DE2644823A1

DE2644823A1 - Kreuzkorrelationsanordnung

Info

Publication number: DE2644823A1
Application number: DE19762644823
Authority: DE
Inventors: Theodoor Antonius Care Claasen; Johannes Bernhard Heinric Peek
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1975-10-06
Filing date: 1976-10-05
Publication date: 1977-04-14
Also published as: NL7511707A; AU510372B2; JPS6041517B2; SE413951B; GB1557831A; FR2327681A1; DE2644823B2; JPS5246708A; CA1070840A; DE2644823C3; BE846932A; SE7610945L; AU1835176A; FR2327681B1; US4100378A

Description

Dr. ΗΕΠΡΡϋΤ SCHÖf,«

N. V. PHILIPS'GLOEILAMPENFABRIEKEN, Eindhoven/Niederlande

"Kreuzkorrelationsanordnung"

A) Hintergrund der Erfindung (1) Gebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Kreuzkorrelationsanordnung zur Bestimmung des Vorhandenseins bzw. Fehlens mindestens eines in seiner Frequenz bekannten Tonsignals x₂(t) in einem in Form und Frequenz unbekannten Informationssignal x-j (t), welche Anordnung die nachfolgenden Teile enthält: - einen Eingangskreis, der zum Empfangen des zu untersuchenden Informationssignals X₁(t) eingerichtet ist;

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.ν.

- Mittel, die Addiermittel und Abtast- und Kodiermittel enthalten zum Erzeugen einer Reihe $ s(nT)t mit einer Abtastperiode T nacheinander auftretender Summensignalabtastwerte s(nT), wobei der Zusammenhang zwischen jedem der Summensignalabtastwerte s(nT) und Informationssignalabtastwerte X₁CnT) durch die Beziehung s(nT) = sign Cx₁CnT) + B₁CnT)] gegeben wird, in welchem Ausdruck B₁CnT) einen Abtastwert eines vorbestimmten Hilfssignals B₁Ct) darstellt;

- einen Impulsgenerator zum Erzeugen von Abtastimpulsen, die mit einer Periode T auftreten,und zwar zur Steuerung der Abtastmittel ;

- Erzeugungsmittel zum Erzeugen einer Reihe -TyCnT)I mit der Abtastperiode T auftretender Signalabtastwerte y(nT), die mit einer linearen Kombination momentaner Signalwerte Xg(nT) des Tonsignals X₂Ct) und momentaner Signalwerte a₂(nT) eines zweiten vorbestimmten Hilfssignals a^Ct) im Verhältnis stehen;

- mindestens einen Korrelationskanal, der die nachfolgenden Teile enthält:

- Multipliziermittel zum Erzeugen einer Reihe kz*CnT) ν mit einer Periode T auftretender Signalabtastwerte Z₁CnT), wobei der Zusammenhang zwischen dem Signalabtastwert Z₁CnT) und den Signalabtastwerten sCnT) und yCnT) durch den Ausdruck Z₁CnT) = s(nT) · y(nT) gegeben wird;

- erste Integrationsmittel, denen die genannten Signalabtastwerte Z₁CnT) zugeführt werden, von welchem Korrelationskanal

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der Ausgang an einen Ausgangskreis angeschlossen ist, der Detektionsmittel enthält, die mit einem Eingang versehen sind, der mit dem Ausgang des Korrelationskanals gekoppelt ist und welche Mittel zum Vergleichen den Detektionsmitteln zugeführter Signale mit einem vorbestimmten Bezugspegel sowie zum Erzeugen eines Ausgangs signals eingerichtet sind, das das Vorhandensein bzw. Fehlen des Tonsignals x₂(t) *^m Informationssignal x-(t) angibt.

Derartige Anordnungen werden oft in Empfängern und Kommunikationssystemen verwendet, beispielsweise zum Detektieren von Tonsignalisierungssignalen in Fernsprechsystemen, zum Detektieren der jeweiligen Frequenzen, mit denen Fernschreibzeichen in einem asynchronen Fernschreibsystem übertragen werden und auch in Radar systemen, Selektivruf systemen und "paging"-Systemen.

(2) Beschreibung des Standes der Technik

Eine derartige eingangs beschriebene Anordnung ist bereits im Bezugsmaterial 4. des Kapitels D angegeben. In dieser bekannten Anordnung wird von den Erzeugungsmitteln ein Signal y(t) erzeugt, das durch die Summe des zu detektierenden und bekannten Signals x₂(t) und eines Hilfssignals a₂(t) gebildet wird, so daß y(t) = x₂(t) + a₂(t) ist. Das Hilfssignal a,j(t) sowie das Hilfssignal a₂(t) werden dabei durch dreieckförmige oder sägezahnförmige Signale gebildet.

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In einer anderen bekannten Anordnung dieser Art (siehe Bezugsmaterial 2 und 3 aus Kapitel D) werden Hilfssignale a^(t) und Sp(^) verwendet, die durch je eine lineare Kombination nach Rademacherfunktionen sich ändernder Signale gebildet werden.

In diesen bekannten Anordnungen werden nun die Signale s(t) und y(t) auf besonders einfache Weise in ein digitales Signal umgewandelt, und zwar dadurch, daß jeweils ausschließlich das Vorzeichen dieser Signale betrachtet wird. Dadurch werden die Multipliziermittel auf einen einzigen Modulo-2-Addierer verringert.

Zum Treffen einer eindeutigen Entscheidung muß noch die Bedingung gestellt werden, daß das Signal y(t) bzw. seine digitale Darstellung nicht periodisch ist_o Durch die Wahl der Hilfssignale entsprechend den obenstehend beschriebenen bekannten Anordnungen kann diese Bedingung erfüllt werden.

In diesen bekannten Anordnungen wird weiter die Größe des Signals, das am Ausgang der Integrationsmittel auftritt, in den Detektionsmitteln in jeder Periode T einmal mit einem Bezugspegel verglichen. Diese Detektionsmittel liefern beispielsweise einen "1"-Impuls, wenn die Größe dieses Signals über diesen Bezugspegel hinausragt,und im anderen Fall ergeben sie beispielsweise einen "O"-Impuls. Das Auftreten eines "1"-Impulses am Ausgang der Detektionsmittel bedeutet nun, daß das Tonsignal Xp(t) im Informationssignal X₁(t) vorhanden

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ist, während ein "Oⁿ-Impuls angibt, daß dies nicht der Fall ist.

