DE2644823C3

DE2644823C3 - Kreuzkorrelationsanordnung zur Bestimmung des Vorhandenseins bzw. Fehlens mindestens eines in seiner Frequenz bekannten elektrischen Tonsignals

Info

Publication number: DE2644823C3
Application number: DE2644823A
Authority: DE
Inventors: Johannes Bernhard Heinrich Eindhoven Peek
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1975-10-06
Filing date: 1976-10-05
Publication date: 1982-05-27
Also published as: FR2327681B1; SE413951B; BE846932A; GB1557831A; CA1070840A; DE2644823A1; SE7610945L; AU510372B2; DE2644823B2; AU1835176A; US4100378A; FR2327681A1; NL7511707A; JPS5246708A; JPS6041517B2

Description

— einer Eingangsschaltung, mit

— einer Addieranordnung und einer Abtast- und Kodieranordnung zum Erzeugen einer Reihe {s(nT)} mit einer Abtastperiode Γ nacheinander auftretender Summensignalabtastwerte

s(riT)= sign [x\(nT)+ αφΤ)],

wobei a\(nT) Abtastwerte eines vorbestimmten Hilfssignals a^darstellen;

— einem Impulsgenerator zum Erzeugen von Abtastimpulsen, die mit einer Periode Γ auftreten, für die Steuerung der Abtastanordnung;

— einem Funktionsgenerator zum Erzeugen einer Reihe \y(nT)\m\ider Abtastperiode rauftretender Signalabtastwerte y(n T) entsprechend einer linearen Kombination momentaner Signalverte Χϊ(ηΤ) des Tonsignals xj(t) und momentaner Signahverte ai(nT) eines zweiten vorherbestimmten Hilfssignals a2(t)\

— mindestens einem Korrelationskanal mit nachfolgenden Elementen;

— einer Multiplizieranordnung zum Erzeugen einer Reihe z\(nT) mit einer Periode T auftretender Signalabtastwerte z\(nT)\

— einem daran angeschlossenen ersten Integrator, dessen Ausgang mit dem Eingang einer Schwellenwertstufe zum Erzeugen eines Ausgangssignals gekoppelt ist, das das Vorhandensein bzw. Fehlen des Tonsignals xi(t) im Informationssignal x\(t) angibt,

dadurch gekennzeichnet, daß die vom Funktionsgenerator (15, 16) erzeugte periodische Reihe \y(nT)\ durch eine periodische Wiederholung einer Teilreihe {y_Pc4kT)\ gebildet wird, die aus einer Anzahl von N mit der Abtastperiode Tnacheinander auftretender Signalabtastwerte

y_peJkT)=s\gn \xt(p+k) T\/a₂[(p+k)T}\

besteht, in der k=0, t,... N— 1 und ρ eine feste Zahl ist sowie x$_(p+ k) T] den Momentanwert des to Tonsignals Xi(t) und a-z[(p + k)T~\ den Momentanwert des zweiten Hilfssignals ai(t) jeweils zu einem Zeitpunkt (p+ k) ^darstellt, wobei die Zeitdauer NT der Teilreihe \y_Pei(kT) \ kleiner als die oder gleich der minimalen Zeitdauer ro ist, und daß ein Impulsgenerator (28 bis 32) mit einer Periode NT periodisch Ausleseimpulse und Rückstellimpulse für den ersten Integrator erzeugt, der erste Integratorausgangssignalabtastwerte

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erzeugt, die mit einer Periode ivrauflreten.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang des Korrelationskanals (5, 6) und dem Eingang der Schwellenwertstufe (14) ein zweiter Integrator (27) angeordnet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationskanal (5, 6) die Ausgangssignalabtastwerte zi(mNT) des ersten Integrators in unipolare Signalabtastwerte \z2(mNTJ\ umwandelt.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Funktionsgenerator ein Festwertspeicher (23, 24) ist, der mindestens N/2 Signalabtastwerte yper(kT) in gleich vielen Speicherstellen einzeln adressierbar speichert.

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(A) Hintergrund der Erfindung
(1) Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Kreuzkorrelationsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Derartige Anordnungen werden oft in Empfängern und Kommunikationssystemen verwendet, beispielsweise zum Detektieren von Tonsignalisierungssignalen in Fernsprechsystemen, zum Detektieren der jeweiligen Frequenzen, mit denen Fernschreibzeichen in einem asynchronen Fernschreibsystem übertragen werden und auch in Radarsystemen, Selektivrufsystemen und »pagingK-Systemen.

(2) Beschreibung des Standes der Technik

Eine derartige eingangs beschriebene Anordnung ist bereits im Bezugsmaterial 4. des Kapitels D angegeben. In dieser bekannten Anordnung wird vom Funktionsgenerator ein Signal y(t) erzeugt, das durch die Summe des zu detektierenden und bekannten Signals x₂(t) und eines Hilfssignals a2(t)gebildet wird, so daß

y(t)=x₂(t)+a₂(t)

ist. Das Hilfssignal a\(t) sowie das Hilfssignal 32(V werden dabei durch dreieckförmige oder sägezahnförmige Signale gebildet.

In einer anderen bekannten Anordnung dieser Art (siehe Bezugsmaterial 2 und 3 aus Kapitel D) werden Hilfssignale a\(t) und at(t) verwendet, die durch je eine lineare Kombination nach Rademacherfunktionen sich ändernder Signale gebildet werden.

In diesen bekannten Anordnungen werden nun die Signale s(t) und y(t) auf besonders einfache Weise in ein digitales Signal umgewandelt, und zwar dadurch, daß jeweils ausschließlich das Vorzeichen dieser Signale betrachtet wird. Dadurch werden die Multipliziermittel auf einen einzigen Modulo-2-Addierer verringert.

Zum Treffen einer eindeutigen Entscheidung muß noch die Bedingung gestellt werden, daß das Signal y(t) bzw. seine digitale Darstellung nicht periodisch ist. Durch die Wahl der Hilfssignale entsprechend den obenstehend beschriebenen bekannten Anordnungen kann diese Bedingung erfüllt werden.

