargestellten Grundtondetektor 73 werden die einem Filter 76 entnommenen Gesprächsfrequenzen im Band von 300-800 Hz einem Amplitudendetektor 77 zugeführt, dem ein Ausgangsfilter 78 mit einem Durchlaßband von 80 — 250 Hz folgt, wobei dem Ausgangsfilter 78 ein sinusförmiges Ausgangssignal mit der Grundtonfrequenz entnommen wird, das über eine Leitung 84 dem in Fig.6 dargestellten Grundtonimpulsgenerator 74 zugeführt wird.

Der in F i g. 6 dargestellte Grundtonimpulsgenerator 74 enthält einen an die Leitung 84 angeschlossenen Begrenzer 85, dem ein differenzierendes Netzwerk 86, das das durch Begrenzung erhaltene rechteckförmige Signal in eine Reihe abwechselnd positiver und negativer Impulse umwandelt, sowie ein Schwellenkreis 87 folgt, der beispielsweise die negativen Impulse unterdrückt Am Ausgang des Schwellenkreises 87 entsteht auf diese Weise eine Reihe positiver Impulse mit der Grundtonfrequenz und mit der durch die Kurve 75 dargestellten Form, die zur Weiterverarbeitung dem Frequenzanalysator 24 zugeführt werden.

Außer dem in Fig.5 und Fig.6 dargestellten Grundtondetektor 73 und Grundtonimpulsgenerator 74 können auch Grundtondetektoren und Grundtonimpulsgeneratoren anderen Typs im Übertragungssystem nach Fig.3 und Fig.4 verwendet werden. So kann beispielsweise auch ein Grundtonimpulsgenerator verwendet werden, der sägezahnförmige Ausgangsimpulse liefert, während als Begrenzer 85 in F i g. 6 eine bistabile oder monostabile Kippstufe benutzt werden kann.

In dem mit dem Sender in F i g. 3 zusammenarbeitenden Empfänger in Fig.4 wird die eintreffende

is Impulsreihe nach Impulsregeneration im Impulsregenerator 12 und nach Demodulation im Pulskodemodulatoi 13 dem Zeitmultiplexverteiler 14 zugeführt, der zui Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale an die Bandexpansionsanordnung 15 angeschlossen ist die mit parallelgeschalteten Bandexpanderkanälen 19 und mit einem Basisbandkanal 16 versehen ist, an der ein vom übertragenen Ausgangssignal des Grundtondetektors 73 gesteuerter Komponentengenerator in Form eines Grundtonimpulsgenerators 89 angeschlossen ist Ebenso wie bei dem in F i g. 1 und F i g. 2 beschriebenen Übertragungssystem wird eine genaue Frequenz- und Phasensynchronisation zwischen den Frequenzkomponenten in den Ausgangssignalen des Komponentengenerators 74 in der Bandkompressionsanordnung 3 und denen in den Ausgangssignalen des Komponenten generators 89 in der Bandexpansionsanordnung 15 mil Hilfe des durch die Basisbandkanäle 4, 16 gebildeter Synchronisationskreises bewirkt Das Ausgangssigna des Komponentengenerators 89 wird auf dieselbe An und Weise verarbeitet wie in der Bandexpansionsanord nung 15 nach F i g. 2. Insbesondere wird der Komponentengenerator 89 durch den Grundtonimpulsgeneratoi gebildet, der an den Frequenzanalysator 54 angeschlossen ist und pro Teilband zwei Teilbandfilter 56, 5/ enthält, deren Ausgänge 58,59 mit den Modulatoren 62 '53 im Modulationskreis 55 verbunden sind, die über die Leitungen 51,52 durch die Phasen- und Amplitudenda ten mit der Form b_kcos<P_k und bk sin Φ* gesteuer werden. Am Ausgang des Modulationskreises 55 wire dann die Gesprächskompcmente bk cos cok, zurückge wonnen, die, wie für F i g. 2 eingehend erläutert wurde bezüglich Frequenz, der Phase und der Amplitude dei betreffenden Komponente im ursprünglichen Ge sprächssignal genau entspricht und die mit dei

so Gesprächskomponenten der übrigen Bandexpanderka näle 19 im Summierkreis 20 kombiniert und über dei Verstärker 21 der Wiedergabeanordnung 22 zugeführ wird.

