DE2716489A1

DE2716489A1 - Phasenmessgeraet

Info

Publication number: DE2716489A1
Application number: DE19772716489
Authority: DE
Inventors: William P Harthill; James L Roberts
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1976-04-28
Filing date: 1977-04-14
Publication date: 1978-03-16
Also published as: US4071821A; JPS52132879A; NL7704270A

Description

Die vorliegende Erf inching betrifft ein Phacenmeßgerä t und insbesondere eine Ki nrichtung, die unter Verwendung der CHiadj\i turkorrelation den Phasenwinkel zwischen zwei Signalen ernii 1- LeIt.

Die relative Phase zwischen zwei periodischen Signalen, von denen eines ein Eezugssignal sein kann, ist in vielen J\nwendungsfallen, beispie] svei.se bei Nachrichtenübertragungsgeräten, bei Geräten zur Objektoxtung usw. von Interesse. Zur Phasenmessung sind sowohl analoge, als auch digitale Meßtechniken bislang bekannt. Dort, v/o rauschfreie und ungestörte Signale vorliegen und die zu messenden Phasenwinkel auf einen begrenzten Winkelbereich beschränkt sind, können zur Messung relativ einfache Geräte verwendet v/erden. Erhöhte 7u;forclorungen an die Meßgeräte ergeben sich jedoch dort, wo eine zuverlässige und genaue Messung des Phasenwinkel« von Signalen gefordert wird, die nicht rausch- und/ oder störungsfrei sind und bei denen Phasenwinkel bis zu 360° zu messen sind.

Die Phasenmessung über einen erweiterten Phasenwinkelbereich durch bekannte Verfahren kann zu einer Zweideutigkeit führen, wenn nicht spezielle Vorkehrungen getroffen werden, um festzustellen, in welchem Quadranten oder 1 8O°-7\bschnitt der interessierende Winkel liegt. Derartige spezielle Vorkehrungen sehen häufig getrennte Schaltkreise für eine Grob- und Feinbestimmung vor, um den Sektor und die Größe des Phasenwinkels innerhalb des Sektors zu bestimmen. Durch eine Rauschkomponente werden Fehler in die Phasenmessung eingeführt, Um erhöhten Anforderungen zu genügen, ist es oftmals erforderlich, eine Mittelwertbildung und/oder Filterung vorzunehmen, um die durch das Rauschen und/oder die Störungen verursachten Fehler auf ein Minimum zu beschränken.

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Typische bekannte Schaltkreise zur Phasenmessung über einen erweiterten Phasenwinke].bereich sind in den US-Patentschriften 3 286 176, 3 559 161 und 3 663 956 dargestellt und beschrieben. In jedem dieser bekannton Systeme v/erden sinusförmige Eingangssignale in Rechteckwellensignale umgewandelt. Ein Zeitintervall wird zu einer feststellbaren Bezugszeit ausgelöst und benutzt, um eine grobe Phasenwinkelbestimmung durchzuführen. Ferner wird ein Zähler verwendet, um einen Taktimpulszug mit höherer Wiederholungsfrequenz während des Grob-Zcitintervalles zu steuern und eine feine Phasenwinkelbestimmung zu erzielen.

Heuere Verfahren zur Verwirklichung einer Phasenwinkelmessung über einen erweiterten Phasenwinkelbereich sind in der Zeitschrift "Electronics", in der Ausgabe vom 21. August 1975 auf den Seiten 100 und 101 sowie in der US-PS 3 906 361 beschrieben. Das in der Zeitschrift "Electronics" beschriebene Verfahren basiert auf der Annahme, daß ein beliebig aus den beiden Eingangssignalen ausgewähltes Signal hinter dem anderen Signal hinterherläuft. Es wird ein Paar miteinander verbundener flankengetriggerter Flip-Flops benutzt, um einen Sägezahn zu erzeugen, der von Null bis auf einen Maximalwert zunimmt, wenn die Phasendifferenz von Null auf 360° anwächst. Das in der US-PS 3 906 beschriebene Verfahren benutzt eine die Neigung der Fingangssignale im Kulidurchgang betreffende Information zusammen mit der Winkeldifferenz zwischen den Nulldurchgängen, um den Phasenwinkel unzweideutig zu bestimmen.

Es ist bekannt, daß Digitalsysteme im allgemeinen gewisse Vorteile gegenüber Analogsystemen aufweisen. Einige dieser Vorteile sind in der US-PS 3 039 094 erläutert, die ein Digitalsystem für die Strahlsteuerung eines festen Ubertragungssystemes beinhaltet. Ein dort offenbartes Ausführungsbeispiel benutzt für die Strahlsteuerung Schieberegisterspeicher.

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Unter den zahlreichen Vorteilen digitaler Systeme spielt insber.ond.erf3 die Kompatibilität der erzeugten digitalen Signale hinsichtlich verwendeter Digitalrechner eine große Rolle, wodurch sich eine große Flexibilität und eine großo Leistungr.fiihicike.it hinsichtlich der Signalverarbeitung ergibt. Die /anwendung der digitalen Signalverarbeitung führt ferner zu einem normierten Ausgangsn.ignal ro it ZV/ei Zustünden entsprechend "1" und "O" im Hinblick auf dan Verhältnis zwischen Signalkomponente und Rauschkomponentc. Durch diene Normierung v/erden die Anforderungen an den dynamischen Pereich der Komponenten und Schaltkreise innerhalb des Systems reduziert, da Veränderungen im Hintergrundrauschen das 7vusgangssignnl des Rozugsrauschens in dem System nicht verändern. Ferner sind digitale Systeme nahezu unabhängig von Kalibrieränderungen und Fehlern, die durch die Alterung der Komponenten und die Veränderungen der Retriebsparameter hervorgerufen werden .

Wie ferner in der US-PS 3 039 094 erläutert wird, enthält in vielen Fällen die Polarität eines bandbegrenzten Signalcs nahezu gleichviel Information, wie das vollständige Analogsignal. Dieses Prinzip kann mit Vorteil angewendet werden, indem ein interessierendes analoges Eingangssignal in zwei durch seine momentane Polarität festgelegte Klassen unterteilt wird und indem es durch eine zeitliche Folge zweier möglicher Spannungszustände dargestellt wird. Dieses begrenzte Signal kann in einfacher Weise durch eine Amplitudenbegrenzungseinrichtung erzeugt werden. Der Begrenzungspegel kann auf eine gewünschte Grenze eingestellt werden, die für eine nachfolgende digitale Signalverarbeitung zweckmäßig ist und den Spannungszuständen können die Werte +1 und -1 zugeordnet werden.

Wie ferner in der US-PS 3 039 094 beschrieben, kann das bandbegrenzte Signal durch eine Folge individueller Amplitudenabtastwerte dargesteJ-Ltqwejrdfm,j-v^pbei Voraussetzung ist, daß

die Abtastfrequonz gleich oder größer als die zweifache
höchste Signalfrequenz ist. Dieses Prinzip und das zuvor
erwähnte Prinzip können miteinander kombiniert werden,
wodurch sich dar, Eingangssignal durch eine Gruppe binärer
Zahlen darstellen läßt und jeder Abtastwert den Wert +1
oder -1 besitzt, je nachdem welche Polarität das Eingangssignal im Abtastaugenblick auf v/eist.