In diesen bekannten Anordnungen wird weiter die Größe des Signals, das am Ausgang der Integrationsmittel auftritt, in den Detektionsmitteln in jeder Periode T einmal mit einem Bezugspegel verglichen. Diese Detektionsmittel liefern beispielsweise einen »!«-Impuls, wenn die Größe dieses Signals über diesen Bezugspegel hinausragt, und im anderen Fall ergeben

sie beispielsweise einen »O«-Impuls. Das Auftreten eines »!«-Impulses am Ausgang der Detektionsmitte! bedeutet nun, daß das Tonsignal xi(t) im Informationssignal x\(t) .orhanden ist, während ein »0«-Impuls angibt, daß dies nicht der Fall ist.

In diesen bekannten Korrelationsanordnungen wird nun die Höhe des Bezugspegels i■: den Detektionsmitteln durch eine Anzahl Faktoren beeinflußt Weil an erster Stelle der Anfangszeitpunkt des bekannten Tonsignals xt(t) im Informationssignal X\(t) nicht bekannt ist (beispielsweise in den im Kapitel (A) (1) angegebenen Kommunikationssystemen), soll die Korrelationsanordnung ständig »stand-by« sein. Die Folge davon ist, daß daä Ausgangssignal der Integrationsmittel von Null abweichen wird, und zwar infolge von r Rauschsignalen, die in dem Fernmeldesystem immer vorhanden sind. Das von diesen Rauschsignalen herbeigeführte Ausgangssignal der Integrationsmittel wird untenstehend als Rauschpegel bezeichnet. Der Bezugspegel in den Detektionsmitteln wird daher einen :i> derartigen Wert aufweisen müssen, daß dies immer größer ist als der Rauschpegel. An zweiter Stelle wird durch die oft gestellte Anforderung, daß das Vorhandensein des Tonsignals xi(i) im Informationssignal x\(i) innerhalb einer bestimmten Zeit το (Integrationszeit) :■-. nach dem Anfangszeitpunkt des Signals X₂(O festgelegt werden muß, die Bandbreite der Diskriminationskurve festgelegt. Diese Anforderung geht dann außerdem noch mit einer zusätzlichen Anforderung einher, und zwar, daß eine bestimmte Streuung von 2Ak gegenüber s> der exakten Frequenz k des Tonsignals X2(t) zugelassen werden muß. Das bedeutet, daß, wenn das empfangene Tonsignal xi(t) eine Frequenzänderung von + oder —Ak erfahren hat, dieses Tonsignal dennoch innerhalb der genannten Zeit το als das bekannte Tonsignal X2(t) rwiedererkannt werden muß. Diese beiden Anforderungen führen nun dazu, daß dem Bezugspegel in den Detektionsmitteln ein derartiger Wert zugeordnet werden muß, daß durch das Ausgangssignal der Integrationsmittel beim Fehlen des Tonsignals X2(t) mit -io der Frequenz k±Ak im Informationssignal innerhalo des genannten Zeitintervalls mit der Länge ro der Bezugspegel überschritten wird. Wird ein großer Wert von 2Ak bei einer verhältnismäßig langen Integrationszeit το angefordert, so entstehen in den bekannten 4ϊ Anordnungen Probleme, weil dem in den Detektionsmitteln angewandten Bezugspegel dann ein Wert zugeordnet werden muß, der in der Größenordnung des Rauschpegels liegt. Das Ergebnis der Detektion wird dann durch die Größe der Rauschsignale stark so beeinflußt.

(B) Zusammenfassung der Erfindung

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Korretationsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die weitgehend digital arbeitet, wobei für einen gegebenen Wert der Abtastperiode Γ der Bezugspegel, der in den Detektionsmitteln angewandt wird, nicht durch die kombinierte Anforderung der maximalen Dauer der Integrationszeit ro und der Streuung 2Afo beeinflußt eo wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnah- es men wird nun einerseits erreicht, daß der Bezugspegel in den Detektionsmitteln unabhängig von der Streuung 2Afo in ausreichend großem Abstand vom Rauschpegel gewählt werden kann. Andererseits ist erreicht worden, daß der Funktionsgenerator nun auf besonders einfache Weise ausgebildet werden kann. Durch den periodischen Charakter des Signals, das nach der Erfindung von diesem Funktionsgenerator erzeugt wird, können die aufeinanderfolgenden Werte einer Periode dieses Signals nun in einem Speicher gespeichert werden, beispielsweise in einem Festwertspeicher (ROM).

Mit Hilfe eines Zählers können dann diese Werte in der richtigen Reihenfolge ausgelesen werden.

(C) Kurze Beschreibung der Figuren

Fig. 1 zeigt eine bekannte Ausführungsform einer Kreuzkorrelationsanordnung;

F i g. 2 und F i g. 3 einige Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 1;

F i g. 4 zeigt eine Ausführungsform der Kreuzkorrelationsanordnung nach der Erfindung:

F i g. 5 zeigt einen Steuergenerator zum Gebrauch in der Anordnung nach F i g. 4:

Fig. 6 zeigt einige Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 4;

Fig. 7 zeigt ein integrierendes Netzwerk zum Gebrauch in der Anordnung nach F i g. 4.

(D) Bezugsmaterial

1. Detection. Estimation, and Modulation Theory; Part I; H. L. van Trees; John Wiley and Sons. Inc., 1968.

2. Niederländische Patentanmeldung Nr. 288.711.

3. The Measurements of correlation Functions in correlators using Shift-invariant independent functions; ]. B. H Peek; Philips' Research reports Supplement No. 1 1968.

4. A new method for computing correlation functions; Dr. P. Jespe-s; P. T. Chu, A. Fettweis; International Symposium on information theory, Brüssel, Sept. 3-7,1962.

5. System identification; P. Eykhoff; John Wiley and Sons 1974, Seiten 300-302.

6. Arithmetic operations in digital computers: R. K. Richards; D. van Nostrand company 1957.

7. A fast amplitude approximation for quadrature pairs; G. H. Robertson; Bell System Technical Jourr.al Heft 50, Nr. 8, Oktober 1971. Seiten 2849 - 2852.

8. Linear approximations to \/'x²+y² having equiripple error characteristics; A. E. Filip; IEEE Transactions on audio and electroacoustics, Heft AU-21, Nr. 6, Dezember 1973, Seiten 554 - 556.