In diesen bekannten Korrelationsanordnungen wird nun die Höhe des Bezugspegels in den Detektionsmitteln durch eine Anzahl
Faktoren beeinflußt. Weil an erster Stelle der Anfangszeitpunkt des bekannten Tonsignals Xp(t) im Informationssignal x^(t) nicht bekannt ist (beispielsweise in den im Kapitel (A) (1) angegebenen Kommunikationssystemen), soll die Korrelationsanordnung ständig "stand-by" sein. Die Folge davon ist, daß das Ausgangssignal der Integrationsmittel von Null abweichen wird, und zwar infolge von Rauschsignalen, die in dem Fernmeldesystem immer vorhanden sind. Das von diesen Rauschsignalen herbeigeführte Ausgangssignal der Integrationsmittel wird
untenstehend als Rauschpegel bezeichnet. Der Bezugspegel in den Detektionsmitteln wird daher einen derartigen Wert aufweisen müssen, daß dies immer größer ist als der Rauschpegel. An zweiter Stelle wird durch die oft gestellte Anforderung, daß das Vorhandensein des Tonsignals x₂(t) im Informationssignal X₁(t) innerhalb einer bestimmten Zeit τ_q (Integrationszeit) nach dem Anfangszeitpunkt des Signals x₂(t) festgelegt werden muß, die Bandbreite der Diskriminationskurve
festgelegt. Diese Anforderung geht dann außerdem noch mit einer zusätzlichen Anforderung einher, und zwar, daß eine bestimmte Streuung von 2Äf gegenüber der exakten Frequenz f des Tonsignals X₂(t) zugelassen werden muß. Das bedeutet, daß, wenn das empfangene Tonsignal Xp(O eine Frequenzänderung von + oder - Äf erfahren hat, dieses Tonsignal dennoch innerhalb der

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genannten Zeit τ als das bekannte Tonsignal Xp(t) wiedererkannt werden muß. Diese beiden Anforderungen führen nun dazu, daß dem Bezugspegel in den Detektionsmitteln ein derartiger Wert zugeordnet werden muß, daß durch das Ausgangssignal der Integrationsmittel beim Fehlen des Tonsignals Xp(t) mit der Frequenz f - Af im Informationssignal innerhalb des genannten Zeitintervalls mit der Länge t_q der Bezugspegel überschritten wird. Wird ein großer Wert von 2Af_Q bei einer verhältnismäßig langen Integrationszeit t_q angefordert, so entstehen in den bekannten Anordnungen Probleme, weil dem in den Detektionsmitteln angewandten Bezugspegel dann ein Wert zugeordnet werden muß, der in der Größenordnung des Rauschpegels liegt. Das Ergebnis der Detektion wird dann durch die Größe der Rauschsignale stark beeinflußt.

(B) Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung bezweckt nun, eine Korrelationsanordnung der im Kapitel (A) (1) angegebenen Art zu schaffen, wobei für einen gegebenen Wert der Abtastperiode T der Bezugspegel, der in den Detektionsmitteln angewandt wird, nicht durch die kombinierte Anforderung der maximalen Dauer der Integrationszeit t_q und der Streuung 2Af_Q beeinflußt wird.

Weiter bezweckt die Erfindung, eine in digitalen Techniken implementierbare Korrelationsanordnung zu schaffen.

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Nach der Erfindung sind dazu die genannten Erzeugungsmittel zum Erzeugen einer periodischen Reihe /y(nT)i eingerichtet, die durch eine periodische Wiederholung einer Teilreihe (y„_ö„(kT))

( ^Per j

gebildet wird, die aus einer Anzahl von N mit der Abtastperiode T nacheinander auftretender Signalabtastwerte y _r(kT) mit k =0, 1, ... N-1 besteht, wobei der Zusammenhang zwischen den Signalabtastwerten y_Oer(kT) und dem Tonsignal Xp(T) durch die Beziehung

y_per(kT) = sign /x₂ [(p+k)Tj + a₂ [ (p+k)T]J gegeben wird, in der ρ eine feste Zahl darstellt; X₂ L (p+k)T] den augenblicklichen Wert des Tonsignals X₂(t) zu einem Zeitpunkt (p+k)T und a₂ £(p+k)Tj den Momentanwert des zweiten Hilfssignals a₂(t) zum Zeitpunkt (p+k)T und wobei die Zeitdauer NT der Teilreihe ίΤρβρΟ*¹)^ kleiner ist als die minimale Zeit τ _t während der das bekannte Tonsignal X₂(t) in dem Informationssignal χ-, (t) mindestens vorhanden ist«

Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen wird nun einerseits erreicht, daß der Bezugspegel in den Detektionsmitteln unabhängig von der Streuung 2Af in ausreichend großem Abstand vom Rauschpegel gewählt werden kann. Andererseits ist erreicht worden, daß die Erzeugungsmittel nun auf besonders einfache Weise ausgebildet werdenkönnen. Durch den periodischen Charakter des Signals, das nach der Erfindung von diesen. Mitteln erzeugt wird, können die aufeinander folgenden Werte einer Periode dieses Signals nun in einem Speichermittel gespeichert werden, beispielsweise in einem Festwertspeicher (ROM).

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Mit Hilfe eines Zählers können dann diese Werte in der richtigen Reihenfolge ausgelesen werden.

C) Kurze Beschreibung der Figuren

Fig. 1 zeigt eine bekannte Ausführungsform einer Kreuzkorrelationsanordnung,

Fig. 2 und Fig. 3 einige Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform der Kreuzkorrelationsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 5 zeigt einen Steuergenerator zum Gebrauch in der Anordnung nach Fig. 4,

Fig. 6 zeigt einige Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 4,

Fig. 7 zeigt ein integrierendes Netzwerk zum Gebrauch in der Anordnung nach Fig. 4.

(D) Bezugsmaterial)

1. Detection, Estimation, and Modulation Theory; Part I; H.L. van Trees; John Wiley and Sons, Inc., 1968.

2. Niederländische Patentanmeldung Nr. 288.711.

3. The Measurements of correlation Functions in correlators using Shift-invariant independent functions; J.B.H. Peek; Philips"Research reports Supplement No. 1 1968.

4. A new method for computing correlation functions; Dr. P. Jespers; P.T, Chu, A. Fettweis; International Symposium on information theory, Brüssel, Sept. 3-7, 1962.

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5. System identification; P. Eykhoff; John Wiley and Sons 1974, Seiten 300-302.

6. Arithmetic operations in digital computers; R. K. Richards; D. van Nostrand company 1957.

7. A fast amplitude approximation for quadrature pairs; CLH. Robertson; Bell System Technical Journal Heft 50,

Nr. 8, Oktober 1971, Seiten 2849-2852.

I 2 2~^

8. Linear approximations toy χ + y having equiripple error

characteristics; A.E. Filip; IEEE Transactions on audio and electroacoustics, Heft AU-21, Nr. 6, Dezember 1973, Seiten 554-556.

(E) Betrachtungen über Kreuzkorrelationsanordnungen

(1) Der Aufbau einer bekannten Kreuzkorrelationsanordnung

In Fig. 1 ist eine bekannte Kreuzkorrelationsanordnung dargestellt (siehe Bezugsmaterial 2) für ein harmonisches Tonsignal XAit) mit unbekannter Phase und das zusammen mit beispielsweise weißem Rausch empfangen wird. Das Tonsignal und das weiße Rauschen bilden zusammen das Informationssignal X₁Ct). Untenstehend wird vorausgesetzt, daß dieses Informationssignal ausschließlich durch das Tonsignal X£(t) gebildet wird. Die dargestellte Anordnung enthält einen Eingang 1, über den das Signal x^Ct) einem Eingangskanal 2 zugeführt wird, der mit einer Addier anordnung 3 sowie einer Abtast- und Kodieranordnung 4 versehen ist. In der Addier-PHN 8183 - 10 -