Infolge der Begrenzerbearbeitung in den Bandkom pressorkanälen 5 und den Bandexpanderkanälen 1! stellt es sich heraus, daß das beschriebene Übertra gungssystem ebenfalls in der Ausbildung nicht kritiscl ist Insbesondere wird die gute Wirkung durch die Forn des Ausgangssignals der Komponentengeneratoren 7< und 89 kaum beeinflußt, wenn nur die erzeugtei Frequenzspektren bezüglich der Frequenzen eine guti Annäherung an das Frequenzspektrum des ursprüngli chen Gesprächssignals bilden, was zu einer größerei Freiheit des Entwurfes und letzten Endes zu eine

b5 Vereinfachung der Apparatur führt. So kann beispiels weise statt des sägezahnförmigen Ausgangssignals de üblichen Grundtongeneratoren in der beschriebenei Ausführungsform zur Weiterverarbeitung die Impuls

reihe mit der Grundtonfrequenz, die der in Fig.6 dargestellte Grundtonimpulsgenerator liefert, bereits ausreichen.

In Vergleich zu F i g. 1 und F i g. 2 wird in dieser Ausführungsform eine wesentliche Einsparung der Apparatur dadurch erhalten, daß die einzelnen Begrenzer iii den jeweiligen Bandkompressorkanälen 18 hier durch einen allen Bandkompressorkanälen 5 und Bandexpanderkanälen 19 gemeinsamen Begrenzer in den Grundtonimpulsgeneratoren 74,89 ersetzt werden, während weiter der Frequenzanalysator 44 in der Bandkompressionsanordnung 3 dadurch eingespart werden kann, daß als Modulatoren 40, 41 reine Produktmodulatoren verwendet werden.

Auch mit dem obenstehend beschriebenen Übertragungssystem wird eine sehr gute Wiedergabequalität erhalten, aber außerdem kann hier die Wiedergabequalität der Konsonanten verbessert werden, wie beispielsweise die Geräusche der Buchstaben »s« und »f«, die hauptsächlich durch ein in der. höheren Gesprächsbereichen liegendes rauschartiges Frequenzspektrum gekennzeichnet sind.

Dazu enthalten die Bandkompressionsanordnung 3 in Fig.3 sowie die Bandexpansionsanordnung in Fig.4 einen Rauschgenerator 90,91, der mit einem Ausgangsfilter 92, 93 mit einem geeigneten Durchlaßband von beispielsweise 300—3200Hz versehen ist, sowie einen diesem Generator folgenden elektronischen Schalter 94, 95, der einen von einem Schaltsignal gesteuerten Umschalter 96,97 und zwei Kontakte enthält, die an den Grundtonimpulsgenerator 74,89 bzw. an das Ausgangsfilter 92,93 des Rauschgenerators 90,91 angeschlossen sind. Gegebenenfalls kann an den Ausgang des Rauschgenerators 90, 91 noch ein Begrenzer zur Unterdrückung der Rauschspitzen angeschlossen werden. Gemeinsam werden die Umschalter 96, 97 der beiden elektronischen Schalter 94, 95 von einem Schaltsignal gesteuert, das von einem an den Verstärker 2 im Sender angeschlossenen Konsonantendetektor 98 herrührt, nämlich der elektronische Schalter 94 in der Bandkompressionsanordnung 3 über die Leitung 99 und der elektronische Schalter 95 in der Bandexpansionsanordnung 15 über die Leitung 100, den Zeitmultiplexverteiler 8, den Zeitmultiplexverteiler 14 an der Empfangsseite und die Leitung 101. Außer einer Einsparung an Apparatur führt die gemeinsame Steuerung von demselben Konsonantendetektor 98 zu einer genauen Synchronisation der Umschaltzeitpunkte der elektronischen Schalter 94, 95 in der Bandkompressionsanordnung 3 und der Bandexpansionsanordnung 15.

