DE3247401C2

DE3247401C2 - Verfahren mit Sprachschutz zum Detektieren von Mehrfrequenztonkodesignalen

Info

Publication number: DE3247401C2
Application number: DE3247401A
Authority: DE
Inventors: Gerardus Antonius Maria Nederweert Wolters
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1982-01-08
Filing date: 1982-12-22
Publication date: 1985-03-14
Also published as: GB2113880B; BE895549A; DE3247401A1; FR2519823A1; IT8319013A0; GB8300127D0; NL8200051A; IT1159807B; US4479229A; JPH0632487B2; GB2113880A; SE455563B; SE8300056D0; FR2519823B1; CA1193773A; JPS58123293A; SE8300056L

Abstract

Ein MFC-Empfänger und ein Verfahren zur Anwendung in diesem Empfänger zur Detektion von Multifrequenzkodesignalen. Bei dieser Detektion können mit bestehenden Empfängern und Verfahren zur Detektion von MFC-Signalen Nachahmungen von MFC-Signalkombinationen infolge eines einfachen sinusförmigen Signals mitten zwischen zwei aufeinanderfolgenden MFC-Signalfrequenzen von einer echten MFC-Signalkombination nicht unterschieden werden. Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, die Zuverlässigkeit derartiger Empfänger und Verfahren zu vergrößeren, wobei für PCM-modulierte MFC-Signale, deren digitale Signalverarbeitung in zeitlicher Folge durchgeführt wird, ein Minimum an zusätzlicher Verarbeitungszeit erhalten wird. Dazu ist der Empfänger mit einem kammfrequenzselektiven Element versehen, das Nullpunkte hat für die MFC-Signalfrequenzen und Maxima mitten zwischen diesen MFS-Signalfrequenzen, wobei das Verfahren in dem kammfrequenzselektiven Element eine digitale Fourier-Transformation benutzt mit den folgenden Kernen: (Formel I)

Description

ίο — Ermittlung der diskreten Fourier-Transformierten der digitalen Eingangssignale, wobei als Kerne dieser

diskreten Fourier-Transformation die folgenden Ausdrücke gelten:

Jfc-p

Σ w {η, T) (-1)* sin [2π f/0 - <5//2 + köf) ■ zT]

*-0

und

k-t>

ν - <■" ^r> <~ *>* — "^π v* - ^ö-^m ⁺ ^k6P> ■ ^nTi

Jt-O

wobei

w(n,T) ein bestimmtes Fenstersignal ist,

ρ die Anzahl der Multifrequenzkodesignale ist,

/0 die niedrigste Signalfrequenz aus der Gruppe von Mehrfrequenzkodesignalen ist,

of der Frequenzunterschied zwischen zwei aufeinanderfolgende Mehrfrequenzsignale ist,

T die Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten der digitalen Eingangssignale ist

und

η die Ordnungszahl der Abtastwerte der Eingangssignale ist,

— Ermittlung eines der Leis'ang des selektierten Frequenzanteils proportionalen Signals aus dem diskreten fouriertransformierten Eingangssignal,

— Vergleich dieses Signals mit der Summe der Leistungen der Mehrfrequenzsignale einer detektierten Mehrfrequenzkodesignalkombination,

— Fehlermeldung, wenn das genannte Signal einen Wert hat, der dem der genannten Summe nahezu entspricht

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs.
Mehrfrequenzkodeempfänger werden im allgemeinen in Fernsprechanlagen, insbesondere bei MFC-Signalisierung zur Detektion analoger Tonsignale sowie zur Detektion digitaler Tonsignale benutzt, wobei letztere Signale gegebenenfalls durch Abtastung und Analog-Digital-Umwandlung aus analogen Tonsignalen abgeleitet sein können. Ein derartiger Mehrfrequenzkodeempfänger zur Detektion digitaler Tonsignale ist u. a. aus dem Artikel: »Digital MF Receiver Using Diskrete Fourier Transform« von 1. Koval und G. Gara, erschienen in IEEE Transactions on communications. Heft COM-21, Nr. 12, Dezember 1973, Seiten 1331 —1335, bekannt.

so Die Tonfrequenzen der genannten Signalisierungsart liegen innerhalb des Sprachbandes. Dadurch ist es möglich, daß in dem Sprachband liegende Störsignale, wie P.auschen und andere unerwünschte Signale Tonsignalkombinationen nachahmen. Um dies zu erkennen, sind diese Empfänger mit einer Störsignalüberwachungsschaltung versehen. Diese dient dazu, zwischen Detektionsergebnissen, erhalten durch eine empfangene Tonsignalkombination oder durch den Empfang von Störsignalen, unterscheiden zu können.

