JPS6041517B2 - 相互相関回路配置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は形状および周波数が未知の情報信号ｘ，（ｔ）
中に、既知の周波数の少なくとも１個のトーン信号柚（
ｔ）が存在するか否かを決定する相互相関回路配置に関
するものであって、この相互相関回路配置は、情報信号
ｘ，（ｔ）を受信する入力回路および、和信号サンプル
ｓ（ｎＴ）の第１列｛ｓ（ｎＴ）｝を発生するため加算
手段とサンプリングおよびコーディング手段とからなる
手段を含み、前記和信号サンプルｓ（ｎＴ）をサンプリ
ング周期Ｔで発生させ、和信号サンプルｓ（ｎＴ）の各
々と情報信号サンプルｘ，（ｔ）との間の関係は、ａ，
（ｎ丁、）が所定の補助信号のサンプルを表わすとする
と、ｓ（ｎＴ）＝ｓｉ劉〔ｘ，（ｎＴ）十ａ，（ｎＴ）
〕で与えられており；さらに、周期Ｔでサンプリングパ
ルスを発生してサンプリング手段を制御するためのパル
ス発生器、サンプリング周期Ｔで発生しかつトーン信号
＊２（ｔ）の瞬時信号値ｘ２（ｎＴ）および第２所定補
助信号の瞬時信号値ａ２（ｎＴ）の直線的組合わせと関
係する信号サンプルｙ（ｎＴ）の列｛（ｎＴ）｝ を発
生する手段、および少なくとも１個の相関チャンネルを
含み、この相関チャンネルは周期Ｔで発生する信号サン
プルｚ．（ｎＴ）と信号サンプルｓ（ｎＴ）およびｙ（
ｎＴ）との間の関係がｚ，（ｎＴ）＝ｓ（ｎＴ）・ｙ（
ｎＴ）で与えられる当該信号サンプルｚ．（ｎＴ）の列
｛ｚ．（ｎＴ）｝を発生する乗算王段と、前記信号サン
プルｚ，（ｎＴ）が供給される第１積分手段とを具えて
おり、さらに前記相関チャンネルの出力端子は出力回路
に接続されており、この出力回路は相関チャンネルの出
力端子と結合する入力端子を有する検出手段を具えてお
り、該検出手段は、当該検出手段に供孫給される信号を
所定の基準レベルと比較すると共に情報信号ｘ，（ｔ）
中にトーン信号ｘ２（ｔ）が存在するか存在しないかを
表わす出力信号をを発生するように配置されたものであ
る。 斯る装置は、例えば電話システムにおけるト−ン信号化
信号や、非同期電話システム、レーダシステム、選択コ
ーディングシステムおよびページングシステムにおいて
電信信号を伝送する種々の周波数を検出するために、通
信システムの受信機に使用されてきている。この既知の
回路配置においては、発生手段は検出されるべき既知信
号も（ｔ）および補助信号ａ２（ｔ）の和から構成され
る信号ｙ（ｔ）すなわちｙ（ｔ）＝＆（ｔ）＋ａ２（ｔ
）を発生する。 両補助信号ａ．（ｔ）およびａ２（ｔ）を三角波または
のこぎり波信号を以って構成する。以下詳述するもこの
種の既知の回路配置の他のものとしては、レイドマツシ
ユー（Ｒａｄｅｍａｃｈｅｒ）関数に従って変化する信
号の直線的結合によって夫々形成される補助信号ａ，（
ｔ）およびａ２（ｔ）を使用するものがある。 このレィドマッシュー関数については文献「トランスミ
ッション オブインフオメーシヨンバイオーソゴナル
フアンクシヨンズ（Ｔｒａｎｏｍｌｓｓｌｏｎ ｏｆ
ｌｎｆｏｎｎａｔｉｏｎ ｂｙ ｏ比ｈｏ籾ｎａＩＦ皿
ｃｔｉｏｎｓ）」、 エッチ・エフ・ハームス（日，Ｆ
，比ｒｍｕ比）著、１９７０年スプリンガ−・ファーラ
グ ペルリン（Ｓｐｒｉｎ袋ｒＶｅｒｌａｇ技ｒｌｉｎ
）発行、第７および９頁に開示されている。 これら既知回路配置では、信号ｓ（ｔ）およびｙ（ｔ）
を、これら信号の符号のみを考慮することによって、デ
ィジタル信号へと極めて簡単に変換する。 このように、乗算手段をモジュロ２加算することができ
る。明確な決定をするために、条件を設定して信号ｙ（
ｔ）またはそのディジタル表示が周期的でないようにす
る必要がある。 上述した如き既知回路配置におけるように補助信号を選
択することによって、これら条件を満足させることがで
きる。これら既知の回路配置においては、積分手段の出
力端子に生じた信号の大きさを基準レベルと、検出手段
において各周期Ｔ毎に１回だけ比較を行なう。従って、
この検出器は例えばこの信号の大きさがこの基準レベル
よりも大きい場合には「１」パルスを供給し、他の場合
には「０」パルスを供給する。検出手段の出力端子に「
１」パルスが発生することは、トーン信号均（ｔ）が情
報信号ｘ，（ｔ）中に存在することを意味し、他方「０
」パルスが発生することはその不存在を表わす。これら
既知の相関回路配置においては、検出手段の基準レベル
の大きさは複数の因子トーン信号杉（ｔ）の開始瞬時は
不明である。 （例えば前述した通信システムにおいては）ので、相関
回路配置を連続的にスタン・バィさせる必要がある。そ
の結果、積分手段の出力信号は、通信システム中に常時
存在する雑音信号のために、零とは異なるであろう。尚
、これら雑音信号に応答して発生した積分手段からの出
力信号を以下雑音レベルで表わす。従って、検出手段に
おける基準レベルの値を常時雑音レベルを越える値とす
る必要がある。検出手段の基準レベルの値は相関回路配
置に対して要請されることのある２つの要件によって影
響される。その第１の要件は、情報信号ｘ，（ｔ）中に
トーン信号均（ｔ）が存在することを信号ｘ２（ｔ）の
開始瞬時後の所定時間隔７。（積分時間）内に確認する
必要があることである。この要件によって識別曲線の帯
域幅が決まる。第２の要件はトーン信号ｘ２（ｔ）の正
確な周波数ら‘こ対して２△らの拡がりを許容すべきで
あるという要件と結合させることである。この要件は受
信されたトーン信号ｘ２（ｔ）が±△ｆｏシフトする場
合でも、既知のトーン信号松（ｔ）として、このトーン
信号を前記時間隔丁。内に確認するできである，ことを