(E) Betrachtungen über Kreuzkorrelationsanordnungen

(1) Der Aufbau einer bekannten Kreuzkorrelationsanordnung

In Fig. 1 ist eine bekannte Kreuzkorrelationsanordnung dargestellt (siehe Bezugsmaterial 2) für ein harmonisches Tonsignal xi(t) mit unbekannter Phase und das zusammen mit beispielsweise weißem Rauschen empfangen wird. Das Tonsignal und das weiße Rauschen bilden zusammen das Informationssignal X\(t). Untenstehend wird vorausgesetzt, daß dieses Informationssignal ausschließlich durch das Tonsignal x₂(t) gebildet wird. Die dargestellte Anordnung enthält einen Eingang 1, über den das Signal X2(t) einem Eingangskanal 2 zugeführt wird, der mit einer Addieranordnung 3 sowie einer Abtast- und Kodieranordnung 4 versehen ist. In der Addieranordnung 3 wird zum Signal X2(t) ein

Hilfssignal ti\(t) addiert, und zwar zur Bildung eines Summensignals u(t)= x₂(t)+:i\(t). In der Anordnung 4 wird dieses Summensignal zur Erzeugung des Summensignalabtastwertes s(nT) abgetastet. Dazu werden dieser Anordnung Abtastimpulse zugeführt, die mit einer Periode T= Mf₅ auftreten, wobei f_s die Abtastfrequenz darstellt. Insbesondere liefert die Anordnung 4 einen »!«-Impuls, wenn die Polarität von u(t) positiv ist (mit anderen Worten, wenn sign [u(l)]>0) ist, und liefert einen »O«-Impuls, wenn die Polarität von «^negativ ist (sign [u(l)]<0). Die Ausgangsimpulse der Anordnung 4 werden in der dargestellten Anordnung zwei parallelen Korrelationskanälen 5 und 6 zugeführt. Jeder dieser Kanäle enthält eine Reihenschaltung aus einer Multiplizieranordnung 7, 8, einem integrierenden Netzwerk 9, 10 und einer Quadtieranüidnung ii, Ί2. Die Ausgänge dieser Quadrieranordnung sind an eine Addieranordnung 13 angeschlossen, deren Ausgangssignal über eine Radizieranordnung 13' einer Detektionsanordnung 14 zum Vergleichen des Ausgangssignals der Radizieranordnung 13' mit einem vorbestimmten Bezugspegel zugeführt wird. Insbesondere liefert diese Detektionsanordnung beispielsweise einen »!«-Impuls, wenn das Ausgangssignal der Radizieranordnung 13' größer isi als der Bczugspegel. Wenn dies nicht der Fall ist. liefert die Detektionsanordnung einen »O«-Impuls.

Den Multiplizieranordnungen 7 und 8 werden zugleich Signale zugeführt, die von Erzeugungsmitteln 15 bzw. 16 herrühren.

Diese Mittel sind je auf dieselbe Weise aufgebaut wie der Eingangskanal 2 und enthalten je eine Reihenschaltung aus einer Addieranordnung 17 bzw. 18 und einer Abtast- und Kodieranordnung 19 bzw. 20. Dem Eingang der Addicranordnung 17 wird nun ein Signa! A cos ov zugeführt, das von einem Generator 21 erzeugt wird. Dem Eingang der Addieranordnung 18 wird ein Signal a sin (U₀C zugeführt, das von einem Generator 22 erzeugt wird. Einem zweiten Eingang jeder der Addieranordnungen 17 und 18 wird ein Hilfssignal a₂(t) zur Erzeugung von Summensignalen v\(t) und v₂(i) zugeführt, die durch die nachfolgenden Beziehungen bestimmt sind:

v,(t) = a^Jt) + /(cos«»/

= a₂ii) + Asino>i,r

(1)

(2)

Auch die integrierenden Netzwerke 9 und 10 können nun auf einfache Weise als Vorwärts-Rückwärts-Zähler ausgebildet werden.

Zum Abtasten der Signale u(t), vi(t)und v₂(t) werden den Anordnungen 4,19 und 20 Abtastimpulse zugeführt, die mit einer Periode T auftreten und von einem nicht näher angegebenen Abtastimpulsgeneraior erzeugt werden.

Die Hilfssignale a\(t) und a₂(t), die mit Hilfe nicht näher angegebener Hilfssignalgeneraloren erhalten werden können, werden je vorzugsweise durch eine lineare Kombination nach Rademacherfunktionen sich ändernder Signale gebildet, wie beispielsweise in dem Bezugsmaterial 2 und 3 eingehend beschrieben worden ist.

(2) Kreuzkorrelationsanordnungen im allgemeinen

In einer Kreuzkorrelationsanordnung wird eine Schätzung der Korrelationsfunktion R(r) gemacht, die wie folgt definiert ist:

■/

K(D = lim / X(DyO-Ddt

Darin ist T_n das Integrationsintervall.

In dem in F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel, in dem den integrierenden Netzwerken 9 und 10 Signalabtastwerte mit einer Periode T zugeführt werden, kann dieses Integrationsintervall mit der Länge 7(j auch mit der Anzahl in dieser Periode 7ö jedem der integrierenden Netzwerke 9 und 10 zugeführter Signalabtastwerte angegeben werden. Es wird vorausgesetzt, daß diese Anzahl dem Wert N entspricht, dann gilt:

Λ' = entier [fj_u]

(4)

wobei f_s die Abtastfrequenz ist.

1st am Anfang des Integrationsintervalls der Inhalt der integrierenden Netzwerke 9 und 10 gleich Null und wird der Anfangszeitpunkt des Integrationsintervalls dem Wert Γ=0 gleichgestellt, dann liefert am Ende des Intervalls mit der Länge T₀ das integrierende Netzwerk 9 ein Ausgangskode wort:

In diesen Ausdrücken ist ω_ο/2 .τ die Frequenz des zu detektierenden Tonsignals x₂fr,Jt Diese Signale v\(i) und \'2(t) werden von den Anordnungen 19 bzw. 20 abgetastet und kodiert, und zwar zur Erzeugung von Signalabtastwerten y\(nT) bzw. y₂(nT). Ebenso wie die Anordnung 4 liefern auch die Anordnungen 19 und 20 einen »1«-Impuls, wenn sign[v)(t)~\>0 bzw. sign [v₂(t) ] > 0 ist und sie liefern einen »O«-Impuls. wenn sigii[v^(t)]<0 bzw. sign[v2(V]<0 ist Diese Impulse können als Ein-Bit-Kodeworte betrachtet werden. Diese Ein-Bit-Kodeworte y\(nT) und yifnT) werden nun in den jeweiligen Multiplizieranordnungen 7 und 8 mit den Ein-Bit-Kodeworten s(nT) multipliziert. Durch die einfache Zusammenstellung der Kodeworte s(nT), y\(nT) und yifnT), nämlich als ein-Bit-digitale Kodeworte, können die Multiplizieranordnungen 7 und 8 auf besonders einfache Weise ausgebildet werden, und zwar als ModuIo-2-Addierer. Diese Modulo-2-Addierer 7 und 8 liefern nun Ein-Bit-Kodeworte Z\(nT) bzw. z\(nT).

(5)

Auf entsprechende Weise liefert das integrierende Netzwerk 10 ein Ausgangskodewort

:'₂ [(N- 1) T] = 2> (nT) - _Λ (ηΤ)

co In diesen Ausdrücken gilt, daß:

(6)

s(nT) = sign [.V₂ (πΤ) + αϊ (ηΤ)] (7)

y,(nT) = sign [A cos (ηω₀Τ) + O₁ (ηΤ)] (8)

V₂ (ηΤ) = sign [A sin {πω₀Τ) + O₁ (nT)] (9)

Es wird nun vorausgesetzt, daß das Tonsignal xi(i) durch ein sinusförmiges Signal mit der Frequenz ω/2 η gebildet wird, und daß:

was sich wieder durch:

! ω = ω— ω<ι

(10)

sin η A ω T/2
«„sin A ω 772

(12)

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In dieser Fig. 2 sind dazu längs der Abszisse die Werte von Δω Tno aufgetragen. Diese Kurven sind also das Ausgangssignal zrfnT) wobei der Signalabtastwert Zi(UoT), der zu einem gegebenen Integrationsintervall mit der Länge n₀TTür den Wert Δω = 0 gehört, auf dem Wert eines genormt ist. Aus dieser Fig.2 geht nun hervor, daß bei zunehmender Länge des Integrationsintervalls nT, d. h. bei zunehmendem Wert von n, der Abstand zwischen den ersten Nullpunkten der Kurven, d. h. zwischen denjenigen Nullpunkten, die dem Wert Δω Tno=0 am nächsten liegen, abnimmt

In Kreuzkorrelationsanordnungen, die zum Detektieren von Signalen ausgebildet sind, wobei der Anfangszeitpunkt unbekannt ist wird jedoch im Gegensatz zu dem obenstehend Beschriebenen, nicht am Ende einer Integrationsperiode, also nach nFSekunden, sondern in jeder Abtastperiode T mit Hilfe der Detektionsanordnung i4 überprüft, ob das Ausgangskodewort der Radizieranordnung 13, den Bezugspegel überschritten hat. Wenn die in dieser Situation mit einer Periode T auftretenden Ausgangskodeworte der Radizieranordnung 13' wieder durch Z₃(HT) dargestellt werden, kann mathematisch dargelegt werden, daß ztfnT) in einem Integrationsintervall mit der Länge nTden Bezugspegel überschritten hat, wenn der Maximalwert, den z^nT)in diesem Intervall annimmt, über diesem Bezugspegel liegt

Für die auf diese Weise funktionierenden Kreuzkorrelationsanordnungen kann eine Frequenzdetektionskennlinie p(n, Δω) durch die nachfolgende Beziehung definiert werden:

tsin m Δ ω 7/2
2 «ι, sin A ω Τ/2 J

(14)

Wird nun die in Fig. 1 dargestellte Korrelationsanordnung zum Zeitpunkt f = 0 gestartet, was dem nullten Abtastzeitpunkt /7 = 0 entspricht, so läßt sich darlegen, daß, wenn Δω viel kleiner ist als die Abiasifrequenz /"$ (d. h. Δω < 2 π f_s). für große Werte von η das Ausgangssignal Zi(nT) der Radizieranordnung 13' am Ende des Integrationsintervalls mit der Länge η Τ von dem nachfolgenden Ausdruck angenähert wird:

15

2 sin A ω T/2

Der Ausdruck (11) ist eine Funktion zweier Variablen, und zwar von η und Δω. In Fig. 2 sind für drei Werte von /7, und zwar n= no, n=2n₀ und n = n_ol2, wobei no eine beliebige Zahl darstellt. Querschnitte dieser Funktion dargestellt. Diese in F i g. 2 dargestellten Kurven zeigen also den Einfluß der Länge des Integrationsintervalls nT als Funktion von Δω auf das Ausgangssignal z^fnT). Insbesondere sind dazu in F i g. 2 für die genannten drei Werte der unabhängigen Veränderlichen η die Kurven dargestellt, die dem nachfolgenden Ausdruck entsprechen.

annähern läßt.

In F i g. 3 ist wieder der Einfluß des Wertes von η auf p(n, Δω) dargestellt. In dieser Fig. 3 sind dazu für dieselben drei Werte von η wie in Fig.2, und zwar die Werte /7 = no;n=2nound n = no/2die Kurven dargestellt, die dem Ausdruck (14) entsprechen. Ebenso wie für F i g. 2 gilt, daß no ein beliebiger Wert ist und eine Normung eingeführt worden ist. und zwar derart, daß die Kurve, die sich auf den Wert η — πο bezieht, den Maximalwert eins hat. Wenn no eine ungerade Zahl darstellt, hat der Wert =n_o/2 keine physikalische Bedeutung. Dieser Wert wird jedoch ausschließlich zur Erläuterung verwendet. Wie aus F i g. 3 hervorgeht, nimmt die Breite der Kurve bei zunehmendem Wert von η zu.

In der Praxis werden an derartige Kreuzkorrelationsanordnungen eine Anzahl Anforderungen gestellt, die an erster Stelle darauf hinausgehen, daß Tonsignale, deren Anfangszeitpunkt unbestimmt ist, detektiert werden müssen, wenn sie innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbandes liegen und mindestens eine bestimmte minimale Zeit ro vorhanden sind. Wenn insbesondere vorausgesetzt wird, daß ωοΙ2π die Nennfrequenz ist, für die die Ausdrücke (8) und (9) gelten, dann bedeutet die obenstehende Anforderung mathematisch, daß ein Tonsignal mit der Frequenz ü)|/2 π, für die gilt:

(15)

für einen vorbestimmten Wert von Q₁ detektiert werden muß, wenn dieses Signal mindestens eine Zeit ro vorhanden ist Weiter darf meistens ein Tonsignal mit der Frequenz ω?/2 π, für das gilt daß:

\ω₂-ω₀\>Ωι,>Ω_ΰ

(16)

für einen vorbestimmten Wert von ilb nicht detektiert werden, auch nicht wenn dieses Signal ständig vorhanden ist An zweiter Stelle soll bei einer gegebenen »Fehleralarmrate« die Detektionsmöglichkeit eines Tonsignals mit einer Frequenz, die dem Ausdruck (15) entspricht möglichst hoch sein.

Daß mit den bekannten Kreuzkorrelationsanordnungen meistens nicht gleichzeitig aiie obenstehend genannten Anforderungen erfüllt werden können, wird nun anhand der F i g. 3 gezeigt.

Wie bereits erwähnt, sollen Tonsignale mit einer Frequenz ω\Ι2π, die dem Ausdruck (15) entspricht detektiert werden, wenn sie mindestens während einer Zeit to vorhanden sind bzw. innerhalb

N₀ = T₀ZT

(17)

pin, A ω) = max fa(mT)]

0<

(13)

Abtastperioden liegen.

Für einen gegebenen Wert von N₀ kann nun ein Detektionspegel festgestellt werden, der als Bezugspegel in der Deteküonsanordnung angewandt wird. Meistens wird dieser Detektionspegel derart gewählt, daß die Detektionsmöglichkeit für Signale mit der Frequenz ωΙ2π=ωοΙ2 π (Aa=O) optimal ist In Fig.3

ist für die Kurve, für die gilt, daß n=/Jo ein Detektionspegel durch die Gerade a angegeben. Wenn der Detektionspegel einmal festgelegt ist, ist damit auch der Wert von Ω,Τ bestimmt (siehe Fig.3). Ein gegebener Wert der Abtastfrequenz f_s=\/T \egt dann den Wert von ΛΌ (siehe Ausdruck (17)) sowie der Wert von ß_a fest. Wenn die Abtastfrequenz f_s festgelegt ist, ist ß_a nicht mehr frei wählbar. Werden die Werte von ü„ und Tbeide vorher festgelegt, so kann diese festgelegte Anforderung dadurch erfüllt werden, daß der Detek- ι ο tionspegel angepaßt gewählt wird. Insbesondere bei einem großen Wert von ü_a und einem kleinen Wert von No = no können, wie aus Fig.3 hervorgeht, Schwierigkeiten auftreten, wenn der Rauschpegel relativ hoch ist. Dies hat nämlich eine ernstliche Vergrößerung der »Fehlalarmrate« zur Folge, was in praktischen Systemen unzulässig ist.

Wie aus dem Obenstehenden hervorgehen dürfte, ist im allgemeinen eine gegenseitige Beeinflussung der obenstehend genannten Anforderungen vorhanden. Die gleichzeitige Erfüllung aller Forderungen ist dadurch eine besonders schwere Aufgabe geworden, die zu Kompromißlösungen führt, wobei insbesondere einem möglichst niedrigen Wert der Abtastfrequenz f_s=\IT angestrebt wird.

(F) Dip Kreuzkorrelationsanordnung
nach der Erfindung (F i g. 4)

(1) Identifikation der Systemteile

Die im vorhergehenden Kapitel beschriebenen Probleme, die mit den bisher beschriebenen und bekannten Kreuzkorrelationsanordnungen einhergehen, werden nun mit der in Fig.4 dargestellten Anordnung nach der Erfindung vermieden. Insbesondere sind dabei die Parameter, die die vorhergehenden Kapitel genannten Anforderungen kennzeichnen, unab-

30

35 hängig voneinander wählbar.

In der in F i g. 4 dargestellten Anordnung sind die der F i g. 1 entsprechenden Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben. Insbesondere sind in dieser Anordnung nach der Erfindung die Erzeugungsmittel 23 bzw. 24 (vergleiche 15 und 16 in Fi g. 1) zum Erzeugen einer periodischen Reihe \y(nT)\ von Ein-Bit-Kodeworten eingerichtet, welche Reihe durch eine periodische Wiederholung einer Teilreihe {y_Pei(kT)\ gebildet wird, die durch eine feste Anzahl von N mit einer Periode T nacheinander auftretender Signalabtastwerte y_PeJkT) mit A-=0, 1, 2, ... N-1 gebildet wird, wobei der Zusammenhang zwischen den Signalabtastwerten y_pei(kT)und dem Tonsignal x₂(t) durch die nachfolgende Beziehung gegeben wird.

V-JkT) = sign {x₂ {(ji + A) T] + a₂ [in + A) T]}

(18)
in der:

ρ eine feste und gegebenenfalls auch ganze Zahl darstellt,

^xi(P+ k)T] den momentanen Wert des Tonsignals
X2(tjzum Zeitpunkt (p+k) T;

^ai(P+k)] T den momentanen Wert des zweiten Hillssignals a2(t)zum Zeitpunkt (p+k) T.

Die Zeitdauer NT der Teilreihe {y_P^kT)\ ist dabei kleiner als oder gleich der minimalen Zeit ro, während der das bekannte Tonsignal xi(t) im Informationssignal χι(ϊ,) vorhanden ist.

Da die Signalabtastwerte xz(nT) sowie die Signalabtastwerte a₂(nT) zuvor bereits bekannt sind, sind die N Ein-Bit-Kodeworte y_per(nT) berechenbar. Für den Korrelationskanal 5, in dem eine periodische Reihe \y\(kT)\ angewandt wird, kann der periodische Charakter dieser Reihe durch die nachfolgende Gleichung mathematisch dargestellt werden.

v,(A-n = sign [cos Αω₀

= Λ Kk - N) T)

y_UpAkT) für 0<A</V
für

(19)

Für den Korrelationskanal 6, in dem eine periodische Reihe \yj(kT)} angewandt wird, gilt auf entsprechende Weise:

= sign [sin ko>₀T+ a₂ (AT)] =Λ. = Λ [(A--/V)T]

für 0<k<N

(20)

Diese bekannten N Ein-Bit-Kodeworte y^ yz_Pa(kT) können nun in einem Speichermittel, beispielsweise einem Festwertspeicher (ROM) gespeichert und daraus auf übliche und bekannte Weise ausgelesen werden.

Die Produktsignalabtastwerte z$nT) und z\(nT% die durch die Modulo-2-Addierer 7 bzw. 8 geliefert und durch »0«- oder »1 «-Impulse gebildet werden, werden in den als Vorwärts-Rückwärts-Zähler ausgebildeten integrierenden Netzwerken 9 bzw. 10 gezählt, wobei ein »0«-Impuls einen Rückwärtszählschritt und ein »!«-Impuls einen Vorwärtszählschritt auslöst Der Inhalt dieser Zähler wird nun jeweils, nachdem N Signalabtastwerte s(nT) den beiden Kanälen 5 und 6 zugeführt worden sind, ausgelesen. In F i g. 4 ist dies durch die Schalter 25 und 26 auf symbolische Weise dargestellt, welche Schalter durch Taktimpulse /, gesteuert werden. Nachdem der Inhalt der Zähler 9 und 10 ausgelesen ist, werden sie mittels Rückstellimpulse f_r in den Nullstand zurückgebracht Auf diese Weise erscheinen an den Ausgängen der Schalter 25 bzw. 26 Signalabtastwerte z£(kN-l)T\ bzw. z'i(kN-$T] mit einer Periode NT. Diese Signalabtastwerte werden wieder ebenso wie bei der bekannten Anordnung in den Anordnungen 11 und 12 quadriert, die Resultate dieser Quadriervorgänge werden in der Addieranordnung 13 addiert Aus der erhaltenen Summe der Quadrate wird wieder mit Hilfe der Anordnung 13' die Quadratwurzel gezogen, und das Resultat wird einem zweiten integrierenden Netzwerk 27 zugeführt Das Hetzwerk 27 kann insbesondere als Akkumulator ausgebildet werden.

Eine Änderung des Inhaltes des Akkumulators 27 tritt

nun jeweils zu den Zeitpunkten nT3(kN— 1)7~auf. Der Ausgangssignalabtastwert des integrierenden Netzwerkes 27 wird nun durch z-{(kN— 1)7"] bezeichnet. Seine

Größe kann durch den nachfolgenden mathematisch dargestellt werden:

Ausdruck

-\) T] + I²KmN- 1) T]}'

(21)

Vollständigkeitshalber ist in Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel eines Generators dargestellt, der zum Steuern der in F i g. 4 dargestellten Korrelationsanordnung eingerichtet ist. Dieser Generator enthält einen Taktimpulsgenerator 28, der Taktimpulse mit beispielsweise einer Frequenz 2/j liefert. Diese Taktimpulse werden einem Frequenzteiler 29 zugeführt, der Taktimpulse mit einer Frequenz f, liefert, die der Abtast- und Kodieranordnung 4 (siehe F i g. 4) zugeführt werden. Zugleich werden diese sogenannten Abtastimpulse einem Modulo-N-Zähler 30 zugeführt. An diesen Zähler 30 ist ein Auskodierungsnetzwerk 30' angeschlossen, das mit m parallelen Ausgangsleitungen versehen ist. Dieses Netzwerk 30' liefert an seinen m parallelen Ausgängen m-Bit-Kodeworte mit Parallelbits. Jedes dieser /n-Bits-Kodeworte ist dabei für eine bestimmte Zählerstellung des Zählers 30 charakteristisch. Diese Kodeworte werden nun als Adressenkode den beiden Speichermedien 23 und 24 über daran angeschlossene Adressendekodierer 23' und 24' zugeführt. In F i g. 5 sind die m parallelen Ausgänge des Netzwerkes 30' auf symbolische Weise durch das Zeichen

10 aus Fi g. 4 jeweils zu den Zeitpunkten nT=(kN— \)T in die Nullstellung zurückgebracht werden, bedeutet, daß für diese Anordnung der Ausdruck (11) anwendbar ist, so daß jedes Glied der im Ausdruck (21) dargestellten Reihe den nachfolgenden Wert hat:

angegeben.

Es sei noch bemerkt, daß m der ersten ganzen Zahl, die größer oder gleich ist als \0g2N, entspricht. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Netzwerk 30' außer mit den genannten m Ausgängen mit einem zusätzlichen Ausgang versehen, an dem ein Impuls auftritt, wenn der Zähler 30 seire höchste Zählstellung erreicht hat (beispielsweise entsprechend der Zahl N-1). Dieser zusätzliche Ausgang wird einem UND-Tor 31 zugeführt, dem die Ausgangsimpulse des Generators 28 zugeführt werden. Hat der Zähler 30 die Zählstellung N— 1 erreicht, so werden die Ausgangsimpulse des Generators 28 über das UND-Tor 31 einem Zähler 32 zugeführt, der beispielsweise als Modulo-2-Zähler ausgebildet ist Auch an diesen Zähler 32 ist ein Auskodierungsnetzwerk 32' mit zwei Ausgängen 33 und 34 angeschlossen. Bei einer vorherbestimmten ersten Zählerstellung des Zählers 32 liefert das Auskodierungsnetzwerk 32' am Ausgang 33 einen Ausgangsimpuls /,, der den beiden Schaltern 25 und 26 nach Fig.4 zugeführt wird. Beim Auftreten einer zweiten Zählstellung, die höher ist als die erste Zählstellung, wird am Ausgang 34 ein Ausgangsimpuls f_r abgegeben, der als Rückstellimpuls den beiden Zählern 9 und 10 aus F i g. 4 zugeführt wird.

(2) Wirkungsweise der Korrelationsanordnung nach F i g. 4

Es wird wieder der Fall betrachtet, wo der Kreuzkorrelationsanordnung nach F i g. 4 ein sinusförmiges Signal mit der Kreisfrequenz ω—ωα+Δω zugeführt wird. Da die integrierenden Netzwerke 9 und ύη Δ οι NT/2
sin Δ ω T/2

so daß:

Z₃ [(WV-I) T) =y

sin A ω NT/2 sin A ω T/2

(22)

(23)

Wenn ebenso wie im Kapitel (E.2) vorausgesetzt wird, daß das Tonsignal Xi(T) während mindestens einer Periode το vorhanden ist, sind mindestens No = To/T (vergleiche den Ausdruck (17)) Signalabtastwerte verfügbar um das Vorhandensein dieses Tonsignals festzustellen. Dies hat zur Folge, daß mindestens

- N„/N

(24)

Signalabtastwerte zJ[(kN—\)T] am Ausgang des integrierenden Netzwerkes 27 verfügbar werden. Im Ausdruck (24) ist vorausgesetzt worden, daß N derart gewählt ist, daß No durch N teilbar ist, was durch Anpassung der Abtastfrequenz f_s— \IT verwirklichbar ist.