So bestimmt die Störsignalüberwachungsschaltung des Mchrfrequenzkodeempfängers aus dem genannten Artikel, die gesamte empfangene Leistung und vergleicht diese mit der Leistung der zwei am stärksten empfangenen Tonsignale, um zu ermitteln, ob die delektierte Signalkombination gültig ist.

Beim Auftreten eines Störsignals, das nur aus einem einzigen Frequenzsignal besteht, dessen Frequenz etwa in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Tonkodesignalen liegt, sprechen die zwei frequenzselektiven Elemente an, die diesen zwei Tonkodesignale frequenzmäßig am nächsten liegen, und die Störsignalüberwachungsschaltung detektiert keine andere Leistung als die, welche in den genannten zwei frequenzselektiven Elementen detektiert wurde. Deswegen wird dieser Mehrfrequenzkodeempfänger eine von einem einzigen Frequenzsignal nachgeahmte Tonsignalkombination für eine gültige Tonsignalkombinalion hallen. Um dies zu vermeiden, ist es aus der DE-PS 24 55 405 bekannt. Kammfilter zu verwenden, deren Nullpunkte in der Übcrlragungskennlinic mit den Nennfrequenzen der Gruppe von Multifrequcnztonsignalen nahezu zusammenfallen. Weil das Hinzufügen einer Kammfilterfunktion die Detektionszeit, wegen einer Zunahme der Prozcß/.cit vergrößert, entweder zusätzliche oder schnellere Elemente erfordert, ist es aus der genannten DE-PS bekannt, die Kammfilterfunktion gleichzeitig mit den Tonfrequenzen dadurch zu berechnen, daß die Seitenkeulcn der

Filterübertragungskennlinie benutzt werden. Dies ergibt jedoch eine Kopplung zwischen der Tondetektionsfunktion und einer Einzekonstörsignaldetektion.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe einen Mehrfrequenzkodeempfänger zu schaffen, wobei die genannte Kopplung zwischen der Tonsignaldetektion und der Störsignaldetektion vermieden ist, ohne daß eine lange Detektionszeit oder eine zusätzliche Apparatur erforderlich ist.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den Merkmalen des Patentanspruchs.

Dies bietet den Vorteil, daß dieses Verfahren zum Ermitteln eines einfachen sinusförmigen Signals mit sehr wenigen zusätzlichen Mitteln in bestehenden digitalen Mehrfrequenzkodeempfängern angewandt werden kann, während dieses Verfahren außerdem nur wenig zusätzliche Rechenzeit erfordert

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher be- ίο schi ieben. Es zeigt

F i g. 1 einen Mehrfrequenzkodeempfänger,

F i g. 2 die Übertragungskennlinie der frequenzselektiven Elemente aus F i g. 1,

F i g. 3 ein Blockschaltbild der Sprachschutzschaltung nach F i g. 1,

F i g. 4 die Übertragungskennlinie des kammfrequenzselektiven Elementes aus F i g. 3, !5

F i g. 5 eine digitale Ausführungsform eines Mehrfrequenzkodeempfängers gemäß der Erfindung,

F ■ g. 6 die Übertragungskennlinie eines Kammfilters in dem Mehrfrequenzkodeempfänger nach F i g. 5.

Der in F i g. 1 dargestellte Mehrfrequenzkodeempfänger dient zum Detektieren von Mehrfrequenzkodesigna-Ien zwischen Fernsprechzentralen. Diese Signale werden weiterhin als M FC-Signale bezeichne; Diese MFC-Signalisierung benutzt je übertragungsrichtung zwei Kombinationen aus einer Gruppe von sechs Tcr.signalen im Sprachband zum Übertragen von Signalisie ;ungszeichen.

So wird zur Übertragung in einer Richtung die Gruppe MFC-Signale mit 700, 900, 1100, 1300, 1500 und 1700Hz benutzt, und zur Übertragung in zwei Richtungen wird eine Signalisierung benutzt, wobei in der abgehenden Richtung MFC-Signale mit 1380,1500,1620,1740,186n, 1980 Hz und in der ankommenden Richtung M FC-Signale mit 1140,1020,900,780,660 und 540 Hz benutzt werden.