意味する。これら２つの要件に適合させるために、ｆｏ
士△ｆｏの周波数を有するトーン信号ｘ２（ｔ）が回路
配置に供給される場合にも、検出手段の基準レベルの第
２の位置における値を積分手段の出力信号が前記時間鮫
７。中にこの基準レベルを越えることが出来るような値
とする必要がある。このため、２△ｆｏの値が大きく、
しかも積分期間７。 が比較的長い場合に問題が生じる
。その理由は検出手段に使用される基準レベルを雑音レ
ベルの大きさ程度の基準レベルにする必要があるためで
ある。すなわち、検出の結果が雑音信号の大きさによっ
て強く影響される。本発明の目的は上述した如き種類の
相関回路配置ではあるが、所定の値のサンプリング期間
Ｔには、検出手段に使用される基準レベルは、最大持続
時間の積分時間丁。 および拡がり２△ら‘こ関する両要件によって、影響さ
れないようになした回路配置を供給するにある。本発明
の他の目的はデジタル技術で製作できる相関回路配置を
提供するにある。 このため、本発明によれば、前記発生手段は、サンプリ
ング周期Ｔで順次に発生するＮ個の信号サンプルｙｐｅ
ｒ（ｎＴ）から成る列｛ｙｐｅｒ（ｎＴ）｝の周期的な
操返ちによって形成される周期的列を生ずるように配置
構成されており、前記信号サ）／ブルはｙｐＣｒ（ｎＴ
）＝ で表わされる関係にあって、ｐは前記列の任意のサンプ
ルｙ（ｎＴ）を表わす一定数としかつＮは、前記列｛ｙ
ｐｅｒ（ｎＴ）｝の期間ＮＴを既知の前記トーン信号を
（ｔ）が前記情報信号ｘ，（ｔ）中に少なくとも存在す
るところの最小時間７。 よりも短かくするかまたはこの最小時間ヶｏに等しくす
るように、選定されていることを特徴とする。本発明に
よる手段を使用することによって、検出手段における基
準レベルを、拡がり２△ｆｏとは無関係な、雑音レベル
から十分離れたレベルに選定することができる。さらに
、発生手段を特に簡単な方法で構成することができる。
これら発生手段より発生した信号の周期的な特性により
、この信号の一周期の連続的な値を例えばＲＯＭの如き
ストアに畜積できる。これら値をカウンタによって正し
い順序で読取ることができる。以下、図面を参照して本
発明の実施例につき説明する。尚、以下の説明において
参考とされる文献を以下に掲載する。ｍ 検出、推定お
よび変調理論（比ｔｅｃｔｉｏｎ，Ｅｓｔｉｍａｔｉｏ
ｎ，ａｎｄ Ｍｏｄ山ａｔｊｏｎＴｈｅｏひ）、第１章
、エッチ・ェル・ファン トリーズ、ジョンウィレィ
ァンド ソンズ会社、１９総年‘２’ドイツ特許出願第
２８８７１１号、｛３｝ シフト不変に依存しない関数
を使用するコリレーターズの相関関数の測定（風ｅＭｅ
ａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ ｏｆ ｃｏｍｅｌａｔｉｏｎ
Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ ｍｃｏｒｒｅｌａｂｒｓ ｕｓ
ｉｎｇ Ｓｈｉｆｔ − ｌｎｖａｒｉａｎｔｉ
Ｍｅｐｅｎｄｅｎｔｆｕ比ｔｉｏ船）、シエイ．ビー．
工ツチ・ピーク、フイリツプス リサーチ レポート
サプレメント、舷．１．１９斑年、｛４’相関関数を計
算する新しい方法 （ Ａ 肥Ｗ ｍｅ伍ｏｄ ｆｏｒ Ｃｏｍｐｕｔｉ
ｎｇｃｒｒｅｌａｔｉｏｎｆ肌ｃｔｉｏ順）、ピー・ジ
エスパーズ・ビー・テイー・チユー、エイ・フエツトヴ
アイス、インターナショナル シンポジウム オンイン
フオメ−シヨン セオリ、ブラツセル、９月３日〜７日
、１９６２王、‘５｝ システム アイデンテイフイケ
ーシヨン（Ｓ＄ｔｅｍｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）
、ピー・アイクホフ、ジョン ウレィ アンド ソンズ
会社、１９７４年、第３００〜３０２頁、‘６｝ デジ
タル計算機の数学的演算 （ Ａｒｉ仇ｍａｔｉｃ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｌｎ
ｄｉｇｉｔａｌｃｏｍｐｕ花ｒｓ）、アール・ケイ・リ
チャード、デイ・フアンノスト ランド カン／ぐニ−
、１９５７年、（７｝ ア フアスト アンプリテユー
ド アンプｏキシメーシヨン フオアクオドラチヤー
ベアズ（Ａ ｆａｓｔａｍｐｌｉｔ地ｅａｐｐｒｏ幻ｍ
ａｔｉｏｎｆｏｒｑ肌ｄねｔｕｒｅｐａｉｒｓ）ジー・
エッチ・ｏパートソン、ベル システム テクニカルジ
ヤーナル、第５損蓋、第８号、１０月、１９７１年、第
２８４９〜２８５２頁、｛８’ リニァ ァプｏキシメ
ィション トウ友こ〆ハビングイクイリツプル エフー
キヤラクタリステイツク（Ｌｉ肥ａｒａｐｐｒｏｘｉ
ｍａｔｉｏｎｓｔｏノ ＆ 十 ｙ２ ｈａｖｉｎｇ
ｅｑｕｉｒｉｐｐｌｅ ｅｒｒｏｒｃ舷ｒａｃにｒｉ
ｓｔｉｃｓ）エイ・イー・フイリツプス、アイ・イー・
イー・イー・トランスアクションズ オン オーデイオ
アンド エレクトロアコーウステイックス、第ＡＵ−
２１巻、第６号、１２月 １９７粋 第５５４〜５５煩
、先ず相互相関回路配置につき考察する。 ‘１｝ 既知相互相関回路配燈の構成。 第１図は、未知の位相を有し例えば白雑音と共に受信さ
れる調波トーン信号＆（ｔ）用の既知の相互相関回路配
置を示す（上記文敵■参照）。 このトーン信号と白雑音と相挨つて情報信号ｘ，（ｔ）
を構成する。以下の説明においては、この情報信号をト
ーン信号均（ｔ）のみによって形成されているとする。
図示の回路配置は入力端子１を有し、この入力端子を経
て信号均（ｔ）が入力チャンネル２に供野合される。こ
の入力チャンネルは加算器３並びにサンプリングおよび