Es ist ferner bekannt, daß Korrelationsverfahren mit Vorteil benutzt werden können, um den störenden Einfluß des Rauschens in dem Eingangssignal zu beseitigen. Hierbei sind sowohl analoge als auch digitale Formen der Signalkorrelation bekannt. Beispielsweise wird in der US-PS 3 346 862 ein analoges Autokorrelationssystem dargestellt und beschrieben,mit dem die
Zeitdifferenz zwischen einem Paar von Signalimpulsen gemeinsamen Ursprungs bestimmt werden kann. Das System verwendet
Bewertungsfilter zur Modifikation des Leistungsspektrums der Impulssignale, um die Autokorrelationsfunktion zu optimieren. Weiterhin wird in der US-PS 3 646 334 ein hybrides Analog/
Digitalsystem beschrieben, bei welchem zwei zu korrelierende Eingangssignale abgetastet v/erden, die Abtastwerte eines der Signale in einen Umlauf speicher-Zc.i tkompressor eingegeben werden, das Ausgangssignal dieses Speichers mit den anderen Signal multipliziert wird und das Produktsignal gemittelt wird, um die Korrelation der Eingangssignale festzustellen.

Andere bekannte Verbesserungen der Korrelationstechnik beinhalten die Multiplikation des Eingangssignales mit den Cuadraturkomponenten eines Bezugssignales. Die Produktsignale werden integriert, um Real- und Imagini'rkomponenten der Korrelation des Eingangssignales mit den Bezugssignalen zu bilden. Hierbei erfolgt die Kombination der beiden Komponenten gemäß dem Lehrsatz des Pythagoras, um die Korrelation der Signale anzuzeigen. Eine Variation dieses Verfahrens ist in einer Signalverarbeitungseinheit gemäß der US-PS 3 878 526 beschrieben.

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Wie hoi allen herkömmlichem Quadratur-Demodulationssystemcn handelt es sich auch bei diesem bekannten System um ein analoges System.

Ausgehend von den Gingangs erwähnten bekannten Systemen ist es die Aufgabe? der vorliegenden Erfindung, eine Phasenmeßgerc^;t anzugehen, άοη in einfacher Weise eine höchst genaue und zuverlässige Bestimnung den Phasenwinkels über den ganzen Bereich von 360° gestattet. Die Lösung diener Aufgabe gelingt gemäß der im Anspruch 1 gekennzeichneten F.rfindung. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Es wurde insbesondere festgestellt, daß die Vorteile der Quadraturkorrelation und der digitalen Signalverarbeitung unter Verwendung von amplitudenbegrenzten Signalen miteinander kombiniert werden können, um eine höchst effektive Phasenmeßeinrichtung zu schaffen.

nachträglich geändert

Das erfindungsgemäße Phasenmeßgerät weist eine Begrenzungseinrichtung und einen Bezugssignalgenerator auf, um das Eingangssignal bekannter Frequenz zu beschneiden und erste und zweite quadraturbezogene Rechteckwellensignale zu erzeugen, von denen jedes eine der Signalfrequenz entsprechende Wiederholungsfrequenz aufweist. Das beschnittene Eingangssignal und jedes der Rechteckwellensignale werden durch digitale Multiplikationseinrichtungen miteinander multipliziert, um erste und zweite Produktsignale zu bilden, von denen jedes erste und zweite Momentanwerte aufweist, die von den relativen augenblicklichen Amplituden des beschnittenen Signales und der Rechteckwellensignale abhängig sind. Abtasteinrichtungen sind vorgesehen, um die Produktsignale abzutasten und die Abtastwerte an Gleitfensterzühler zu liefern, die ein gleitendes Korrelationssignal erzeugen, das der Summe der Differenzen der Anzahl der Abtastungen mit ersten und zweiten Werten in

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jedem der Impulszüge entspricht. Dje Zählstände zeigen den Grad der Phasenübereinstirnrnung und die Ouadraturkomponenten des Produktes aus Signal und Referenzsignal an und sie v;erden in einer Recheneinrichtung benutzt, welche daraus den Phasenwinkel des Signales, bezogen auf das Eezugssignal errechnet.

Anhand eines in den Figuren der beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispieles sei die Erfindung irn folgenden näher erläutert. Fs zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm des Phasennießgerätes gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 eine schematische Darstellung eines bevorzugten Ausführungsbeispieles des Phasenineßcjerätes gemäß Fig. 1;

Fig. 3 die Beziehung zwischen einer Kette von Eingangs-Impulsen und dem sich ergebenden gleitenden Korrelationssignal;

Fig. 4 die Beziehung zwischen dem Phasenwinkel und den Abtastzählständen, die an bestimmten Stellen innerhalb des Phasenmeßgerätes sich ergeben; und

Fig. 5 ein Flußdiagramm eines Algorhythmus zur Berechnung des Phasenwinkels aus der durch den Abtastzählstand vorgegebenen Beziehung gemäß Fig. 4.

Gemäß Fig. 1 liefert eine Eingangssignalguelle 11 ein beschnittenes Eingangssignal S(t)|_ an nachfolgende Teile des Phasenmeßgerätes. Das beschnittene Eingangssignal kann beispielsweise von einem Signal abgeleitet v/erden, das von einer Antenne oder einem ähnlichen Signalempfänger empfangen wird. Das empfangene Signal besteht aus einem Ton bekannter Frequenz f , dem wahlloses Rauschen überlagert sein kann. Zum Zwecke der Erläuterung sei ferner angenommen, daß das

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Signal in Form periodischer Impulse bekannter Dauer und mit bekanntem Wiederholungsintervall ankommt.

Die Eingnngssignalnuelle 11 enthält Einrichtungen, die beispielsweise in Fig. 2 in näheren Einzelheiten dargestellt sind, um die Amplitude des empfangenen Signales durch Beschneiden zu normieren, d. h. die Amplitude auf einen vorbestimmten Pegel zu begrenzen. Durch die Ainplitudenbeschneidung v/ird die in den Nulldurchgängen des empfangenen Signals enthalte Information bewahrt. Dementsprechend besteht das beschnittene EingangssignalJ S (t)L aus einem Pechteckv/ellensignal mit vorgegebenen oberen und unteren Amplituden. Dieses Signal kann ferner vereinbarungsgemäß in ein Binärsignal umgev/andelt werden, das in Bezug auf bekannte digitale Verarbeitungseinrichtungen und logische Elemente kompatibel ist. Die Umwandlung kann bewerkstelligt werden durch einfaches Verschieben der Signalspannung, so daß die oberen und unteren Amplituden des Signales Systeinsparinungspegeln entsprechend "1" und "0" entsprechen. Im Hinblick auf die folgende Beschreibung sei angenommen, daß die oberen und unteren Amplituden des beschnittenen Eingangssignales dem Wert "1" bzw. "0" entsprechen.

Unter Annahme des Idealfalles,bei welchem kein Rauschen vorliegt, enthält das beschnittene EingangssignalJsTtlL während des Empfangs eines Impulses obere und untere Teile von gleicher Dauer. Dieses Rechteckvellensignal besitzt eine Wiederholungsfrequenz, die der Frequenz des Tonsignales entspricht. In dem realistischeren Fall, bei dem Rauschen vorliegt, weisen die Intervalle des beschnittenen EingangssignalcsJs (t)L zv/ischen den Impulsen ein Rechteckwellensignal auf, in welchem die oberen und unteren Teile eine willkürliche Dauer aufweisen.