Zur Detektion der MFC-Signale enthält der Empfänger sechs frequenzselektive Elemente 2 bis 7, die an den Eingang 1 angeschlossen sind und die jeweils eine MFC-Signalfrequenz empfangen können. Um zu ermitteln, ob die von den frequenzselektiven Elementen detektierten Signale eine M FC-Signalkombination enihalten, ist ein Signalkombinationsdetektor 8 an diese Elemente 2 bis 7 angeschlossen. Dieser Detektor gibt auf an sich bekannte Art und Weise beim Auftreten von Ausgangssignalen von nur zwei dieser Elemente mit ausreichendem Energie-Inhalt an dem Ausgang 9 das zugeordnete Kodezeichen ab. Man spricht hierbei von einem 2-aus-6-Code.

Da die MFC-Signale im Sprachband liegen, ist der Empfänger mit einer Sprachschutzschaltung 10 versehen, um eine Nachahmung dieser Signale durch Störsignale zu vermeiden. Eine derartige Überwachungsschaltung 10 bestimmt beispielsweise die Gesamtmenge empfangener Energie. Diese Information wird über den Leiter 10-1 dem M FC-Signalkombinationsdetektor 8 zugeführt und dort auf bekannte Weise mit dem Energieinhalt der detektierten MFC-Signalkombination verglichen. Überschreitet die von der Sprachschutzschaltung 10 delektierte Energie die der Tonsignale um einen bestimmten Wert, so wird das der detektierten MFC-Signalkombination zugeordnete Kodezeichen nicht dem Ausgang 9 zugeführt

In F i g. 2 sind die Übertragungskennlinien 11 bis 16 der fre^uenzselektiven Elemente 2 bis 7 als Funktion der Frequenz aufgetragen, wobei /0 bis /5 die sechs MFC-Signalfrequenzen einer der genannten Gruppen von M FC-Signalen sind.

Wird ein ausreichend starkes sinusförmiges Signal einer einzigen Frequenz empfangen, die nahezu in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden MFC-Signalfrequenzen liegt, so werden die frequenzselekiiven Elemente, die für diese zwei aufeinanderfolgenden MFC-Signalfrequenzen empfindlich sind, ansprechen. So werden für das in Fig.2 dargestellte Sinussignal mit der Frequenz f% die Elemente 2 und 3, die für die MFC-Signalfrequenzen f\ und (2 empfindlich sind, ansprechen, und deswegen wird eine Signalkombination detektiert, die durch ein Störsignal mit der Frequenz /8 simuliert ist.

Die Sprachschutzsclialtung 10 detektiert in diesem Fall keinen anderen Energieinhalt als den, der von den Elementen 2 und 3 detektiert wird, und deswegen wird nicht vermieden, daß die simulierte MFC-Signalkombination an dem Ausgang 9 abgegeben wird.

Um dies zu vermeiden, enthält die Sprachschutzschaltunp 10. vie in F i g. 3 dargestellt, außer einem Detektor 17, der den Energieinhalt aller empfangenen Signale bestimmt, auch ein kammfrequenzselektives Element 18. Die Übertragungskennlinie 19 dieses kammfrequenzselektiven Elementes 13 ist in Fig.4 dargestellt und hat Nullpunkte bei den MFC-Signalfrequenzen und Maxima für Frequenzen in der Mitte zwischen den MFC-Signalfrequenzen. Ein derartiges kammfrequenzselektives Element eignet sich deswegen besonders zur Detektion nur eines einzigen einfachen sinusförmiger. Signals mit einer Frequenz nahezu in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Tonsignalen. Beim Empfang eines derartigen Signals gibt das kdmmfrequenzselektive Element ein maximales Ausgangssignal ab. So zeigt F i g. 4 für die einfache Signalfrequenz /8 eine maximale Signalübertragung.

Das Ausgangssignal des kammfrequenzselektiven Elementes 18 wird über den Leiter 10-2 dem MFC-Signalkombinationsdetektor 8 zugeführt. Wird durch die Energie dieses Ausgangssignals eine von dem Energieinhalt einer detektierten MFC-Signalkombination abgeleitete Schwelle überschritten, so wird eine Abgabe des der detektierten M FC Signalkombination zugeordneten Kodezeichens an dem Ausgang 9 verhindert. Das Bewerten simulierter einfacher Frequenzsignale als gültige M FC-Frequenzsignalkombinationen ist dadurch vermieden.