コーディング装置４を具えている。加算器３においては
、信号ｘ２（ｔ）を補助信号ａ，（ｔ）に加算して和信
号ｕ（ｔ）＝ね（ｔ）十ａ，（ｔ）を形成する。装置４
においてては、この和信号をサンプリングして、さらに
コーデイングして和信号サンプルｓ（ｎＴ）を形成する
。この目的のために、この装置にはサンプリングパルス
を供給する。ｆＳをサンプリング周波数とし、このサン
プリングパルスの周期をＴ＝１／ｆｓとする。特に、装
置４は、ｕ（ｔ）の極性が正である場合には（云いかえ
れば、〔ｕ（ｔ）〕＞０であると）、「１」のパルスを
供給し、ｕ（ｔ）の極性が負であると（〔ｕ（ｔ）〕＜
０）、「ＯＪのパルスを供給する。 図示の回路配置においては、装置４の出力パルスを２つ
並列相関チャンネル５および６に供給する。これらチャ
ンネルは乗算装置１１，１，２の直列回路配置を含む。
この二乗化装置の出力端子は加算器１３に接続し、その
出力信号を二乗根装置１３′を経て検出器１４に供給し
て二乗根装置１３′の出力信号と所定の基準レベルとを
比較する。特に、この検出器は、二乗線装贋１３′の出
力信号が基準レベルを越えた場合に例えば「１」のパル
スを供孫舎する。基準レベルを越えない場合には、この
検出器は、「ＯＪパルスを供給する。発生手段１５また
は１６から導出された信号は乗算装置７および８に供給
される。 これら発生手段を夫々入力チャンネル２と同様に構成す
るので、これら発生手段は加算器１７または１８、およ
びサンプリングおよびコーディング装置９または２０の
直列回路配置を含む。発生器２１から生じた信号Ａｃｏ
ｓの。ｔは加算器１７の入力端子に供給し、信号瓜ｉｎ
の。ｔは発生器２２から発生し、これを加算器１８の入
力端子に供給する。補助信号ａ２（ｔ）加算器１７およ
び１８の第２入力端子に夫々に供給して和信号ｖ，（ｔ
）およびｖ２（ｔ）を発生させて次の関係を満足させて
いる。Ｖ・（ｔ）ニａ２（ｔ）十ＡＣＯＳのｏｔ
ｍＶ２（ｔ）＝ａ２（ｔ）十＄ｉｎの。 ｔ ■尚、の。／２ｍは検出されべきトーン信
号ｘ２（ｔ）の周波数を表わす。これら信号ｖ，（ｔ）
およびｖ２（ｔ）を装置１９および２０によってサンプ
リングおよびコーデイングして信号サンプルｙ，（ｎＴ
）およびｙ２（ｎＴ）を夫々発生させる。装置４の場合
と同様に、装置１９および２０は、符号〔ｖ，（ｔ）〕
＞０および〔ｖ２（ｔ）〕＞０である場合に「１」のパ
ルスを供給し、〔ｖ，（ｔ）〕＜０および〔ｖ２（ｔ）
〕＜０の場合に「０」のパルスを供給する。これらパル
スを１ビットを符号語と考えることができる。１ビット
符号語ｙ．（ｎＴ）およびｙ２（ｎＴ）を各乗算器７お
よび８において１ビット符号語ｓ（ｎＴ）に夫々乗算す
ることができる。 符号語ｓ（ｎＴ）、ｙ，（ｎＴ）および抄くｎＴ）を簡
単な方法ですなわち１ビットデジタル符号語として構成
するので、乗算器７および８を、例えばモジュロ２加算
器の如く、特に簡単なものとして構成することができる
。これらモジュロ２加算器７および８は１ビット符号語
ｚ，（ｎＴ）およびｚ，′（ｎＴ）を発生する。また、
積分回路網９および１０をアップーダウンカウンタとし
て簡単に構成することができる。信号ｕ（ｔ），ｖ，（
ｔ）およびｖ２（ｔ）をサンプルするために、サンプリ
ングパルスを装直４，１９および２０に供Ｖ給する。 このサンプリングパルスは周期Ｔで発生しかつ図示され
ていないサンプリングパルス発生器から発生する。さら
に、図示されていない補助信号発生器を用いて得られる
補助信号ａ，（ｔ）およびａ２（ｔ）を、例えば前記文
献

【２｝および■に記載ご：れているようなレィドマツ
ヒュ一関数によって変化する関数の直線的組合せによっ
て形成するのが好適である。■ 一般の相互相関回路配
置 相互相関回路配置においては、次式で定義される相関関
数Ｒ（？）によって推定を定う。 Ｒ（丁）＝Ｔき虫ｍのノなＸ（ｔ）ｙ（ｔ−７）ｄｔ‘
３１１ここでＴ。は積分間隔を示している。周期Ｔを有
する信号サンプルが積分回路９および１０に供給される
第１図に示すような実施例においては、この積分間隔Ｔ
。 をこの期間Ｔ。中に積分回路網９および１０の各々に供
給される信号サンプルの個数によって表わすことができ
る。この個数をＮに等しいとすると、 Ｎニｅｎｔｉｒｅ〔ｆＳＴ。 〕 【４｝となる。長さＴ。の積
分期間の開始寺に、積分回路および１０の内容が零に等
しい場合にはへ積分回路網９が出力符号語ｚ２（ｎＴ）
を発生し、ｎ＝（Ｎ−１）の場合ｚ２〔（Ｎ−１）Ｔ〕 ＝ Ｎ言ＩＳ（ｎＴ）‐ｙ．（ｎＴ） 【５ｉ｝
ｎ一０を発生する。 これに対応して積分回路１０は出力符号語ｚ２′（ｎＴ
）を発生し、ｎェ（Ｎ−１）の場合ｚ′２〔（Ｎ−１）
Ｔ〕 ＝ もｌｓ（ｎＴ）・均（ｎＴ） ■を発生する
。 これらの式において ｓ（ｎＴ）＝ｓｉ柳〔均（ｎＴ）ａ２（ｎＴ））〕
ｔ７）ｙ，（ｎＴ）＝ｓｉ劉〔Ａｃｏｓ（ｎの。 Ｔ）＋ａ２（ｎＴ）〕 ‘８ｌｙ２（ｎＴ）＝ｓｉ
柳〔船ｉｎ（ｎの。 Ｔ）十ａ２（ｎＴ）〕 ‘９｝である。トーン信号＆
（ｔ）を周波数の／２竹を有する正弦波信号で構成しし
かも△の：の−の。 ００とする。第１図に
示す相関装置を０次のサンプリング瞬時ｎ＝０に対応す
る瞬時ｔ＝０において始動するとすると、△のがサンプ
リング周波数ｆｓよりもはるかに小さいと（すなわち△
の《２ｍｆｓ）、長さＮＴの積分間隔の終了時例えばｎ
＝Ｎ−１の瞬時における二乗線装置１３′の出力信号ｚ
３（ｎＴ）は、Ｎの大きな値に対しては、次式で近似で
きる。すなわちＺ３〔（Ｎ−ｌｍ＝鰐鍔帯 （１１） 式（１１）は２つの変数すなわちＮおよび△山の関数を
表わす。 第２図は比を任意の数としたとき、Ｎ＝ｎｏ，初。およ