Zur Erläuterung ist in F i g. 7 detailliert eine einfache Ausbildung des Konsonantendetektors 98 in Fig.3 dargestellt. Dieser Konsonantendetektor ist aus zwei Parallelzweigen 102, 103 mit einem die niedrigeren Gesprächsfrequenzen von beispielsweise 300-800Hz durchlassenden Filter 104 und einem die höheren Gesprächsfrequenzen von beispielsweise 2000 bis 3200Hz durchlassenden Filter 105 zusammengestellt, denen Gleichrichter 106,107 und Tiefpaßfilter 108,109 mit einer Grenzfrequenz von beispielsweise 20 Hz zur Erzeugung von mit dem Pegel der genannten Gesprächsfrequenzen sich ändernder Ausgangssignale folgen. Diese Signale liefern nach Verstärkung in einem einstellbaren Verstärker 110,111 in einem Amplitudenkomparator 112 ein Schaltsignal, von dem beispielsweise die Polarität abhängig ist von der Tatsache,, ob ein Vokal in Form von beispielsweise dem Laut der Buchstaben »a« und »e«, oder ein Konsonant in Form von beispielsweise dem Laut der Buchstaben »s« und »f« auftritt Bei geeigneter Einstellung der Verstärkung des Verstärkeis 110, 111 wird nämlich erreicht, daß abhängig von der Tatsache, ob ein Vokal oder ein Konsonant auftritt, das Pegelsignal der niedrigeren Gesprächsfrequenzen oder das der höheren Gesprächsfrequenzen im Amplitudenkomparator 112 überwiegen wird.
Beim Auftreten eines Vokals wird dann der

ίο Umschalter 96,97 der elektronischen Schalter 94,95 in der Bandkompressionsanordnung 3 und in der Bandexpansionsanordnung 15 vom Schaltsignal in den mit dem Grundtonpulsgenerator 74, 89 verbundenen Zustand gebracht Auf die bereits obenstehend erläuterte Art und Weise werden dann im Komparator 31 der jeweiligen Bandkompressorkanäle die Phasen- und Amplitudendaten der jeweiligen Gesprächskomponenten erzeugt und mit Hilfe dieser Daten werden im Modulationskreis 55 der entsprechenden Bandexpanderkanäle 19 die jeweiligen Komponenten des ursprünglichen Gesprächssignals zurückgewonnen, die über den Summierkreis 20 und den Verstärker 21 der Wiedergabeanordnung 22 zugeführt werden. Umgekehrt wird beim Auftreten eines Konsonanten der Umschalter 96, 97 der elektronischen Schalter 94, 95 vom Schaltsignal des Konsonanten 98 in den mit den Rauschgeneratoren 90, 91 verbundenen Zustand gebracht werden. Im Komparator 31 der jeweiligen Bandkompressorkanäle 5 werden dann die Rauschdaten

jo erzeugt und im Modulationskreis 55 der jeweiligen Bandexpanderkanäle 19 wird mit Hilfe dieser Rauschdaten genau die richtige Rauschdosierung für die Konsonantenwiedergabe bewirkt
Auf diese einfache Weise wird eine ausgezeichnete

J5 Wiedergabe von Vokalen sowie Konsonanten gewährleistet Gegebenenfalls kann auch im Übertragungssystem nach F i g. 1 und F i g. 2 auf obenstehend beschriebene Weise der Rauschcharakter bei der Konsonantenwiedergabe betont werden. In einer Abwandlung des in Fig.3 und Fig.4 dargestellten Übertragungssystems wird zu einer weiteren Bandbreitenverringerung statt des Grundtondetektors 73 ein Grundtonfrequenzdetektor verwendet, wobei durch Frequenzdetektion des Grundtones die genannte weitere Bandbreitenverringerung bewirkt werden kann. Beansprucht beispielsweise der Grundton als Basisbandsignal noch das Band von 80-300Hz, so beansprucht der in seiner Frequenz detektierte Grundton nur noch ein Band mit einer Breite von 20 Hz.

so Zur Erläuterung ist in F i g. 8 eine einfache Ausführungsform eines Grundtonfrequenzdetektors dargestellt Dieser enthält einen Grundtondetektor mit ebenso wie in Fig.5 einem Eingangsfilter 76, einem Amplitudendetektor 77, und einem Ausgangsfilter 78 sowie einem darauffolgenden Frequenzdetektor 79, wobei der detektierte Grundton zur Frequenzdetektion auf die Art und Weise wie in F i g. 6 erläutert wird, der Kaskadenschaltung eines Begrenzers 85, eines differenzierenden Netzwerkes 86 und eines Schwellenkreises 87 zugeführt wird. Ebenso wie in F i g. 6 entsteht dann am Ausgang des Schwellenkreises 87 eine Reihe von Impulsen mit der Grundtonfrequenz und mit. einer beispielsweise positiven Polarität. Dadurch, daß diese Impulsreihe in einem Tiefpaßfilter 83 mit einer Grenzfrequenz von beispielsweise 20 Hz geglättet wird, wird ein mit der Grundtonfrequenz sich änderndes Ausgangssignal erhalten, das dem Grundtonimpulsgenerator in der Bandkompressionsanordnung 3 und

über den Basisbandkanal 4 dem Grundtonimpulsgenerator in der Bandexpansionsanordnung 15 zugeführt wird.