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anordnung 3 wird zum Signal Xo(t) ein Hilfssignal a^(t) addiert, und zwar zur Bildung eines Summensignals u(t) = Xp(^) ^{+ a}-i("t)· *ⁿ der Anordnung 4 wird dieses Summensignal zur Erzeugung des Summensignalabtastwertes s(nT) abgetastet. Dazu werden dieser Anordnung Abtastimpulse zugeführt, die mit einer Periode T = 1/f_e auftreten, wobei f_e die Abtast-

s s

frequenz darstellt. Insbesondere liefert die Anordnung 4 einen "1"-Impuls, wenn die Polarität von u(t) positiv ist (mit anderen Worten, wenn sign[u(t)3>0) ist, und liefert einen "C'-Impuls, wenn die Polarität von u(t) negativ ist (sign Cu(t)]<0). Die Ausgangsimpulse der Anordnung 4 werden in der dargestellten Anordnung zwei parallelen Korrelationskanälen 5 und 6 zugeführt. Jeder dieser Kanäle enthält eine Reihenschaltung aus einer Multiplizieranordnung 7, 8, einem integrierenden Netzwerk 9, 10 und einer Quadrieranordnung 11, 12. Die Ausgänge dieser Quadrieranordnung sind an eine Addieranordnung 13 angeschlossen, deren Ausgangssignal über eine Radizieranordnung 13' einer Detektionsanordnung 14 zum Vergleichen des Ausgangssignals der Radizieranordnung 13' mit einem vorbestimmten Bezugspegel zugeführt wird. Insbesondere liefert diese Detektionsanordnung beispielsweise einen "1"-Impuls, wenn das Ausgangssignal der Radizieranordnung 13' größer ist als der Bezugspegel. Wenn dies nicht der Fall ist, liefert die Detektionsanordnung einen "O"-Impuls.

Den Multiplizieranordnungen 7 und 8 werden zugleich Signale zugeführt, die von Erzeugungsmitteln 15 bzw. 16 herrühren.

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Diese Mittel sind je auf dieselbe Weise aufgebaut wie der Eingangskanal 2 und enthalten folglich je eine Reihenschaltung aus einer Addieranordnung 17 bzw. 18 und einer Abtast- und Kodier anordnung 19 bzw. 20. Dem Eingang der Addieranordnung wird nun ein Signal Acosuo t zugeführt, das von einem Generator erzeugt wird. Dem Eingang der Addieranordnung 18 wird ein Signal asinuu_ot zugeführt, das von einem Generator 22 erzeugt wird. Einem zweiten Eingang jeder der Addier anordnungen 17 und 18 wird ein Hilfssignal a₂(t) zur Erzeugung von Summensignalen v^(t) und Vp(t) zugeführt, die durch die nachfolgenden Beziehungen bestimmt sind:

v^ (t) = a₂(t) + Acos«J_ot (1)

v₂(t) = a₂(t) + Asinu>_ot (2)

In diesen Ausdrücken ist ι»_/2ττ die Frequenz des zu detektierenden Tonsignals x₂(t). Diese Signale V₁Ct) und v₂(t) werden von den Anordnungen 19 bzw. 20 abgetastet und kodiert, und zwar zur Erzeugung von Signalabtastwerten γ.(ηΤ) bzw. y₂(nT). Ebenso wie die Anordnung 4 liefern auch die Anordnungen 19 und 20 einen "1"-Impuls, wenn sign £v₁(t)]>0 bzw. sign [V₂(t)]>0 ist, und sie liefern einen "O¹¹-Impuls, wenn sign £ν^(ΐ)]<0 bzw. sign £V₂(t)]<0 ist. Diese Impulse können als Ein-Bit-Kodeworte betrachtet werden. Diese Ein-Bit-Kodeworte V₁(nT) und y₂(nT) werden nun in den jeweiligen Multiplizieranordnungen 7 und 8 mit den Ein-Bit-Kodeworten s(nT) multipliziert. Durch die einfache Zusammenstellung der Kodeworte

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s(nT), γ-,(ηΤ) und y₂(nT), nämlich als ein-Bit-digitale Kodeworte, können die Multiplizieranordnungen 7 und 8 auf besonders einfache Weise ausgebildet werden, und zwar als Modulo-2-Addierer. Diese Modulo-2-Addierer 7 und 8 liefern nun Ein-Bit-Kodeworte Z₁(nT) bzw. Z¹^CnT). Auch die integrierenden Netzwerke 9 und 10 können nun auf einfache Weise als Vorwärts-Rückwärts-Zähler ausgebildet werden.

Zum Abtasten der Signale u(t), V₁Ct) und V₂Ct) werden den Anordnungen 4, 19 und 20 Abtastimpulse zugeführt, die mit einer Periode T auftreten und von einem nicht näher angegebenen Abtastimpulsgenerator erzeugt werden.

Die Hilfssignale S₁Ct) und a₂(t), die mit Hilfe nicht näher angegebener Hilfssignalgeneratoren erhalten werden können, werden je vorzugsweise durch eine lineare Kombination nach Rademacherfunktionen sich ändernder Signale gebildet, wie beispielsweise in dem Bezugsmaterial 2 und 3 eingehend beschrieben worden ist.

(2) Kreuzkorrelationsanordnungen im allgemeinen

In einer Kreuzkorrelationsanordnung wird eine Schätzung der Korrelationsfunktion R(t) gemacht, die wie folgt definiert ist:

R(t) = lim C x(t) y(t-T)dt (3)

T₀-*to 4

Darin ist T_Q das Integrationsintervall.

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In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel, in dem den integrierenden Netzwerken 9 und 10 Signalabtastwerte mit einer Periode T zugeführt werden₉ kann dieses Integrationsintervall mit der Länge T auch mit der Anzahl in dieser Periode T jedem der integrierenden Netzwerke 9 und 10 zugeführter Signalabtastwerte angegeben werden. Es wird vorausgesetzt, daß diese Anzahl dem Wert N entspricht, dann gilt:

N = entier Cf₀Tj - (4)

SO

Ist am Anfang des Integrationsintervalls der Inhalt der integrierenden Netzwerke 9 und 10 gleich Null und wird der Anfangszeitpunkt des Integrationsintervalls dem Wert T=O gleichgestellt, dann liefert am Ende des Intervalls mit der Länge T_Q das integrierende Netzwerk 9 ein Ausgangskodewort:

N-1

z₂[(N-1) T] = IZ s(nT) . Y₁CnT) (5)

* n=0 ^Ί

Auf entsprechende Weise liefert das integrierende Netzwerk ein Ausgangskodewort

N-1
z'p C(N-I)T] = XH s(nT) . Vp(nT) (6)

* n=0 ^

In diesen Ausdrücken gilt, daß:

s(nT) = sign Cx₂CnT) + a^nT)] (7)

Y₁CnT) = sign £Acos Cn-J₀T) + a₂(nT)] C8)

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y₂(nT) = sign Usin(rau_oT) + a₂(nT)] (9)

Es wird nun vorausgesetzt, daß das Tonsignal X₂(t) durch ein sinusförmiges Signal mit der Frequenz ω/2π gebildet wird, und daß:

Δω = u) - u)_Q (10)

Wird nun die in Fig. 1 dargestellte Korrelationsanordnung zum Zeitpunkt t=0 gestartet, was dem nullten Abtastzeitpunkt n=0 entspricht, so läßt sich darlegen, daß, wenn Δω viel kleiner ist als die Abtastfrequenz f (d.h. äw42^f ), für

s s

große Werte von η das Ausgangssignal z,(nT) der Radizieranordnung 13' am Ende des Integrationsintervalls mit der Länge nT von dem nachfolgenden Ausdruck angenähert wird:

ζ Γίη-ΉΤ ] - gⁱⁿ

Der Ausdruck (11) ist eine Funktion zweiter Variablen, und zwar von η und Δω. In Fig. 2 sind für drei Werte von n, und zwar η = η , η = 2n und η = η /2, wobei η eine beliebige Zahl darstellt, Querschnitte dieser Funktion dargestellt. Diese in Fig. 2 dargestellten Kurven zeigen also den Einfluß der Länge des Integrationsintervalls nT als Funktion von Δω auf das Ausgangssignal z-z (nT). Insbesondere sind dazu in Fig. 2 für die genannten drei Werte der unabhängigen Veränderlichen η die Kurven dargestellt, die dem nachfolgenden Ausdruck entsprechen.