び〜／２のＮの３つの値に対するこの関数の３つの曲線
を示す図である。これら３つの曲線は、△山の関数とし
ての積分間隔ＮＴの長さの出力信号〆３（Ｎ−１）Ｔへ
の影響を表わしている。特に第２図は、独立変数Ｎの前
記３つの値に対して次式を満足する曲線を表わしている
。すなわちｓｉ州△のＴ′２ （１
２）比ｓｉｎのＴ／２△のＴｎｏの値をＸ軸に沿ってプ
ロットする。 従ってこれら曲線は出力信号ｚ３（Ｎ−１）Ｔを表わし
、長さ〜Ｔを有する所定の積分間隔と関連する信号サン
プルｚ３（〜−１）Ｔが、△の＝０に対して、値が１と
なるように生親化されている。この第２図は、積分間隔
ＮＴの長さが大となるに従って、すなわちＮの値が増大
するに従って、曲線の第１零交差点間の距離すなわち値
△ｗＴ比＝０に最も近いこれらの零交差点距離は減少す
る。上述したこととは対比的であるが、開始瞬時が禾知
である信号を検出するように構成した相互相関回路配置
においては、積分期間の終了時、従ってＮＴ秒後ではな
く各サンプリング期間Ｔ中に、検出器１４を用いて二乗
根装贋１３′の出力符号語が基準レベルを越えたかどう
かにつきチェックを行なう。この場合、周期Ｔで発生す
る二乗線装置１３′の出力符号語をｚ３（ｎＴ）で表わ
す場合には、ＮＴの長まを有する鏡墳間隔中にｚ３（ｎ
Ｔ）がとり得る最大値が基準レベル以上になると、ｚ３
（ｎＴ）がこの時間隔中に基準レベルを越えると数学的
見地から言うことができる。周波数検出においてこのよ
うに作動する相互相関回路配置の場合には、特性ｐ（ｎ
，△の）と次の関係によって定義することができる。す
なわちｐ（ｎ，△の）＝最大 ｚ３（ｎＴ） （１３
）０ミｎ＜Ｎこの式は 最大 三愛葦主学竿竿芳２〕 （・４） ＯＳｎ＜Ｎ で近似できる。 第３図は、Ｎの値がｐ（ｎ，△の）に及ぼす影響を示す
曲線図である。 この目的のため、第３図は、第２図における場合と同一
の３つの値に対する曲線であって、これらの値はＮ＝比
，Ｎ＝か。およびＮ＝〜／２である。この曲線は式（１
４）を満足するものである。第２図の場合には、ｎｏは
任意の値を有ししかも値Ｎ：比に関係する曲線が最大値
１を有するように標準化したものであった。〜が奇数を
示す場合には値Ｎ＝ｎｏ／２は物理的な意味を有しない
。しかしながら、この値は図示のためにのみ使用されろ
をのである。第３図に示すように、Ｎの値が増大するに
従って、曲線の幅も増大する。実際上、開始瞬時が定ま
っていないトーン信号が所定周波数内に存在ししかも少
なくとも所定の最小時間７ｏの期間中存在する場合には
、これらトーン信号を検出する必要が生じ斯る相互相関
回絡配直に対して多数の要件が課せられる。 特に、のｏ／２けが式‘８｝および‘９｝が適用できる
公称周波数を表わすとすると、上述の要件は数学的には
、次式（１５）を満足する周波数の，／２汀を有するト
−ン信号が少なくとも時間隔７ｏの期間に存在すると、
このトーン信号をＱａの所定の値に対して決定する必要
があることを意味する。Ｉの・一の。 Ｉ＜Ｑａ （】５）さらに、次式（１６）
を満足する周波数の２／２竹を有するトーン信号はこれ
が連続的に存在する場合でもＱｂの所定な値に対して、
決定することができない。Ｉの２ 一の。 Ｉ＞Ｑｂ》Ｑａ （１６）第２に、式（１５）
を満足する周波数を有するトーン信号を、所定の誤り警
告の割合で検出するチャンスを出釆るだけ高くする必要
がある。第３図を参照して、既知の相互相関回路配置の
場合には、上述した全ての要件を同時に満足させること
が可能であることが判る。 すでに明らかなように、式（１５）を満足する周波数の
，／２竹を有するトーン信号が少なくとも時間隅７。 または〜＝７。 ／Ｔ （１７）中に存在する場合には
、このトーン信号を検出すべきである。 所定の値の〜に対して、検出器において基準レベルとし
て使用できる検出レベルを固定することができる。 この検出レベルを選定して周波数ｗ／２汀コの。／２灯
（△の；０）を有する信号を検出するチャンスを最適と
する。第３図において水平ラインａはＮ＝比とした場合
の曲線の検出レベルを表わす。一旦検出レベルを固定す
ると、これはＯａＴの値を決定し（第３図参照）、サン
プリング周波数ｆｓ＝１／Ｔの所定の値が比の値（式（
１７）参照）および○ａの値の両者を一定にする。一旦
サンプリング周波数ｆｓが一定となると、Ｑａは自由に
選択し得なくなる。ＱａおよびＴの値を前以って固定に
する場合、この固定の要件はマッチした検出レベルを選
択することによって、満足し得る。特に、Ｑａの大きく
かつＮ＝比が小さな値であると、第３図からも明らかな
ように、雑音レベルが比較的高い場合には、困難性が生
じ得る。その結果、誤り警告の割合が著しく増大し、こ
れは実際にシステムにおいては許し難いものである。上
述した処により、かかる要件は互に相互に影響し合うこ
とが明らかである。従って、全ての要件を同時に満足さ
せることは特に困難な問題であり、その結果、妥協的な
解決を得ることとなる。この解決方法はサンプリング周
波数ｆＳ＝１／Ｔが取り得る最小値を有する場合に特に
行なわれる。次に本発明による相互相関回路配置につき
第４図を参照して説明する。 【１’ システムを構成する素子 上述した如き既知の相互相関回路配直における問題の解
決を第４図に示す本発明による回路配置によって図るこ
とができる。 特に先の説明において掲げた要件を決めるパラメータを
互いに独立して選択することができる。第４図に示す回
路配置において、第１図に対応する構成成分には同一符
号を附して示す。 動に本回路配置においては、第１図の発生手段１５およ
び１６の代りに発生手段２３および２４を配置して１ビ
