DE2723570C3 - Signalempfänger - Google Patents
SignalempfängerInfo
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- DE2723570C3 DE2723570C3 DE19772723570 DE2723570A DE2723570C3 DE 2723570 C3 DE2723570 C3 DE 2723570C3 DE 19772723570 DE19772723570 DE 19772723570 DE 2723570 A DE2723570 A DE 2723570A DE 2723570 C3 DE2723570 C3 DE 2723570C3
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04Q—SELECTING
- H04Q1/00—Details of selecting apparatus or arrangements
- H04Q1/18—Electrical details
- H04Q1/30—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents
- H04Q1/44—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current
- H04Q1/444—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies
- H04Q1/45—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling
- H04Q1/457—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling with conversion of multifrequency signals into digital signals
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
Description
erfordern, möglichst wenig Platz einnehmen, ohne
Abgleichmaßnahmen herstellbar und durch preiswerte Standardbausteine in Großintegrationstechnik realisierbar
sein.
Diese Aufgabe wird bei einem Signalenipfänger der
eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß eine Einrichtung vorgesehen ist, welche die empfangenen
analogen Signale abtastet und analog-digital wandelt, daß an die Einrichtung ein Mikrorechner angeschlossen
ist, welcher die digitalen Signale programmgesteuert nach dem &n sich bekannten Quadratur-Korrelationsverfahren
verarbeitet, indem er die abgetasteten und digital codierten Signale mit gespeicherten Abtastwerten
von Referenzschwingungen
cos(/ · ωR ■ Δt)und sin (i -O)R-At)
multipliziert und anschließend getrennt aufsummiert,
daß die jeweiligen Summen quadriert und addiert werden, daß die Anzahl der Abtastwerte, über die die
jeweilige Summe gebildet wird, entsprechend der Bandbreite der zugeordneten Selektionsfunktion (Übertragungsfunktion)
für alle Referenzschwingungen unterschiedlich gewählt ist, daß das Ergebnis der Addition bei
Mehrfrequenzcode-Signalen (MFV-Signalen) mit den Ergebnissen der gleichartigen Verarbeitung der anderen
Referenzschwingungen verglichen wird und daß die vom Mikrorechner ermittelten Signale vorgegebener
Frequenz von einer weiteren Einrichtung ausgewertet werden.
Durch die erfindungsgemäße Lösung ist es nunmehr möglich, ohne Gruppenfilter, die bisher vielfach mit
diskreten Bauelementen, wie Spulen, Übertragern und Kondensatoren realisiert wurden, auszukommen. Ebenso
können eine große Anzahl externer Bauelemente und spezielle Schaltkreise und somit umfangreiche Verdrahtungsarbeiten
vermieden werden. Die gesamte Wahlziffernauswertung ist lediglich auf einen Analog/Digital-Wandler
und einen Mikrorechner, also auf Standardbausteine in Großintegrationstechnik, beschränkt. Dadurch
kann der erfindungsgemäße Signalempfänger mit sehr wenig Aufwand und Platzbedarf realisiert werden.
Die Anpassung des Signalempfängers an die verschiedenen Aufgaben kann über genormte Schnittstellen
erfolgen, die bei einer Rechnerlösung sehr einfach zu verwirklichen sind. Dabei ist es von Vorteil, daß die vom
Rechner ermittelten Wahlzeichen von diesem in einer für die Weiterverarbeitung geeigneten Form ausgegeben
werden können.
Der Algorithmus des »Korrelationsempfängers nach dem Quadraturverfahren« ist ein integraies Verfahren.
Die Beobachtung und Auswertung der empfangenen Signale erfolgt über einen längeren Zeitraum. Dadurch
werden kurzzeitige Störimpulse oder rauschähnliche Störsignale, die dem Nutzsignal überlagert sein können,
durch die Selektion der Filterkurven und durch die Mittelwertbildung weitgehend eliminiert.
Die verschiedenen Filter können im Rechner durch Zeitmultiplex-Verarbeitung als Programmstücke realisiert
werden.
Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Un: _-i ansprächen angegeben.
Der Signalempfänger kann mit Vorteil sowohl zur Auswertung einzelner sinusförmiger Signale vorgegebener
Frequenz wie z. B. Hörtöne oder Steuertöne aber auch zur Auswertung von Mehrfrequenzcode-Signalen,
insbesondere für tonfrequente Tastwahl nach CCITT-Empfehlung Q23 (2 χ 1 aus 4 Code) verwendet werden.
Für schnelle Rechner kann die oft verfügbare Abtastfrequenz von 8 kHz für die ADalog/Digital-Wandlung
verwendet werden.
Die Referenzschwingungen können als Abtastwerte oder in besonders vorteilhafter Weise als Vorzeichenbits
in Festwertspeichern eingeschrieben und bei der Erzeugung der Referenzschwingungen von dort ausgelesen
werden. Dadurch werden aufwendige Multiplikationen zu einfachen Umpolfunktionen und falls ein
Mikrorechner mit einer Wortbreite von π bit verwendet wird, können η Referenzschwingungen gleichzeitig
verarbeitet werden.
Eine Vorverarbeitung der empfangenen Signale, ein erweiterter Sprachschutz, die gesamte Decodierschaltung
und die Codeanpassung, sowie die zeitliche
Überwachung und Ablaufsteuerung können sehr flexibel als Programmsteuerung im Rechner ausgeführt
werden.
Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert Es zeigt
F i g. 1 Blockschaltbild eines Signalempfängers,
Fig.2 normierte Übertragungsfunktion über der
Frequenz für zwei benachbarte Signale vorgegebener Frequenz,
F i g. 3 zeitlicher Verlauf eines Mehrfrequenzcode-Signals und Umpolvorgang bei Korrelation.