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Ferner v/ird beim Vorliegen eines Signales die Regelmäßigkeit der Rechteckwellenforiii momentan verändert, wenn die Amplitude des Rauschens die Tonnigna!amplitude übersteigt.

naohträgllch geändert

Das begrenzte EingangssignalJs (t)L wird einem Tonimpulsdetektor 12 zugeführt, welcher in näheren Einzelheiten in der Parallelanrneldung vtff&f? ?^#'(US-Seriennummer 678 016) dargestellt und beschrieben ist. Es sei vermerkt, daß sowohl der Tonimpulsempfanger gemäß der Parallelanmeldung als auch das vorliegende Phasenmeßgernt von der gleichen Quadratur-Korrelationstechnik beschnittener Signale Gebrauch machen. Dementsprechend weisen sowohl der Tonirnpulsempfänger als auch das Phasenmeßgerät bestimmte Elemente wie die Eingangssignalquelle, eine Ouadratur-Pezugssignalquelle, Zeitschaltkreise und Schaltkreise für die periodische Vorgabe von Auslösebedingungen gemeinsam auf. Destimmte zusätzliche Komponenten sind getrennt angeordnet und arbeiten in beiden Geräten in gleicher Weise. Bezüglich einer vollständigen Beschreibung des Aufbaus und der Wirkungsweise des Empfängers 12 sowie anderer übereinstimmender Merkmale sei auf die genannte Parallelanmeldung verwiesen.

In kurzen Umrissen besitzt der Empfänger 12 eine Fingangsklemme 13, welcher das Eingangssignal-ls (t)L zugeführt v/ird sowie eine Takteingangsklemme 14, eine Impulsempfangs-Ausgangsklemme 15 und eine Korrelatorlösch-Ausgangsklemme 16. Der Empfänger 12 stellt einen Tonimpuls bekannter Frequenz, Dauer und mit einem bekannten Wiederholungsintervall fest, wobei das Wiederholungsintervall zeitlich während eines durch den Empfänger vorgegebenen Impulsdetektorfensters auftritt. Beim Empfang eines Impulses erzeugt der Empfänger 12 ein Impulsdetektorsignal an der Ausgangsklemme 15 und ein Korrelatorlöschsignal an der Ausgangsklemme 16.

Das beschnittene Eingangssignaljs(t)L wird ebenfalls einem Paar digitaler Multiplizierer 18 und 20 zugeführt. Der

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Multiplizierer 18 besitzt eine erste Eingangs]-lemme 21, dor das beschnittene Eingangssignal zugeführt wird, eine zweite Eingang·;)·, lomme 22 und eine Ausgangsklemmen. Ir gleicher W<.>j r;e besitzt dor Hk] tipi j.z.i orer 20 c.i.iip erste-. Fincjanor.l lei'üv.o 23, der das beschnittene Eincjaiiqss.i gnn.1 zugeführt wird, eine zweite Fingangsk.lemmo 24 und eine Ausgan g ski on an e .

Eine Ouadratur-Toiugsr.ignalquelle 2("> erzeugt erste und zweite Recht eckwollensignaleJcos <a> (t)L und Jsinuj(t) [. Wie aus diesen Signalfunktionen hervorgeht, sind diese Rechteckwellensignale um 90° phasenverschoben, d. h. sie stehen in einer Ouadraturbeziehung zueinander. Sie besitzen ferner eine Wiederholungsfrequenz, die der Tonfrequenz entspricht, sowie obere und untere Werte entsprechend "1" und "O". Die ersten und zweiten Rechteckwellensignale können als Quadraturkomponenten eines Rechtockwellen-Bezugssignalcs betrachtet werden.

Die ersten und zweiten Rechteckwellensignale werden Eingangsklemmen 22 und 24 der digitalen Multiplizierer 18 und 20 zugeführt. Die Multiplizierer 18 und 20 erzeugen erste und zweite Produktsignale mit einer Rechteckwellenform. Die digitale Multiplikation kann mittels Exklusiv-ODER-Schaltkreison oder auch mit anderen Schaltkreisen verwirklicht werden, die ein charakteristisches Ausgangssignal nur dann erzeugen, wenn beide Eingangssignale einander entsprechende Vierte aufweisen.

Die ersten und zv/eiten Produktsignalc werden Abtastgattern 28 und 30 zugeführt. Das Abtastgattor 28 besitzt eine Eingangsklemme 31, der das erste Produktsignal zugeführt wird sowie einen Steuereingang und eine Ausgangsklcmme. In gleicher Weise besitzt das Gatter 30 eine Eingangsklemme 33, der das zweite Froduktsignal zugeführt wird, sowie einen

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Steuerejngang und eine Ausgangsklemmen. Die Abtastgatter 28 und 30 tasten die Produktsignalo mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz f^ ab, wobei diese Abtastfrequenz geeignet ist, die ger.uchte Information in dem Eingangs-Tonsignal zu einhalten und erste und zweite Abtastimpulszüge an den entsprechenden Ausgangsklemmen zu erzeugen. Die Beziehung zwischen der Abtactfrequenz, der Tonfrequenz und bestimmten anderen Eystem-Parametern, die für eine maximale Genauigkeit und Phasen-Winkelauflösung erforderlich sind, sollen später im einzelnen erläutert werden. Die Abtastfrequenz wird durch einen Taktgeber 34 und einen nachgeschaltcten Frequenzteiler 35 vorgegeben, die auf der Leitung 36 einen Taktimpulszug zum Takten und synchronisieren verschiedener Teile des Phasenmeßgerätes erzeugen. Wie aus der Zeichnung ersichtlich, werden die Gatter 28 und 30 durch Taktimpulse gesteuert, die den entsprechenden Steuereingängen zugeführt werden.

Die ersten und zweiten Abtastimpulszüge, die aus Impulsen kurzer Dauer mit gleichmäßigem Abstand bestehen und die Werte entsprechend "1" bzw. "0" aufweisen, werden Gattern 38 und zugeführt, die gemäß Fig. 1 als Betriebsauslösegatter bezeichnet sind. Das Gatter 38 besitzt eine erste Eingangsklemine 41, der der erste Abtastimpuls zugeführt wird sowie eine zweite Eingangsklemine 42, einen Steuereingang und eine Ausgangsklemme. In gleicher Weise besitzt das Gatter 40 eine erste Eingangsklemine 43, der der zweite Abtastimpulszug zugeführt wird, sowie eine zweite Eingangsklemire 44, einen Steuereingang und eine Ausgangsklemme. Jedes der Gatter 38 und 40 arbeitet in der Weise, daß ein geeignetes Signal am Steuereingang die übertragung eines Signales an einer der beiden Eingangskleminen zu der Ausgangsklemme hervorruft.

Für die folgende Beschreibung sei angenommen, daß die Gatter 38 und 40 jeweils in der Weise arbeiten, daß bei Abwesenheit eines Signales am Steuereingang der Abtastimpulszug an der ersten Eingangsklemme. zu der■ Ausgang ski eirane übertragen wird.

Die fiteuercingänge sind ir, j teinander verbunden und sie Rind durch das Korrelatorlöschsi gnal an dor Ausgnnunkleinne 16 dos ]ripulpor,,pf I'y.aors 12 über die Leitung ^5 boauf nch.1 ngbar. Während einer durchgof ührt cn Phasenmessung liegt kein Korrolator] önch.'ji gnal vor. Dementsprechend wird vrährenn dieser Zeit der erste imd zweite Abtastiinnulszug mi den Ausgangsklemmen der Gatter 38 und 40 ausgegeben.