Der zum Grundtonfrequenzdetektor in F i g. 8 gehörende Grundtonimpulsgenerator weicht darin vom Grundtonimpulsgenerator in Fig.6 ab, daß statt eines Begrenzers 85 ein astabiler Kippschwingungsgenerator vom Multivibratortyp mit einer Eigenfrequenz von 165 Hz verwendet wird, der in seiner Frequenz vom Ausgangssignal des Grundtonfrequenzdetektors in Fig.8 gesteuert wird. Am Ausgang des Kippschwingungsgenerators entsteht auf diese Weise ein mit der Grundtonfrequenz sich änderndes Rechtecksignal, das weiter über das differenzierende Netzwerk 86 und den Schwellenkreis 87 auf dieselbe Art und Weise verarbeitet wird wie in F i g. 6.

Außer den bereits obenstehend erwähnten besonderen Vorteilen in der Ausbildung und im Aufbau weist diese Abwandlung des Übertragungssystems außerdem den Vorteil auf, daß unter Beibehaltung einer guten Wiedergabequalität ein maximaler Bandkompressionsfaktor ermöglicht wird.

Fig.9 zeigt eine besonders einfache Ausführungsform des in Fig.3 dargestellten Senders für ein Übertragungssystem nach der Erfindung. Der Fig.3 entsprechende Elemente sind in F i g. 9 mit denselben Bezugszeichen angegeben.

Im Vergleich zu F i g. 3 unterscheidet sich der Sender nach F i g. 9 darin, daß der vom Grundtonimpulsgenerator 74 gebildete Komponentengenerator sowie der Rauschgenerator 90 hier über den elektronischen Schalter 94 ohne Zwischenschaltung eines Frequenzanalysator an die beiden Modulatoren 40, 41 des !Comparators 31 in jedem der parallelen Bandkompressorkanäle 5 angeschlossen sind. Ein weiterer Unterschied ist, daß nun ein Frequenzanalysator 113 mit pro Teilband einem ersten Teilbandfilter 114 und einem zweiten Teilbandfilter 115 mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkenniinien in die Reihe paralleler Bezugskanäle 32 aufgenommen ist. Dabei ist der Frequenzanalysator 113 auf völlig entsprechende Weise ausgebildet wie der bereits obenstehend beschriebene Frequenzanalysator 24 und enthält insbesondere einen Verzögerungskreis 116, eine Anzahl Gewichtungsnetzwerke 117 ... 118; 119 ... 120, und Summierkreise 121,122 mit Ausgängen 123,124, die an die Modulatoren 40,41 des !Comparators 31 angeschlossen sind.

Was die Wirkungsweise anbelangt, entspricht diese Bandkompressionsanordnung 3 aus Fig.9 der aus F i g. 3 völlig. Im einzelnen werden beim Auftreten eines Vokals durch Vergleich der Impulse des Grundtonimpulsgenerators 74 in den Modulatoren 40, 41 mit den von den Teilbandfiltern 114,115 herrührenden Bezugs-Signalen die Phasen- und Amplitudendaten des betreffenden Bandkompressionskanals 5 mit der Form b_k cos Φ* und bt sin Φ* erzeugt, während beim Auftreten eines Konsonanten dadurch, daß über den elektronischen Schalter 94 der Rauschgenerator 90 an die

in Modulatoren 40, 41 angeschlossen wird, die zum betreffenden Konsonanten gehörenden Rauschdaten erzeugt werden.

Auf die bereits obenstehend erläuterte Art und Weise werden die jeweiligen Daten der Bandkompressionsan-Ordnung 3 zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale einer Bandexpansionsanordnung 15 von dem in F i g. 4 dargestellten Typ übertragen. Eine genaue Phasensynchronisation der Bandexpansionsanordnung 15 mit der Bandkompressionsanordnung 13

2(> kann bei Verwendung der obenstehend beschriebenen Bandkompressionsanordnung auf einfache Weise dadurch verwirklicht werden, daß beispielsweise am Ausgang des elektronischen Schalters 94 ein Verzögerungskreis mit einer Verzögerungszeit entsprechend der Verzögerungszeit des Frequenzanalysator 54 in der Bandexpansionsanordnung 15 angeordnet wird.