F i g. 3 zeitlicher Verlauf eines Mehrfrequenzcode-Signals und Umpolvorgang bei Korrelation.
In F i g. 1 ist das Blockschaltbild des Signalempfängers gemäß der Erfindung dargestellt. Er besteht aus
einem Analog/Digital-Wandler 1 und einem Mikrorechner 2. Der Mikrorechner enthält einen quarzgesteuerten
Taktgenerator 3, einen zentralen Prozessor 4, einen Festwertspeicher 5 für das Programm und für feste
Daten, einen Schreib-Lese-Speicher 6 mit freiem Zugriff und einige Ein- und Ausgabetore 7, 8 und 9. Die
Anordnung in F i g. 1 zeigt nur die notwendigen Funktionsblöcke, die miteinander durch einen Bus 10,
der aus vielen Daten-, Adreß- und Steuerleitungen bestehen kann, miteinander verbunden sind. Selbstverständlich
ist es auch denkbar, daß alle gezeichneten Funktionsblöcke auf einem einzigen Halbleiterchip
integriert sind. Aber auch jede andere Kombination der Funktionsblöcke und der Gestaltung des Systembusses
sind möglich.
Zur Erzeugung des Taktes für die Abtastwerte kann in einfacher Weise ein externer, in der übergeordneten
Fernmeldeanlage vorhandener Takt (z. B. 8 kHz) verwendet werden, oder der Takt kann aus dem
Taktgenerator 3 des Mikrorechners abgeleitet werden. Dazu notwendige Frequenzteiler, Phasenschieber oder
Pegelanpassungsglieder sind nicht gezeichnet und
-,ο können entsprechend dem Stand der Technik Funktionskomponenten
des Taktgenerators 3 sein.
Eine andere Möglichkeit der Erzeugung der Abtastzeitpunkte besteht im Einsatz eines TIMERs und in der
Interrupt-Steuerung des Mikrorechners. Die in F i g. 1 skizzierte Lösung kommt aber ohne zusätzliche
Hardware aus und ist auch zeitlich im Programmablauf besonders günstig. Aus diesem Grund wird diese
Realisierung bevorzugt.
Nach Ablauf der Zeit, die zwischen zwei Abtastzeit-
M) punkten vergeht, setzt der Taktgenerator 3 den
logischen Pegel auf der Taktleitung ζ von logisch »0« auf »1«. Der Mikrorechner fragt über eine Programmschleife
das Eingabetor 8 ab, welcher logische Wert auf der Taktleitung ζ anliegt. Sobald z=\ ist, wird vom
t>5 Eingabetor 7 der vom Analog/Digital-Wandler 1 bereits
gewandelte Abtastwert in den Mikrorechner eingelesen und verarbeitet. Nach einer fest vorgeschriebenen Zeit
setzt der Taktgenerator 3 den logischen Pegel der
Taktleitung ζ zurück auf den Wert »0«.
Mit dem in Fig. 1 dargestellten Signalempfänger lassen sich nun, wie im folgenden näher erläutert wird,
ohne weiteren Aufwand sowohl einzelne sinusförmige Signale vorgegebener Frequenz, wie z. B. Hörtöne oder
Steuersignale in Fernmelde- oder Datenverarbeitungsanlagen, als auch mehrere sinusförmige Signale
vorgegebener Frequenz, wie z. B. Mehrfrequenzcode-Signale oder tonfrequenten Tastenwahl, insbesondere
Mehrfrequenzcodezeichen nach der CCITT-Empfehlung Q23 erkennen und auswerten. Diese Mehrfrequenzcode-Signale
nach der CCITT-Empfehlung bestehen aus jeweils zwei Frequenzen, von denen die eine
Frequenz vier vorgegebenen Frequenzen einer unter 1 kHz liegenden Frequenzgruppe, die andere Frequenz
vier vorgegebenen Frequenzen einer oberhalb von 1 kHz liegenden Frequenzgruppe angehört. Ein Code,
der je eine Frequenz aus zwei jeweils aus vier Frequenzen bestehenden Frequenzgruppe verwendet,
wird auch mit »2 χ (1 aus 4)-Code« bezeichnet.
Im folgenden wird die Funktionsweise des Signalempfängers für den etwas aufwendigeren Fall der
Erkennung und Auswertung von Mehrfrequenzcode-Wahlsignalen näher beschrieben.
Das Mehrfrequenzcode-Wahlsignal u (t) in F i g. 1
wird ohne vorherige Gruppentrennung beispielsweise mit einer Abtastfrequenz /^ = 8 kHz abgetastet und
digital codiert. Da den Mehrfrequenzcode-Wahlsignalen Störungen im gesamten Sprachband überlagert sein
können, ist es zweckmäßig, die Abtastfrequenz so hoch zu wählen, daß keine Spiegelfrequenzen auftreten.
Deshalb wird hier vorgeschlagen, die zur Sprachübertragung in Zeitvieifach-Übertragungsanlagen und Zeitvielfach-Vermittlungsanlagen
eingeführte Abtastfrequenz /4 = 8 kHz zu verwenden. Dabei werden die Wahlsignale zwar überabgetastet, doch wird die
Rechengenauigkeit beim Summieren der Abtastwerte erhöht.
Sollte jedoch der verwendete Mikrorechner für die nachfolgend beschriebene Verarbeitung der Abtastwerte
zu langsam sein, so daß er nicht in der Lage ist, alle zu prüfenden Signale vorgegebener Frequenz auszuwerten,
so ist je nach verfügbarer Verarbeitungsgeschwindigkeit eine entsprechend langsamere Abtastfrequenz
zu wählen.
Die folgende Tabelle zeigt die Zuordnung der Signalfrequenzen zu den Wahlzeichen bei Mehrfrequenzcode
nach CCITT. Die Tastatur eines Fernsprech-Teilnehmerapparates umfaßt nur die Ziffern 0 bis 9 und
die Zeichen * und #.