Ein Mehrfrequenzkcdeempfänger zum Verarbeiten von pulskodedemodulierten Signalen ist in F i g. 5 dargestellt. Dieser Empfänger ist an einen Multiplexkanal 20 angeschlossen, der beispielsweise eine Datengeschwindigkeit von 2,048 Megibit/Sekunde hat, verteilt über 32 Subkanäle zu je 64 Kilobit/Sekunde. Über jeden dieser

Subkanäle wird dem Empfänger PCM-modulierte MFC-Signalisierung in 8-Bit-Worten zugeführt, je einen Signalabtastwert mit einer Wiederholungsfrequenz von 8 Kbit/Sekunde darstellend.

Die Wirkungsweise des Empfängers wird nachstehend anhand der von nur einem Subkanal dem Empfänger zugeführten Signale beschrieben. Die Verarbeitung der Signale der übrigen Kanäle ist identisch und kann entweder nacheinander in zeitlicher Folge in demselben Empfänger oder in einer Anzahl parallelgeschaltcter Empfänger stattfinden. Auch kann die Kombination einer teilweisen parallelen und teilweisen Reihenverarbeitung angewandt werden.

Von einem eintreffenden Subkanal werden die acht Bits jedes Signalabtastwertcs in eine als Schieberegister 21 ausgebildete Pufferstufe eingeschrieben, und zwar unter Ansteuerung eines aus den Signalen der Hauptstrekke 20 abgeleiteten Taktimpulssignals, das durch die Leitung 22 zugeführt wird. Nach dem Empfang einer Gruppe von acht Bits wird diese Gruppe unter Ansteuerung eines Impulssignals, das von einer Impulssignalanordnung 24 abgegeben, in paralleler Form in eine Speicheranordnung 23, ausgebildet als RAM, eingeschrieben. In diesen Speicher werden die empfangenen Signalabtastwerte auf zyklische Weise eingeschrieben.

Es hat sich in der Praxis ergeben, daß eine Anzahl von 128 Abtastwerten eines empfangenen MFC-Signals zum Ermitteln der diskreten Fourier-Transformation, als DFT bezeichnet, ein guter Kompromiß ist zwischen der Detektionszeit, die wegen des Abstandes Γ- Ί25 μβ zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerten dann gleich 128 · T- 16 ms ist. Die erforderliche Breite der Hauptkeule der Übertragungskennlinie des Detektors ist dann 16 ms, um die MFC-Signale einzeln ermittein zu können und von Rausch-, Sprach- oder anderen Störsignaien mit einem von den Verwaltungen vorgeschriebenen zulässigen maximalen Pegel noch unterschieden werden zu können. Die Anzahl Abtastwerte, die in dem RAM 23 gespeichert ist, ist deswegen gleich 128 gewählt worden. Ein nachfolgend empfangener Abtastwert überschreibt in dem RAM 23 die Information des ersten eingeschriebenen Abtastwertes, usw. '

Der Empfänger enthält weiterhin eine Steueranordnung 25, beispielsweise einen programmierbaren Speicher »PROM«, bekannt aus der deutschen Ausiegeschrift 26 03 270, oder einen Teil eines Mikroprozessors. Das darin gespeicherte Steuerprogramm steuert u. a. die daran angeschlossenen programmierbaren Speicher PROM 26 und PROM 27, worin die Kerne der DFT:

a) w(nT) ■ sin (kw η T)bzv/.

b) w (nT) ■ cos (k w η T),

wie definiert in IEEE-Transactions on Communication, Heft COM-21, Nr. 12, Dezember 1973, Seiten 1331 — 1359, gespeichert sind.
Darin ist:

T die Abtastwertwiederholungszeit. die in diesem Ausführungsbeispiel 125 μβ beträgt,
π = ί, 2,... Ar'dicÄbiäSiweririUinirier,wobei/Vindiesem Aüsfuhrüngsbcispie!gleich !2Sist,
k eine ganze Zahl in diesem Beispiel 0,1,2 bis 6 ist,

w das Tronfrequenzabtastwertintervall gleich 2 nlnT ist, so daß kw für den laufenden Parameter k die MFC-Frequenzen darstellt, und

w (n, T) eine Fensterfunktion ist

Fensterfunktionen werden angewandt um das Verhältnis der Energie der Detektorstoßantwort der Hauptkeule zu der der Seitenkeule zu verbessern. Derartige Fensterfunktionen sind in dem Artikel: »On the use of windows for harmonic analysis with the Discrete Fourier Transform« von F. J. Harris, veröffentlicht in Proc. of the IEEE, Heft 66, Nr. 1, Januar 1978,Seiten 51—83, eingehend beschrieben.
Zur Bestimmung der Summe

λ - 127

S(k, w) = £/("· T) ■ w(nT) ■ sin(kwnT)

«-0

und

n-127

S(k, w) = Σ/(/?, T) ■ ν/(ηΤ) ■ zo%(kyvnT)

it-O

enthält der Empfänger zwei Produktakkumulatoren 30 und 31.

