DE2637381C2

DE2637381C2 - Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung

Info

Publication number: DE2637381C2
Application number: DE2637381A
Authority: DE
Inventors: Jules Angelo Wall Township N.J. Bellisio
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1975-08-25
Filing date: 1976-08-19
Publication date: 1982-06-09
Also published as: BR7605420A; JPS6024614B2; CA1051527A; IT1067402B; JPS5226103A; SE423470B; AU1702576A; US4015083A; BE845371A; GB1542082A; ES450960A1; DE2637381A1; AU502771B2; NL7609235A; FR2322490B1; SE7609166L; FR2322490A1

Description

ö5

Die Erfindung betrifft eine Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung mit einer Vorrichtung zum Empfang einer Zeitsteuerungskomponente, mit einer Generatorvorrichtung zur Erzeugung eines Signals mit einer sich in Abhängigkeit von einem Steuersignal ändernden Frequenz und mit einer Vorrichtung, die zur Erzeugung einer Steuerkomponente auf eine Differenz zwischen der Phase des Signals mit variabler Frequenz und der Phase der Zeitsteuerungskomponente anspricht.

In Anordnungen zur Wiedergewinnung der Zeitsteuerungsinformation in Digitalübertragungsanlagen werden gewöhnlich phasenstarr gekoppelte Schleifen verwendet. Eine phasenstarr gekoppeke Schleife umfaßt einen Detektor zum Messen der Differenz zwischen der Phase eines ankommenden Signals und der Phase eines Ausgangssignals eines gesteuerten Oszillators.

Wichtige Konstruktionsziele für eine jede phasenstarr gekoppelte Zeiuteuerungswiedergewinnungsanordnung umfassen generell die Verwirklichung einer schmalen Zitter-(jitter-)Bandbreite, eine gut gesteuerte Zitterübertragungskennlinie und eine stabile Phasenversetzung zusammen mit einer schnellen Weitbereichsannahme der Eingangsphase und -frequenz. Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltungen für Anlagen mit beliebigen Digitaldaten müssen so ausgelegt sein, daß eine Zeitsteuerung aus einer Zeitsteuerungskomponente wiedergewonnen wird, die sich hinsichtlich Phase und Amplitude statistisch ändert.

Bekannte Anordnungen mit phasensiarr gekoppelter Schleif; stellen Kompromisse zwischen den genannten wichtigen Auslegungszielen dar. Insbesondere wird oft hinsichtlich der schnellen Weitbereichsannahme ein Abstrich für Verbesserungen hinsichtlich der anderen Ziele in Kauf genommen. Auch wird eine Verbesserung des Zitterfilterns generell durch einige Abstriche, welche den Annahmebereich und die Annahmegeschwindigkeit reduzieren, erzielt.

Diese Probleme werden gelöst mit einer Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Ausgestaltungen und Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Zeitsleuerungswiedergewinnungsschaltung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Funktionsblockschaltbild einer Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung mit einer phasenstarr gekoppelten Schleife und einer frequenzstarr gekoppelten Schleife;

F i g. 2A bis 2G und 3A bis 3G Kurven zur Darstellung mehrerer Wellenformen, die während der Signalverarbeitung in der Zeitsteuerungswiedergewinnungsschallung der F i g. 1 entstehen;

Fig. 4A bis 4G eine Reihe von Wellenformen, die auftreten, wenn der starre Kopplungszustand erreicht ist; und

Fig.5 ein Funktionsblockschaltbild einer alternativen Ausführungsform einer Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung.

Grundsätzlich ist die Erfindung gerichtet auf die Wiedergewinnung von Zeitsteuerungsinformation aus den Basisband-Digitaldaten; auf die Schaffung einer verbesserten und relativ preisgünstigen Zeitsteuerungswiedergewinnungsanordnung für Basisband-Digitaldaten; und auf die starre Phasenkopplung eines Oszillators an ein statistisch sich änderndes Eingangssignal.