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•//5.

sin ηΔ<*)Τ/2 (12)

n_o sinAuuT/2

In dieser Fig. 2 sind dazu längs der Abszisse die Werte von ΔωΤη aufgetragen. Diese Kurven sind also das Ausgangssignal z,(nT), wobei der Signalabtastwert z,(n T), der zu einem gegebenen Integrationsintervall mit der Länge η Τ für den Wert Δω = 0 gehört, auf dem Wert eins genormt ist. Aus dieser Fig. 2 geht nun hervor, daß bei zunehmender Länge des Integrationsintervalls nT, d.h. bei zunehmendem Wert von n, der Abstand zwischen den ersten Nullpunkten der Kurven₉ d.h. zwischen denjenigen Nullpunkten, die dem Wert ΔωΤη = O am nächsten liegen, abnimmt.

In Kreuzkorrelationsanordnungen, die zum Detektieren von Signalen ausgebildet sind» wobei der Anfangszeitpunkt unbekannt ist, wird jedoch im Gegensatz zu dem obenstehend Beschriebenen, nicht am Ende einer Integrationsperiode ₉ also nach nT Sekunden, sondern in jeder Abtastperiode T mit Hilfe der Detektionsanordnung 14 überprüft, ob das Ausgangskodewort der Radizieranordnung 13, den Bezugspegel überschritten hat. Wenn die in dieser Situation mit einer Periode T auftretenden Ausgangskodeworte der Radizieranordnung 13⁸ wieder durch z,(nT) dargestellt werden, kann mathematisch dargelegt werden,, daß z,(nT.) in einem Integrationsintervall mit der Länge nT den Bezugspegel überschritten hat, wenn der Maximalwert, den ζ-,(ηΤ) in diesem Intervall annimmt, über diesem Bezugspegel liegt.

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709815/10Ii

Für die auf diese Weise funktionierenden Kreuzkorrelationsanordnungen kann eine Frequenzdetektionskennlinie ρ(η,Δω) durch die nachfolgende Beziehung definiert werden:

ρ(η,Δω) a max Cz,(mT)] (13)

was sich wieder durch:

sin ΐηΔωΤ/2 j annähern läßt. (14)

2η_ΛεΐηΔωΤ/2ΐ

In Fig. 3 ist wieder der Einfluß des Wertes von η auf ρ(η,Δω) dargestellt. In dieser Fig. 3 sind dazu für dieselben drei Werte von η wie in Fig. 2, und zwar die Werte η = η ; η = 2n und η = n_Q/2 die Kurven dargestellt, die dem Ausdruck (14) entsprechen. Ebenso wie für Fig. 2 gilt, daß η ein beliebiger Wert ist und eine Normung eingeführt worden ist, und zwar derart, daß die Kurve, die sich auf den Wert η = n_Q bezieht, den Maximalwert eins hat. Wenn n_o eine ungerade Zahl darstellt, hat der. Wert =n /2 keine physikalische Bedeutung. Dieser Wert wird jedoch ausschließlich zur Erläuterung verwendet. Wie aus Fig. 3 hervorgeht, nimmt die Breite der Kurve bei zunehmendem Wert von η zu.

In der Praxis werden an derartige Kreuzkorrelationsanordnungen eine Anzahl Anforderungen gestellt, die an erster Stelle darauf hinausgehen, daß Tonsignale, deren Anfangszeitpunkt unbestimmt ist, detektiert werden müssen, wenn sie innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbandes liegen und mindestens eine PHN 8183 - 17 -

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bestimmte minimale Zeit τ " vorhanden sind. Wenn insbesondere vorausgesetzt wird, daß ®_Q/2 ττ die Nennfrequenz ist, für die die Ausdrücke (8) und (9) gelten, dann bedeutet die obenstehende Anforderung mathematisch, daß ein Tonsignal mit der Frequenz U₁/2 ττ , für die gilt:

HW₁ _ u)_oj <Ω a (15)

für einen vorbestimmten Wert von Ω detektiert werden muß, wenn

CL

dieses Signal mindestens eine Zeit τ_Q vorhanden ist. Weiter darf meistens ein Tonsignal mit der Frequenz ι«₂/2ττ , für das gilt,

Γ2 - M ^>O

für einen vorbestimmten Wert von ^ nicht detektiert werden, auch nicht wenn dieses Signal ständig vorhanden ist. An zweiter Stelle soll bei einer gegebenen "Fehlalarmrate ⁿ die Detektionsmöglichkeit eines Tonsignals mit einer Frequenz, die dem Ausdruck (15) entspricht, möglichst hoch sein.

Daß mit den bekannten Kreuzkorrelationsanordnungen meistens nicht gleichzeitig alle obenstehend genannten Anforderungen erfüllt werden können, wird nun anhand der Fig. 3 gezeigt.

Wie bereits erwähnt, sollen Tonsignale mit einer Frequenz ω./2ττ, die dem Ausdruck (15) entspricht, detektiert werden wenn sie mindestens während einer Zeit t_q vorhanden sind bzw. innerhalb

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N₀ = τ _Ο/Τ (17)

Abtastperioden liegen.

Für einen gegebenen Wert von N kann nun ein Detektionspegel festgestellt werden, der als Bezugspegel in der Detektionsanordnung angewandt wird. Meistens wird dieser Detektionspegel derart gewählt, daß die Detektionsmöglichkeit für Signale mit der Frequenz ω/2"=»)_ο/2ττ (Δω =o) optimal ist. In Fig. 3 ist für die Kurve, für die gilt, daß n=n ein Detektionspegel durch die gerade a angegeben. Wenn der Detektionspegel einmal festgelegt ist, ist damit auch der Wert von Ω τ bestimmt (siehe Fig. 3).

el

Ein gegebener Wert der Abtastfrequenz f =1/T legt dann den Wert

von N₀ (siehe Ausdruck (17)) sowie der Wert von Ω fest. Wenn die Abtastfrequenz f_e festgelegt ist, ist Ω nicht mehr

S SL

frei wählbar. Werden die Werte von Ω und T beide vorher festge-

el

legt, so kann diese festgelegte Anforderung dadurch erfüllt werden, daß der Detektionspegel angepaßt gewählt wird. Insbesondere bei einem großen Wert von Ω und einem kleinen Wert von Nq= n_Q können, wie aus Fig. 3 hervorgeht, Schwierigkeiten auftreten, wen der Rauschpegel relativ hoch ist. Dies hat nämlich eine ernstliche Vergrößerung der "Fehlalarmrate¹¹ zur Folge, was in praktischen Systemen unzulässig ist.