Ebenso wie bei dem Übertragungssystem nach F i g. 3 und Fig.4 wird auch bei Verwendung der in Fig.9 dargestellten Bandkompressionsanordnung 3 eine aus-

JO gezeichnete Wiedergabequalität erhalten, wobei zusammen mit dem Vorteil der Einsparung eines Frequenzanalysator auch der Vorteil erreicht wird, daß die Modulatoren 40, 41 als Schaltmodulatoren ausgebildet werden können, die sich zur Integration in einem

υ Halbleiterkörper durchaus eignen.

Im Rahmen der Erfindung sind noch weitere Ausführungsformen möglich. So kann beispielsweise in F i g. 1 und F i g. 2 statt des Komponentengenerators 23, 53 in Form eines Signalverzerrers auch die Kaskadenschaltung eines Grundtondetektors 73 und eines Grundtonimpulsgenerators 74 von dem in F i g. 5 und F i g. 6 dargestellten Typ benutzt werden. Gegebenenfalls ist es auch möglich, in der Bandexpansionsanordnung 15 in Fig.4 das Ausgangssignal des elektronij sehen Schalters 95 unmittelbar den Modulatoren 62,63 zuzuführen, wobei dann der Frequenzanalysator mit Teilbandfiltern mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien hinter den Modulatoren 62,

^r>o 63 angeordnet werden muß.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