1209 Hz 1336 Hz 1477 Hz
697 Hz | 1 | 2 | 3 |
770 Hz | 4 | 5 | 6 |
852 Hz | 7 | 8 | 9 |
941 Hz | * | 0 | # |
A
B
C
D
B
C
D
20
5(1
1633 Hz
bO
Da, wie der Tabelle entnommen werden kann, die höchste Frequenz der oberen Frequenzgruppe im Falle
der Mehrfrequenzcode-Tastenwahl bei Fernsprech-Teilnehmerapparaten
1477 Hz ist, kann als niedrigste Abtastfrequenz nach dem Abtasttheorem der doppelte
Wert der auszuwertenden Frequenz, also 2 χ 1477 Hz=2954 Hz gewählt werden. Je nach Verarbeitungsgeschwindigkeit
des Mikrorechners ist es daher zweckmäßig, eine Abtastfrequenz zwischen etwa 3 kHz
und 8 kHz zu wählen. Etwa auftretende Störungen dei Auswertung durch bei der niedrigen Abtastfrequenz in
den Auswertebereich hineinfallende Spiegelfrequenzen lassen sich durch einen vor dem Analog/Digital-Wandler
1 geschalteten Tiefpaß vermeiden. Im folgender wird angenommen, daß die Rechengeschwindigkeit des
verwendeten Mikrorechners ausreicht, um die mit einet Abtastfrequenz von 8 kHz anfallenden Abtastwerte zu
verarbeiten. Die Zeit zwischen dem Einlesen zweier Abtastwerte beträgt dann At= 125 μβ.
Nach dem Abtasten und der Analog/Digital-Wandlung der Eingangssignale u (t) folgt die Verarbeitung im
Mikrorechner. Die digitalen Signale werden im Mikrorechner programmgesteuert nach dem an sich
bekannten Quadratur-Korrelations-Verfahren verarbeitet. Hierzu werden die digitalen Signale mil
gespeicherten Abtastwerten der Referenzschwingungen cos (üRt und sin ω«ί multipliziert und getrenni
aufsummiert. Nach einer vorgegebenen Meßzeit werden die Quadrate der beiden Produktsummen gebildet
und addiert. Das Ergebnis dieser Addition wird mit dem Ergebnis der gleichartigen Verarbeitung der anderen
Referenzschwingungen (A= 1, 2 ... 8) verglichen. InFalle, daß nur sieben Frequenzen ausgewertet werden
IStK=I,2...7.
Wird bei der jeweiligen Auswertung ein vorgegebener Wert überschritten, ist dies ein Zeichen dafür, da£
im empfangenen analogen Signal eine Teilschwingung vorhanden war, deren Frequenz mit der Frequenz dei
zugeordneten Referenzschwingung übereinstimmte unc daß somit ein Signal vorgegebener Frequenz erkannt
wurde.
Um eine optimale Frequenzselektion zu erhalten wird, wie später näher erläutert, für jede Referenzschwingung
eine unterschiedliche Anzahl von Abtastwerten Nr (R=\, 2 ... 8) entsprechend einei
Auswertezeit Tr=Nr ■ At vorgegeben. Es werden alsc folgende Operationen ausgeführt.
U)-sin(/·
U) (Iu)
Ii)(Ib)
ι - - η
v< = λγ Σ ·
" i=l
mit R = 1,2 8.
Darin bedeuten:
M? Zahl der Abtastwerte, über die summiert wird,
/ Laufvariable,
At= 1 IfAZeit zwischen dem Einlesen zweier Abtastwerte
u(i ■ A t) Abtastwerte des Mehrfrequenzcode-Wahlsignals
ω«/2π Referenzfrequenz.
Die in den Gleichungen la und Ib angegebenen Operationen sollten im Mikrorechner möglichst sofort
nach dem Einlesen ohne längere Zwischenspeicherung ablaufen. Es ist also anzustreben, daß der Mikrorechner
in der Zeit zwischen zwei Abtastwerten (A t= 125 μ5) die
genannten Schritte für alle 8 bzw. 7 Referenzschwingungen im Zeitvielfach ausführt Hierbei ist jedoch die
Multiplikation eine zeitlich zu aufwendige Operation, die aus vielen Mikroprogrammschritten, wie z. B.
Schieben, Addieren, Vergleichen, besteht. Daher ist es vorteilhaft, in einem Signalempfänger gemäß der
Erfindung die Multiplikation mit den Sinus- und Cosinusschwingungen in Gl. (la) und Gl. (Ib) durch eine
Multiplikation mit den phasengleichen Rechteckfunktionen zu ersetzen. Dabei werden die Rechteckfunktionen
durch eine Folge von Abtastwerten beschrieben, die nur aus einem Bit, dem Funktionswert +1 oder -1,
bestehen. Damit läßt sich die Multiplikation auf eine »Umpolfunktion« zurückführen, die ihrerseits im Mikroprogramm
als Addition oder Subtraktion ausgeführt werden kann.
tionsempfängers sei eine Einzelschwingung der Form
(t) = Ci1 · sin (ι», / + 7)
(3a)
= üi ■ sin 7 · cos mi I + U1 · cos 7 · sin
<», f .
(3 b)
Diese Schwingung wird mit cosw«i und sina)«f, den
sogenannten Quadraturkomponenten der Referenzschwingung multipliziert. Anschließend wird über beide
Produkte integriert:
V1. = ^r-
■ sgn [cos(/ · pifi -I/)]
(2a) Uc = lim -= \ U1
-=■ I M1 (f) · coS(.<Rf · d/ (4a)
20
Σ «('■ ")■
Dies hat bei der Verarbeitung den weiteren Vorteil, daß beim Lesen der Funktionswerte aus dem Speicher
bei jedem Abtastwert gleich die Funktionswerte für mehrere Referenzschwingungen parallel in das Rechenwerk
geholt werden können. Wird ein Mikrorechner mit einer Wortbreite von beispielsweise 8 Bit verwendet, so
können die Funktionswerte aller 8 Referenzschwingungen für
sgn [cos(/ · ω R ■ Δ tj\ und sgn [sin(/
Δ tj\
jeweils in einer Speicherzelle gespeichert und von dort
ausgelesen werden. Dadurch wird Speicherplatz und Verarbeitungszeit eingespart
Physikalisch kann das Einführen der Signum-Funktion (sgn) in Gl. (2a) und GL (2b) folgendermaßen
begründet werden: Der Algorithmus nach Gl. (la) und GL (Ib) entspricht der Arbeitsweise eines Amplitudenmodulators. Die codierten Abtastwerte der Wahlsignale
werden mit den Abtastwerten einer Referenzschwingung multipliziert, die als Trägerfrequenz aufgefaßt
werden kann.
Stelle man sich vor, daß dieser Modulationsvorgang durch einen Ringmodulator ausgeführt wird, so kann
man die cos- und sinusförmige Trägerfrequenzschwingung auch durch die phasengieiche Rechteckschwingung ersetzen. Das niederfrequente Modulationsspektrum wird nur mit einem konstanten Amplitudenfaktor
multipliziert, erleidet aber keine Verzerrungen. Allerdings treten Vielfache der Trägerfrequenzschwingung
mit entsprechenden Seitenbändern auf, die sich aber bei der weiteren Verarbeitung im Rechner nicht störend
auswirken.
Der Korrelationsempfänger nach dem Quadraturverfahren mit Mikrorechner hat im Frequenzbereich
selektive Eigenschaften. Dies soll im folgenden gezeigt werden. Zur einfacheren Darstellung der Operationen
wird dabei von der Integralschreibweise Gebrauch gemacht, und es wird angenommen, die Funktionen
seien kontinuierlich und nicht zeit- und amplitudendiskret Weiterhin sei zur Veranschaulichung des Prinzips
vorausgesetzt, die Eingangsschwingung des Korrela- Us = lim — Γ ι/, (r) · sin
<„Rt ■ df. (4b)
Γ—oc ' J
25 Die Ausgangswerte der Teilsummen Uc und U5
werden quadriert und addiert.
F= C/,2 + U1 2 .
30 Setzt man Gl. (3a) oder Gl. (3b) in Gl. (4a) und Gl. (4b)
ein, so ergeben sich Ausdrücke, die die folgenden Integrale (GL [6a, b] und Gl. [7a, b]) enthalten. Für diese
Integrale gilt:
35
40 T^ J COS ι
t ■ COS «iK t ■ dt =
Pi1 = ciR
0 für Pi1 ψ
45
Hm ^r f
— J sin
1 ■ sin «iR t - df =
0 für
50 (6a)
l] = f)R
(6 b)
Weiterhin ergibt sich aufgrund der Orthogonalität der Sinus- und Cosinusschwingungen:
55
60
65 •Ϊ
■*■!/
T-=c ' J
— I sin fm / · cos PiRf -df = 0 für alle pir
(7a)
Hm — Γ
T-oc T J
cos Pi1 1 ■ sin PiR t ■ dt = 0 für alle «iK .
Hh)
ίο
Daraus folgt nach Gl. (5) Tür F unter Berücksichtigung
des Scheitelwertes H1
lim F = ^
lim F = 0 Tür
r-*
χ eine normierte
Bei der Auswertung der Frequenzcode-Wahlsignale kann die Integrationszeit T wegen der geltenden
Zeitbedingungen nicht unendliche lange ausgedehnt werden. Außerdem handelt es sich um kausale
Funktionen, die zu einem bestimmten Zeitpunkt beginnen und vor diesem Zeitpunkt zu Null angenommen
werden. Durch die endliche Integrationszeit über T entsteht ein Fehler, weil die Gl. (6a, b) und Gl. (7a, b)
nicht exakt erfüllt sind.
Der Einfluß der endlichen Integrationszeit wirkt sich folgendermaßen aus: Stimmen die Frequenzen der
Signal- und Referenzschwingung nicht überein, so wird F je nach der zufällig auftretenden Phasenlage φα
zwischen Signal- und Referenzschwingung einen von Null verschiedenen Wert annehmen. Simmen die
Frequenzen der beiden Schwingungen überein, so
schwankt F um den Mittelwert ü \/4 ebenfalls in
Abhängigkeit von der Phasenlage ψο zwischen Signal-
und Referenzschwingung. Durch geeignete Wahl der Integrationszeit kann man jedoch erreichen, daß der
auftretende Fehler unter Einhaltung der Zeitbedingungen für die Auswertung kleiner als 5% bleibt
Der erfindungsgemäße Signalempfänger arbeitet wie ein Bandpaßfilter oder eine Gruppe von Bandpaßfiltern
mit einer Übertragungsfunktion, deren Betrag der Funktion^-—) folgt Dabei ist
Frequenz. Die Bandbreite des Bandfilters wird durch die
Integrationszeit festgelegt
In Fig.2 ist der auf Ao normierte Betrag der
In Fig.2 ist der auf Ao normierte Betrag der
Übertragungsfunktion -~ als Funktion der Frequenz /
für zwei benachbarte Referenzfrequenzen (f\ = 770 Hz und 6=852 Hz) aufgetragen. Die Integrationszeit
T= NjAt ist gerade so gewählt, daß die erste Nullstelle
der Funktion Γ"χ~J mit der Mittenfrequenz des
Nachbarfilters zusammenfällt. Die Bandbreite des Korrelationsempfängtrs beträgt im gezeichneten Beispiel
ca. 50 Hz. Es ist also für eine optimale Selektion der
zu erkennenden Signale vorgegebener Frequenz vorteilhaft, daß die Anzahl der Abtastwerte NR, über die
jeweiligen Summen Uc und U1 gemäß GL (la) und (Ib)
gebildet werden, entsprechend der gewünschten Bandbreite der Korrelationsfilter für alle Referenzschwingungen
unterschiedlich zu wählen, und zwar so, daß die oben angegebene Bedingung für die Lage der Nullstelle
erfüllt wird.