Die von der impulsanordnung 24 der Steueranordnung 25 abgegebene Impulsreihe durchläuft das in der Steueranordnung 25 gespeicherte Programm alle 125 \is.

Diese Steueranordnung liefert über die Steuerleitung 25-1 für aufeinanderfolgende Zeitintervalle zu je 125 ps,

den Auftrag, die in der Anordnung 23 gespeicherten Eingangsabtastwerte mindestens mit einer der Anzahl MFC-Signalfrequer.zen entsprechenden Anzahl von sechs Intervallen auszulesen. Diese Abtastwerte werden über einen Kodewandler 29 zum umwandeln der PCM-kodierten Signalabiasiwerie in lineare kodierte Sigrsalabtastwerte ersten Eingängen 30-1 und 31-1 der Produktakkumulatoren 30 und 31 zugeführt

Gleichzeitig gibt die Steueranordnung 25 über die Steuerleitungen 25-2 und 25-3 den Auftrag zu den Anordnungen 26 bzw. 27. synchron zu den ausgelesenen Eingangssignalabtastwerten die Abtastwerte der sechs unterschiedlichen Kerne der MFC-Signale in sechs aufeinanderfolgenden Intervallen mit einem jeden Intervall

spezifisch zugeordneten MFC-Signal einem zweiten Eingang 30-2 des Produktakkumulators 30 bzw. einem zweiten Eingang31-2des Produktakkumulators3l zuzuführen.

Die von der Produktakkumulatoren 30 und 31 bestimmten Summen S(K, iv^und C(k, w), mit k = 0, 1 5

für das Intervall 0, 1, 2 5 werden als Adresscnsignalc über Leiter 30-3 und 31-3 einer Speicheranordnung

ROM 32 zugeführt. In diesem Speicher ist für alle möglichen Werte der Signale S(k, w) und C(k, w) die dem selektierten Frequenzanteil zugeordnete Amplitude oder die Leistung

F(krnv) - F(k, w)* - S(k,wP + C(k. w)*

gespeichert, wobei F(k, w)a\t DFT des Eingangssignals f(nT)für den Frequenzanteil /twist.

Die auf diese Weise erhaltenen Ausgangssignale, die die Leistung der empfangenen MFC-Signalfrequenz darstellen, werden über den Leiter 32-1 einer logischen Schaltung 33 zugeführt, wo diese größenmäßig selektiert werden. Diese Schaltungsanordnung, die aus dem genannten Artikel von G. Gara, erschienen in IEEE Transaction on Comm. Heft COM-21, Nr. 12, Dezember 1973, bekannt ist, kann beispielsweise mit Hilfe eines Mikroprozessors verwirklicht werden.

Die zwei Signalfrequenzen mit der größten Amplitude sind dabei für ein empfangenes MFC-Signal repräsentativ. Außer MFC-Signaldetektion in sechs aufeinanderfolgenden Intervallen wird in dem nachfolgenden Intervall von 125 \ls auch die gesamte empfangene Signalenergie ermittelt, und zwar zur Überwachung von Störsignalen. Dazu gibt am Ende der MFC-Signaldctektion die Steueranordnung 25 über den Leiter 25-1 der Anordnung 23 den Auftrag, die gespeicherten Eingangsabtastwerte abermals auszulesen. Gleichzeitig wird über den Steuerleiter 25-4 dem Produktakkumulator 30 der Auftrag gegeben, die an den Eingängen 30-1 empfangenen Eingangssignalabtastwerte f(nT)\niern auch dem Eingang 30-2 zuzuführen.
Der Produktakkumulator 30 bestimmt daraus das Summensignal

Jt-O

das als Adressensignal gegebenenfalls komprimiert der Anordnung 32 zugeführt wird. In dieser Anordnung ist für alle Werte des Signals

ff-l

Σ/²(»η

Λ-0

der genormte Signalwert

J₇ Σ/²cn

^N — *

gespeichert, der unter Ansteuerung eines an dem Leiter 25-4 vorhandenen Signals der logischen Schaltung 33 zugeführt wird. Diese vergleicht dieses Signal mit der Summe der zwei als stärkste detektierten MFC-Signale, wobei die M FC-Signalkombination nur als gültig erklärt wird, wenn diese Signale nicht mehr als um einen vorbestimmten geringen Wert voneinander abweichen.