1. Patentansprüche:

   t. Übertragungssystem für Gesprächssignale mit einem Sender mit einer Bandkompressionsanordnung und mit einem Empfänger mit einer Bandexpansionsanordnung, wobei die Bandkompressionsanordnung auf der Sendeseite einen Basisbandkanal für ein Basisband der Gesprächssignale, die in einem niedrigen Gesprächsfrequenzbereich liegen, und eine Reihe paralleler Bandkompressorkanäle enthält für Bandkompression aufeinanderfolgender Teilbänder der Gesprächssignale in dem oberhalb des BasLsbandes liegenden Gesprächsfrequenzbereich, und die Bandexpansionsanordnung auf der Empfangsseite zur Rückgewinnung der ursprünglichen Gesprächssignale ebenfalls einen Basisbandkanal und weiter eine entsprechende Reihe paralleler Bandexpanderkanäle enthält, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die Bandkompres- sionsanordnung (3) wie auch die Bandexpansionsan ordnung (15) einen Eingangskreis enthält, der mit einem an den Basisbandkanal (4 bzw. 16) angeschlossenen Komponentengenerator (23 bzw. 53) zur Erzeugung von Frequenzkomponenten in den Teilbändern des oberhalb des Basisbandes liegenden Gesprächsfrequenzbereiches versehen ist, daß die beiden Anordnungen (3,15) einen Frequenzanalysator (24 bzw. 54) enthalten mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter (25,26 bzw. 56, 57) mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien, wobei die Bandkompressionsanordnung (3) außer der Reihe paralleler Bandkompressorkanäle (5) auch eine Reihe paralleler Bezugskanäle (32) enthält und in wenigstens eine dieser Kanalreihen (5, 32) der genannte Frequenzanalysator (24) mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter (25, 26) aufgenommen ist, daß in der Bandkompressionsanordnung (3) in jedem Bandkompressorkanal (5) außerdem ein Komparator (31) sowie ein Begrenzerkreis (29, 30) vorgesehen ist, um einen konstanten Amplitudenwert der im Komponentengenerator (23) erzeugten Frequenzkomponenten am Eingang des Komparators (31) zu erhalten, der über einen Bezugskanal (32) durch Frequenzkomponenten in dem selben Teilband des ursprünglichen Gesprächssignals als Bezugssignal zur Erzeugung von für das betreffende Teilband kennzeichnenden Phasen- und Amplitudendaten gesteuert wird, während in der Bandexpansionsanordnung (15) der genannte Frequenzanalysator (54) mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter (56,57) in die Reihe paralleler Bandexpanderkanäle (19) aufgenommen ist und in den jeweiligen Bandexpanderkanälen (19) zugleich ein Modulationskreis (55) sowie ein Begrenzerkreis (60, 61) vorgesehen ist, um einen konstanten Amplitudenwert der im Komponentengenerator (53) erzeugten Frequenzkomponenten am Eingang des Modulationskreises (55) zu erhalten, der von den zum betreffenden Teilband gehörenden kennzeichnenden Phasen- und Amplitudendaten gesteuert wird (F i g. 1 und 2).
2. 2. Übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzanalysator (24; 54) pro Teilband ein erstes und ein zweites Teübsndfüter (25, 26; 56, 57) mit den selben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Fhase-Frequcnzkennlinien mit einem Verzögerungskreis (33; 66) und einer Anzahl Gewichtungsnetzwerken (34... 35,36... 37; 67...68, 69...70) enthält, von welchen Gewichtungsnetzwerken das eine Ende mit Punkten unterschiedlicher Verzögerungszeit im Verzögerungskreis (33; 66) und das andere Ende mit einem von einem Summierkreis (38,39; 71, 72) gebildeten Ausgangskreis verbunden ist (F i g. 1 und 2).
3. 3. Übertragungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Teilbandfilter (25,26; 56,57) für das selbe Teilband im Frequenzanalysator (24; 54) untereinander um ir/2 phasenverschobene Phase-Frequenzkennlinien aufweisen (F i g. 1 aid 2).
4. 4. Übertragungssystem nach einem der vorstehen den Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Bandkompressionsanordnung (3) der Komparator (31) durch einen ersten und einen zweiten Modulator (40, 41) gebildet wird, die einerseits von den Frequenzkomponenten konstanter Amplitude des Kcmponentengenerators (23) und andererseits von Frequenzkomponenten im betreffenden Teilband des ursprünglichen Gesprächssignals gesteuert werden, wobei den von Tiefpaßfiltern (42,43) gebildeten Ausgängen der Modulatoren (40, 41) die Phasen- und Amplitudendaten des betreffenden Teilbandes entnommen werden (F i g. 1).
5. 5. Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Bandexpansionsanordnung (15) der Modulationskreis (55) durch einen ersten und einen zweiten Modulator (62, 63) gebildet wird, die einerseits von den Frequenzkomponenten konstanter Amplitude des Komponentengenerators (53) und andererseits von den zum betreffenden Teilband gehörenden Phasen- und Amplitudendaten gesteuert werden, wobei einem an die Modulatoren (62, 63) angeschlossenen Summierkreis (64) das zurückgewonnene Teilband entnommen wird (F i g. 2).
6. 6. übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandkompressionsanordnung (3) einen von den zu übertragenden Gesprächssignalen gespeisten Konsonantendetektor (98) enthält, daß in die Bandkompressionsanordnung (3) sowie in die Bandexpansionsanordnung (15) ein elektronischer Schalter (94 bzw. 95) aufgenommen ist, der unter Ansteuerung des Konsonantendetektors (98) bei einem Vokal den Komponentengenerator (74 bzw. 89) und bei einem Konsonanten einen Rauschgenerator (90 bzw. 91) an den Eingang der Reihe von Bandkompressor- und Bandexpanderkanälen (5 bzw. 19) anschließt (F i g. 3 und 4).
7. 7. Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Basisbandkanal (4) in der Bandkompressionsanordnung (3) und der Basisbandkanal (16) in der Bandexpansionsanordnung (15) zusammen einen Synchronisationskreis bilden zur gegenseitigen Synchronisation der Komponentengeneratoren (74 bzw. 89) in der Bandkompressionsanordnung und in der Bandexpansionsanordnung (F i g. 3 und 4).
8. 8. Übertragungssystem nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Bandkompressionsanordnung (3) zusammen mit dem in eine (z. B. 5) der von den Bandkompressorka-

   nälen und den Bezugskanälen gebildeten Kanalreihen (5,32) aufgenommenen Frequenzanalysator (24) mit pro Teilband einem ersten und einem zweiten Teilbandfilter (25,26) mit denselben Amplitude-Frequenzkennlinien, aber mit untereinander phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinien in die andere Kanalreihe (z. B. 32) zugleich ein -Frequenzanalysator (44) mit pro Teilband nur einem Teilbandülter (46) aufgenommen ist (F i g. 1).
9. 9. Übertragungssystem nach einem dei vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Begrenzerkreis zum Erhalten des konstanten Amplitudenwertes der Frequenzkomponenten durch einzelne Begrenzer (29,30; 60,61) gebildet wird, die an die Teilbandfilter (25,26; 56,57) des Frequenzanalysator (24; 54) angeschlossen sind (F i g. 1 und 2).