Wie aus dem Obenstehenden hervorgehen dürfte, ist im allgemeinen eine gegenseitige Beeinflussung der obenstehend genannten Anforderungen vorhanden. Die gleichzeitige Erfüllung allerhand PHN 8183 -

?O9815/1O7§

Forderungen ist dadurch eine besonders schwere Aufgabe geworden, die zu Kompromisslösungen führt, wobei insbesondere einem möglichä niedrigen Wert der Abtastfrequenz f_ =1/T angestrebt wird.

(F) die Kreuzkorrelationsanordnung nach der Erfindung (Fig. 4) (1) Identifikation der Svstemteile

Die im vorhergehenden Kapitel beschriebenen Probleme, die mit den bisher beschriebenen und bekannten Kreuzkorrelationsanordnungen einhergehen, werden nun mit der in Fig. 4 dargestellten Anordnung nach der Erfindung vermieden. Insbesondere sind dabei die Parameter, die die vorhergehenden Kapitel genannten Anforderungen kennzeichnen, unabhängig voneinander wählbar.

In der in Fig. 4 dargestellten Anordnung sind die der Fig. 1 entsprechenden Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben. Insbesondere sind in dieser Anordnung nach der Erfindung die Erzeugungsmittel 23 bzw. 24 (vergleiche 15 und 16 in Fig. 1) zum Erzeugen einer periodischen Reihe ^ y(nT) } von Ein-Bit-Kodeworten eingerichtet, welche Reihe durch eine periodische Wiederholung einer Teilreihe -(y_r(kT)}gebildet wird, die durch eine feste Anzahl von N mit einer Periode T nacheinander auftretender Signalabtastwerte Y_per(KT) mit k=0, 1, 2,...N-1 gebildet wird, wobei der Zusammenhang zwischen den Signalabtastwerten y_Oer(kT) und dem Tonsignal X₂Ct) durch die nachfolgende Beziehung gegeben wird.

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y_per(kT) = sign{x₂ C (p+k)T ] + a₂ C(p+k)T ]} (18)

in der: ρ eine feste und gegebenenfalls auch ganze Zahl darstellt,

XpC (p+k)T J den momentanen Wert des Tonsignals
x₂(t) zum Zeitpunkt (p+k)T;

^₂ L(p+k)3 T den momentanen Wert des zweiten
Hilfssignals a₂(t) zum Zeitpunkt (p+k)T.

Die Zeitdauer NT der Teilreihe { y_Oer(kT)^ ist dabei kleiner als oder gleich der minimalen Zeit τ während der das bekannte Tonsignal x₂(t) im Informationssignal x*(t) vorhanden ist.

Da die Signalabtastwerte x₂(nT) sowie die Signalabtastwerte
a₂(nT) zuvor bereits bekannt sind, sind die N Ein-Bit-Kodeworte y (nT) berechenbar. Für den Korrelationskanal 5, in dem eine periodische Reihe £y..(kT)l· angewandt wird, kann der periodische Charakter dieser Reihe durch die nachfolgende Gleichung mathematisch dargestellt werden

= sign Leos k U)₀T ₊ a_£(kT) ] = y^per^ für 0<k<N

= y₁ C (k-N)T ] für k>N (19)

Für den Korrelationskanal 6, in dem eine periodische Reihe
y₂(kT)J-angewandt wird, gilt auf entsprechende Weise:

y₂(kT) = sign[sin k^T + a₂(kT)3= y₂,pe_r(^kT) ^für 0^<k<N

= y₂ [ (k-N)T ] für k^N (20)

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7Ö981S/iO7i

Diese bekannten N Ein-Bit-Kodeworte y^ „--,(kT) und y~ __ÖT,(kT) können nun in einem Speächermittel „ beispielsweise einem Festwertspeicher (ROM) gespeichert und daraus auf übliche und bekannte Weise ausgelesen werden.

Die Produktsignalabtastwerte z^(nT) und z^f..(nT), die durch die Modulo-2»Addierer 7 bzw. 8 geliefert werden, werden in den als Vorwärts-Rückwärts-Zähler ausgebildeten integrierenden Netzwerken 9 bzw. 10 gezählt. Der Inhalt dieser Zähler wird nun jeweils nachdem N Signalabtastwerte s(nT) den beiden Kanälen 5 und 6 zugeführt worden sind, ausgelesen. In Fig. 4 ist dies durch die Schalter 25 und 26 auf symbolische Weise dargestellt, welche Schalter durch Taktimpulse f+ gesteuert werden. Nachdem der Inhalt der Zähler 9 und 10 ausgelesen ist, werden sie mittels Rückstellimpulse f_r in den Nullstand zurückgebracht. Auf diese Weise erscheinen an den Ausgängen der Schalter 25 bzw. 26 Signalabtastwerte Z₂ C (kN-1 )T3bzw. z^f ₂ [_(kN-i)T3mit einer Periode NT. Diese Signalabtastwerte werden wieder ebenso wie bei der bekannten Anordnung in den Anordnungen 11 und 12 quadriert, die Resultate dieser Quadriervorgänge werden in der Addieranordnung 13 addiert. Aus der erhaltenen Summe der Quadraten wird wieder mit Hilfe der Anordnung 13* die Quadratwurzel gezogen und das Resultat wird

einem zweiten integrierenden Netzwerk 27 zugeführt. Das Netzwerk 27 kann insbesondere als Akkumulator ausgebildet werden. Eine Änderung des Inhaltes des Akkumulators 27 tritt nun jeweils

PHN 8183 -

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zu den Zeitpunkten nT3(kN-i)T auf. Der Ausgangssignalabtastwert des integrierenden Netzwerkes 27 wird nun durch z, [. (kN-1)T ] bezeichnet. Seine Größe kann durch den nachfolgenden Ausdruck mathematisch dargestellt werden:

-1 )T ]> (21)

Vollständigkeitshalber ist in Fig.5 ein Ausführungsbeispiel eines Generators dargestellt, der zum Steuern der in Fig. 4 dargestellten Korrelationsanordnung eingerichtet ist. Dieser Generator enthält einen Taktimpulsgenerator 28, der Taktimpulse mit beispielsweise einer Frequenz 2f liefert. Diese Taktimpulse werden

einem Frequenzteiler 29 zugeführt, der Taktimpulse mit einer Frequenz f liefert, die der Abtast- und Kodieranordnung 4 (siehe Fig. 4) zugeführt werden. Zugleich werden diese sogenannten Abtastimpulse einem Modulo-N-Zähler 30 zugeführt. An diesen Zähler 30 ist ein Auskodierungsnetzwerk 30' angeschlossen, das mit m parallelen Ausgangsleitungen versehen ist. Dieses Netzwerk 30' liefert an seinen m parallelen Ausgängen m-Bits-Kodeworte mit Parallelbits. Jedes dieser m-Bits-Kodeworte ist dabei für eine bestimmte Zählerstellung des Zählers 30 charakteristisch. Diese Kodeworte werden nun als Adressenkode den beiden Speichermedien 23 und 24 über daran angeschlossene Adressendekodierer 23* und 24* zugeführt. In Fig. 5 sind die m parallelen Ausgänge des Netz-

m Werkes 30' auf symbolische Weise durch das Zeichen /

angegeben.

PHN 8183 -23-

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Es sei noch bemerkt, daß m der ersten ganzen Zahl, die größer oder gleich ist als logpN, entspricht. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Netzwerk 30' außer mit den genannten m Ausgängen mit einem zusätzlichen Ausgang versehen, an dem ein Impuls auftritt, wenn der Zähler 30 seine höchste Zählstellung erreicht hat (beispielsweise entsprechend der Zahl N-1). Dieser zusätzliche Ausgang wird einem UND-Tor 31 zugeführt, dem die Ausgangsimpulse des Generators 28 zugeführt werden. Hat der Zähler 3 0 die Zählstellung N-1 erreicht, so werden die Ausgangsimpulse des Generators 28 über das UND-Tor 31 einem Zähler 32 zugeführt, der beispielsweise als Modulo-2-Zähler ausgebildet ist. Auch an diesen Zähler 32 ist ein Auskodierungsnetzwerk 32 ■ mit zwei Ausgängen 33 und 34 angeschlossen. Bei einer vorherbestimmten ersten Zählerstellupg des Zählers 32 liefert das Auskodierungsnetzwerk 32· am Ausgang 33 einen Ausgangsirapuls f^_t der den beiden Schaltern 25 und 26 nach Fig« 4 zugeführt wird«. Beim Auftreten einer zweiten Zählstellung, die höher ist als die erste Zählstellung, wird am Ausgang 34 ein Ausgangsimpuls f_r abgegeben, der als Rückstellimpuls den beiden Zählern 9 und 10 aus Fig. 4 zugeführt wird

(2) Wirkungsweise der Korrelationsanordnune nach Fig. 4_

Es wird wieder der Fall betrachtet, wo der Kreuzkorrelationsanordnung nach Fig. 4 ein sinusförmiges Signal mit der Kreisfrequenz ω =tt>_o + Δω zugeführt wird. Da die integrierenden Netzwerke 9 und 10 aus Fig. 4 jeweils zu den Zeitpunkten nT= (kN-i)T in die

PHN 8183 „ - 24 -

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Nullstellung zurückgebracht werden, bedeutet, daß für diese Anordnung der Ausdruck (11) anwendbar ist, so daß jedes Glied der im Ausdruck (21) dargestellten Reihe den nachfolgenden Wert hat:

(22)

ι	I sin λω NT/2	k 2	[sin	Δω	NT/2
	I sin Δω Τ/2		sin	Au)	T/2
so	daß:
^Z3	C(kN-i)Tl s

(23)

Wenn ebenso wie im Kapitel (E.2) vorausgesetzt wird, daß das Tonsignal Xp(T) während mindestens einer Periode ^T _Q vorhanden ist, sind mindestens N ^=T _O/^T (vergleiche den Ausdruck (17) ) Signalabtastwerte verfügbar um das Vorhandensein dieses Tonsignals festzustellen. Dies hat zur Folge, daß mindestens k_Q = Nq/N (24) Signalabtastwerte z, t (kN-1)T] am Ausgang des integrierenden Netzwerkes 27 verfügbar werden. Im Ausdruck (24) ist vorausgesetzt worden, daß N derart gewählt ist, daß N_Q durch N teilbar ist, was durch Anpassung der Abtastfrequenz f = 1/T verwirklich-

bar ist.

In Fig. 6 ist der Ausdruck (23) graphisch dargestellt. Insbesondere zeigt Fig. 6 die von der Veränderlichen N und der Veränderlichen^¹¹³ abhängige Funktion

C(k₀N-i)T] ₌

sin N Am T/2
sin Δ^ T/2

(25)

für drei verschiedene Werte von N; und zwar die Werte N=n_Q, N=2n

PHN 8183 - 25 -

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und Ν=η /2. Ebenso wie in den vorhergehenden Figuren 2 und 3 ist längs der Absisse von Fig. 6 die unabhängige Veränderliche Δω Tn_Q aufgetragen. Auch hier ist η eine beliebige ganze Zahl, die kleiner ist als N . Für alle in Fig. 6 angegebenen Kurven gilt, daß Z₃ C(k_o N-I)T] = N_Q/2 für Au)=O ist. -Aus dieser Figur läßt sich lesen, daß der Abstand zwischen den ersten zwei Nullpunkten einer Kurve (d.h. diejenigen Nullpunkte, die dem Absissenwert Δω =o am nächsten liegen), bei abnehmendem Wert von N zunimmt, d.h. das Integrationsintervall der integrierenden Netzwerke 9 und 10 in den Korrelationskanälen 5 und

Wird nun gegenüber dem zu erwartenden Rauschpegel ein bestimmter optimaler Detektionspegel gewählt, beispielsweise einer Größe, die in Fig. 6 durch die Gerade b dargestellt wird, so kann der Wert von Ω _ noch frei eingestellt werden. Denn für einen gegebenen Wert der Abtastperiode T folgt der Wert für Ω _ aus den

Schnittpunkten der Geraden b mit den jeweiligen Kurven. In Fig.6 sind zwei Werte für Ω _ und zwar Ω und Ω angegeben. Im

SL EL, O α, I

Gegensatz zu den bekannten Korfelationsanordnungen, in denen Ω im wesentlichen von der Wahl des Detektionspegels abhängig war, wird bei der obenstehend beschriebenen Anordnung nach der Erfindung Ω_& durch die Länge des Integrationsintervalls NT, die also kleiner gewählt wird als die Zeit t_q = N_QT bestimmt, während welcher Zeit das Tonsignal Xp(t) mindestens vorhanden ist und durch die Periode, mit der die integrierenden Netzwerke 9 und 10 in den Korrelationskanälen 5 und 6 ausgelesen und in die NuIl-

PHN 8183 - 26 -

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2844823 . 3ο,

stellung zurückgebracht werden.

Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen ist also ein zusätzlicher Freiheitsgrad verwirklicht worden, wodurch auf voneinander unabhängige Weise alle vorgehend erwähnten Anforderungen erfüllt werden können.

(3) Das integrierende Netzwerk 27 aus Fig. 4

Bei der Beschreibung von Fig. 4 ist einfachheitshälber vorausgesetzt worden, daß das integrierende Netzwerk 27 durch einen Akkumulator gebildet wird. Dadurch würde jedoch das Ausgangssignal dieses integrierenden Netzwerkes ständig zunehmen für alle Arten von Signalen X₁(t), die dieser Kreuzkorrelationsanordnung zugeführt werden. Denn diesem integrierenden Netzwerk werden durch Anwendung der Quadrieranordnungen ständig Zahlen derselben (positiven) Polarität zugeführt. Die Folge davon ist, daß auch wenn kein Tonsignal x₂(t) im Informationssignal X₁(T) vorhanden ist, nach gewisser Zeit der Detektionspegel dennoch überschritten wird. Ohne Beeinflussung der Form der in Fig. 6 angegebenen Kurven, wird dieses integrierende Netzwerk 27 vorzugsweise auf die Art und Weise ausgebildet, wie dies in Fig. 7 dargestellt ist. Dieses integrierende Netzwerk wird durch eine erste Addieranordnung 35 mit zwei Systemen paralleler Eingangsleitungen 36 und 37 gebildet,

η die ebenso wie in Fig. 5 angegeben ist, durch das Symbol —-j-

bezeichnet worden sind.

PHN 8183 - 27 -

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2544823

Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist η entsprechend 4 gewählt worden. Die parallelen Ausgänge 38 dieser Addieranordnung 35 sind an entsprechende Eingänge einer zweiten Addieranordnung 39 angeschlossen, der außerdem ein zweites System paralleler Leitungen 40 zugeführt wird. Die Ausgänge dieser Addieranordnung 39 werden über ein nicht lineares Netzwerk 41 einerseits dem Ausgang 42 und andererseits einer Verzögerungsanordnung 43 zugeführt, deren Ausgang an die Eingänge 37 der Addieranordnung 35 angeschlossen ist. Über die Eingänge 36 wird dieser Addieranordnung das Ausgangssignal der Anordnung 13' (sieheFig. 4) zugeführt und über die Eing änge 40 eine negative Zahl -B der Addieranordnung 39. Der Verzögerungsanordnung 43 wird nun eine derartige Verzögerung zugeordnet, daß die Gesamtverzögerungszeit, die durch den Kreis eingeführt wird, der durch die Addieranordnung 39, das Netzwerk 41 und die Verzögerungsanordnung 43 gebildet wird, gleich dem Wert NT ist»

Das Netzwerk 41 wird in diesem Ausführungsbeispiel durch eine UND-Torschaltung 44 gebildet. Das in der Figur angegebene Symbol für die UND-Torschaltung 44 ist eine Anzahl paralleler UND-Tore. Diese Anzahl entspricht der Anzahl paralleler Eingangsleitungen. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel bedeutet dies also,daß in jeden der drei Ausgänge der Addieranordnung 39

3
die in der Figur durch das Symbol—-J- -bezeichnet worden sind,

ein UND-Tor aufgenommen ist.

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Diese UND-Tore werden durch Ausgangsimpulse beispielsweise eines monostabilen Multivibrators 45 gesteuert, dem das Polaritätsbit der von der Addieranordnung 39 gelieferten Zahl zugeführt wird. Wird nun eine negative Polarität durch ein "O^M-Bit und eine positive Polarität durch ein ⁿ1^M-Bit bezeichnet, so sind beim Auftreten eines negativen Polaritätsbits die UND- Tore 44 gesperrt und beim Auftreten eines positiven Polaritätsbits geöffnet.

Die Wirkungsweise dieses integrierenden Netzwerkes ist nun weiter wie folgt. In jeder Periode NT wird ein fester Betrag B von der Zahl, die von der Addieranordnung 35 geliefert wird, subtrahiert. Wenn die von der Addieranordnung 39 gelieferte Zahl negativ wird, wird vom Netzwerk 41 die Zähl Null abgegeben.

Der Wert der Zahl B kann aufgrund des zu erwartenden Rauschpegels festgestellt werden. Wird nämlich das Informationssignal X₁Ct) ausschließlich durch ein riesiges Signal gebildet, dessen Größe bekannt ist, so soll das Ausgangssignal dieses integrierenden Netzwerkes zum Wert Null hin abnehmen. Außer aufgrund des zu erwartenden Wertes des Rauschpegels kann der Wert von B auch noch durch den im Ausdruck (16) definierten Wert von Ω _b bestimmt werden.

PHN 8183 - 29 -

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(4) Ergänzende Bemerkungen-

In den Kreuzkorrelationsanordnungen, die in den Figuren 1 und dargestellt sind, sind Quadrieranordnungen 11 und 12 verwendet worden. Diese Quadrieranordnungen können auf einfache Weise ausgebaut werden,und zwar mit Hilfe einer Multiplizieranordnung, der die zu quadrierende Zahl als Multiplikant sowie als Multiplikator zugeführt wird.

Die in den genannten Figuren angegebenen Radizieranordnungen 13* können -je als Minikomputer ausgebildet werden, in denen bei- · spielsweise ein Algorithmus angewandt wird, wie dieser in dem Bezugsmaterial 6, 7 oder 8 beschrieben worden ist.

In praktischen Ausführungen von Kreuzkorrelationsanordnungen wird jedoch keine Radizieranordnung verwendet. Denn diese ändert ausschließlich die Größe der Ausgangskodeworte der Addieranordnung 13. Dies hat ausschließlich für die Höhe des Bezugspegels, der in der Detektionsanordnung angewandt wird, Folgen« Außer durch Fortlassen der Radizieranordnung 13' kann die in Fig. 4 dargestellte Anordnung nach der Erfindung noch weiter vereinfacht werden. Die Quadrieranordnungen 11 und 12 können nämlich durch Anordnungen ersetzt werden, die ausschließlich

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die Absolutwerte der Zahlen, die von den integrierenden Netzwerken 9 und 10 geliefert werden, der Addieranordnung 13 zuführen, In diesem Fall wird das Ausgangssignal der Addieranordnung 13» das nun unmittelbar dem integrierenden Netzwerk 27 zugeführt wird annähernd gegeben durch:

Κ(φ ) I sinNΛ ■» T/2 2 J sin &u T/2

(26)

In diesem Ausdruck ist K( Φ ) eine Funktion der unabhängigen Veränderlichen Φ . Diese Veränderliche Φ ist ihrerseits die Phase des Tonsignals Xo(t) zum Zeitpunkt t= (kN-i)T. Dieser Ausdruck (26) unterscheidet sich nun vom Ausdruck (22) durch das Vorhandensein des Faktors K( Φ ), der jedoch einen besonders geringen Einfluß hat, da sein Wert zwischen 1 und Y~2 liegt. Zwar ist im Gegensatz zu denjenigen Korrelationsanordnungen, in denen Quadrieranordnungen verwendet werden, das Eingangssignal des integrierenden Netzwerkes 27 nicht mehr völlig unabhängig von der Phase des Tonsignals x~(t), wichtiger ist eine wesentliche Vereinfachung der Korrelationsanordnung. Denn die Anordnung, die den Absolutwert einer Zahl abgibt, kann ja durch eine Anzahl Torschaltungen gebildet werden, die das Polaritätsbit der Zahlen, die von den integrierenden Netzwerken 9 und 10 geliefert werden, unterdrückt.

Zum Speichern der Zahlen y^ _üer(kT) und yv> Tj_er(^kir) sollen die Speichermedien (Festwertspeicher, ROM) 23 und 24 in Fig. 4 je

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eine Kapazität von N -Bits aufweisen. Dies läßt sin noch um einen Faktor 2 verringern, wie nun erläutert wird. Dazu werden die Ausgangssignalabtastwerte y^ _per(^kT) und Ύ^%2 per^^kT^ ^der

Speichermedien 23 und 24 in einer Form definiert, die etwas von den Ausdrucken (19) und (20) abweicht.

^yt1 pei£(^n+N/²)^{T] =} sign£cos(ni-J)uj_oT+a₂(nT))] für 0$n<N/2

= sign[cos(n+^)iD_oT-a₂(nT)3 für -N/2Sn<Q (27)

^für

^yf2 per^^n+N/r2^^{T] = si}gⁿC^sin(ⁿ-4)^tw ₀ ^T+^a2(^nT)-^{1 für} -

(28) ^f(^T> ⁽ⁿ"^{N)T für N}

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Aus den obenstehenden Ausdrücken folgt, daß:

^yl1,per ^C(ⁿ+N/²)T3 = Y¹^p₆₁, K ^ -n)T] für 0Sn<N/2 (29)

^yl2,per C(n+N/2)T] = -γ'_2>ρθΓ[( ^*r ~*W «ir 0<n<N/2 (30)

Dies bedeutet, daß nur N/2 Werte von y¹«. -ngpCnT) und nur N/2 Werte y'g _Oer»(ⁿ^) gespeichert zu werden brauchen.

Die Einführung des Faktors "O¹^₀T in die Argumente der Sinus- und Kosinusfunktionen bedeutet nur eine feste Phasenverschiebung und hat daher keinen Einfluß auf das Resultat der Korrelation. Das Einführen von -a«(nT) ist dabei erlaubt, weil dies die erforderliche Unabhängigkeit der Hilfssignale nicht beeinträchtigt (siehe Bezugsmaterial 3)·

In die Speichermedien 23 und 24 werden nun diejenigen Werte von

Υ¹* „_Är,(nT) und y¹«, „_Ä„(nT) gespeichert, für diejenigen Werte 1 ,per ^,psr

von n, die zum Intervall 0£n < N/2 gehören. Werden nun diese Werte von 0 bis einschließlich (N/2)-1 numeriert, so werden diese Werte für y^ und y^f ₂ in der Periode kNS η <kN+N/2 mit k=0,1,2... in der Reihenfolge 0, 1, 2 ...(n/2)-1 ausgelesen und

PHN 8183 - 33 -

815/1079

danach in der Periode kN + n/2^n< (k+i)N mit k =0, 1, 2,.. in der umgekehrten Reihenfolge (N/2)-1, (N/2)-2, (N/2)-3, ... 2, 1, 0. Im letztgenannten Intervall wird dann noch zugleich entsprechend dem Ausdruck (30) das Polaritätsbit von y^% _o invertiert.

c._t per

PATENTANSPRÜCHE

PHN 8183 - 34 _

0 9 8.1 5 / 1 Ö1

Leerseite

Claims

/cc

1. Kreuzkorrelationsanordnung zur Bestimmung des

Vorhandenseins bzw. Fehlens mindestens eines in seiner Frequenz bekannten Tonsignals x?(t) mit einer gegebenen minimalen Zeitdauer t_q in einem in Form und Frequenz unbekannten Informationssignal X₁Ct), welche Anordnung die nachfolgenden Teile enthält:

- einen Eingangskreis, der zum Empfangen des zu untersuchenden Informationssignals X₁Ct) eingerichtet ist;

- Mittel mit Addiermitteln und Abtast- und Kodiermitteln zum Erzeugen einer Reihe |s(nT)j mit einer Abtastperiode T nacheinander auftretender Summensignalabtastwerte s(nT), wobei der Zusammenhang zwischen jedem der Summensignalabtastwerte s(nT) und Informationssignalabtastwerte X₁(nT) durch die Beziehung s(nT) = sign Cx₁CnT) + B₁CnT)] gegeben wird, in welchem Ausdruck a.. CnT) einen Abtastwert eines vorbestimmten Hilfssignals a₁(t) darstellt;

- einen Impulsgenerator zum Erzeugen von Abtastimpulsen, die mit einer Periode T auftreten und zwar zur Steuerung der Abtastmittel;

- Erzeugungsmittel zum Erzeugen einer Reihe TyCnT)J mit der Abtastperiode T auftretender Signalabtastwerte y(nT), die sich auf eine lineare Kombination momentaner Signalwerte Xp(nT) des Tonsignals y^it) und momentaner Signalwerte ap(nT) eines zweiten vorherbestimmten Hilfssignals a^Ct) beziehen;

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- mindestens einen Korrelationskanal, der die nachfolgenden Teile enthält:

- Multipliziermittel zum Erzeugen einer Reihe Z₁CnT) mit einer Periode T auftretender Signalabtastwerte Z₁CnT), wobei der Zusammenhang zwischen einem Signalabtastwert Z₁CnT) und den Signalabtastwerten sCnT) und yCnT) durch den Ausdruck Z₁CnT) = s(nT) · y(nT) gegeben wird;

- erste Integrationsmittel, denen die genannten Signalabtastwerte Z₁CnT) zugeführt werden;

von welchem Korrelationskanal der Ausgang an einen Ausgangskreis angeschlossen ist, der Detektionsmittel enthält, die mit einem Eingang versehen sind, der mit dem Ausgang des Korrelationskanales verbunden ist und die zum Vergleichen den Detektionsmitteln zugeführter Signale mit einem vorbestimmten Bezugspegel sowie zum Erzeugen eines Ausgangssignals eingerichtet ist, das das Vorhandenseinbzw. Fehlen des Tonsignals Xo(O im Informationssignal X₁Ct) angibt, dadurch gekennzeichnet, daß die Erzeugungsmittel zum Erzeigen einer periodischen Reihe iy(nT)) eingerichtet sind, die durch eine periodische WMerholung einer Teilreihe

y _r(kT) ) gebildet wird, die aus einer Anzahl von N mit der Abtastperiode T nacheinander auftretender Signalabtastwerte y (kT) mit k= O, 1, ...N-1 besteht, wobei der Zusammenhang zwischen den Signalabtastwerten y_Der(kT) und dem Tonsignal X£(t) durch die die nachfolgende Beziehung gegeben wird:

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y_per(kT) = sign £x₂t (p+k)T] / a₂f (p+k)Tlj , in der ρ eine feste Zahl darstellt; x« rCp+k)T3 den Momentanwert des Tonsignals x₂(t) zu einem Zeitpunkt (p+k)T und a₂£(p+k)T] den Momentanwert des zweiten Hilfssignals a₂(t) zum Zeitpunkt (p+k)T und wobei die Zeitdauer NT der Teilreihe /yT,_er(^kT)l kleiner ist als die Minimalzeit t_q oder dieser Zeit entspricht, während der das bekannte Tonsignal x₂(t) mindestens in dem Informationssignal X₁Ct) vorhanden ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspr uch 1, dadurch gekennzeichnet, daß weiter Mittel vorhanden sind zum periodischen mit einer Periode NT Erzeugen von Ausleseimpulsen und Rückstellimpulsen und die genannten ersten Integrationsmittel zum Empfange: dieser Ausleseimpulse und Rückstellimpulse eingerichtet sind und zum Erzeugen erster Integratorausgangssignalabtastwerte z₂(mNT), die mit einer Periode NT auftreten, wobei der Zusammenhang zwischen den Signalabtastwerten Z₂ (mNT), den Summensignalabtastwerten s(nT) und den Signalabtastwerten y__or,(kT) durch die nach-

folgende Beziehung gegeben wird:
N-1

Zp(mNT) = > s C(k+mN)T] · y_npT,(kT)
k=0 jj"i

3« Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Ausgangskreis der Korrelationsanordnung, weiter zweite Integrationsmittel enthält, deren Aus-

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gang an den Eingang der Detektionsmittel angeschlossen ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationskanal mit Mitteln versehen ist, denen die genannten Ausgangssignalabtastwerte Zp(niNT) der ersten Integrationsmittel zugeführt werden und die zum Umwandeln dieser Signalabtastwerte Zp(inNT) in unipolare Signalabtastwerte ίζρ(πιΝΤ)| eingerichtet sind.

5. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten Erzeugungsraittel durch Speichermittel gebildet werden, die mit mindestens N/2 adressierbaren Speicherstellen versehen und die zum Speichern mindestens N/2 Signalabtastwerte y^o^CkT) eingerichtet sind.

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