Kurz ausgedrückt wird dies erreicht durch eine Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung, die so aus-

gelegt ist, daß sie ein Zeitsteuerungskomponentensignal empfängt und ein Signal mit einer Frequenz erzeugt, die sich in Abhängigkeit von einem Steuersignal ändert In Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der Phase des Signals mit variabler Frequenz und der Phase des Zcitsteuerungskomponentensignals erzeugt die Schaltung eine Steuerkomponente. In Abhängigkeit von Zyklusverschiebungen zwischen dem Signal variabler Frequenz und dem Zeitsteuerungskomponentensignal erzeugt die Schaltung eine Reihe von Impulsen mit einer Polarität, die zur Richtung der Zyklusverschiebungen in Beziehung steht, und mit einer Impulsfolgefrequenz, die direkt mit der Folgefrequenz der Zyklusverschiebungen in Beziehung steht, es sei denn, die Amplitude des Zeitsteuerungskomponentensignals fällt unter einen η vorbestimmten Wert, in welchem Fall keine Impulse erzeugt werden. Die Steuerkomponente und die Reihe von Impulsen werden in ein Steuersignal zusammengefaßt, das die Frequenz des erzeugten Signal«; so einstellt, daß es mit dem Zeitsteuerungskomponentensignal synchronisiert ist.

Gemäß Fig. 1 empfängt eine Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung 10 an einem Eingangsanschluß 12 eine Folge von Basisband-Digitaldatensignalen und erzeugt an einem Ausgangsanschluß 13 ein periodisches Zeitsteuerungssignal, das mit der empfangenen Basisband-Digitaldatenfolge synchronisiert ist.

Die Basisband-Datensignale enthalten Information, welche die Bitfolgefrequenz (im folgenden einfach Bitrate genannt) und die Phase der Datenfolge jo charakterisieren. Die Charakteristika der Bitrate ^nd der Phase sind zusammen mit ihren statistischen Variationen beschrieben von W. R. Bennett in The Bell System Technical Journal, Vol. 37, Nr. 6, November 1958, S. 1501 -1542. Bei Anlagen, bei denen die Bitrate gleich der Symbolrate ist, steht die von der Datenfolge abgeleitete Zeitsieuerungsinformation in Beziehung zur Bitrate. Bei Anlagen, bei welchen die Bitrate von der Symbolrate verschieden ist, steht die Zeitsteuerungsinformation in Beziehung mit der Symbolrate. Für die restliche Beschreibung wird der Ausdruck Bitrate verwendet, wobei dieser Ausdruck die Symbolrate in jenen Fällen umfassen soll, in welchen sich die Bitrate von der Symbolrate unterscheidet.

Eine Zeitsteuerungsextrahierschaltung 15, die denjenigen Schaltungen ähnlich sein kann, welche die abgestimmte Schaltung der F i g. 7 im genannten Artikel von Bennett treiben, entnimmt Zeitsteuerungsinformation aus der Eingangsdatenfolge. Die entommene Zeitsteuerungsimpulsfolge enthält sowohl Frequenz- als auch Phaseninformation der Eingangsdatenfolge. Ein hauptsächliches Zeitsteuerungskomponentensignal der entnommenen Zeitsteuerungsimpulsfolge hat auf Adern 17 die Form

/Vf; sin {ω i+ tO(t)).A(t) "

ist eine zeitlich variable Amplitude und <P(t) ist. eine zeitlich variable Phase des Zeitsteuerungskomponentensignals. Die Winkelgeschwindigkeit ω ist 2 nid, wobei fd die Bitrate der empfangenen Digitaldatenfolge ist. Die Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung 10 synchronisiert sowohl mit der genannten Form des Zeitsteuerungskomponentensignals als auch mit anderen Formen von Zeitsteuerungssignalen.

Die Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung 10 umfaßt eine Frequenzdifferenzdetektoranordnung 18 zur Erzeugung von Fehlersignalen, um jegliche Differenz zwischen der Bitrate der empfangenen Digitaldatenfolge und der Frequenz eines gesteuerten Oszillators zu reduzieren, es sei denn, die Amplitude des Zeitsteuerungskomponentensignals fällt unter einen vorbestimmten Wert. Die Frequenzdetektoranordnung 18 umfaßt einen ersten und einen zweiten Zweig. Jeder Zweig umfaßt ein Paar Vervielfacher 20 und 21, die vorgesehen sind zum Multiplizieren der entnommenen Zeitsteuerungsimpulsfolge auf den Leitungen 17 mit periodischen Signalen, die durch einen gesteuerten Oszillator 22 erzeugt worden sind. Die Vervielfacher 20 und 21 sind so ausgewählt, daß sie bei der erwaneten Bitrate der entnommenen, d. h. extrahierten, Zeitsteuerungsimpulsfolge wirksam arbeiten.