Der beschriebene Algorithmus zur Auswertung der Mehrfrequenzcode-Wahlsignale mit Mikrorechner ist
ohne vorherige Signaltrennung durch ein Gruppenfilter anwendbar. Nach Ablauf der Integrationszeit brauchen
die weitere Verarbeitung, also das Quadrieren und Addieren der Teilsummen Uc und Us nach Gl. (5) und die
Auswertung, das Decodieren der empfangenen Ziffer und die Übergabe an die Vermittlungssteuerung nicht
mehr sofort zu erfolgen. Nach Ablauf der Integrationszeit T werden beispielsweise bis zur Übergabe der
erkannten Ziffern) oder bis zum Ende der Auswertung keine weiteren Abtastwerte mehr eingelesen. Die
zeitliche Überwachung der Signalauswertung wird programmgesteuert vom Mikrorechner ausgeführt.
In Fig.3 ist anschaulich die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Korrelationsempfängers dargestellt.
Im oberen Diagramm sind die Abtastwerte und als deren Einhüllende der zeitliche Verlauf der Spannung
u(t) eines Mehrfrequenzcode-Wahlsignals eingezeichnet. In das gleiche Diagramm ist die »Umpolfunktion«
als Rechteckschwingung υφ) gestrichelt eingetragen,
wobei angenommen ist, daß die Frequenz der Rechteckschwingung mit einer der Signalkomponenten
des Mehrfrequenzcode-Wahlsignals übereinstimmt. Gleichzeitig ist vorausgesetzt, daß der Phasenwinkel
zwischen »Umpolfunktion« und der nachzuweisenden Signalkomponente Null ist. In diesem Fall braucht nur
die gezeichnete Quadraturkomponente betrachtet zu werden. Die um eine Viertelperiode versetzte Quadraturkomponente
liefert keinen Beitrag zum Mittelwert F. Im unteren Diagramm von F i g. 3 sind die Abtastwerte
und der zeitliche Signalverlauf der Einhüllenden nach Ausführung des Umpolens eingezeichnet. Durch Mittelwertbildung
ergibt sich ein endlicher Mittelwert F. Dieser Mittelwert wird dagegen Null, wenn das
abgetastete Mehrfrequenzcode-Signal keine Signalkomponente enthält, deren Frequenz mit der Frequenz
der Referenzschwingung übereinstimmt
Bevor die bestimmten ausgewerteten Signale den Signalempfänger erreichen, gehen diesen in der Regel
Wahltöne voraus. Beim Eintreffen der ersten zu erkennenden Signale können diese unter Umständen
von einem Wahlton überlagert sein. Da dieser Wahlton einen wesentlich höheren Pegel als die auszuwertenden
Signale des Mehrfrequenzcode aufweisen kann und Obertöne oder Intermodulationsfrequenzen in das
auszuwertende Frequenzband fallen können, wird eine wesentliche Herabsetzung der Störempfindlichkeit des
Signalempfängers erzielt, wenn dem Analog/Digital-Wandler
ein Wähltonsperrfilter mit Wähltonabschaltung vorgeschaltet ist
Unterschiedliche Pegel der Eingangssignale infolge unterschiedlicher Anschlußleitungs- und/oder Varbindungsleitungsdämpfungen
werden wirksam durch einen Verstärker am Eingang des Signalempfängers oder, falls
vorgesehen, am Eingang des Wähltonsperrfilters, ausgeglichen.
Die Siirnalauswertunof nach dem erläuterten Korrelationsverfahren
ist gegen eine Übersteuerung der Eingangssignale praktisch unempfindlich. Daher können
in vorteilhafter Weise auch von den Abtastwerten des Empfangssignals die Signum-Funktionen gebildet
und ausgewertet werden. Signum-Funktionen lassen sich in einfacher Weise durch einen Schwellenwertbaustein
erzeugen, wodurch der Analog/Digital-Wandler 1
in F i g. 1 eingespart werden kann.
Als Schwellenwertbaustein sind alle Einrichtungen geeignet, die ein logisches Signal der einen Art (0 oder 1)
abgeben, wenn das empfangene analoge Eingangssignal größer als 0 ist, und ein logisches Signal der anderen Art
(1 oder 0) abgeben, wenn das empfangene analoge Eingangssignal kleiner als 0 ist
Enthält das empfangene Signal um den Nullpegel schwankende Störkomponenten wie z. B. Rauschen, so
ist ein Schwellenwertbaustein besonders geeignet, der
dreiwertig arbeitet und ein logisches Signal der einen Art (0 oder 1) abgibt, wenn das Eingangssignal einen
vorgegebenen positiven Schwellenwert überschreitet, ein logisches Signal der anderen Art (1 oder 0) abgibt,
wenn das Eingangssignal einen vorgegebenen negativen Schwellenwert unterschreitet und andernfalls ein drittes
Signal abgibt
Sobald ein Signalempfänger, insbesondere ein Mehrfrequenzcode-Wahlsignalempfänger, an eine Teilnehmerleitung angeschaltet ist, können vom Teilnehmerapparat über das Mikrofon Sprachsignale oder Raumgeräusche, wie z. B. Maschinenlärm, Musik oder Sprache,
und durch Nebensprechen auf den Leitungen Wählgeräusche, Sprachsignale und Impulse zum Wahlsignalempfänger gelangen. Während der Wahl werden die
über das Mikrofon kommenden akustischen Signale kurzgeschlossen und im Teilnehmerapparat werden
z.B. die Mehrfrequenzcode-Wahlsignale erzeugt und zum Wahlsignalempfänger übertragen. Wenn der
Teilnehmer die Tasten der gewählten Ziffer losläßt, wird der alte Zustand wieder hergestellt Außerdem können
Hörtöne zum Wahlsignalempfänger gelangen. Aufgabe des Wahlsignalempfängers ist es, z. B. Mehrfrequenzcode-Wahlsignale eindeutig zu erkennen und andere
Signale nicht als Wahlsignale zu bewerten.
Zu Beginn einer Auswertung der empfangenen Signale durch den Mikrorechner müssen zunächst alle
seine Speicherzellen und Register für die Variablen auf einen definierten Anfangszustand gesetzt werden. Dann
wird mit dem Einlesen der Abtastwerte vom Analog/Digital- Wandler begonnen.
Es ist nun zweckmäßig, anstelle einer stets in gleicher Weise verlaufenden aufwendigen Prozedur der Verarbeitung der Abtastwerte die Abtastwerte zunächst
vorzuverarbeiten und in Abhängigkeit der Vorverarbeitung zu entscheiden, ob eine Auswertung durch
Korrelation der Referenzfrequenzen mit den gespeicherten Abtastwerten durchzuführen ist
Als sehr wirkungsvolle Maßnahme zur Vorverarbeitung hat es sich erwiesen, den Betrag der eingelesenen
Abtastwerte zu bilden und über eine Anzahl von beispielsweise 32 Abtastwerten den linearen Mittelwert
zu ermitteln. Dieser Mittelwert des Betrags der Abtastwerte ist ein Maß für die empfangene Leistung.
Es ist bekannt, welche Leistung mindestens am Eingang des Signalempfängers auftreten muß, wenn ein Wahlsignal gesendet wird. In allen anderen Fällen kann von
vornherein ausgeschlossen werden, daß ein Wahlsignal vorliegt
Bei Unterschreiten eines vorgegebenen Grenzmittelwertes bzw. einer vorgegebenen Signalleistung wird
erneut eine Vorprüfung durchgeführt Mit der Auswertung des Korrelations-Algorithmus wird beispielsweise
erst begonnen, wenn zweimal hintereinander die MindestsignaHeistung überschritten wurde.
Eine weitere wirksame Art der Vorverarbeitung besteht darin, zunächst die Korrelation zwischen den
eingelesenen Abtastwerten und den als Referenzschwingung gespeicherten Weiten zu bilden, deren
Frequenz in der Mitte der jeweiligen Frequenzgruppe liegt, und die Auswertung über einen relativ kurzen
Zeitabschnitt auszuführen, so daß eine breitbandige Korrelanons-Fflterkurve entsteht Auf diese Weise kann
beispielsweise festgestellt werden, ob in jeder Frequenzgruppe lediglich eine einzelne Schwingung auftritt
und ob die Leistung der Teilschwingungen etwa gleich ist Erst im Anschluß an eine solche Vorverarbeitung
wird bei positivem Ergebnis mit dem Auswerten der
Wird eine Vorprüfung mehrmals durchgeführt, so ist es vorteilhaft, einen Gleichmäßigkeitstest anzuschließen, in dem festgestellt wird, wie stark sich die
ermittelten Teilergebnisse voneinander unterscheiden. Mehrfrequenzcode-Wahlsignale sind deterministische
Signale, deren statistische Eigenschaften sich über der Zeit nur wenig ändern. Insbesondere Amplitude und
Frequenz sind über längere Zeit stabil. Sprachsignale
ίο dagegen ändern ständig ihre statistischen Eigenschaften.
Der Gleichmäßigkeitstest wird beispielsweise so durchgeführt, daß das Über- und Unterschreiten von
Vergleichswerten überprüft wird und daß das Verhältnis
der Teilergebnisse zueinander oder zu einem Bezugswert ermittelt wird.
Einige Mikrorechner haben Befehlsausführungszeiten, die es nicht zulassen, den umfangreichen Algorithmus »Quadratur-Korrelation« für 7 oder 8 Frequenzen
sofort im Zeitraum zwischen dem Einlesen der codierten Abtastwerte auszuführen. Andererseits genügt häufig die Auswertung von 3 oder 4 Frequenzen,
um zu entscheiden, ob ein Mehrfrequenzcode-Wahlsignal vorliegt oder nicht. Es ist daher vorteilhaft,
zunächst das Vorhandensein einer der 3 Frequenzen der oberen Frequenzgruppe zu prüfen. Wird eine dieser
Frequenzen erkannt, so werden anschließend die fehlenden 4 Frequenzen der unteren Frequenzgruppe
untersucht. Wird dort kein Signal vorgegebener
jo Frequenz ermittelt wird mit der Vorprüfung neu begonnen.
Dabei gibt es zwei Möglichkeiten: Entweder es werden die Abtastwerte, die zur Erkennung einer der 3
Frequenzen der Obergruppe benutzt werden, zwischen
gespeichert und auch zur Erkennung eines Signals
vorgegebener Frequenz der Untergruppe verwendet oder es werden für die Ermittlung der Signale
vorgegebener Frequenz für beide Frequenzgruppen die jeweiligen am Eingang des Mikrorechners vorliegenden
Abtastwerte verwendet In diesem Fall werden also die Abtastwerte aus dem laufenden Prozeß ohne Zwischenspeicherung gewonnen. Das ist möglich, weil ein
Mehrfrequenzcode-Wahlsignal mindestens 50 ms andauert Da sich die statistischen Eigenschaften während
des Sendens des Mehrfrequenzcode-Signals nicht signifikant ändern, kann die Teilauswertung auch
zeitlich nacheinander erfolgen.
Die Decodierung der Signale wird in vorteilhafter Weise folgendermaßen ausgeführt: Die Ergebnisse der
Korrelation und Mittelwertbildung aller 7 oder 8 Frequenzen werden in Speicherzellen abgelegt. Es wird
anschließend festgestellt, ob innerhalb einer Gruppe von Frequenzen ein Ergebnis die anderen um einen
vorgegebenen Betrag übertrifft Dabei wird jeweils der
Maximalwert der Ergebnisse einer Frequenzgruppe
ermittelt Daraus wird beispielsweise durch Division durch den Faktor 2 ein gleitender Vergleichswert
berechnet Es wird gefordert, daß die Ergebnisse der anderen Frequenzen dieser Gruppe kleiner sind als
dieser Vergleichswert Diese Maximumsuche und Abgrenzung des Maximalwertes gegenüber den anderen Ergebnissen einer Frequenzgruppe wird für alle
Frequenzgruppen durchgeführt
Ist diese Bedingung nicht erfüllt, wird die Auswertung
nicht fortgeführt und die Signalermittlung erneut
begonnen.
Andernfalls werden die ermittelten Ergebnisse der maximalen Werte jeder Frequenzgruppe miteinander
verglichen. Aufgrund der Anforderungen an den Signalsender und die Übertragungsstrecke dürfen sich
die Einzelkomponenten eines Mehrfrequenzcode-Wahlsignals in ihrer Amplitude nur wenig voneinander
unterscheiden. Es wird daher beispielsweise geprüft, ob
die ermittelten Einzelfrequenzen jeder Gruppe sich nicht mehr als um einen bestimmten vorgegebenen
Faktor voneinander unterscheiden. Ist die Abweichung zu groß, wird die Signalauswertung erneut begonnen.
Andernfalls ermittelt der Mikrorechner nach dem bekannten Codierschema des 2 χ (1 aus 4)-Codes die
zugehörige Ziffer.
Sofern die Dauer des Mehrfrequenzcode-Wahlsignals
es zuläßt, wird die Auswertung .nehrfach durchgeführt
Eine decodieue Ziffer wird erst dann an die
übergeordnete Steuerung abgegeben, wenn mehrfach das gleiche Ergebnis ermittelt wurde und anschließenc
vom Mikrorechner erkannt wird, daß das erkannte Mehrfrequenzcode-Wahlsignal nicht mehr gesende
wird.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Signalempfän gers besteht darin, daß die Korrelation und Mittelwertbildung
zunächst mit größerer Bandbreite und kürzerei Meßzeit durchgeführt wird, dann aber über die
ermittelten Ergebnisse Zeitmittelwerte gebildet werden Das hat den Vorteil, daß schnell das Vorhandenseil
eines Mehrfrequenzcode-Signals erkannt wi-d und dal bei mehrmaliger Messung eine größere statistische
Sicherheit erreicht wird als bei einmaliger Messung.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Signalempfänger zur Erkennung und Auswertung von analogen Signalen vorgegebener Frequenz
für Fernmelde- oder Datenverarbeitungsanlagen, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung
vorgesehen ist, welche die empfangenen analogen Signale abtastet und analog-digital wandelt,
daß an die Einrichtung ein Mikrorechner angeschlossen ist, welcher die digitalen Signale
programmgesteuert nach dem an sich bekannten Quadratur-Korrelationsverfahren verarbeitet, indem
er die abgetasteten und digital codierten Signale mit gespeicherten Abtastwerten von Referenzschwingungen
cos{; - ω« ■ dfjundsini,/ · ω« · At)
multipliziert und anschließend getrennt aufsummiert.
daß die jeweiligen Summen quadriert und addiert werden,
daß die Anzahl der Abtastwerte, über die die jeweilige Summe gebildet wird, entsprechend der
Bandbreite der zugeordneten Selektionsfunktion (Übertragungsfunktion) für aile Referenzschwingungen
unterschiedlich gewählt ist,
daß das Ergebnis der Addition bei Mehrfrequenzcode-Signalen (MFV-Signalen) mit den Ergebnissen der gleichartigen Verarbeitung der anderen Referenzschwingungen verglichen wird und
daß die vom Mikrorechner ermittelten Signale vorgegebener Frequenz von einer weiteren Einrichtung ausgewertet werden.
daß das Ergebnis der Addition bei Mehrfrequenzcode-Signalen (MFV-Signalen) mit den Ergebnissen der gleichartigen Verarbeitung der anderen Referenzschwingungen verglichen wird und
daß die vom Mikrorechner ermittelten Signale vorgegebener Frequenz von einer weiteren Einrichtung ausgewertet werden.
2. Signalempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß vor der Einrichtung zur
Analog/Digital-Wandlung ein Eingangsverstärker und/oder ein Wähltonsperrfilter mit Wähltonfilterabschaltung
geschaltet ist.
3. Signalempfänger nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung
zur Analog/Digital-Wandlung ein mit einer Wortbreite von 8 bit arbeitender A/D-Wandler ist.
4. Signalempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß nur die Vorzeichen der
Referenzschwingungen (Signum-Funktion) gespeichert sind.
5. Signalempfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung, welche die
empfangenen analogen Signale abtastet und analog/ digital wandelt, ein Schwellenwertbaustein ist und
diesem ein Wähltonfilter vorgeschaltet ist.
6. Signalempfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schwellenwertbaustein
verwendet ist, der ein Signal der einen Art abgibt, wenn die Eingangsspannung >0 ist und ein Signal
der anderen Art abgibt, wenn die Eingangsspannung > 0 ist.
7. Signalempfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schwellenwertbaustein
verwendet ist, der dreiwertig arbeitet und ein logisches Signal der einen Art abgibt, wenn das
Eingangssignal einen vorgegebenen positiven Schwellenwert überschreitet, ein logisches Signal
der anderen Art abgibt, wenn das Eingangssignal einen vorgegebenen negativen Schwellenwert unterschreitet
und andernfalls ein drittes Signal abgibt.
Die Erfindung betrifft einen Signalempfänger zur Erkennung und Auswertung von analogen Signalen
vorgegebener Frequenz für Fernmelde- oder Datenverarbeitungsanlagen.
In Nachrichtenübertragungssystemen, Vermittlungssystemen und Datenverarbeitungsanlagen werden Zeichen,
Steuersignale, Adreßinformationen und Daten vielfach in einem Mehrfrequenzcode dargestellt und
übertragen. Auf dem Übertragungsweg werden diese
ίο Signale in unerwünschter Weise linear und nicht linear
verzerrt, und durch zusätzliche Signale, wie z. B. das
Übersprechen von Nachbarkanälen, Wählimpulse, Sprachsignale und/oder Rauschen gestört Es ist
Aufgabe des Signalempfängers, aus den Empfangssignalen möglichst fehlerlos die gesendeten Informationen zu
erkennen und für die weitere Auswertung aufzubereiten.
Es sind bereits zahlreiche Verfahren und Schaltungsanordnungen zur Realisierung von Mehrfrequenzcode-Signalempfängern
bekannt Aus der Fülle der bekannten Lösungen haben die folgenden Verfahren praktische
Bedeutung erlangt:
1. Jede dsr möglichen Sendefrequenzen wird auf der Empfangsseite durch ein Bandpaßfilter überwacht.
2. Hoch- und Tiefpässe trennen zunächst die Mehrfrequenzcodesignale
in Gruppen, so daß sinusförmige Einzelschwingungen entstehen. Anschließend werden
durch Messung der Zeit zwischen zwei oder mehreren Nulldurchgängen die Frequenzen der
Einzelschwingungen ermittelt.
Ein Mehrfrequenzcode-Signal wird erkannt, wenn in jeder Gruppe nur eine Schwingung vorhanden ist und
wenn die zeitlichen Bedingungen, wie z. B. die
r> Mindestsendedauer für ein Zeichen, eingehalten werden. Weiterhin ist eine Reihe von Maßnahmen bekannt,
um den sogenannten Sprachschutz zu verbessern.
In Abhängigkeit von der Technologie werden die Filter vielfach durch Parallelresonanzkreise mit Spulen
und Kondensatoren realisiert, es gibt aber auch Vorschläge, aktive Filter oder unterkritisch gekoppelte
Oszillatoren einzusetzen.
Im Tagungsband ISS 1972, S. 442/445 ist ein Korrelationsempfänger für tonfrequente Signalisierung
,r, diskutiert, der mit Analogbausteinen realisiert wurde.
Der Nachteil der genannten Lösungen besteht darin, daß sehr viele Einzelbausteine erforderlich sind, daß der
Raumbedarf für einen solchen Signalempfänger sehr groß ist und daß die einzelnen Filter nach der
■-,ο Fertigstellung abgeglichen werden müssen.
In der Zeitschrift »Elektrisches Nachrichtenwesen« 1976, H. 3, S. 182/185 ist ein Empfänger für tonfrequente
Tastwahl mit digitaler Frequenzerkennung beschrieben, bei dem zwar noch eine Gruppentrennung durchgeführt
τ, wird, die Auswertung der Einzelschwingungen jedoch digital mit speziellen Schaltkreisen erfolgt. Hierbei wird
also von den Vorteilen der Großintegrationstechnik wenigstens im Auswerteteil des Empfängers Gebrauch
gemacht. Der Nachteil dieses Empfängers besteht darin,
mi daß dessen aus Eingangsverstärker, Wähltonfilter,
Gruppenfilter, Pegelüberwachung und Begrenzerverstärker bestehender Analogteil recht aufwendig ist und
daß für die Frequenzerkennung im Digitalteil spezielle Schaltkreise entwickelt werden müssen.
hi Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen
Signalempfänger anzugeben, der die Nachteile des Standes der Technik vermeidet. Insbesondere soll der
Signalempfänger möglichst wenige Einzelbausteine
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19772723570 DE2723570C3 (de) | 1977-05-25 | 1977-05-25 | Signalempfänger |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19772723570 DE2723570C3 (de) | 1977-05-25 | 1977-05-25 | Signalempfänger |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2723570A1 DE2723570A1 (de) | 1978-11-30 |
DE2723570B2 DE2723570B2 (de) | 1980-01-03 |
DE2723570C3 true DE2723570C3 (de) | 1980-09-04 |
Family
ID=6009816
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19772723570 Expired DE2723570C3 (de) | 1977-05-25 | 1977-05-25 | Signalempfänger |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2723570C3 (de) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4216463A (en) * | 1978-08-10 | 1980-08-05 | Motorola, Inc. | Programmable digital tone detector |
US4302817A (en) * | 1980-02-14 | 1981-11-24 | Motorola, Inc. | Digital Pseudo continuous tone detector |
JPS56116147A (en) * | 1980-02-20 | 1981-09-11 | Hitachi Ltd | Digital semiconductor integrated circuit and digital control system using it |
DE3029034A1 (de) * | 1980-07-31 | 1982-02-18 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Funkempfaenger |
IN158693B (de) * | 1981-12-22 | 1987-01-03 | Westinghouse Brake & Signal | |
IN161526B (de) * | 1983-07-29 | 1987-12-19 | Westinghouse Brake & Signal | |
DE4038291A1 (de) * | 1990-11-29 | 1992-06-04 | Funkwerk Koepenick Gmbh I A | Anordnung fuer die auswertung von selektivrufen |
-
1977
- 1977-05-25 DE DE19772723570 patent/DE2723570C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2723570B2 (de) | 1980-01-03 |
DE2723570A1 (de) | 1978-11-30 |
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