In F i g. 6 ist der Ausdruck (23) graphisch dargestellt. Insbesondere zeigt F i g. 6 die von der Veränderlichen N und der Veränderlichen Δω abhängige Funktion

2Z₃KApA'-I)F] _ 1

N₀ N

sin ΝΔ ω T/2 sin Δ ω Τ/2

(25)

für drei verschiedene Werte von N; und zwar die Werte N=ZJo, N=2/Jo und N=nJ2. Ebenso wie in den vorhergehenden F i g. 2 und 3 ist längs der Abszisse von F i g. 6 die unabhängige Veränderliche ΔωΤη₀ aufgetragen. Auch hier ist no eine beliebige ganze Zahl, die kleiner ist als N₀. Für alle in F i g. 6 angegebenen Kurven gilt, daß zi(koN-1) F]=No/2 für Δω=0 ist

Aus dieser Figur läßt sich lesen, daß der Abstand zwischen den ersten zwei Nullpunkten einer Kurve (d. h. diejenigen Nullpunkte, die dem Abszissenwert Δω=0 am nächsten liegen), bei abnehmendem Wert von N zunimmt, d. h. das Integrationsintervall der integrierenden Netzwerke 9 und 10 in den Korrelationskanälen 5 und 6.

Wird nun gegenüber dem zu erwartenden Rauschpegel ein bestimmter optimaler Detektionspegel gewählt, beispielsweise einer Größe, die in Fig.6 durch die Gerade b dargestellt wird, so kann der Wert von ß_a noch frei eingestellt werden. Denn für einen gegebenen

Wert der Abtastperiode Tfo'.gt der Wert für Q₃ aus den Schnittpunkten der Geraden b mit den jeweiligen Kurven. In F i g. 6 s'id zwei Werte für fi» und zwar ß_a0 und ß_ai angegeben. Im Gegensatz zu den bekannten Korrelationsanordnungen, in denen Q₃ im wesentlichen von der Wahl des Detektionspegels abhängig war, wird bei der obenstehend beschriebenen Anordnung Q₃ durch die Länge des Integrationsintervalls NT bestimmt. Dieses Integrationsintervall NT wird dabei kleiner gewählt als die Zeit To = NoT und durch die Periode bestimmt, mit der die integrierenden Netzwerke 9 und 10 ausgelesen und in die Nullstellung zurückgebracht werden.

Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen ist also ein zusätzlicher Freiheitsgrad verwirklicht worden, wodurch auf voneinander unabhängige Weise alle vorgehend erwähnten Anforderungen erfüllt werden können.

(3) Das integrierende Netzwerk 27 aus F i g. 4

20

Bei der Beschreibung von F i g. 4 ist einfachheitshalber vorausgesetzt worden, daß das integrierende Netzwerk 27 durch einen Akkumulator gebildet wird. Dadurch würde jedoch das Ausgangssignal dieses integrierenden Netzwerkes ständig zunehmen für alle Arten von Signalen x\(t), die dieser Kreuzkorrelationsanordnung zugeführt werden. Denn diesem integrierenden Netzwerk werden durch Anwendung der Quadrieranordnungen ständig Zahlen derselben (positiven) _m Polarität zugeführt. Die Folge davon ist, daß auch wenn kein Tonsignal X2(t) im Informationssignal x\(T) vorhanden ist, nach gewisser Zeit der Detektionspegel denncch überschritten wird. Ohne Beeinflussung der Form der in F i g. 6 angegebenen Kurven, wird dieses integrierende Netzwerk 27 vorzugsweise auf die Art und Weise ausgebildet, wie dies in F i g. 7 dargestellt ist. Dieses integrierende Netzwerk wird durch eine erste Addieranordnung 35 mit zwei Systemen paralleler Eingangsleitungen 36 und 37 gebildet, die ebenso wie in F i g. 5 angegeben ist, durch das Symbol

45

bezeichnet worden sind.

Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist η entsprechend 4 gewählt worden. Die parallelen Ausgänge 38 dieser Addieranordnung 35 sind an entsprechende Eingänge einer zweiten Addieranordnung 39 angeschlossen, der außerdem ein zweites System paralleler Leitungen 40 zugeführt wird. Die Ausgänge dieser Addieranordnung 39 werden über ein nicht lineares Netzwerk 41 einerseits dem Ausgang 42 und andererseits einer Verzögerungsanordnung 43 zugeführt, deren Ausgang an die Eingänge 37 der Addieranordnung 35 angeschlossen ist. Über die Eingänge 36 wird dieser Addieranordnung das Ausgangssignal der Anordnung 13' (siehe F i g. 4) zugeführt und über die Eingänge 40 _b0 eine negative Zahl — B der Addieranordnung 39. Der Verzögerungsanordnung 43 wird nun eine derartige Verzögerung zugeordnet, daß die Gesamtverzögerungszeit, die durch den Kreis eingeführt wird, der durch die Addieranordnung 39, das Netzwerk 41 und die _b5 Verzögerungsanordnung 43 gebildet wird, gleich dem Wert NThi.

Das Netzwerk 41 wird in diesem Ausführungsbeispiel durch eine UN D-Torschaltung 44 gebildet Das in dei Figur angegebene Symbol für die UND-Torschaltung 44 ist eine Anzahl paralleler UND-Tore. Diese Anzahl entspricht der Anzahl paralleler Eingangsleitungen. Ir dem dargestellten Ausführungsbeispiel bedeutet dies also, daß in jeden der drei Ausgänge der Addieranordnung 39, die in der Figur durch das Symbol

bezeichnet worden sind, ein UND-Tor aufgenommer ist.

Diese UND-Tore werden durch Ausgangsimpulse beispielsweise eines monostabilen Multivibrators 45 gesteuert, dem das Polaritätsbit der von der Addieranordnung 39 gelieferten Zahl zugeführt wird. Wird nur eine negative Polarität durch ein »O«-Bit und eine positive Polarität durch ein »1«-Bit bezeichnet, so sind beim Auftreten eines negativen Polaritätsbits die UND-Tore 44 gesperrt und beim Auftreten eines positiven Polaritätsbits geöffnet.

Die Wirkungsweise dieses integrierenden Netzwerkes ist nun weiter wie folgt In jeder Periode NT wird ein fester Betrag B von der Zahl, die von der Addieranordnung 35 geliefert wird, subtrahiert. Wenn die von dei Addieranordnung 39 gelieferte Zahl negativ wird, wird vom Netzwerk 41 die Zahl Null abgegeben.