ット符号語の周期的列｛ｙ，，ｐ８（ｎＴ）｝及び｛ｙ
２，ｐｅｒ（ｎＴ）｝（但し一の＜ｎ＜のとする）を発
生させる。ここにおいてｙ…の（ｎＴ）及びｙ２，ｐｅ
ｒ（ｎＴ）は次の漸化式で表わされる。すなわちｙ・，
ｐ８（ｎＴ）＝ ｙ２，ｐｑ（ｎＴ）＝ ここにおいて、ｐは列｛ｙ，（ｎＴ）｝ または｛ｙ２
（ｎＴ）｝のある任意のサンプルｙ，（ｎＴ）またはｙ
２（ｎＴ）を表わす一定数であり、このサンプルは周期
的列｛ｙ，，ｐｃ「（ｎＴ）｝及び｛ｙ２，Ｐｅｒ（ｎ
Ｔ）｝の周期的部分ｙ，，ｐｅｒ（ｎＴ）及びｙ２，Ｐ
Ｍ（ｎＴ）の一つであり、かつＮは、周期的列の期鷹制
Ｔが最小時間隔７。 すなわち既知トーン信号均（ｔ）が情報信号ｘ．（ｔ）
中の存在する当該最小時間隔よりも短かし、かこれに等
しくなるように、選定する。これらの定義によって、ｙ
，，ｐｅｒ（ｎＴ）及びｙ２，ｐｅｒ（ｎＴ）の各々は
式脚及び（９｝で定義されるような、それ自体非周期的
であるそれぞれの信号ｙ，（ｎＴ）及びｙ２（ｎＴ）の
一部分の周期的な操返しを構成する。 尚、これら一部分は副列と称せられるものである。相関
チャンネル５の場合には、ｐ＝０と選ぶことによって、
式（１８）を式脚及びｔ９｝と関連して ｙ・，岬（ｎＴ） ニｓｉ抑〔ｃｏｓｎの。 Ｔ＋を（ｎＴ）〕；０くｎくＮ＝ｙ，，ｐｅｒ〔（ｎ−
ｋＮ）Ｔ〕；ｎとｋＮ，ｋ＝０，１，２，……（１９） と書き表し得る。 又相関チャンネル６の場合には｛ｙ２（ｎＴ）｝を用い
て同様にｙ２（ｎＴ） ＝ｓｉ割〔ｓｉ肌のｏｔＴ＋ａ２（ｎＴ）〕；０ミｎ＜
Ｎニｙ２，ｐｅｒ（ｎＴ）〔（ｎ−ｋＮ）Ｔ〕；ｎとｋ
Ｎ，ｋ ＝０，１，２，……（２０
）と書き表わすことが出来る。 これら既知のＮ個の１ビット符号語の周期的列｛ｙ，（
ｎＴ）｝（０ミｎ＜Ｎ）および ｛ｙ２（ｎＴ）｝（Ｏ
Ｓｎ＜Ｎ）を例えばＲＯＭの如きストア媒体に畜頚し、
従来既知の方法で読取ることができる。 モジュロ２加算器７及び８から発生する積信号サンプル
ｚ，（ｎＴ）およびｚ，′（ｎＴ）をアップダウンカウ
ンタとして構成した積分回路網９または１０‘こおいて
計数する。 Ｎ個の信号サンプルｓ（ｎＴ）が２つのチャンネル５お
よび６に供給された後に、その都度これらのカゥンタの
内容を謙取る。 これを第４図においては、スイッチ２５，２６で示し、
これらスイッチをクロツクパルスｆｔによって制御する
。カゥンタ９および１０の内容を読取った後に、これら
カウンタをリセットパルスｆｒでリセットさせる。この
ように、信号サンプルｚ２〔（ＫＮ−１）Ｔ〕およびｚ
２′〔（ｋＮ−１）Ｔ〕（ここにおいてｋ＝……−２，
一１，０，１，２，・・・・・・）を周期ＮＴでスイッ
チ２５，２６の出力端子に発生する。既知の回路配置に
おけると同様に、これら信号サンプルを装置１１，１２
において二乗する。この二乗の結果を加算器１３におい
て加算する。二乗化装置から得られた信号を加算した値
を二乗様装置１３′で再び開き、その結果を第２積分回
路網２７に供給する。この回路網２７を特に累算器とし
て構成する。この累算器２７の内容の変化は瞬時ｎＴ＝
（ｋＮ−１）Ｔ毎に生ずる。積分回路網２７の出力信号
サンプルをｚ３〔（ｋＮ−１）Ｔ〕で示す。その大きさ
は数学的には時刻（ｋＮ−１）Ｔまでに、力屯算器１３
から得られる順次の信号の総和を取って与えられ、次式
で表わすことができる。すなわち、Ｚ３〔（ｋＮ−１）
Ｔ〕＝ 葺 ｛ｚ登〔（洲‐１）Ｔ〕 肝１
十Ｚ′妻〔（ｍＮ−１）Ｔ〕｝身（２１）第５図は第４
図に示した相互相関回路配置を制御するように配置した
発生器の一実施例を示すブロック図である。 この発生器はクロツクパルス発生器２８を含み、これよ
り例えば周波数公Ｓのクロックパルスを発生する。これ
らクロックパルスを分周期２９に供Ｖ給する。この分局
器は周期Ｔのサンプリングパルスに対応する周波数ｆｓ
でクロックパルスを発生しこれをサンプリングおよびコ
ーディング装置４に供Ｖ給する（第４図を参照のこと）
。同時に、これらいわゆるサンプリングパルスをモジユ
ロＮカウンタ３０１こ供給する。このカウンタは列｛ｙ
，，ｐＭ（ｎＴ）｝及び｛ｙ２，ｐ８（ｎＴ）｝ の長
さに対応するＮまでその都度計数する。ｍ個の並列出力
導体を具えるデコーディング回路網３０′をこのカウン
夕３川こ接続する。この回路網３０′はｍ個の並列出力
端子にｍビッドの符号語の並列ビットで発生する。これ
らｍビット符号語の各々はカウンタ３０の計数位置（状
態）を表わす。これら計数位置をビットワードとしてデ
コーディングしたこれら符号語をアドレス符合として、
デコーダ２３′および２４′を経て２つの畜積媒体２３
および２４に供給する。第５図において、回路網３０′
のｍ個の並列出力端子をｍの符号で示す。ｍはｌｏｇ２
Ｎよりも大きいかまたはこれに等しい第１整数と等しい
とする。図示の実施例における回路網３０′には、前記
ｍ個の出力端子の他に、追加の出力端子を設け、これに
より、カゥンタ３０が最大計数位置（例えば、数Ｎ−１
に対応する）達した時に、パルスを生じさせる。この追
加の出力をアンドゲート３１に供聯合する。このアンド
ゲートには発生器２８の出力パルスをも供給する。カウ
ンタ３０がＮカウント後（この場合０カウントも計数位
置でである）計数位置Ｎ−１に達すると、発生器２８の
出力パルスがアンドゲート３１を経て例えばモジュロ２
カウンタとして構成したカゥンタ３２に供給される。２
つの出力端子３３および３４を有するデコーダ回路網３
２′をカゥンタ３２に接続する。カウンタ３２は発生器
２８の出力パルスに応じた所定の第１計数位置において
、デコーダ回路網３２′の出力端子３３より出力パルス
ｆｔを生じてこれを第４図の２つのスイッチ２５および
２６に距給し、これらスイッチを閉成してカウンタ９及
び１０の内容を読出せるようにし、読出した内容を上述
したように信号処理してカウンタ２７に書込む。パルス
ｆｔの直後にリセットパルスとしての出力パルスｆｒが
カウンタ３２から出力端子３４に生じ、この出力パルス
第４図の２つのカウンタ９および１０に供給され、スイ
ッチ２５及び２６が開放された直後にこれらカウンタ９
および１０をリセットする。このよう本発明によれば、
関数ｚ，（ｎＴ）及びｚ２（ｎＴ）をＮ回計数し、ｋｏ
回順次に繰返す。（２）次に第４図に従って相関回路配
置の動作につき説明する。 今、角周波数の＝の。 十△のを有する正弦波信号を第４図の相互相関回路配
置に供給する例につき説明する。第４図の積分回路網９
におよび１０を瞬時ｎＴ＝〔（ｋＮ−１）〕毎にリセッ
トするので、このことは式（１１）がこの回路配置に適
用されることを意味する。従って、式（２１）に示され
た列の各項は 享１雫学会竿Ｎ帯老２１ （２２）と近似できる
。 このため、Ｚ３〔（ｋＮ−１）Ｔ〕＝壱ＩＳき常会学坪
；多・（２３）となる。 先に説明したように、少なくとも一周期↑ｏの間にトー
ン信号杉（ｔ）が存在すると、少なくともＮｏ＝７。 ／Ｔ（（１７）式と比較）個の信号サンプルを利用して
このトーン信号の存在を決定することができる。その結
果、少なくともｋ。 ＝Ｎ。／Ｎ （２４）個の信
号サンプルｚ３〔（ｋＮ−１）Ｔ〕が積分回路網２７の
出力に得られる。式（２４）において、サンプリング周
波数ｆＳを適当に選択することによつてＮｏ／Ｎすなわ
ちｋｏを整数とすることができるようなＮを用いている
。これはサンプリング周波数ｆｓを適当に選んで行なう
ことが出釆る。第６図は式（２３）をグラフで示した図
であり、特に第６図はＮｏ／２で正規化された変数△の
およびＮに依存する関数である。Ｎの３つの異なる値Ｎ
＝〜’Ｎ＝恥およ洲＝を。 の値に対するＺ３〔ｋ。 一１）Ｔ〕−１ＳｉｎＮ△のＴｒ２ （２５）Ｎ。
−ＮＳｉｎ△のＴ′２を示す。 第２図および３図における場合と同様に、独立変数△ｗ
Ｔｎｏを第６図の×軸にプロットする。またｎｏはＮｏ
よりも小さい任意の整数とする。第６図に示す全ての曲
線に対して、ｚ３〔（ｋぶ−１）Ｔ〕＝Ｎｏ／２（ただ
し△の＝０）が成立する。 この図より、曲線の２つの第１事交差点（すなわち横座
標値△の＝０に鞍も近い零点）間の距離は、Ｎが４・さ
くなるに従って、すなわち、相関チャンネル５および６
に積分回路網９および１０の積分間隔が小さくなるに従
って、増大する。予期されるべき雑音レベルに対して所
定の最適検出レベルを、例えば第６図に直線ｂで示すよ
うなレベルに選ぶ場合にはＱａの値を検出レベルの値と
は無関係に選択することができる。 すなわち、サンプリング周期Ｔの所定の値に対して、Ｑ
ａに対する値はラインｂと種々の曲線との交点から得ら
れる。第６図はＱａの２つの値○小およびＱａ，．を示
す。Ｑａが検出レベルの選択に主として依存する既知の
相関回路配置とは異なり、本発明による回路配置におい
ては、トーン信号ｘ２（ｔ）が少なくとも存在する間７
。 ＝ＮＯＴより短かく、相関チャンネル５および６の
積分回路網９および１０を読取およびリセットする周期
によって決まる積分間隔ＮＴの長さによりＱａを決める
。本発明による手段を使用することによって、自由度を
得て上述した如き全ての要件を互いに独立して満足させ
ることができる。ｔ３｝ 第４図に示す積分回路網２７
についての説明第４図の回路配層の説明に際して、積分
回路網２７を累算器を以つて構成したとした。 しかしながなら、このために、この積分回路の出力信号
が、この相互相関回路配置に供Ｖ給される全ての種類の
信号ｘ，（ｔ）に対して、連続的に増大することとなる
。同一の正極性の数が、二乗装置を使用するために、こ
の積分回路に蓬続して供給される。その結果、情報信号
ｘ，（ｔ）にトーン信号均（ｔ）が存在しない場合には
、ある時間後に検出レベルを越える。第６図に示す曲線
の形には影響を与えずに、この積分回路網２７を第７図
に示すように構成するのが好適である。この積分回路網
を、第５図に符号ｍで示すような２組の並列入力導体３
６および３７を有する第１加算器３５を以つて構成する
。図示の実施例においては、ｍを４とする。この加算器
３５の並列出力端子３８を第２加算器３９の対応する入
力端子に．髪競する。この加算器３９には第２組の並列
導体４０を接続する。この加算器３９の出力を非直線回
路網４１を経て出力端子４２に供給すると共に遅延装置
４３に供給する。この遅延装置４３の出力端子を加算器
３５の入力端子３７に接続する。入力様子３６を経て、
装麿１３′（第４図参称）の出力信号をこの加算器に供
給し、および入力端子４０を経て負の数−Ｂを加算器３
９に供給する。斯様な遅延装置４３に起因するものであ
り、全遅延時間はＮＴに等しい。尚、これら遅延は加算
器３９、回路網４１および遅延装置４３を以つて構成さ
れる回路によって引き起される。本実施例においては、
回路網４１をアンドゲート回路４４を以つて構成する。 図において、ァンドゲート回路４４を示す符号は複数個
の並列ァンドゲートを示す。この個数は並列入力導体の
個数と一致する。従って、図示の実施例においては、図
に符号３で示す加算器３９の３個の出力端子は各々に１
個ずつアンドゲートを含む。これらアンドゲートを、例
えば単安定マルチパイプレータ４５の出力パルスによっ
て制御する。このマルチパイプレータ４５の出力パルス
によって制御する。このマルチバイブレーター４５には
加算器３９から生じた数の極性ビットを供給する。今、
負の極性を「０」ビットで表わし、正の極性を「１」ビ
ットで表わした場合には、負の極性ビットで表わした場
合には、負の犠牲ビットぱ生じると、アンドゲート４４
は非導通となりさらに正の極性ビルトが生じるとアンド
ゲート４４は導適する。次にこの積分回路網の動作につ
き説明する。各期間ＮＴにおいて、加算器３５から生じ
た数から一定量Ｂを減じる。加算器３９から生じた数が
負となると、回路４１はは数零を発生する。数Ｂの値を
推定雑音レベルを基礎として定めることができる。すな
わち、情報信号ｘ，（ｔ）を大きさの既知の雑音信号か
ら専ら形成する場合には、この積分回路網の出力信号は
値零に向けて減少すべきである。推定雑音レベルの値を
基礎とすると共に式（１６）に規定されるＱｂの値によ
って、Ｂの値を決定することができる。‘４’その他 第１図および第４図に示すような相互相関回路配置にお
いては、二乗化装置１１および１２を使用する。 これら二乗化装置を簡単な方法で構成することができる
。すなわち、二乗される数が乗数および被乗数として供
給される乗算器を以つて構成することができる。二乗榎
装置１３′の各々を、例えば、前記文献（６｝，｛７｝
および（８｝‘こ説明されているようにアルゴリズムを
使用するミニコンビュータとして構成することもできる
。 しかしながら、相互相関回路配置の実際の構造において
は、二乗根装置を使用していない。 この装置は加算器１３の出力符号語の大きさのみを変化
させるものであるからである。これは検出装置に使用さ
れる基準レベルの大きさに対してのみ結果を有する。第
４図に示す本発明による回路配置は、二乗狼装置１３′
を省略できる他、さらに簡略化することができる。 すなわち、二乗化装置１１および１２の代わりに、積分
回路網９および１０から生ずる数の絶対値を発生する装
置を用いることができる。この場合、積分回路網２７に
直接接続した加算器１３の出力信号を学．・鰐鰐帯・
（２６） で近似する。 ここで、Ｋ（ぐ）は独立変数◇の関数である。この変数
少は瞬時ｔ＝（ｋＮ−１）Ｔにおけるトーン信号均（ｔ
）の位相を表わしている。この式（２６）はＫ（ぐ）が
存在する点において式（２２）とは異なる。しかしなが
らこの因子は、その値が１およびノ２間に存在するので
、特に影響は小さい。二乗化装置を使用するこれら相関
回路配置とは異なり、積分回路網２７の入力信号はトー
ン信号＆（ｔ）の位相には最早完全には依存しないが、
相関回路配置を著しく簡略化することができることは事
実である。それは数の絶対値を供給する回路を積分回路
網９および１川こよって形成される数の極性ビットを抑
制する複数個のゲート回路を以つて構成できるからであ
る。数ｙ，，ｐｅｒ（ｋＴ）およびｙ２，ｐｃｒ（ｋＴ
）を記憶するために、第４図の畜積媒体（ＲＯＭ）２３
および２４の各々はＮビットの容量を有する。さらに、
以下説明するように、さらに２の因子だけ減少すること
ができる。この目的のための蓄積媒体２３および２４の
出力信号サンプルｙ′，，ｐｅｒ（ｋＴ）およびｙ′２
，ｐｅｒ（ｋＴ）を、式（１９）および（２０）からわ
ずかにずれた形に決める。０＜ｎ＜Ｎ／２のとき ｙ…Ｃｒ〔（ｎ＋Ｎ／２）Ｔ〕 ＝Ｓｉ劉に瓜（ｎ十蔓）の。 Ｔ＋も（ｎＴ）〕さらに一Ｎ／２＜ｎ＜０のとき＝Ｓｉ
靴に瓜（ｎ＋享）の。 Ｔ−ａ２くｎＴ）（２７）である。ｎ＞Ｎのとき ｙ，，ｐｅｒ（ｎＴ）ニｙｌ船ｒ（ｎ・Ｎ）Ｔ−Ｎ／２
ミｎ＜Ｎ／２のときｙ公ｐｅｒ〔（ｎ＋Ｎ）／２）Ｔ〕 ＝Ｓｉ劉Ｇｉｎ（ｎ＋季〉の。 Ｔ＋を（ｎＴ）〕ｎ＞Ｎのときｙ′２，ｐｅｒ（ｎＴ）
ニｙ′２，ｐｅｒ（ｎ−Ｎ）Ｔ （２８）上述の式から
０＜ｎ＜Ｎ／２のとき ｙ，，ＰＣｒ（ｎ＋Ｎ２）Ｔ〕 ＝ｙ岬〔（Ｎ学‐ｎ）Ｔ〕 （２９） さらに０＜ｎ／２のとき ｙ２，ｐｅｒ〔（ｎ＋Ｎ／２）Ｔ〕 ＝‐ｙ２冊〔（Ｎ学‐ｎ）Ｔ （３０）である。 このことは、ｙ′・岬ｒ（ｎＴ〉の蔓の値のみおよびｙ
′２岬ｒ（ｎＴ）の蔓の値のみを畜頚する必要があるこ
とを意味する。正弦および余弦関数の独立変数に芸の。 Ｔを導入することは位相偏移が一定であることを意味し
、従って、相関の結果には影響を及ぼさないことを意味
する。さらに一ａ２（ｎＴ）の導入によっても、文献醐
に示されているように、補助信号の所要の独立性は影響
を受けない。畜積媒体２３および２４においては、間隔
ＯＳｎ＜Ｎ／２に属するＮの値に対してｙ１，ｐｃｒ（
ｎＴ）およびｙ′２，ｐ。 ｒ（ｎＴ）の値を畜鏡する。これら値が零および（Ｎ／
２）−１の値を含めてこの間の値とすると、ｙ′，，ｐ
ｅｒ（ｎＴ）およびｙ′２．ｐｅｒに対する値を、ｋ＝
０，１，２・・・・・・としたときｋＮミｎ＜ｋＮ＋Ｎ
／２の期間に、０，１，２・・・・・・（Ｎ−２）−１
の順序で、議取り、その後に、ｋ＝０，１，２……とし
たとき、ｋＮ＋Ｎ／２三ｎ（ｋ＋１）Ｎの期間に、（Ｎ
／２）−１，（Ｎ／２）−２，（Ｎ／２）−３，……２
，１，０の順序で謙取る。後者の期間においては、ｙ２
，ｐｅｒ（ｎＴ）の極性ビットを式（３０）に従って反
転させる。尚、上述においては、本発明の好適実施例に
つき説明したが、本発明の精神を逸脱することなく、種
々の変形および変更を行ない得ること明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は相互相関回路配置の既知実施例を示すフロック
線図、第２図および第３図は第１図に示す回路配置の動
作を説明するための曲線図、第４図は本発明による相互
相関回路配置の実施例を示すブロック線図、第５図は第
４図の回路配置に使用される制御発生器を示すブロック
線図、第６図は第４図に示す回路配置の動作を説明する
ための曲線図、第７図は第４図の回路配置に使用される
積分回路網を示す図である。 １・・・…入力端子、２……入力チャンネル、３，１３
，１７，１８，３５，３９……加算器、４，１９，２０
……サンプリングおよびコーディング装置、５，６・・
・・・・相関チャンネル、７，８・・・・・・モジュロ
２加算器、９，１０…・・・積分回路網、１３′…・・
・二乗線装置、２３，２４…・・・畜積媒体、２３′，
２４′……デコーダ、２５，２６……スイッチ、２７・
・・・・・第２積分回路網、２８・・・・・・クロック
パルス発生器、３９・・・・・・分周器、３０…・・・
モジュ。 Ｎカウンタ、３０′・・・・・・デコーデイング回路網
、３１，４４……アンドゲート、３２……モジュロ２カ
ウンタ、３２′・・・…デコーダ回路網、３６，３７・
・・・・・並列入力導体、４０・・・・・・並列導体、
４１・・・・・・非直線回路網絹、４３・…・・遅延装
置。Ｆｉ９，ＩＦｉ９．２ Ｆｉ９．３ Ｆｉｇ．ム Ｆｉｇ．５ Ｆｉｇ‐フ Ｆｉｇ．６

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 情報信号ｘ＿１（ｔ）を受信する入力回路および、
   和信号サンプルｓ（ｎＴ）の第１列｛ｓ（ｎＴ）｝を発
   生するための加算手段とサンプリングおよびコーデイン
   グ手段とからなる手段を含み、前記和信号サンプルｓ（
   ｎＴ）をサンプリング周期Ｔで発生させ、和信号サンプ
   ルｓ（ｎＴ）の各々と情報信号サンプルｘ＿１（ｎＴ）
   との間の関係は、ａ＿１（ｎＴ）が所定の補助信号のサ
   ンプルを表わすとすると、ｓ（ｎＴ）＝ｓｉｇｎ〔ｘ＿
   １（ｎＴ）＋ａ＿１（ｎＴ）で与えられており；さらに
   、周期Ｔでサンプリングパルスを発生してサンプリング
   手段を制御するためのパルス発生器、サンプリング周期
   Ｔで発生しかつトーン信号ｘ＿２（ｔ）の瞬時信号値ａ
   ＿２（ｎＴ）の直線的組合わせと関係する信号サンプル
   ｙ（ｎＴ）の列｛ｙ（ｎＴ）｝を発生する発生手段、お
   よび少なくとも１個の相関チヤンネルを含み、この相関
   チヤンネルは周期Ｔで発生する信号サンプルｚ＿１（ｎ
   Ｔ）と信号サンプルｓ（ｎＴ）およびｙ（ｎＴ）との間
   の関係がｚ＿１（ｎＴ）＝ｓ（ｎＴ）・ｙ（ｎＴ）で与
   えられる当該信号サンプルｚ＿１（ｎＴ）の列｛ｚ＿１
   （ｎＴ）｝を発生する乗算主段と、前記信号サンプルｚ
   ＿１（ｎＴ）が供給される第１積分手段とを具えており
   、さらに前記相関チヤンネルの出力端子は出力回路に接
   続されており、この出力回路は相関チヤンネルの出力端
   子と結合する入力端子を有する検出手段を具えており、
   該検出手段は、当該検出手段に供給される信号を所定の
   基準レベルと比較すると共に情報信号ｘ＿１（ｔ）中に
   トーン信号ｘ＿２（ｔ）が存在するか存在しないかを表
   わす出力信号をを発生するように配置されており、形状
   および周波数が未知の情報信号ｘ＿１（ｔ）中に、既知
   周波数および所定の最小持続時間τ＿０を有する少なく
   とも１個のトーン信号ｘ＿２（ｔ）が存在するかまたは
   存在しないかを決定する相互相関回路配置において、前
   記発生手段は、サンプリング周期Ｔで順次発生するＮ個
   の信号サンプルｙ＿ｐ＿ｅ＿ｒ（ｎＴ）から成る列｛ｙ
   ＿ｐ＿ｅ＿ｒ（ｎＴ）｝の周期的な繰返しによつて形成
   される周期的列を生ずるように配置構成されており、前
   記信号サンプルはｙ＿ｐ＿ｅ＿ｒ（ｎＴ）＝ ▲数式、化学式、表等があります▼ で表わされる関係にあつて、ｐは前記列の任意のサンプ
   ルｙ（ｎＴ）を表わす一定数としかつＮは、前記列｛ｙ
   ＿ｐ＿ｅ＿ｒ（ｎＴ）｝の期間ＮＴを既知の前記トーン
   信号ｘ＿２（ｔ）が前記情報信号ｘ＿１（ｔ）中に少な
   くとも存在するところの最小時間τ＿０よりも短かくす
   るかまたはこの最小時間τ＿０に等しくするように、選
   定されていることを特徴とする相互相関回路配置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の相互相関回路配置にお
   いて、さらに周期ＮＴで読取パルスおよびリセツテイン
   グパルスを周期的に発生する手段を設け、さらに前記第
   １積分手段を、これら読取パルスおよびリセツトパルス
   を受信して、ｋ＝０，１，２，……とするとき、周期Ｎ
   Ｔで第１積分出力信号サンプルｚ＿２（ｋＮ−１）Ｔを
   発生するように配置構成したことを特徴とする相互相関
   回路配置。 ３ 特許請求の範囲第１または２記載の相互相関回路配
   置において、前記相関装置の前記出力回路はさらに第２
   積分手段を含み、この第２積分手段の出力端子を検出手
   段の入力端子に接続したことを特徴とする相互相関回路
   配置。 ４ 特許請求の範囲２記載の相互相関回路配置において
   、前記相関チヤンネルは前記第１積分手段の前記出力信
   号サンプルｚ＿２（ｋＮ−１）Ｔが供給されかつこれら
   出力信号サンプルｚ＿２（ｋＮ−１）Ｔを単極性信号サ
   ンプル｜ｚ＿２（ｋＮ−１）Ｔ｜に変換するための手段
   を具えていることを特徴とする相互相関回路配置。 ５ 特許請求の範囲第１〜４のいるれかに記載の相互相
   関回路配置において、前記発生手段を、少なくともＮ／
   ２個のアドレス可能な記憶位置を備えかつ、０≦ｎ≦Ｎ
   −１とするとき、少なくともＮ／２個の信号サンプルｙ
   （ｎＴ）を記憶するための記憶手段でもつて、構成した
   ことを特徴とする相互相関回路配置。