Dieser bekannte M FC-Signalempfänger mit der vorstehend beschriebenen Störsignalüberwachungsschaltung (Sprachschutzschaltung 10) kann jedoch eine Imitation einer MFC-Signalkombination durch ein einfaches sinusförmiges Störsignal nicht erkennen. Dazu ist dieser Empfänger, wie an sich aus der DE-PS 24 55 405 bekannt, mit einem Kammfilter ausgerüstet

Zum Erkennen eines Eingangssignals, das durch ein einfaches sinusförmiges Signal etwa in der Mitte zwischen zwei MFC-Signalfrequenzen gebildet ist, müßte nach der in Fig.4 dargestellten Übertragungskennlinie des Kammfilters die DFT bestimmt werden für die Frequenzen /7 bis /13 mitten zwischen den MFC-Frequenzen /0 bis /5. Die gesamte Anzahl Bearbeitungen würde dann von sechs DFTs für jede der MFC-Signalfrequenzen um eine Bearbeitung vermehrt zur Bestimmung der gesamten empfangenen Leistung auf sieben DFTs für alle der mitten zwischen den M FC-Signalfrequenzen liegenden Signale.

Um diese Anzahl Bearbeitungen jede Millisekunde, und zwar in achtmal 125 με, durchführen zu können, müßte entweder die Arbeitsgeschwindigkeit nahezu verdoppelt werden, was eine schnellere und dadurch teurere Elektronik erfordert, oder es wäre eine Parallelbearbeitung erforderlich, was eine Verdopplung der Anzahl Elemente erfordert.

Dieses Problem läßt sich wie folgt lösen: Die DFT jeder der Frequenzen f{7) bis f{\ 1) wird gegeben durch:

ΛΓ-1

F(K w¹) = Σ /("' T) ^w (». T) cos [2 η (/"0 - δ/η + köf)· nT]

B-O

Af-1

+ J Σ /(" · T) ^w ("· T) ^sin Ρ ff (/"Ο - öf/2 + köf) ■ NT]

«-0

mit Ausnahme eines Normungsfaktors, der bequemlichkeitshalbcr als gleich ι gewählt wird, aber meistens gleich 2IN ist, worin /0 die niedrigste MFC-Signalfrequenz ist, die bei Übertragung in Her einen Richtung 700 Hz und bei Übertragung in den beiden Richtungen in der abgehenden Richtung 1380Hz und in der ankommenden Richtung 540 Hz beträgt, worin dfder Unterschied zwischen zwei aufeinanderfolgenden MFC-Signalfrequenzen ist, der bei Übertragung in nur einer Richtung 100 Hz und bei Übertragung in zwei Richtungen 120 Hz beträgt und worin k die Anzahl MFC-Signa'frequenzen ist.
Summieruiig über k ergibt:

6 6 N- I

ίο F bis (>v') = Σ *'(*. *') = Σ Σ/ί"⁷") *(". T) cos[2n/fO-of/2 + kof)n ■ T]

Jk-O Jk-On-(I

6 N-I

+ J Σ Σ /W) ^w ("■ T) ^sin [2 "//Ο - <5//2 + köf) η ■ T].

k-O n-0 15

Daraus geht hervor, daß die Summen über k und über π ausgetauscht werden können, so daß gilt:

6 N- 1 6

F bis (w¹) « Σ F(k, w') = Σ /W) Σ ^w(ⁿ- ^T) ^cos [2/r(/0 - öfll + köf) ■ nT]

*-0 »-Ο *-0

/V-I 6

+ 7 Σ/("ΠΣ ^ψ(»· T) sin [2 rr (f 0 - öf/2+ kδ/) πΤ].

n-0 k-0

25	Die Teile:	6 Σ Jk-O	w(nT)	sin	[2 π (fQ	- öd/2 +	köf) ■ nT]
30
	und	6 Σ Jt-O	w(nT)	cos	{2 π tfO	- öf/2 +	köf) ■ nT]
35

Κ! lassen sich als die Kerne nur einer über die Summe von 6 Termen durchgeführten DFT betrachten.

k Statt 7 zusätzlicher Berechnungen, und zwar eine Berechnung für jede zwischen zwei aufeinanderfolgende

Si 40 MFC-Signalfrequenzen, kommt also mit nur einer zusätzlichen DFT-Berechnung aus. Diese Vereir'achung

ρ beruht auf der Erkennt:'/», daß mit dem Kammfilter nur eine einzige unerwünschte sinusförmige Signalfrequenz

:., detektiert werden soll. Das Vorhandensein von mehr unerwünschten Signalanteilen als zwei, und zwar die

iy Anzahl MFC-Frequenzsignale in einer M FC-Signalkombination, wird bereits durch die Detektion der ganzen

[ä empfangenen Leistung überwacht.