Der Wert der Zahl B kann aufgrund des zt erwartenden Rauschpegels festgestellt werden. Wire! nämlich das Informationssignal x\(t) ausschließlich durch ein Rausch-Signal gebildet dessen Größe bekannt ist, so soll das Ausgangssignal dieses integrierenden Netzwerkes zum Wert Null hin abnehmen Außer aufgrund des zu erwartenden Wertes de; Rauschpegels kann der Wert von Bauch noch durch der im Ausdruck (16) definierten Wert von Qb bestimmi werden.

(4) Ergänzende Bemerkungen

In den Kreuzkorrelationsanordnungen, die in der F i g. 1 und 4 dargestellt sind, sind Quadrieranordnunger 11 und 12 verwendet worden. Diese Quadrieranordnungen können auf einfache Weise ausgebaut werden, unc zwar mit Hilfe einer Multiplizieranordnung, der die zi quadrierende Zahl der Multiplikand sowie als Multiplikator zugeführt wird.

Die in den genannten Figuren angegebenen Radizieranordnungen 13' können je als Minicomputer ausgebildet werden, in denen beispielsweise ein Algorithmus angewandt wird, wie dieser in dem Bezugsmaterial 6,7 oder 8 beschrieben worden ist.

In praktischen Ausführungen von Kreuzkorrelationsanordnungen wird jedoch keine Radizieranordnung verwendet. Denn diese ändert ausschließlich die Groß« der Ausgangskodeworte der Addieranordnung 13. Die! hat ausschließlich Folgen für die Höhe des Bezugspe gels, der in der Detektionsanordnung angewandt wird Außer durch Fortlassen der Radizieranordnung 13 kann die in F i g. 4 dargestellte Anordnung nach dei Erfindung noch weiter vereinfacht werden. Di« Quadrieranordnungen 11 und 12 können nämlich durch Anordnungen ersetzt werden, die ausschließlich die Absolutwerte der Zahlen, die von den integrierender Netzwerken 9 und 10 geliefert werden, der Addieranordnung 13 zuführen. In diesem Fall wird da: Ausgangssignal der Addieranordnung 13, das nur

unmittelbar dem integrierenden Netzwerk 27 zugeführt wird, annähernd gegeben durch:

Κ(φ)

sin NA ω T/2
sin Λ ω 772

(26)

In diesem Ausdruck ist K(g>) eine Funktion der unabhängigen Veränderlichen φ. Diese Veränderliche φ ίο ist ihrerseits die Phase des Tonsignals X₂(O zum Zeitpunkt t=(kN—\)T. Dieser Ausdruck (26) unterscheidet sich nun vom Ausdruck (22) durch das Vorhandensein des Faktors K (φ), der jedoch einen besonders geringen Einfluß hat, da sein Wert zwischen 1 und j/2 liegt Zwar ist im Gegensatz zu denjenigen Korrelationsanordnungen, in denen Quadrieranordnun

gen verwendet werden, das Eingangssignal des integrierenden Netzwerkes 27 nicht mehr völlig unabhängig von der Phase des Tonsignals x-i(t), wichtiger ist eine wesentliche Vereinfachung der Korrelationsanordnung. Denn die Anordnung, die den Absolutwert einer Zahl abgibt, kann ja durch eine Anzahl Torschaltungen gebildet werden, die das Polaritätsbit der Zahlen, die von den integrierenden Netzwerken 9 und 10 geliefert werden, unterdrückt.

Zum Speichern der Zahlen y\.pc^kT) und yz_Per(kT) sollen die Speichermedien (Festwertspeicher, ROM) 23 und 24 in F i g. 4 je eine Kapazität von A/-Bits aufweisen. Dies läßt sich noch um einen Faktor 2 verringern, wie nun erläutert wird. Dazu werden die Ausgangssignalabtastwerte y'i,pa{kT) und y'zpeJkT) der Speichermedien 23 und 24 in einer Form definiert, die etwas von den Ausdrücken (19) und (20) abweicht.

= sign fcos

Y\._rer(»T)

fc

^λ ω₀Τ+α₂(ηΤ)\ Tür 0<η<Λ^Γ/2
1

sign fcos (η +-Λ ω₀Τ-α₂(ηΤ)\ für -Ν/2<,η<0

fur n

fsin

|Λ ω₀Τ+α₂(ηΤ)\ für -N/2<n<N/2

Aus den obenstehenden Ausdrucken folgt, daß:

RJrO</7<A'/2

ta

⁷I

Τ\ ΓύτΟ<η<Ν/2

Dies bedeutet, daß nur N/2 Werte von y'\,_psr(nT) und nur N/2 Werte y'i.pei{nT) gespeichert zu werden brauchen.

Die Einführung des Faktors y ω_ο7Ίη die Argumente

der Sinus- und Kosinusfunktionen bedeutet nur eine feste Phasenverschiebung und hat daher keinen Einfluß auf das Resultat der Korrelation. Das Einführen von -a₂(nT) ist dabei erlaubt, weil dies die erforderliche Unabhängigkeit der Hilfssignale nicht beeinträchtigt (siehe Bezugsmaterial 3). In die Speichermedien 23 und 24 werden nun diejenigen Werte von y'\._Pei(nT) und y'i,_P<;<(nT) gespeichert, für diejenigen Werte von n, die zum Intervall 0<n<N/2 gehören. Werden nun diese Werte von 0 bis einschließlich (N/2)—\ numeriert, so werden diese Werte für y'\._per und y'₂._Pcr in der' Periode kN^n<kN+N/2 mit £=0,1,2... in der Reihenfolge 0, 1, 2 ... (n/2)-1 ausgelesen und danach in der Periode kN+n/2^n<(k+\)N mit Ar=O, 1, 2, ... in der umgekehrten Reihenfolge (N/2)-l,(N/2)-2, (N/2)-3, ... 2, 1, 0. Im letztgenannten Intervall wird dann noch zugleich entsprechend dem Ausdruck (30) das Polaritätsbit von y^f2,_Per in vertiert.

Hierzu 5 Blau Zeichnungen

Claims

Z2(DiNT) = Σ *[(k + m N)T] ■ y.JkT) A-I) 20 Patentansprüche:

1. Kreuzkorrelationsanordnung zur Bestimmung des Vorhandenseins bzw. Fehlens mindestens eines in seiner Frequenz bekannten elektrischen Tonsignals A₂(O mit einer gegebenen minimalen Zeitdauer ro in einem in Form und Frequenz unbekannten Informationssignal x\(t), mit