Beim gesteuerten Oszillator 22 handelt es sich um eine einstellbare Frequenzquelle, welche die Frequenz ihrer Ausgangssignale auf Leitung 23 in Abhängigkeit von Steuersignalen ändert, die über eine Leitung 24 auf ihren Eingang gegeben werden. Aufgrund der Eigenschaften der Zeitsteuerungswiedergewi.nnungsschaltung braucht der gesteuerte Oszillator 22 keine teure Vorrichtung mit enger Toleranz oder hoher Genauigkeit zu sein. Im Gegenteil kann die Ruhefrequenz, die auftritt, wenn das Steuersignal auf Leitung 24 Null ist, irgendeine Frequenz eines relativ breiten Frequenzbereichs sein, dessen Mitte in der Nähe der erwarteten Datenbitrale (Datenbitfolgefrequenz) liegt.

Ein Phasenschieber 25 empfängt die Ausgangssignale vom gesteuerten Oszillator 22 und erzeugt auf Leitungen 26 und 27 Ausgangssignale mit der Frequenz des gesteuerten Oszillators, jedoch mit Phasen, die voneinander verschieden sind. Es ist keine bestimmte Phasendifferenz wesentlich, obwohl in der Praxis eine Phasendifferenz in der Nähe von 90° leicht erhalten werden kann.

Durch Multiplizieren der beiden unterschiedlichen Phasenkomponenten der periodischen Signale vom gesteuerten Oszillator 22 mit den entnommenen Zeitsteuerungsimpulsen auf den Leitungen 17 werden auf Adern 30 und 31 in den beiden Zweigen periodische Wellen erzeugt, die sowohl Summen- als auch Differenzfrequenzkomponentensignale enthalten. Die Differenz- oder Schwebungsfrequenzkomponenten, die durch die Vervielfacher 20 und 21 bestimmt sind, repräsentieren die relative Verschiebung zwischen der Bitrate der Datenfolge und der Frequenz der vom gesteuerten Oszillator erzeugten Signale. Diese Schwebungs- oder Verschiebungsfrequenz hat eine Foigegeschwindigkeit von einem Zyklus für jeden Zyklus der Verschiebung zwischen der Bitrate und der Frequenz des gesteuerten Oszillators. Nachfolgend bedeutet die Richtung der Zyklusverschiebungen eine Festsetzung, ob die Bitrate der Datenfolge die Frequenz des gesteuerten Oszillators übersteigt oder umgekehrt.

Die Summenfrequenzkomponenten werden ausgefiltert durch Tiefpaßfilter 34 und 35, die Signale mit Frequenzen dämpfen, die höher sind als die erwartete Differenz- oder Verschiebungsfrequenz. Somit gelangen die Verschiebungsfrequenzkomponenten durch die Filter 34 und 35 und werden mittels Leitungen 36 bzw. 37 auf Serienkomparatoren 40 und 41 gegeben. Zur Erleichterung der nachfolgenden Diskussion wird die Wellenform auf Leitung 36 als in Phase und die Wellenform auf Leitung 37 a's phasenverschoben befachtet.

Die Fig. 2, 3 und 4 umfassen eine Reihe von Wellenformen, die durch Kennzeichnung mittels Großbuchstaben A bis G unterschieden sind. Jede der so gekennzeichneten Wellenformen entspricht einem

Schaltungsknoten in Fig. 1 mit dem selben Großbuchstaben.

Die Verschiebefrequenzkomponenten an den Knoten A und C der Leitungen 36 und 37 sind miteinander in Beziehung stehende Wellenformen mit einander abwechselnden Nulldurchgängen, die jedoch nicht notwendigerweise sinusförmig sind. Wie die Wellenformcn

44 und 45 in den F i g. 2A und 2C zeigen, weist die vorauseilende Wellenform 44 einen negativ gerichteten Nulldurchgang auf, der vor einem negativ gerichteten Nulldurchgang in der nacheilenden Wellenform 45 auftritt. Danach weist Wellenform 44 einen positiv gerichteten Nulldurchgang auf, dem ein gleicher positiv gerichteter Nulldurchgang von Wellenform 45 folgt. Da die Phase der Wellenform 44 der Phase der Wellenform

45 in F i g. 2 um 90° vorauseilt, fallen die Scheitelwerte der Wellenform 44 mit den Nulldurchgängen der Wellenform 45 zusammen und umgekehrt. Eine solche Scheitelwert-Nulldurchgang-Koinzidenz ist für die Erfindung nicht erforderlich und tritt nicht auf, wenn die Phasenbeziehung zwischen den Wellenformen 44 und 45 von der in F i g. 2 gezeigten Phasenverschiebung von 90° abweicht.

Obwohl sie in Fig.2 mit gleichen Amplituden dargestellt sind, können die Amplituden der beiden Verschiebungsfrequenzkomponenten an den Knoten A und Cvoneinander abweichen.

Jeder der Komparatoren 40 und 41 in F i g. 1 wirkt auf sein Verschiebungsfrequenzeingangssignal ein und quantisiert dieses Signal. Jeder Komparator erzeugt mit der Verschiebungsrate eine Ausgangssignalamplitude, wenn das Eingangssignal einen vorbestimmten Schwellenwert übersteigt, und eine andere Ausgangssignalamplitude, wenn das Eingangssignal kleiner als der Schwellenwert ist. Wie F i g. 1 zeigt, werden Schwellenwerte von Vt und VV Volt gebildet, die einen Wert von Null Volt haben können. Ist die Amplitude des Zeitsteuerungskomponentensignals, wenn dieses durch die Vervielfacher 20 und 21 und die Filter 34 und 35 verarbeitet worden ist, so klein, daß die resultierenden Signale kleiner als die Schwellenwerte Vr bzw. V_T' sind, treten keine Ausgangsamplitudenverschiebungen an den Komparatoren 40 und 41 auf.

In den F i g. 2B und 2D zeigen Wellenformen 46 bzw. 47 die Zwei-Pegel-Ausgangssignale der Komparatoren 40 und 41 in Abhängigkeit von den Wellenformen 44 und 45 der F i g. 2A und 2C. Obwohl sich die Amplitude der Signale auf den Leitungen 36 und 37 mit der Eingangsdatenstatistik und der Verschiebungsrate ändert, haben die Ausgangssignalpegel der Komparatoren an den Knoten Sund Dfeste Werte.

In F i g. 1 sperrt ein Kondensator 49, der sich in Reihenschaltung mit dem Ausgang des Komparator 41 im unteren Zweig befindet, jeglichen Gleichstrom, der in Wellenform 47 der F i g. 2D auftritt, und stellt dadurch sicher, daß der hohe und der niedrige Pegel gegenüber Erde eine positive bzw. negative Polarität aufweisen, wie es in F i g. 2D gezeigt ist Obwohl der Kondensator bei der beispielsweisen Ausführungsform gezeigt ist, kann er wahlweise vorgesehen werden und ist nicht wesentlich für die Funktion der Erfindung.

Ein nicht idealer Differentiator 52, der im unteren Zweig der F i g. 1 in Reihe mit dem Ausgang des Komparators 40 geschaltet ist, erzeugt einen Ausgangsimpuls, wie er durch Wellenform 53 in F i g. 2E gezeigt ist, für jeden Übergang in der Ausgangswellenform des Komparators 40, wie sie durch Wellenform 46 in Fig.2B gezeigt ist Die Ausgangsimpulsrate steht in direktem Verhältnis zur Rate der Zyklusverschiebungen zwischen der Zeitsteucrungssignalkomponente auf den Leitungen 17 und der Frequenz des verschobenen Signals des gesteuerten Oszillators auf Leitung 26, es sei

ί denn, die Amplitude der Zeitsteuerungskomponente fällt unter einen Wert, der erforderlich ist zur Erzeugung eines Schwebungssignals, das genügend groß ist, um den Ausgangspegel des Komparators 40 zu ändern. Dann werden keine Impulse erzeugt, weil vom

i» Komparator 40 keine Regelverschiebungen erzeugt werden. Die Polarität eines jeden Ausgangsimpulses in Wellenform 53 der F i g. 2E stimmt mit dem Vorzeichen der Steigung des entsprechenden Übergangs in Wellenform 46 der F i g. 2B überein.

is In F i g. 1 ist der Ausgang des Differentiators 52 über eine Leitung 55 und der Ausgang des Komparators 41 über den Kondensator 49 und eine Leitung 56 je mit einem unterschiedlichen Eingang eines Vervielfachers

60 verbunden. Somit werden die Wellenformen 47 und 53 der Fig.2D bzw. 2E, welche das außer Phase befindliche Verschiebungsfrequenzsignal und die differenzierten Impulse mit Verschiebungsrate repräsentieren, miteinander multipliziert. Der Vervielfacher 60 erzeugt am Knoten F eine Reihe von Impulsen mit übereinstimmender Polarität, wie es durch Wellenform

61 in F i g. 2F gezeigt ist. Die Impulse in Wellenform 61 treten mit einer Folgefrequenz oder Rate auf, die in direktem Bezug zur Rate der Zyklusverschiebungen zwischen dem Zeitsteuerungskomponentensignal auf den Leitungen 17 und der Frequenz des Signals des gesteuerten Oszillators auf Leitung 26 steht, es sei denn, die Amplitude des Zeitsteuerungskomponentensignals fällt unter den vorbestimmten Wert ab.

Die Polarität der Ausgangssteuersignale hängt von der Richtung der Zyklusverschiebungen ab, d. h. von der Frequenz des gesteuerten Oszillators relativ zur Bitrate der empfangenen Datenfolge. Wenn die Bitrate der empfangenen Datenfolge unterhalb der Frequenz des gesteuerten Oszillators liegt, wird angenommen, daß die Wellenformen an den Punkten A und B in Fig. 1 den Wellenformen an den Punkten C und Din F i g. 1 vorauseilen, wie es in F i g. 2A, 2B, 2C und 2D gezeigt ist. Die resultierenden Steuerimpulse der Fig.2F haben eine negative Polarität

Zusätzlich zur übereinstimmenden Polarität der Ausgangssteuersignale der Wellenform 61 weisen deren Impulse eine gleichförmige Amplitude auf, da die Wellenform 47 und die Wellenform 53 beide stabile !mpulsamplituden haben. Auch ist die Anzahl der Steuerimpulse pro Sekunde in der Wellenform 61 direkt bestimmt durch die Verschiebungsrate zwischen der Bitrate der dem Anschluß 12 in Fig. 1 zugeführten Datenfolge und der Frequenz des Ausgangssignals des gesteuerten Oszillators 22, es sei denn, die Amplitude der Zeitsteuerungskomponente fällt unter den vorbestimmten Wert ab. Dann geht die Wiederholungsrate auf NuIL

Zusätzlich zum eben beschriebenen Frequenzdetektor 18 umfaßt die frequenzstarr gekoppelte Schleife einen dritten Zweig. Im dritten Zweig wird das Ausgangssigna] des Vervielfachers 60 am Knoten Füber eine Serienschaltung mit einem Filter 62, einer Summierschaltung 64, einem Schleifenfflter 65 und der Leitung 24 auf den gesteuerten Oszillator 22 gegeben.

Die Polarität der Steuerimpulse am Knoten Fist derart, daß, wenn die Impulse durch das Filter, die Summierschaltung und das Schleifenfilter verarbeitet werden, das resultierende Signal bewirkt, daß die Verschie-

bungsrate, oder die Differenz zwischen der Bitrate der Datenfolge und der Frequenz des Oszillators, abnimmt. Da die Wiederholungsrate der Impulsfolge am Knoten F in direkter Beziehung zur Rate der Zyklusverschiebungen während der Aufnahme steht, bewirkt die Amplitude der gefilterten Wellenform der Steuerimpulse eine stärkere Korrektur für eine höhere Verschiebungsrate und eine schwächere Korrektur für eine niedrigere Verschiebungsrate.

Die F i g. 3A bis 3F zeigen eine unterschiedliche Reihe hi von Wellenformen, die von den selben Schaltungsknoten wie die Reihe Wellenformen der Fig. 2A bis 2F abgenommen ist. Die Phasen der Wellenformen 74 und 76 eilen jedoch den Phasen der Wellenformen 75 und 77 nach, was anzeigt, daß die Frequenz des gesteuerten Oszillators kleiner als die Bitrate der empfangenen Datenfolge ist. Folglich ist die Richtung der Frequenzverschiebung entgegengesetzt zu derjenigen für das in F i g. 2 gezeigte Beispiel. Die Polaritäten der resultierenden Wellenformen 77 und 83 in Fi g. 3D und 3E sind solchermaßen, daß sie, wenn sie auf die beiden Eingänge des Vervielfachers 60 gegeben werden, am Knoten F eine Wellenform 91 mit Steuerimpulsen positiver Polarität erzeugen. Die Wellenform 91 ist wie die Wellenform 61 eine Impulsfolge mit Impulsen, die eine gleichmäßige Amplitude haben und eine Wiederholungsrate, die direkt durch die Verschiebungsrate bestimmt ist, es sei denn, die Amplitude der Zeitsteuerungskomponente ist kleiner als der vorbestimmte Wert. Dann ist die Wiederholungsrate Null. Da die Richtung der Verschiebung entgegengesetzt zur Verschiebung in Fig. 2 ist, enthält die Impulsfolge nicht Impulse negativer Polarität, sondern nur Impulse positiver Polantät, wie es in Wellenform 61 der F i g. 2F gezeigt ist. J5

Wenn sie durch das Filter 62, die Summierschaltung 64 und das Schleifenfilter 65 verarbeitet und auf den gesteuerten Oszillator 22 gegeben ist, resultiert die Impulsfolge der Wellenform 91 in Fig.3F in einem Signal, das eine Verringerung der Differenz zwischen der Bitrate und der Frequenz des gesteuerten Oszillators 22 verursacht.

Ob die Steuerimpulse am Knoten Fnun positive oder negative Polarität haben, wenn sie durch die Filter 62 und 65 verarbeitet und dem gesteuerten Oszillator 22 zugeführt sind, bewirken sie eine Verringerung der Differenzfrequenz.

Die phasenstarre Kopplung kann dadurch sichergestellt werden, daß in den Wellenformen 61 und 91 eine solche Impulsgröße gewählt wird, daß die vom Oszillator 22 in Abhängigkeit von den Impulsen ausgeführten Frequenzschritte kleiner sind als der Mitzichbcrcich der zu beschreibenden phasenstarr gekoppelten Schleife.

Es wird noch einmal F i g. 1 betrachtet. Die phasenstarr gekoppelte Schleife ist eine Serienschaltung mit einem Vervielfacher oder Phasendetektor 92 Der Ausgang des Vervielfachers 92 ist über eine Leitung 93, ein Tiefpaßfilter 95 und eine Leitung 96 mit einem zweiten Eingang der Summierschaltung 64 verbunden. Diese ist ferner über das Schleifenfilter 65, den gesteuerten Oszillator 22, den Phasenschieber 25 und eine Leitung 97 mit einem zweiten Eingang des Vervielfachers 92 verbunden. In der Summierschaltung 44 wird eine Steuerkomponente, die vom Vervielfacher 92 und vom Filter 95 erzeugt worden ist und Phasenfehlersignale umfaßt, mit der Folge Impulse von Vervielfacher 60 zusammengefaßt

In F i g. 4 ist eine Reihe von Wellenformen gezeigt, die an den Schaltungsknoten A bis G der Fig. 1 auftreten. Die Wellenformen der Fig.4 zeigen die an den verschiedenen Knoten erzeugten Signale, wenn die Verschiebung aufgehört hat und phasenstarre Kopplung erreicht ist, und zwar bei einem Beispiel, bei welchem die Phasen der Signale auf den Leitungen 27 und 97 gleich sind und VVund Vf kleine negative Werte haben.

Eine phasenstarre Ankopplung ist dann durch die phasenstarr gekoppelte Schleife erreicht, wenn die Verschiebung zwischen der Bitrate der Datenfolge und der Frequenz des gesteuerten Oszillators in den Mitziehbereich der phasenstarr gekoppelten Schleife fällt. Wenn die Phase des Oszillators 22 mit der Phase der Datenfolge übereinstimmt, hört die Verschiebung auf und kann die Steuerkomponenie vom Tieipaßfiiier 95 am Knoten G eine langsam variierende Phasenfehlerspannung sein. Der Betrag der Phasenfehlerspannung am Knoten G nimmt ab, bis diese ein kleines Rauschsignal in der Nähe von Null erreicht, wenn die Phasen vollständig übereinstimmen, wie es Fig.4G zeigt. Wenn die Phasen vollständig übereinstimmen, liegen die Phase der Signale auf Leitung 97 und die Phase der Zeitsteuerungskomponentensignale auf den Leitungen 17 dicht bei einer 90°-Verschiebung, wie bei herkömmlichen phasenstarr gekoppelten Schleifen.

Innerhalb des Mitziehbereichs der phasenstarr gekoppelten Schleife ist die Polarität der Phasenfehlerspannung am Knoten G, wenn sie durch die Summierschaltung 64 und das Schleifenfilter 65 verarbeitet und auf den gesteuerten Oszillator 22 gegeben ist, derart, daß das Phasenfehlersignal bewirkt, daß die Phasendifferenz zwischen der empfangenen Bilfolge und dem Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators sich mit einer vorbestimmten Beziehung stabilisiert.

Nachdem eine phasenstarre Kopplung erreicht ist, ist das Ausgangssignal des Vervielfachers 60 so lange Null, wie das Differenzfrequenzsignal 100 der Fig.4A den Schwellenwert Vr nicht durchläuft. Als Folge des Null-Ausgangssignals hört die frequenzgesteuerte Schleife auf, den Betrieb der Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung zu beeinflussen, nachdem phasenstarre Kopplung erreicht worden ist

Das Filter 62 ist gekennzeichnet durch eine niedrige Verstärkung bei niedrigen Frequenzen und eine hohe Verstärkung bei hohen Frequenzen, um für jegliche Kombination von Anfangsbedingungen eine Frequenzannahme, d. h, einen Frequenzeinfang, sicherzustellen. Während der Annahme erzeugte Impulse passieren das Filter 62 ungedämpft. Nachdem eine starre Kopplung erreicht worden ist sollte das Ausgangssigp.a! des Vervielfachers 60 Null sein, kann jedoch auch etwas von Null verschieden sein. Ein solches von Null verschiedenes Restverschiebungssignal vom Vervielfacher 60 wird durch das Filter 62 gedämpft

Das Schleifenfilter 65 ist durch mehrere Merkmale gekennzeichnet Die Frequenzeigenschaften werden dadurch bestimmt daß man sie zusammen mit der phasenintegrierenden Eigenschaft des gesteuerten Oszillators 22 und den Verstärkungseigenschaften anderer Komponenten in der phasenstarr gekoppelten Schleife betrachtet Es ist eine sehr große Schleifenverstärkung bei niedrigen Frequenzen vorgesehen, um einen kleinen Phasenfehler zu erzielen, wenn die phasenstarre Ankopplung einmal erreicht ist Der Aufbau der phasenstarr gekoppelten Schleife ist weder durch

Erwägungen hinsichtlich des Mitziehbereichs und der Mitziehgeschwindigkeit noch durch eine sehr hohe Gleichstromverstärkung beschränkt. Diese für bekannte Vorrichtungen geltenden Beschränkungen schränken den Aufbau der beispielsweisen Schaltung nicht ein, da die frequenzstarr gekoppelte Schleife ein schnelles Weitbereichsmitziehen sicherstellt und eine Verstärkungssättigung im Oszillator überwindet. Ansonsten ist das Schleifenfilter 65 entsprechend denjenigen Konstruktionsmethoden aufgebaut, welche für die Auslegung herkömmlichen phasenstarr gekoppelter Schleifen verwendet werden. Gewöhnlich sollen eine schmale (Phasen-)Zitterbandbreite, eine gut gesteuerte Zitterübertragungskennlinie und eine stabile Phasenversetzung erreicht werden.

Die frequenzstarr gekoppelte Schleife stellt ein schnelles Weitbereichsmitziehen unbeachtet der Bandbreite der phasenstarr gekoppelten Schleife sicher, da die frequenzstarr gekoppelte Schleife die Steuerimpulsfolge in Abhängigkeit von Zyklusverschiebungen erzeugt, wenn immer die Phasen nicht starr gekoppelt sind, einschließlich des Zustandes während der Sättigung der Oszillatorsteuerschaltung. Abhängig von dem von der Steuerimpulsfolge abgeleiteten Signal wird die Frequenz des Oszillators zur Bitrate der Eingangsdigitaldatenfolge durchgezogen.

Somit ergibt die phasenstarr gekoppelte Schleife eine gewünschte Übertragungsfunktion für die Phasenfehlerübertragungsfunktion vom Eingang 12 zum Ausgang 13. Beispielsweise kann die Verstärkung des Phasenzitterns im Durchlaßband der phasenstarr gekoppelten Schleife dadurch minimal gemacht werden, daß die Übertragungsfunktion der phasenstarr gekoppelten Schleife bei offener Schleife in einem breiten Band, das den Durchgang der Verstärkung durch Eins umgibt, einen Verstärkungsanstieg von etwa 6 Dezibel pro Oktave aufweist Außerhalb dieses Bandes kann die Übertragungsfunktion einen steileren Anstieg haben.

Obwohl in Fig. 1 Komparatoren 40 und 41 gezeigt sind, kann eine allgemeinere Anordnung der Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung ein Paar Schmitt-ί Trigger an Stelle der Komparatoren aufweisen. Solche Schmitt-Trigger haben in der Nähe der Bezugswerte Vr und VV eine Totzone in ihren Kennlinien. Auf Grund einer solchen Totzone sprechen die Schmitt-Trigger nicht auf kleinere Signalschwankungen in der Totzone

ίο an und stellen sicher, daß die Signale an den Knoten A und C wirklich den Bezugswert durchlaufen, bevor die Ausgangspegel an den Knoten B und D geändert werden.

Es sei bemerkt, daß die Signale an den Koten A und C als Hilfsausgangssignale verwendet werden können. Das Signal am Knoten A stellt eine Amplitudenmodulation dar oder die Übergangsdichte der Eingangsbitfolge. Das Signal am Knoten C stellt den Phasenfehler zwischen Eingangs- und Ausgangssignal dar.

In Fig.5 ist eine alternative Ausführungsform dargestellt. Die Schaltung gemäß Fig. 5 stimmt im wesentlichen mit derjenigen der F i g. 1 überein. Deshalb sind in Fig.5 solche Elemente, welche Elementen in Fig. 1 gleichen, mit dem in Fig. 1 verwendeten Bezugszeichen gekennzeichnet.

Die Unterschiede zwischen den F i g. 5 und 1 betreffen die Anordnung der phasenstarr gekoppelten Schleife. Die in F i g. 1 durch den Phasendetektor 92 und das Filter 95 durchgeführten Operationen werden in

jo F i g. 5 durch den Vervielfacher 21 und das Tiefpaßfilter 35 ausgeführt. Die phasenstarr gekoppelte Schleife ist durch Verbinden des Knotens C und des zweiten Eingangs der Summierschaltung 64 mit einer Verbindungsleitung 103 vervollständigt. Als Resultat werden in der Schaltung gemäß F i g. 5 der Phasendetektor 92 und das Filter 95 nicht benötigt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung mit einer Vorrichtung zum Empfang einer Zeitsteuerungskomponente, mit einer Generatorvorrichtung zur Erzeugung eines Signals mit einer sich in Abhängigkeit von einem Steuersignal ändernden Frequenz, und mit einer Vorrichtung, die zur Erzeugung einer Steuerkomponente auf eine Differenz zwischen der Phase des Signals mit variabler Frequenz und der Phase der Zeitsteuerungskomponente anspricht, dadurch gekennzeichnet-,daß eine Vorrichtung (18) vorgesehen ist, die auf Zyklusverschiebungen zwischen dem Signal variabler Frequenz (23) und der Zeitsteuerungskomponente (17) reagiert, und eine Folge von Impulsen (F) erzeugt, deren Polarität mit der Richtung der Zyklusverschiebungen in Beziehung steht und deren Folgefrequenz in direkter Beziehung zur Folgefrequenz der Zyklenverschiebungen sieht, es sei denn, die Amplitude der Zeitsteuerungskomponente fällt unter einen vorbestimmten Wert ab, in welchem Fall keine Impulse erzeugt werden, und daß eine Vorrichtung (64, 65) vorgesehen ist, welche die Steuerkomponente (6 in F i g. 1; 10 in F i g. 5) mit der Impulsfolge (F) zusammenfaßt in das Steuersignal, das die Frequenz des Signals der Generatorvorrichtung (22) mit der Zeitsteuerungskomponente (17) synchronisiert.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (18) zur Erzeugung der Folge von Impulsen eine Einrichtung (60) zur Erzeugung einer gleichförmigen Impulspolarität aufweist zum Reduzieren der Zyklusverschiebungen.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (92, 95) zur Erzeugung der Steuerkomponente eine Einrichtung (92) zur Erzeugung der Steuerkomponente mit einer Polarität, die zur Stabilisierung der Differenz zwischen der Phase des Signals variabler Frequenz und der Phase der Zeitsteuerungskomponente führt, umfaßt.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (18) zur Erzeugung der Folge von Impulsen eine Einrichtung (20, 21, 34, 35, 40, 41) zur Bestimmung und Quantisierung erster und zweiter Schwebungsfrequenzsignale aus den Datensignalen und den Signalen einstellbarer Frequenz aufweist, wobei das zweite Schwebungsfrequenzsignal gegenüber dem ersten Schwebungsfrequenzsignal phasenverschoben ist, daß die Vorrichtung (18) zur Erzeugung der Folge von Impulsen ferner eine Einrichtung (52) zum Differenzieren des ersten Schwcbungsfrequenzsignals in ein differenziertes Signal umfaßt sowie eine Einrichtung (60) zur Erzeugung von Steuerimpulsen gleichförmiger Amplitude aus dem differenzierten Signal und dem zweiten Schwebungsfrequenzsignal, und daß die Vorrichtung (64, 65; zum Zusammenfassen der Steuerkomponente und der Impulsfolge die Frequenz der Schwebungsfrequenzsignale zu reduzieren und die Schleife phasenstarr an die Bits der Basisband-Datensignale anzukoppeln vermag.