Die Anzahl zusätzlicher Berechnungen, die zur Detektion eines einzigen einfachen sinusförmigen Signals notwendig ist, kann nach einem bevorzugten Verfahren noch weiter beschränkt werden. Wie bereits erwähnt, ist bei einer DFT die Breite der Hauptkeule der Detektionsstoßantwort abhängig von der Anzahl Abtastwerte, über die in den DFT-Berechnungen summiert wird. Wie F i g. 4 zeigt, sind die Hauptkeulen des Kammfilters zweimal schmaler als die der einzelnen MFC-Signalfrequenzen aus Fig.2. Dies würde eine etwa zweimal größere Anzahl Eingangsabtastwerte erfordern, was außer viel Speicherraum auch ein doppeltes Intervall von 125 us erfordern würde.

Die Anzahl Abtastwerte kann jedoch um etwa die Hälfte verringert und die Berechnung ebenfalls in nur einem Intervall durchgeführt werden, ohne daß die Selektivität des Filters verringert wird. Dies wird dadurch erreicht, daß die Übertragungskennlinien der DFTs, die durch die Frequenzsignale mitten zwischen den MFC-Signslfrequenzen bestimmt werden, mit zunehmender Frequenz abwechselnd addiert bzw. subtrahiert werden. Statt des obenstehend abgeleiteten Ausdrucks

*-0

wird der Ausdruck

Σ (-

Jt-O

bestimmt.

Dies ergibt auf entsprechende Weise den Ausdruck:

6 \N ~~ 1)

F,(w) - ^(-\)^kF(k, w') = J^f(nTlr(n.T.k'w')+Js(n.T,k'w')] (1)

Jk-O Λ-0

Die Kerne r(nT, K' w')haben die folgende Form:

s(n,T,k'w')-±Y_l(-\)^kw(nT)s\n[2n(fQ-öf/2 + kö/)· nT) (2) ίο

t-0

r(n,T,k'w')' ±^(-\)^kw(nT)· cos[2!T(fO- öf/2 + köf)· nT] (3) "⁵

*-o

wobei die beiden Plus-Zeichen oder die beiden Minus-Zeichen benutzt werden können.

F i g. 6 ^eigt das Ergebnis dieser Bearbeitung für die Reihe von Tcnfrequenzsignalen von 540, 660, 780, 900, 1020 und 1140 Hz. Die gestrichelten Kurven 37 bis 43 zeigen die Hauptkeulen der einzelnen Übertragungskennlinie der DFTs für die Frequenzen 480, 600, 720, 840, 1080 und 1200 Hz mitten zwischen den MFC-Signalfrequenzen.

Die geradzahligen Keulen haben ein positives Vorzeichen, und die ungeradzahligen Keulen haben ein negatives Vorzeichen entsprechend (—1)* und einem negativen Vorzeichen für die Kerne (2) und (3). Für ein positives Vorzeichen der Kerne (2) und (3) muß F i g. 6 umgekehrt werden. Durch Addition der Keulen 37 und 43 wird die Kurve 44 erhalten.

Dabei ist ersichtlich, daß diese Kurve 44 für die MFC-Signalfrequenzen Nullpunkte hat, und maximal ist für die mitten zwischen den MFC-Signalfrequenzen liegenden Frequenzen, so daß sie die ideale Übertragungskennlinie für das Kammfilter bei einer Anzahl Signalabtastwerte N — 128 bildet. Das Vorzeichen der Signalwerte ist nicht von Bedeutung, da ausschließlich der Betrag der Signalwerte benutzt wird.

Um diese Kammfilterfunktion zu verwirklichen, enthält der Mehrfrequenzkodeempfänger aus F i g. 5 zwei zusätzliche Speicheranordnungen, die ROM's 34 und 35, worin die Abtastwerte der Kerne 2 bzw. 3 gespeichert sind. Diese ROM's können auch als Teil der ROMs 26 und 27 ausgebildet sein.