Die zv/eiten Fj nnangsklcn:ii)(.-n 4 2 und 4Ί der Gatter 38 und 40 sind an die Aurjg^ngskleinrno eines " 1 "-"0"-Generators 46 angepoliloRsen, dein TaVtGignaD.c über die Leitung 36 zugeführt werden und der einen Impulr.zug mit. abwechselnden "V-"o"-VJerton erzeugt, v;obei die Wiederholungsfrequenz der lialben Abtastfrequenz entspricht. Dieses "1"-"O"-Signal wird an den Ausgangsklemmen der Gatter 38 und 4O ausgegeben, wenn ein Korrelatorlöschsignal vorliegt.

Die Ausgangssignale der Gatter 38 und 40 werden Verzögerungsregistern 4 8 und 50 zugeführt, deren Funktion nachstehend in näheren Einzelheiten beschrieben wird. Die Ausgangssignale der Verzögerungr.register 48 und 50 werden Gleitfenster-Akkumulatoren zugeführt. Das Verzögerungsregister 48 und der /ikkumulator 5 2 können zusammen durch ein Mehrsegnent-Schieberegister gebildet werden, wobei ein Segment das Verzögerungsregister und die folgenden Segmente den Akkumulator bilden. Gleiches gilt für das Register 50 und den Akkumulator 54. Die Verzögerungsregister und die Gleitfenster-Akkumulatoren werden durch den Taktimpulszug auf der Leitung 36 gesteuert, wobei sie durch den Takt zur Annahme der Ausgangssignale der Gatter 38 und 40 und zur Verschiebung dieser Signale der Reihe nach durch den Akkumulator bis an dessen Ausgang veranlaßt v/erden. Die Teile der Schieberegister, die die Akkumulatoren 52 und 54 bilden, besitzen jeweils K Speicherplätze und sie dienen der Eingrenzung eines Phasendetektorfensters, dessen Dauer der Dauer des Impvilsdetektorf ensters in dem Impulsempf a"nger 12 entspricht. 809811/0592

Wie in der Paral] elanmeldung in näheren F'inzolhei ten beschrieben/ erzeugt der Iinpul.sempf anger 12 ein Tiripulsdetoktorsignal, wenn ein festgestellter Impuls das Impulsdetektorfenster verläßt. Die Verzögerungsregister 4 0 und 50 dienen der Verzögerung der. Eintritten den Ton-Abtastimpulszuges in die Akkumulatoren 52 und 54 um ein Intervall ausreichender Zeitdauer, um die Zentrierung des durch die Akkumulatoren eingegrenzten Phasendetektorfensters auf den Tonimpuls zu verursachen, wenn das Impulsdetektorsignal erzeugt wird.

Die zeitliche Lage des Impulses, des Phasendetektorfensters und des Impulsdetektorsignales ist aus Fig. 3 ersichtlich, wobei ein Toninipuls 150 ein gleitendes Korrelationssignal 151 hervorruft. Es sei darauf verwiesen, daß die Korrelationsfunktion durch eine Abflachung vorgegeben wird, da die Dauer des Impulses die Breite des Impulsdetektorfennters überschreitet, wobei die Breite dieses Fensters teilweise durch die Anzahl der Speicherplätze im Schieberegister des Impulsempfängers 12 vorgegeben ist. Ein maximales Korrelationssignal besteht daher solange, wie der Impuls das Fenster ausfüllt.

Die gestrichelte Linie 152 stellt einen Korrelationsschwellwert dar, der der Ermittlung der Anwesenheit eines Impulses in dem Impulsdetektorfenster dient. Das Impulsdetektorsignal wird beginnend mit der Gegenwart eines Impulses im Impulsdetektorfenster bis zur Unterschreitung des Schwellwerts für den Korrelationspegel, was durch die gestrichelte Linie 153 angedeutet ist, erzeugt. Die Verzögerungsregister 48 und 50 erzeugen eine Verzögerung, deren Dauer durch die gestrichelten Linien 154 angedeutet ist, wobei der Impuls in dem Phasendetektorfenster zentriert wird, wenn das Impulsdetektorsignal auftritt, was durch die gestrichelt eingezeichnete Korrelationsfunktion 155 angezeigt wird.

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Jeder dor Akkumulatoren 52 und 54 besitzt zugeordnete TiOgikrichaltkrciso, die ein Signal erzeugen, wenn die in den Mc):.ui'.!U.l<■> I or fin- und austretenden Abtastungen v.ntt r-'"("bioul J. clu· V'erte auf ve i fch . Mit anderen Worten aur.aedriicl· t:, erzeugt die zugeordnete Logik nur dann ein Signal, wenn die relative Anzahl der "1"- und "O"-Werte innerhalb des Schieberegisters eine Änderung erfährt. Ks ist in diesem Zusammenhang ferner beachtlich, daß ein Wechsel in der relativen Anzahl von "1 "-und "O"-Werten in jedem Schieberegister eine A'nderung der. Korrelat! onsgrades zwischen dem Tonsignal und einem der Quadraturkomponenten des Rechteckwell en-P.ezugsnignales anzeigt.

Die Ausgangr.signale der Akkumulatoren 52 und 54 sind durch Abtastimpulszüge gegeben, die entweder den Wert "1" oder den Wert "0" aufweisen. Diese Abtastimpulszüge werden reversiblen Zählern Π6 und 58 zugeführt, von denen jeder einen Steuereingang 59 bzw. GO aufweist. Die Zähler 56 und 56 besitzen einen minimalen Zählbereich von -N bis +N und sie werden durch Signale mit dem Wert "1" zur Zählung in einer Richtung und durch Signale mit dem Viert "O" zur Zählung in der entgegengesetzten Richtung veranlaßt. Die den Steuerklemmen 5 9 und 60 zugeführten Abtastimpulszüge verursachen Zähl Standsänderungen in Abhängigkeit von der Differenz zwischen den "1"- und "O"-Werten in den zugeordneten Akkumulatoren. Die Zähler 5 6 und 58 v/eisen ferner Rückstelleingänge 61 und 62 auf, denen das Korrelatorlöschsignal zugeführt wird, um die Zählstände der Zähler auf zu setzen.

Die Zählstände der Zähler 56 und 58 werden Speicherregistern 64 und 66 zugeführt. Das Speicherregister 64 besitzt einen ersten Steuereingang 67 zur Zuführung eines Signales, dar. die Beibehaltung des gespeicherten Zählstandes hervorruft

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und os besitzt einen zweiten Steuereingang 68 zur Zuführung einen Signales, das die Ausgabe des Zählstandes an der Ausgang sklerimo f>9 veranlaßt. In gleicher Weise besitzt das Speicherregister G6 einen ersten Steuereingang 70 zur Zuführung eines Signalen, das die Speicherung des am Eingang angeführten Zählstandes hervorruft und es besitzt einen zweiten Steuercingang 71, um bei Zuführung eines Signales die Ausgabe des Zählstandes an der Ausgangsklemnie 72 zu veranlassen.

Die ersten Stcuereingänge G7 und 70 sind an den Impulsempffinger 12 angeschlossen und ihnen wird das Impulsdetektorsignal an der Ausgangsklemme 15 zugeführt. Dementsprechend werden die Zählstände in den Zählern 56 und 58 zu dem Zeitpunkt,in dem ein Impulsdetektorsignal erzeugt wird, in die Register 64 und 66 eingespeichert. Den zweiten Steuereingängen 68 und 71 v/erden Signale zugeführt, durch die die Zählstände der Register zu einem geeigneten Zeitpunkt ausgegeben werden, war. nachstellend noch näher beschrieben wird.

Ein digitaler Signalprozessor 74 ist in der Lage, den Phasenwinkel des Tonsignales in Bezug auf das Referenzsignal aus den an den Ausgangsklemmen 69 und 72 der Speicherregister und 66 abgegebenen Zählständen zu errechnen. Die Zählstände an den Ausgangsklemmen der Speicherregister werden einem Dateneingang 75 des Prozessors 7 4 zugeführt. Zusätzlich werden die Steuereingänge 68 und 71 der Speicherregister durch Adressensignale an den Klemmen 76 und 77 des Prozessors angesteuert. Demgemäß können die Register 64 und 66 jeweils für sich adressiert und zur seriellen übertragung der Zählstände an den Prozessor 74 über eine einzige Dateneingangskleirune veranlaßt werden.

Der Prozessor 74 kann während der Zeit, wo keine Phasenwinkelberechnung tatsächlich auszuführen ist, eine Vielzahl anderer

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Berechnungen durchführen. Dementsprechend wird dan von dem Tonempfänger 12 erzeugte Irnpulsdetektorsignal einem Unterbrechungneingong 78 dop Prozessors 7 4 zugeführt. Dieser, Signal dient der Unterbrechung anderer Fereehmingr>vorgänqe, die der Prozessor 74 auszuführen vormag, so da/* beim AufLrcten dieses Signales ein Phasenwinkel berechnet werden kann, Ein den Phasenwinkel anzeigendes Signal wird sodann an der /uisgangsklemioe 7 9 erzeugt.

Das zur Berechnung des Phasenwinkels aus den Zählständen in den Speicherregistern CA und 66 erforderliche Verfahren wird am besten unter Zugrundelegung der Fig. 4 und 5 beschrieben. Die durch die reversiblen Zähler 56 und 58 erzeugten Zählstände beinhalten digitale Darstellungen der Real- und Imaginärkomponenten des Phasenwinkels des Tonsignales in Bezug auf das F'.ef erenzsignal. Es kann gezeigt werden, daß die digital dargestellten Real- und Imaginärkomponenten R(k) und I(k) mit dem Phasenwinkel I(k) variieren, wie dies aus dem Verlauf der symmetrischen dreieckigen Signale gemäß Fig. ^a und 4b hervorgeht. Das Bestehen einer solchen Beziehung zwisehen den Zähl ständen und dem Phasenwinkel gestattet die Phasenwinkelberechnung mittels eines außergewöhnlich einfachen Algorhythmus. Insbesondere wird der den Phasenwinkel aufweisenden 90°-Sektor durch die Polarität der Zählstände sov/ie dadurch bestimmt, welcher Zählstand am größten ist. Die Winkeldifferenz zwischen dem am nächsten liegenden Nulldurchgang der Zählfunktionen wird durch die Größe und Polarität des kleineren Zählstandes bestimmt. Insbesondere legt die Größe des kleineren Zählstandes die Winkeldifferenz zwischen dem Phasenwinkel und dem nächsten Nulldurchgang fest und die Polarität des Zählstandes bestimmt die Richtung in Bezug auf diesen Nulldurchgang.

Anhand eines speziellen Beispiels sei angenommen, daß der Zählstand an der Ausgangsklemme 69 des Registers G4 einen

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Wert X gemäß Fig. 4a auf v/eist und der Zähl stand an der Ausgangsklemme 72 den Registern 66 einen Wert Y gemäß Fig. 4b besitzt. Wie ersichtlich, ist der Zählr.tand Y größer als der Zähl stand X und beide Vierte X und Y besitzen positives Vorzeichen. Zusätzlich zu der Tatsache, daß Y größer als X ist, ergibt sich dnß Y nur während eines einzigen 90°-Fektors der Phasenwinkel positiv und größer als X ist. Dieser fiektor liegt speziell zwischen den Phasenwinkeln von 45° und 135°. Der nächste Nulldurchgang der Zählstandsfunktion wird durch den Nulldurchgang bei 7Γ/2 gemäß Fig. 4a gebildet. Die Größe von X legt die Winkeldifferenz zwischen TC/2 und dem Phasenwinkel fest und die Tatsache, daß X positiv ist, ergibt, daß der Phasenwinkel kleiner als ¹^/2 ist.

Dieses Verfahren kann durch einen einfachen Algorhythmus avisgeführt werden, der in dem Flußdiagramm gemäß Fig. 5 dargestellt ist. Die Anfangskonstante Λ wird durch die Anzahl der Speicherplätzc in jedem der Akkumulatoren 52 und 54 festgelegt. Verbleibende Teile des Flußdiagrammes ergeben sich aus der nachstehenden Beschreibung und führen zu einer Bestimmung des Phasenv/inkels 0(k).

Ein für die Ausführung dieses Algorhythmus geeigneter Prozessor ist im Handel als 16 Bit-Mikroprozessor der Firma National Semiconductor unter der Modellbezeichnung IMP-16C erhältlich.

Es sei darauf verwiesen, daß auf Grund des Abtastverfahrens von dem das vorliegende Phasenmeßgerät Gebrauch macht, die in Fig. 4 dargestellte Beziehung nur in diskreten Punkten entlang der dargestellten Funktionen korrekt ist. Die Tatsache, daß R(k) und I(k) sich linear über einen Bereich von N diskreten Vierten verändern, wenn 0(k) einen Winkel von 0 bis 90°, von 90° bis 180° usw. durchläuft, fiihrt dazu, daß die Winkelauflösung des Phasenberechnungsverfahrens 180° durch N beträgt. Dies gilt unter der Voraussetzung, daß eine

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geeignete Beziehung zwischen der Tonfrequenz f , der Abtastfrequenz f und N besteht. Um die Einführung eines Fehlern zu vermeiden, öer entstehen kann, wenn die Anzahl der Toniiiipu.lr,7.yklen f_o innerhalb des Phanendetektorfensterr. mit N Abtastungen nicht gnnzzuhlig ist, muß eine bestimmte Beziehung erfüllt werden. Diese Beziehung zwischen den Gröfen f , f und N ist durch den Zupor.ir.enhang ΐ ^]~_n/£ ~ ^fv- gegeben, wobei ?·' eine ganze "i\'\l darstellt und der Anzahl von Tonimpulszyklen mit der Frequenz f_ während der Dauer von V Abtastungen entspricht.

Um eine maximale Phasenauflösung zu realisieren, muß bei dem erf j ndungr.qeniMßen Phasenmeßgorät dafür Sorge getragen werden, daß die Funktionen R(k) und I(k) sich in kleinsten Schritten verändern, wenn sich der Phasenwinkel <fi (k) kontinuierlich verändert. Eine minimale Schrittgröße wird durch zwei Einheiten pro Zeiteinheit gebildet, da jeder Akkumulator eine feste Anzahl von Speicherplätzen aufweist und da die Anzahl der "1"- (oder ¹¹O"-) Abtastungen eine änderung in einer Richtung erfährt und die Anzahl der "0"-(oder "1"-) Abtastungen eine Änderung in der entgegengesetzten Richtung erfährt, was in einer minimalen Schrittdifferenz von zwei resultiert. Um dieses Kriterium zu erfüllen, müssen N und M in einer Beziehung N/M = ΐίρ/Μ stehen, wobei I und P ganze Zahlen darstellen und P einen solchen Wert besitzt, daß der Bruch P/M nicht weiter teilbar ist. Beträgt beispielsweise die Anzahl der Speicherplätze bzw. Abtastungen N - 769 und die Abtastfrequenz f = 769 kHz, so ergibt sich ein entsprechendes Zeitintervall T = M/f_o von einer Millisekunde. Eine Tonfrequenz f_o von 26 kHz führt zu einem Quotienten K/M von 29 + 15/26. I weist demgemäß den Wert von 29 auf und der Bruch P/M von 15/26 ist nicht weiter teilbar. Diese Werte führen zu einer maximalen Phasenauflösung von 0,23°.

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Gemäß Fig. 2 besteht cine Eingangssignalquelle 80 aus einem Umformer 81, einem Vorverstärker 82, einem Bandpaßfilter 83, einem Begrenzungsverstärker 84, einem Leitungstreiber 85, einer Übertragungsleitung 86 und einem Empfänger 87. Der Umformer 81, der als Hydrophon dargestellt ist, dient der Erfassung eines Tonsignnles bekannter Frequenz. Das Tonsignal kann eine Reihe von Tonimpulsen bekannter Dauer und mit bekanntem Wiederholungsintervall aufweisen. Das erfaßte Signal wird einem Vorverstärker 82 zugeführt und sodann auf das Bnndpaßfilter 83 gegeben, das innerhalb eines interessierenden Frequenzbandes die Frequenzkomponenten des Signales passieren läßt. Das gefilterte Signal wird scharf begrenzt mittels des Begrenzungsverstärkers 84, um ein Rechteckwellensignal zu erzeugen, das zu jedem Augenblick eine von zwei Amplituden aufweist. Das begrenzte Signal wird dem Leitungstreiber 85 zur übertragung über die übertragungsleitung 8G zugeführt und auf der anderen Seite der Leitung durch den Empfangsverstärker 87 empfangen. Das Ausgangssignal des Verstärkers 87 kann als binäres Rechteckwellensignal betrachtet werden, das einen oberen Wert entsprechend "1" und einen unteren Wert entsprechend "0" aufweist.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 87 ist mitJs (t jl bezeichnet und wird einem Tonimpulsempfänger 90 zugeführt, wie er in der Parallelanmeldung im einzelnen beschrieben ist. Bei der Feststellung eines Tonimpulses erzeugt der Impulsempfänger 90 ein Impulsdetektorsignal an einer ersten Ausgangsklemme 100 und ein Korrelatorlöschsignal an einer zweiten Ausgangsklemme 101. Das Impulsdetektorsignal und das Korrelatorlöschsignal werden in den verbleibenden Teilen des Phasenmeßgerätes in der nachstehend beschriebenen Weise benutzt.

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Das Signal .u> (t)L v;i rd als ein erstes Eingangssignal ersten und zweiten Exklusiv-ODER-Schaltkreisen 91 und 92 zugeführt. Die Exkluriv-ODER-Schaltkrei^e 91 und 92 arbeiten als digitale Multiplizierer und sie multiplizieren das SignalJS(t)L mit Quadraturkomponentenjcos to (t)L und Jsin u>„ (t)l eines Rechteckwellen-Dczugssignales. Die SignaIeicos'"uT"_o (t)[. und Jsin Ou _ (t)l. werden von einem Bezugssignalgenerator 93 erzeugt und sie besitzen eine Wiederholungsfrequenz, die durch einen Frequenzsynchronisierer 94 gesteuert wird, um mit der interessierenden Tonfrequenz übereinzustimmen.

Der Frequenznynchronisierer 94 besitzt einen Frequenzauswahleingang 95, an den ein Signal angelegt werden kann, um Phasenmessungen in Bezug auf Tonsignale mit irgendeiner gewünschten Frequenz durchführen zu können. Das Taktsignal für den Synchronisierer 94 wird einer Taktquelle 96 entnommen und durch einen ersten Frequenzteiler 97 untersetzt, bevor es dem Synchronisierer 94 zugeführt wird.

Einem zweiten Frequenzteiler 98 wird ebenfalls das Signal von dem Taktgenerator 96 zugeführt, um ein Taktimpuls auf der Leitung 99 zu erzeugen, der der Steuerung und Synchronisierung verschiedener Teile des Phasenmeßgerätes dient. Es sei darauf verwiesen, daß obgleich nur eine einzige Leitung 99 dargestellt ist, das Phasenmeßgerät für seinen optimalen Betrieb verschiedene Zeittaktsignale unterschiedlicher Phase benötigen kann. Demgemäß stellen der Frequenzteiler 98 und die Leitungen 99 Mittel zur Erzeugung der erforderlichen Zeittakt- und Synchronisiersignale dar.

Die von den Exklusiv-ODER-Schaltkreisen 91 und 92 erzeugten ersten und zweiten Produktsignale werden den D-Eingängen von flankengetriggerten Flip-Flops 102 und 104 zugeführt. Die Flip-Flops 102 und 104 dienen der Abtastung der Produktsignale mit einer durch ein Taktsignal an den Takteingängen

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der Flip-Flops festgelegten Frequenz und sie liefern Abtastimpulszüge entsprechend den Werten der Produktsignale im Abtastzeitpunkt. Die Takteingänge der Flip-Flops 102 und 104 sind an die Zeittaktsignale auf den Leitungen 99 angeschlossen.

Die durch die Flip-Flops 102 und 104 erzeugten Abtastimpulszüge v/erden ersten Eingangsklemmen eines Paares von Auswahlgattern 106 und 107 zugeführt. Zweite Eingangskieminen der Gatter 106 und 107 werden an einen Impulszug mit abwechselnden "1"-"0"-Werten angelegt, wobei die Wiederholungsfrequenz dieses Impulszuges der halben Tonfrequenz entspricht. Dieser Impulszug wird durch ein Flip-Flop 108 erzeugt, das als "1"-"0"-Generator betrieben wird. Dieses Signal wird benutzt, um periodisch Anfangsbedingungen in bestimmten Teilen des Pha.senmeßgerätes zu erzeugen.

Das an den Ausgangsklemmen der Gatter 106 und 107 erzeugte Signal wird durch ein Signal an den Steuereingängen 109 und 110 der genannten Gatter festgelegt. Das Steuersignal umfaßt das Korrelatorlöschsignal, das an der Ausgangsklemme 101 des Tonimpulsempfängers 90 erzeugt wird. Die Gatter 106 und 107 erzeugen die Abtastimpulszüge an ihren Ausgangsklemmen, wenn kein Korrelatorlöschsignal vorliegt und sie erzeugen einen "1"-"O"-Impulszug an den Ausgangsklemmen, wenn das Korrelatorlöschsignal vorliegt.

Gewisse Teile der Anordnung gemäß Fig. 2, wie beispielsweise die Eingangssignalquelle 80, die Bezugssignalquelle 93, der Frequenzsynchronisierer 94, der Taktgenerator 96, die Frequenzteiler 97 und 98 und der "1"-"0"-Generator 108 können für den Tonimpulsempfanger 90 und das Phasenmeßgerät gemeinsam vorgesehen sein. Weiterhin sind die digitalen Multiplizierer 91 und 92, die Abtastgatter 102 und 104 und die Auswahlgatter 10G und 107 in ihrem Aufbau und ihrer Wirkungsweise identisch mit entsprechenden Elementen in dem Tonimpuls-

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empfänger 90. Diesbezüglich sei iiuf die eingangs erwähnte Paral] elcinineldung verwiesen.

Das /uisgangsr.ignal des Gatters 106 wird einem ersten Schieberegister 112 zugeführt, das ein erstes Schieberegistersegment 113 und ein zweites Schicberegistersegment 114 aufweist, wobei beide Segmente in Reihe geschaltet sind. In gleicher Weise ist das Ausgangssignal des Gatters 107 einem zweiten Schieberegister 115 zugeführt, das ein erstes Schieberegistersegment 116 und ein zweites Schieberegistersegment 117 aufweist, die zueinander in Reihe geschaltet sind. Die Ausgangssignalo der Gatter 106 und 107 werden der Reihe nach durch die Schieberegister 112 und 115 mit einer durch den Taktirnpulszug auf der Leitung 99 festgelegten Frequenz hindurchgeschoben. Die Schieberegistersegmente 114 und 117 grenzen ein Gleitphasen-Detektorfenster ein, dessen Dauer durch die Taktimpulsfrequenz und die /inzahl der Speicherplätze des Schieberegisters vorgegeben ist.

Die Schieberegistersegmente 113 und 116 erzeugen ejn Verzögerungsintervall von ausreichender Dauer, so daß das Fhasendetektorfenster im Hinblick auf einen empfangenen Toniinpuls zentriert ist, wenn das Impulsdetektorsignal erzeugt wird. Diese Verzögerung ist erforderlich, da der Tonimpulsempfänger ein Impulsdetektorsignal erzeugt, wenn der empfangene Tonimpuls ein in diesem definiertes Impulsdetektorfenster verläßt.

Ein Exklusiv-ODER-Schaltkreis 120 besitzt erste und zweite Eingangsklemmen 121 und 122, die an den Eingang und Ausgang des Schieberegistersegmentes 114 angeschlossen sind. In gleicher Weise besitzt ein Exklusiv-ODER-Schaltkreis 124 Eingänge, die mit dem Eingang und Ausgang des Schieberegistersegmentes 117 verbunden sind. Die Exklusiv-ODER-Schaltkreise 120 und 124 erzeugen jeweils ein Ausgangssignal mit niedrigem Pegel, wenn beide Eingangssignale identisch sind. Domgemäß wird ein Ausgangssignal mit niedrigem Pegel erzeugt, wenn ein

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in das zugeordnete Schieberegister eingeschobener Abtastwert den gleichen Viert wie der herausgeschobene Abtastv:ert aufweist. Es ist ferner ersichtlich, daß jeder Exklusiv-ODER-Scluiltkreis ein Ausgancjssignal mit hohem Pegel nur dann erzeugt, wenn sich die relative Anzahl der Abtastungen mit den Werten "1" bzw. "0" innerhalb des zugeordneten Schieberegisters verändert.

Ein erster reversibler Zähler 128 dient der Feststellung der Größe und der Richtung der"Differenz in der Anzahl von "1"- und "O"-Abtastungen innerhalb des Schieberegistersegmentes 114. Der Zähler 128 besitzt einen Zählstand-Steuereingang 129, der mit der Ausgangsklemme des Schieberegistersregmentes 114 verbunden ist, einen Freigabeeingang 130, der mit der Ausgangsklemme des Exklusiv-ODER-Schaltkreises 120 verbunden ist, einen Löscheingang, der mit dem Korrelatorlöschsignal an der Ausgangsklemme 101 des Tonimpulsempfängers 90 verbunden ist und einen Zeittakteingang, der an die Leitung 99 angeschlossen ist. Ebenso besitzt ein zweiter reversibler Zähler 132 einen Zählstanus-Steuereingang 133, der an die Ausgangsklemme des Schieberegistersegmentes 117 angeschlossen ist, einen Freigabeeingang 134, der mit der Ausgangsklemme des Exklusiv-ODER-Schaltkreises 124 verbunden ist, einen Löscheingang 135, der an das Korrelatorlöschsignal des Tonimpulsempfängers 90 angeschlossen ist und einen Zeittakteingang, der an die Leitung 99 gelegt ist.

Die Zähler 128 und 132 werden in Betrieb gesetzt, wenn sie durch ein Signal mit hohem Pegel an den Freigabeeingängen und 134 angesteuert werden und sie zählen in einer Richtung beim Vorliegen von Signalen mit dem Viert "1" an den Zöhlstands-Steuereingängen 129 und 133 und sie zählen in entgegengesetzter Richtung beim Vorliegen von Signalen mit dem Wert "0" an den Zählstands-Steuereingängen. Die Zähler 128 und 132 dienen der Bestimmung eines Vorzeichens und einer

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Größe und jeder Zähler besitzt eine Zählkapazität, die wenigstens der Anzahl der Speicherplätze in den Schieberegistersegmenten 114 und 117 entspricht. Dementsprechend wird durch die Größe des Zählstandes jm Zähler 128 die Differenz zwischen der Anzahl von "1"- und "O"-V7erten im Schieberegistersegment 114 emgezeigt. Das Vorzeichen des Zählstandes zeigt an, ob mehr "0"- oder mehr "1"-Werte in dem Schieberegistersegment vorhanden sind. In gleicher Weise weist der Zähler 132 einen Zählstand auf, dessen Größe den Unterschied hinsichtlich der Anzahl von "1"- und "O"-Nerten im Schieberegistersegment 117 angibt und dessen Vorzeichen festlegt, ob mehr Abtastungen mit dem Wert "1" als Abtastungen mit dem Wert "0" in dem Schieberegistersegment 117 enthalten sind. Die Elemente 114, 117, 120, 124, 128 und 132 bilden zusammen eine Gleitfenster-Zähleinrichtung.

Eine Recheneinrichtung 140 erhält die von den Zählern und 132 gelieferten Zählstände zugeführt und bei"echnet daraus den Phasenwinkel des Tonsignales in Bezug auf das Referenzsignal. Die Recheneinrichtung 140 umfaßt ein erstes Speicherregister 141, dem der erste Zählstand des Zählers 128 zugeführt wird und ein zweites Speicherregister 142, dem der zweite Zählstand des Zählers 132 zugeführt wird und sie umfaßt ferner einen digitalen Prozessor 143. Die Speicherregister 141 und 142 und der Prozessor 143 erhalten ferner das Impulsdetektorsignal von der Ausgangsklemme 100 des Tonimpulsempfängers 90 zugeführt und sie sind in einer Weise miteinander verbunden, wie dies bereits anhand von Fig. 1 erläutert wurde. Auch hier führt die Recheneinrichtung den in dem Flußdiagramm gemäß Fig. 5 veranschaulichten Algorhythmus durch, um den Phasenwinkel zu berechnen und an der Ausgangsklemme 144 ein den berechneten Winkel anzeigendes Signal zu erzeugen.

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Le

erseite

Claims

HONEYWELL Inc. 19. AdhI 1977

Minneapolir., Minn., USA

PhasonmoßgerHt

Patentansprüche:

Gerät zum Messen der Phase eines Signales bekannter Frequenz in Bc?zug auf ein Referenzsignal gleicher Frequenz, gekennzeichnet durch eine Eingangscinrichtung (11,81) zur Lieferung eines Eingangssignalcs;

eine Amplitudenbegrenzungseinrichtung (8Ί) zur Begrenzung dec Eingangssignal^, go daß diones zu jedem Zeitpunkt entweder eine hohe oder eine niedrige Amplitude aufweist; einen Bezugsoignalgenorator (26,93) zur Erzeugung erster und zweiter Rechteckwellensignale mit einer der Signalfrequenz entsprechenden Wiederholfrequenz und einer quadratischen Phasenbeziehung zueinander, wobei diese beiden zu jedem Zeitpunkt entweder eine hohe oder eine niedrige Amplitude aufweisenden Rechteckwellensignale Referenzsignale darstellen;

eine digitale Multiplikationseinrichtung (18,20,91,92) zur Multiplikation des begrenzten Eingangssignales mit jedem der beiden Rechteckwellensignale, um erste und zweite Produktsignale zu erzeugen, die einen ersten Wert aufweisen, wenn die Multiplikanten einander entsprechende momentane Amplituden besitzen und die einen zweiten Wert aufweisen, wenn die Multiplikanten unterschiedliche momentane Amplituden besitzen; 809811/0592

ORiGiNAL INSPECTED

eine Abtasteinrichtung (28,30,102,104) zur Abtastung der ersten und zweiten Produktsignale mit einer vor be stimm ten Abtast frequenz , um ernte und zweite Abtastimpulszüge zu erzeugen; Gle.i tfenster-Zähleinrichtungen (52 , 54 , 56 , 58 ,11 4 ,1 1 7 ,1 20,1 24 , Ί 28 , 132), um erste und zweite Zählständo zu erzeugen, die der Größe und J'.ichtung der Differenzen hinsichtlich der Abtastungen iu.it ersten und zweiten Vierten in jeden; der ersten und zweiten Abtastimpulszüge während eines Gleitzeitintervalles vorbestimmtor Dauer entsprechen und wobei die ersten und zweiten Zöhlstände die Phasenbeziehung und Ouadraturkomponont.cn des Produktes von Signal und Referenzsignal anzeigen; und eine Recheneinrichtung (74,143), der die ersten und zvieiten Zählntände zugeführt werden, um daraus den Phasenwinkel des Signales in Bezug auf das Referenzsignal zu berechnen.

Phasenmeßgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Signalfrecmenz f_o, die Abtastfrequenz f und die Anzahl der Abtastungen N in jedem der ersten und zweiten Abtastimpulszüge während des Gleitzeitintervalles von vorhestimroter Dauer über die Funktion Nf_./f =

υ s

M in Beziehung stehen, wobei M einer ganzen Zahl entspricht.

3. Phasenmeßgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Anzahl der Abtastungen N durch die Beziehung N/M = I-P/M vorgegeben ist, wobei I und P ganze Zahl sind und der Bruch P/M nicht weiter teilbar ist.

A. Phasonmeßgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß

der erste Zählstand sich mit dem Phasenwinkel gemäß einer bipolaren Dreiecksfunktion (Fig. 4a) verändert, wobei diese Funktion bei den Phasenwinkeln 7Γ/2 und 3 Tt/2 die Amplitude Null aufweist;

der zweite Zählstand sich mit dem Phasenwinkel gemäß einer bipolaren Dreiecksfunktion (Fig. 4b) verändert, wobei die Funktion bei Phasenwinkeln entsprechend einem ganzzahligen Vielfachen von Tf die Amplitude Null aufweist; und

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die Recheneinrichtung fentlegt, welcher 90°-Sektor den Phasenwinkel entsprechend den Polaritäten des ersten und zweiten Zählstands aufweist und welcher der beiden Zählstände den größeren Wert besitzt und daß die Recheneinrichtung die Winkeldifferenz und die Richtung des Phasenwinkel.*; aus den beiden Zählständen errechnet.

5. Phasenmeßgerät nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Multiplikationseinrichtung aus einem ersten und einem zweiten digitalen Multiplizierer bestellt.

6. Phasenmeßgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleitfenster-Zähleinrichtung auf v/eist:

Erste und zweite Schieberegister (52,114;54,117), denen an Eingangsklemmen die ersten und zweiten Impulsabtastzüge zugeführt werden und von denen jedes eine vorbestimmte Anzahl von Abtastungen speichern und an der Ausgangsklemme der Reihe nach mit der Abtastfrequenz der Abtasteinrichtung ausgeben kann;

erste und zweite reversible Zähler (56 ,1 28 ;58 ,1 32) mit einem Zählstands-Steuereingang zum Empfang des ersten bzw. zweiten Abtastimpulszuges von dem ersten bzw. zweiten Schieberegister und mit einem Freigabeeingang, um die Zählung der abgetasteten Werte auszulösen, wobei die Zählrichtung der ersten und zweiten Zähler von der Größe des Abtastwertes abhängt; und erste und zweite Freigabeeinrichtungen (120,124) zur Erzeugung von Signalen an den Freigabeeingängen der ersten und zweiten reversiblen Zähler nur dann, wenn die Abtastwerte an den Eingangs- und Ausgangsklemmen der Schieberegister unterschiedliche Vierte aufweisen, wobei der Zählstand eines jeden Zählers den Unterschied in der Anzahl von Abtastungen mit hohem und niedrigem Wert in einem der beiden Schieberegister anzeigt.

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7. Phasenmoßgerät nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine übertragungseinrichtung (64,66, 69,72,141,142), um die ernten und zweiten Zählstände der beiden reversiblen Zähler zu der recheneinrichtung v.w übertragen.

8. Phasenmeßgerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Übertragungseinrichtung aufweist:

Erste und zweite Speicherregister (64,66,141,142) mit einer Einganasklcmme zur Zuführung des ersten und zweiten Zählstandes der be.iden reversiblen Zähler, einem ersten Steuereingang (76,7O) zur Zuführung des Impulsdetektorsignales, um eine Speicherung des empfangenen Zählstands in dem Speicherregister auszulösen, einer Ausgangsklemme (69,72) zum Anschluß an die Recheneinrichtung und mit einem zweiten Steuereingang (68,71) zum Empfang eines Signales von der Recheneinrichtung, um das Speicherregister zur Abgabe des Zählstands an der Ausgangsklemme zu veranlassen.

9. Phasenmeßgerät nach Ansprxich 8, gekennzeichnet durch

einen Impulsdetektor (12,90), dem das Signal von der Eingangseinrichtung zugeführt wird und der bei der Feststellung eines Impulses ein Impulsdetektorsignal erzeugt; und

einen Betrieb der Übertragungseinrichtung in der Weise, daß in Abhängigkeit von dem Auftreten des Impulsdetektorsignals die ersten und zweiten Zählstände übertragen werden.

10. Phasenmeßgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,

daß der Impulsdetektor den Grad der Korrelation zwischen dem Signal und dem Referenzsignal während eines Gleitfensterimpulses vorbestimmter Dauer bestimmt und das Impulsdetektorsignal erzeugt, nachdem ein Impuls festgestellt worden ist und der Korrelationsgrad unter einen Schwellwert abgefallen ist, was das Vorhandensein eines Impulses innerhalb des Fensters anzeigt; und

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- r.

daß die ersten und zweiten Schieberegister jeweils erste
und zweite Echiobereni stersegmonte (113,114,116,117) aufweisen, wobei clas zweite Schieberegistersegment ein Gleitphasen-Meßfcnster von gleicher Dauer, wie das Inipulsdetoktorfenster vorgibt und wobei das erste fchieberegistersegment den dem zweiten Bchieberegistersegment zugeführton Abtar.timpulszug so verzcigert, daß das Phasenmeßfenster im v/esentlichen in Bezug a\if den Impuls zentriert wird, wenn das
Impulsdetektorsignal auftritt.

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