Die Steueranordnung 25 ist weiterhin derart eingerichtet, daß diese nach Bestimmung der MFC-Signalfrequen/.en in sechs aufeinanderfolgenden Intervallen und der gesamten empfangenen Leistung in dem nachfolgenden Intervall in dem dann folgenden Intervall auf entsprechende Weise über den Leiter 25-1 dem RAM 23 den Auftrag gibt, alle gespeicherten Abtastwerte noch einmal auszulesen. Gleichzeitig gibt die Steueranordnung 25 über die Leiter 34-1 und 35-1 den ROMs 34 und 35 den Auftrag, die Abtastwerte der Kerne (2) und (3) auf dieselbe Art und Weise auszulesen wie bei der bekannten Anordnung der Auftrag gegeben wird zum Auslesen der Anordnungen 26 und 27 bei der Bestimmung der MFC-Frequenzsignale.

Auf entsprechende Weise, wie für die MFC-Signalfrequenzen beschrieben, werden in den Produktakk^mulatoren 30 und 31 daraus die Summen:

^N

S' (k¹ w¹) = Σ /("'- T) s (η' Τ, k'w') (4)

It-O

C(Vw¹) '^f(n'T)r(n'T,k'w') (S)

bestimmt

Diese Summen (4) und (5) bilden wieder Adressensignale für die Speicheranordnung 32, die über den Leiter 32-1 das zugeordnete Ausgangssignal:

ρ! (k'w') = S * (k'wf + C* (k'w')

der Logikschaltung 33 zuführt

Diese Schaltungsanordnung vergleicht dieses Signal mit einer Schwelle, die von der Summe der zwei stärksten detektierten MFC-Signale abgeleitet ist und beispielsweise um 1OdB niedriger liegt als diese Summe, auf analoge Weise, wie für die bekannte Störungsüberwachung 10 beschrieben wurde. Überschreitet das Ausgangssignal des kammfrequenzselektiven Elementes die genannte Schwelle, so werden die zwei stärksten MFC-Signa-Ie nicht einem Kodewandler 36 zugeführt Dieser Kodewandler wird durch einen ROM gebildet, in dem für jede Kombination zweier MFC-Signalfrequenzen das zugeordnete Kodezeichen gespeichert ist oder er kann einen Teil der logischen Schaltungsanordnung 33, also einen Teil des bereits obenstehend genannten Mikroprozessors

bilden. Damit ist vermieden, daß die MFC-Frequenzsignale, die nur durch ein einziges sinusförmiges MFC-Si- \

gnal imitiert werden, als gültig anerkannt werden. |

Entspricht die Größe des Signals des Kammfilters nicht der Summe der zwei am stärksten detektierten MFC-Signalfrequenzen, beispielsweise weil das kammfrequenzselektive Element kein Ausgangssignal abgibt

5 und die von der Tonsignalüberwachungsschaltung detektierte Energie innerhalb der vorbestimmten Grenzen nicht größer ist als die Energie der zwei am stärksten deteklierten MFC-Signalfrequenzen, so werden diese Signale dem Kodewandler 36 zugeführt

Die MFC-Signalfrequenzen sind als Adressensignale für den ROM 36 wirksam, der in Antwort auf diese Adressensignale den MFC-Signalfrequenzen entsprechende MFC-Kodezeichen an dem Ausgang!) abgibt

ίο Die Gesamtzeit, erforderlich zum Durchführen der Berechnungen für eine einmalige MFC-Signaldetektion, beansprucht 1 Millisekunde, bestehend aus acht Intervallen zu je 125 us, und zwar sechs für die MFC-Signale, eines zur Detektion der gesamten empfangenen Leistung und eines zur Detektion eines einfachen sinusförmigen Störsignals. Die zusätzliche Zeit für die einfache sinusförmige Signaldetektion ist also minimal, wodurch die gesamte MFC-Signaldetektion innerhalb der von den Verwaltungen erforderlichen Detektionszeit erfolgt ohne

15 daß die Verarbeitungsgeschwindigkeit erhöht werden muß.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Verfahren mit Sprachschatz zum Detektieren von Kombinationen von mindestens zwei Mehrfrequenzsignalen aus einer Gruppe von Mehrfrequenzsignalen und zur Fehlermeldung bei Vorliegen nur eines einzigen Tonsignals mit Hilfe eines Kammfilters, dessen Nullpunkte in der Übertragungskennlinie mit den Nennfrequenzen der Gruppe von Mehrfrequenztonsignalen nahezu zusammenfallen, in einem Mehrfrequenzcodeempfänger für Fernmelde-,insbesondere Fernsprechanlagen, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: