DE3247401A1

DE3247401A1 - Anordnung und verfahren zum detektieren von multifrequenztonkodesignalen

Info

Publication number: DE3247401A1
Application number: DE19823247401
Authority: DE
Inventors: Gerardus Antonius Maria 6031 Nederweert Wolters
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1982-01-08
Filing date: 1982-12-22
Publication date: 1983-07-21
Also published as: FR2519823A1; JPH0632487B2; GB2113880A; CA1193773A; BE895549A; IT8319013A0; FR2519823B1; NL8200051A; SE8300056L; SE8300056D0; SE455563B; JPS58123293A; DE3247401C2; GB8300127D0; GB2113880B; US4479229A; IT1159807B

Description

PHN 10 240 ^3 8.12.1982

Anordnung und Verfahren zum Detektieren von MultifrequenztonkodeSignalen

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Anwenden in einem Multifrequenzkodeempfanger zum Detektieren von Kombinationen von mindestens zwei aus einer Gruppe von Multifrequenztonsignalen aus EingangsSignalen und zum mit Hilfe eines Kammfilters, dessen Nullpunkte in der Ubertragungskennlinie mit den Nennfrequenzen der Gruppe von Multifrequenztonsignalen nahezu zusammenfallen, Bestimmen des fehlerhaften auf ein einziges Tonsignal Ansprechen des Empfängers.

Multifrequenzkodeempfanger werden im allgemeinen in Fernsprechsystemen, insbesondere bei Mehrtonregistersignalisierung zur Detektion analoger Tonsignale sowie zur Detektion digitaler Tonsignale benutzt, wobei letztere Signale gegebenenfalls durch Abtastung und Analog-Digital-Umwandlung aus analogen Tonsignalen abgeleitet sein können. Ein derartiger Multifrequenzkodeempfänger-.zur Detektion digitaler Tonsignale ist u.a. aus dem Artikel: "Digital MF Receiver Using Diskrete Fourier Transform" von I. Koval und G. Gara, erschienen in IEEE Transactions on cömmunications, Heft COM-21, Nr. 12, Dezember 1973, Seiten 1331-1335, bekannt.

Die Tonfrequenzen der genannten Signalisierungsart liegen innerhalb des Sprachbandes. Dadurch ist es möglich, dass in dem Sprachband liegende Störsignale, wie Rauschen

" und andere unerwünschte Signale Tonsignalkombinationen nachahmen. Um dies zu erkennen, sind diese Empfänger mit einer Störsignalüberwachungsschaltung versehen. Diese dient dazu, zwischen Detektionsergebnissen, erhalten durch eine empfangene Tonsignalkombination oder durch den Empfang von

^ou Störsignalen, unterscheiden zu können.

So bestimmt die Störsignalüberwachungsschaltung des Multifrequenzkodeempfängers aus dem genannten Artikel, die gesamte empfangene Leistung und vergleicht diese mit der

PHN 10 2.4o .:...:.- .:^:.. ·..*.:.. 8.12.1982

Leistung der zwei am stärksten empfangenen Tonsignale, um zu ermitteln, ob die detektierte Signalkombination gültig ist.

Beim Auftreten eines Störsigtaals,. das aus einem einfachen Frequenzsignal besteht, dessen Frequenz etva in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Tonkodesignalen liegt, sprechen die zwei frequenzselektiven Elemente an, die für diese zwei Tonkodesignale empfindlich sind, und die Störsignalüberwachungsschaltung detektiert ^ keine andere Leistung als die, welche in den genannten zwei frequenzselektiven Elementen detektiert wurde. Deswegen wird dieser Multifrequenzkodeempfanger eine von einem einfachen Frequenzsignal nachgeahmte Tonsignalkombination für eine gültige Tonsig*ialkombination halten. Um dies zu erreichen ist es aus der FPS 2 455 405 bekannt, Kammfilter zu verwenden, deren Nullpunkte in der Ubertragungskennlinie mit den Nennfrequenzen der Gruppe von Multi— frequenztonsignalen nahezu zusammenfallen. Weil das Hinzufügen einer Kammfilterfunktion die Detektionszeit, wegen einer Zunahme der Prozesszeit vergrössert, entweder zusätzliche oder schnellere Elemente erfordert, ist es aus der genannten EPS bekannt, die Kammfilterfunktion gleichzeitig mit den Tonfrequenzen dadurch zu berechnen, dass die Seitenkeulen der Filterübertragungskennlinie benutzt werden. Dies ergibt jedoch eine Kopplung zwischen der Tondetektionsfunktion und einer Einzeltonstörsignaldetektion,

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe einen MuItifrequenz-Kodeempfanger zu schaffen, wobei die genannte Kopplung zwischen der Tonsignaldetektion und der Störsignaldetektion vermieden ist, ohne dass eine lange Detektionszeit oder zusätzliche Apparatur erforderlich ist.

Das Verfahren der eingangs erwähnten Art ist nach der Erfindung durch die folgenden Schritte gekennzeichnet: - das Ermitteln der diskreten Fourier-Transformierten der digitalen'Eingangssignale, wobei als Kerne dieser diskreten Fourier-Transformation die folgenden Ausdrücke gelten: /

BAD ORJGINAL

PHN	10
k =	P

k =	0
k =	r>

' *-"'-^:'· 8.12.1982

w(n,T) . (-i)^k . sin Γ2 7Γ(γ_ο - £f/2 + k h f) nlTj und

w(n,T) .. (_i)^k . cos TVT (fo -if/2 + kif) nT k = 0 ·-

wobei w(n,T) ein bestimmtes Fenstersignal ist, p die Anzahl Multifrequenzkodesignale ist, fo die niedrigste Multitonsignalfrequenz aus der Gruppe von Multifrequenzkodesignalen ist, yf der Frequenzunterschied zwischen zwei in der Frequenz aufeinanderfolgenden Multifrequenztonsignalen 1st, T die Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten der digitalen Eingangssignale ist und η die Ordnungszahl der Abtastwerte der Eingangssignale ist,

- das Ermitteln eines der Leistung des selektierten Frequenz-• ■anteils proportionalen Signals aus den diskreten fouriertransformierten Eingangssignalen,

- das Vergleichen dieses Signals mit der Summe der Leistungen der Multifrequenztonsignale einer detektierten Multifrequenzkodesignalkombination,

- das als ungültig Erklären der detektierten Multifrequenzkodesignalkombination, wenn das genannte Signal einen Wert hat, der dem der genannten Summe nahezu entspricht. Dies bietet den Vorteil, dass dieses Verfahren zum Ermitteln eines einfachen sinusförmigen Signals mit sehr wenigen zusätzlichen Mitteln in bestehenden digitalen Multifrequenzkodeempfängern angewandt werden kann, während dieses Verfahren ausserdem nur wenig zusätzliche Rechenzeit erfordert.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 einen Multifrequenzkodeempfanger, Fig. 2 die Ubertragungskennlinie dor frequenz— selektiven Elemente aus Fig. 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild der Sprachüberwachungsschaltung nach Fig. 1,

Fig. h die Ubertragungskennlinie des kammfrequenz-• selektiven Elementes aus Fig. 3,

Fig. 5 eine digitale Ausführungsform eines er-

PHN 10 240 ........ ^.... .. .... 8.12.1982

findungsgemässen Multifrequenzkodeempfangers,

Fig. 6 die Ubertragungskennlinie eines Kammfilters in dem MuItifrequenzkodeempfanger nach Fig. 5.

Der in Fig. 1 dargestellte Multifrequenzkodeempfänger dient zum Detektieren von Multifrequenzkoderegistersignalen zwischen Fernsprechzentralen. Diese Signale werden weiterhin als MFC-Signale bezeichnet. Diese MFC-Registersignalisierung benutzt je Übertragungsrichtung zwei Kombinationen aus einer Gruppe von sechs Tonsignalen im Sprachband zum Übertragen von Signalisierungszeichen.

So wird zur Übertragung in einer Richtung die

Gruppe MFC-Signale mit 700, 900, 1100, 1300, 1500 und 1700Hz benutzt und zur Übertragung in zwei Richtungen eine gezwungene Signalisierung, wobei in der ausgehenden Richtung die Gruppe MFC-Signale mit 1380, 1500, 16ZO, 1 74-0, i860, 1980 Hz und in der ankommenden Richtung die Gruppe MFC-Signale mit 114O, 1020, 900, 780, 66Ο und 54O Hz benutzt werden.

Zur Detektion der MFC-Signale enthält der Empfänger sechs frequenzselektive Elemente 2 bis 7> die an den Eingang T angeschlossen sind und die je für eine andere MFC-Signalfrequenz aus einer der genannten Gruppen empfindlich sind. Um zu ermitteln, ob die von den frequenzselektiven Elementen detektierten Signale eine MFC-Signalkombination enthalten, ist ein Signalkombinationsdetektor 8 an diese Elemente 2 bis 7 angeschlossen. Dieser Detektor gibt auf an sich bekannte Art und Weise beim Auftreten von Ausgangssignalen von nur zwei dieser Elemente mit ausreichendem Energie-Inhalt 'an dem Ausgang 9 das zugeordnete Kodezeichen

Da die MFC-Signale in dem Sprachband liegen, ist der Empfänger mit einer Störsignalüberwachungssehaltung 10 versehen, um eine Nachahmung dieser Signale durch Störsignale zu vermeiden. Eine derartige Überwachungsschaltung 10 bestimmt beispielsweise die Gesamtmenge empfangener Energie.

Diese Information wird über den Leiter 10-1 dem MFC-Signal-• kombinationsdetektor 8 zugeführt und dort auf bekannte Weise mit dem Energieinhalt der detektierten MFC-Signal-

ίο 24ο ,:...'-. .Xjgffi.* ...... 8.12.1982

kombination verglichen. Überschreitet die von der Schaltungsanordnung "10 detektierte Energie die der Tonsignale um einen bestimmten Wert, so wird das der detektierten MFC-Signalkombination zugeordnete Kodezeichen nicht dem Ausgang 9 zugeführt.

In Fig. 2 sind die Ubertragungskennlinien 11 bis der frequenzselektiven Elemente 2 bis 7 als Funktion der Frequenz aufgetragen, wobei fo bis f5 die sechs MFC-Signalfrequenzen einer der genannten Gruppen von MFC-Signalen sind.

Wird ein ausreichend starkes einfaches sinusförmiges Signal empfangen mit einer Frequenz, die nahezu in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden MFC-Signalfrequenzen liegt, so werden die frequenzselektiven Elemente, die für diese zwei aufeinanderfolgenden MFC-Signalfrequenzen empfindlich sind, ansprechen. So werden für das in Fig. 2 dargestellte einfache sinusförmige Signal mit der Frequenz f8 die Elemente 2 und 3, die für die MFC-Signalfrequenzen f1 und f2 empfindlich sind, ansprechen, und deswegen wird eine Signalkombination detektiert, die durch ein Störsignal mit der Frequenz f8 simuliert ist.

Die Störsignalüberwachungsschaltung 10 detektiert in diesem Fall keinen anderen Energieinhalt als den, der von den Elementen 2 und 3 detektiert wird, und deswegen wird nicht vermieden, dass die simulierte MFC-Signalkombination an dem Ausgang 9 abgegeben wird.

Um dies zu vermeiden, enthält die Störsignalüberwachungsschaltung 10, wie in Fig. 3 dargestellt, ausser einem Detektor 17> der den Energieinhalt aller empfangenen Signale bestimmt, auch ein kammfrequenzselektives Element 18..

Die Ubertragungskennlinie 19 dieses kammfrequenzselektiven Elementes 18 ist in Fig. 4 dargestellt und hat Nullpunkte bei den MFC-Signalfrequenzen und Maxima für Frequenzen in der Mitte zwischen den MFC-Signalfrequenzen. Ein derartiges kammfrequenzselektives Element eignet sich deswegen besonders zur Detektion nur eines einzigen einfachen sinusförmigen Signals mit einer Frequenz nahezu in der Mitte • zwischen zwei aufeinanderfolgenden Tonsignalen. Beim Empfang eines derartigen Signals gibt das kammfrequenzselektive

PHN ίο 24ο .:..-:.- .^.:.. '*.*.:.. "8.12.1982

Element ein maximales Ausgangssignal ab. So zeigt Fig. 4 für die einfache Signalfrequenz f8 eine maximale Signalübertragung.

Das Ausgangssignal des kammfrequenzselektiven Elementes 18 wird über den Leiter 10-2 dem MFC-Signalkombinationsdetektor 8 zugeführt. Wird durch, die Energie dieses Ausgangssignals eine von dem Energieinhalt einer detektierten MFC-Signalkombination abgeleitete Schwelle überschritten, so wird Abgabe des der detektierten MFC-Signalkombination zugeordneten Kodezeichens an dem Ausgang 9 verhindert. Das Bewerten simulierter MFC-Frequenzsignalkombinationen als gültige einfache Frequenzsignale ist dadurch vermieden.

Ein Multifrequenzkodeempfanger zum Verarbeiten von pulskodemodulierten Signalen ist in Fig. 5 dargestellt. Dieser Empfänger ist an einen Multiplexkanal 20 angeschlossen, der beispielsweise eine Datengeschwindigkeit von 2,048 Megabit/Sekunde hat, verteilt über 32 Subkanäle zu je 64 Kilobit/Sekunde. Über jeden dieser Subkanäle wird dem Empfänger PCM-modulierte MFC-Signalisierung in 8-Bit-Worten zugeführt, je einen Signalabtastwert mit einer Wiederholungsfrequenz von 8 Kbit/Sekunde darstellend.

Die Wirkungsweise des Empfängers wird nachstehend anhand der von nur einem Subkanal dem Empfänger zugeführten Signale beschrieben. Die Verarbeitung der Signale der übrigen Kanäle ist identisch und kann entweder nacheinander in zeitlicher Folge in demselben Empfänger oder in einer Anzahl parallelgeschalteter Empfänger stattfinden. Auch kann die Kombination einer teilweisen parallelen und teilweisen Reihenverarbeitung angewandt werden.

Von einem eintreffenden Subkanal werden die acht Bits jedes Signalabtastwertes in eine als Schieberegister ausgebildete Pufferstufe eingeschrieben, und zwar unter Ansteuerung eines aus den Signalen der Hauptstrecke 20 ³^ abgeleiteten Taktimpulssignals, das durch die Leitung 22

zugeführt wird. Nach dem Empfang einer Gruppe von acht Bits • wird diese Gruppe unter Ansteuerung eines Impulssignals, das von einer Impulssignalanordnung 24 abgegeben, in paral-

BAD

PHN ίο 24ο -^; - "- .:«*:.. *· . 8.12.1982

leler Form in eine Speicheranordnung 23, ausgebildet als RAM, eingeschrieben. In diesen Speicher werden die empfangenen Signalabtastwerte auf zyklische Weise eingeschrieben.

Es hat sich in der Praxis ergeben, dass eine Anzahl von 128 Abtastwerten eines empfangenen MFC-Signals zum Ermitteln der diskreten Fourier-Transformation, als DFT bezeichnet, ein guter Kompromiss zwischen der Detektionszeit, die wegen des Abstandes T = 125yus zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerten dann gleich 128.T = i6 ms ist, der erforderlichen Breite der Hauptkeule der Ubertragungskennlinie des Detektors, um die MFC-Signale einzeln ermitteln zu können, und der Leistung des detektierten Signals ist, um von Rausch-, Sprach- oder anderen Störsignalen mit einem von den Verwaltungen vorgeschriebenen zulässigen maximalen Pegel noch unterschieden werden zu können. Die Anzahl Abtastwerte, die in dem RAM 23 gespeichert ist, ist deswegen gleich 128 gewählt worden. Ein nachfolgend empfangener Abtastwert überschreibt in dem RAM 23 die Information des ersten eingeschriebenen Abtastwertes, usw.

Der Empfänger enthält weiterhin eine Steueranordnung 25, beispielsweise einen programmierbaren Speicher "PROM", bekannt aus der deutschen Auslegeschrift 26 03 270, oder einen Teil eines Mikroprozessors, wie Z 80 von Zilog. Das darin gespeicherte Steuerprogramm steuert u.a. die daran angeschlossenen programmierbaren Speicher PROM 26 und PROM 27, worin die Kerne der DFT:

a) w(nT) . sin (k w η Τ) bzw.

b) w(nT) . cos (k w η Τ), wie definiert in IEEE-Transactions on Communication, Heft COM-21, Nr. ΛΖ, Dezember 1973, Seiten 1331-1359, gespeichert sind. Darin ist:

T die Abtastwertwiederholungszeit, die in diesem Ausführungsbeispiel 125 /us beträgt,

η = 1, 2, ... N die Abtastwertnummer, wobei N in diesem Ausführungsbeispiel gleich 128 ist,

k eine ganze Zahl, in diesem Beispiel 0,1,2 bis 6 ist, • w das Tonfrequenzabtastwertintervall gleich 2 // /nT ist, so dass kw für den laufenden Parameter k die MFC-Frequenzen

PHN 10 240 "J$? 8.12.1982

darstellt, und

w(n,T) eine Fensterfunktion ist.

Fensterfunktionen werden angewandt um das "Verhältnis der Energie der Detektorstossantwort der Hauptkeule zu der der Seitenkeule zu verbessern. Derartige Fensterfunktionen sind in dem Artikel: "On the use of windows for harmonic analysis with the Discrete Fourier Transform" von F.J.Harris, veröffentlicht in Proc. of the IEEE, Heft 66, Nr. 1, Januar 1978, Seiten 51-83, eigehend beschrieben.

Zur Bestimmung der Summen

n=127
S(k,w) = ^> f(n,T) . w(nT) . sin(kwnT) und

n=O

S(k,w) = > f(n,T) . w(nT) . cos(kwnT) n=O
enthält der Empfänger zwei Produktakkumulatoren 30 und

Die von der Impulsanordnung 24 der Steueranordnung 25 abgegebene Impulsreihe durchläuft das in der Steueranordnung 25 gespeicherte Programm alle 125/US.

Diese Steueranordnung liefert über die Steuer— leitung 25-1 für aufeinanderfolgende Zeitintervalle zu je 125/Us, den Auftrag, die in der Anordnung 23 gespeicherten Eingangsabtastwerte mindestens mit einer der Anzahl MFC-Signalfrequenzen entsprechenden Anzahl Intervalle von sechsmal auszulesen. Diese Abtastwerte werden über einen Kodewandler 29 zum Umwandeln der PCM-kodierten Signalabtastwerte in lineare kodierte Signalabtastwerte ersten Eingängen 30-1 und 31-1 der Produktakkumulatoren 30 und zugeführt.

Gleichzeitig gibt die Steueranordnung 25 über die Steuerleitungen 25-2 und 2^-3 den Auftrag zu den Anordnungen 26 bzw. 27, synchron zu den ausgelesenen Eingangs— signalabtastwerten die Abtastwerte der sechs unterschiedlichen Kerne der MFC-Signale in sechs aufeinanderfolgenden Intervallen mit einem jeden Intervall spezifisch zugeordneten MFC-Signal einem zweiten Eingang 30-2 des Produktakkumulators 30 bzw. einem zweiten Eingang 31-2 des Pro-• duktakkumulators 3I zuzuführen.

Die von den Produktakkumulatoren 30 und 3I bestimm-

PHN 10 240 ""-- -- "-κρϊ-* *"■- -«·· 8.12.1982

ΛΑ

ten Summen S(K,w) und c(k,w), mit k = O, 1, ... , 5 für das Intervall O, 1, 2, ..., 5 werden als Adressensignale über Leiter 30-3 und 31-3 einer Speicheranordnung ROM 32 zugeführt. In diesem Speicher ist für alle möglichen Werte der Signale S(k,w) und C(k,w) die dem selektierten Frequenzanteil zugeordnete Amplitude oder die Leistung

pop

F(kmv) = F(k,w) = S(k,w) + C(k,w) gespeichert, wobei F(k,w) die DFT des Eingangssignals f(nT) für den Frequenzanteil kw ist.

Die auf diese Weise erhaltenen Ausgangs signale, die die Leistung der empfangenen MFC-Signalfrequenz darstellen, werden über den Leiter 32-1 einer logischen Schaltung 33 zugeführt, wo diese grössenmässig selektiert werden. Diese Schaltungsanordnung, die aus dem genannten Artikel von G.Gara, erschienen in IEEE Transaction on Comm. Heft COM-21, Nr. 12, Dezember 1.973» bekannt ist, kann beispielsweise mit Hilfe eines Mikroprozessors verwirklicht werden, wie beispielsweise durch einen Teil des bereits genannten Z von Zilog.
Die zwei Signalfrequenzen mit der grossten Amplitude sind dabei für ein empfangenes MFC-Signal repräsentativ. Ausser MFC-Signaldetektion in sechs aufeinanderfolgenden Intervallen wird in dem nachfolgenden Intervall von 125/us auch die gesamte empfangene Signalenergie ermittelt, und zwar zur Überwachung von StörSignalen. Dazu gibt am Ende der MFC-Signaldetektion die Steueranordnung 25 über den Leiter 25-1 der Anordnung 23 den Auftrag, die gespeicherten Eingangsabtastwerte abermals auszulesen. Gleichzeitig wird über den Steuerleiter 25-4 dem Produktakkumulator 30 der Auftrag gegeben, die an den Eingängen 30-1 empfangenen Eingangssignalabtastwerte f(nT) intern auch dem Eingang 30-2 zuzuführen.

Der Produktakkumulator 30 bestimmt daraus das

N-1 2/
Summensignal > f (nF) , das als Adressensignal gegebenen-

n=O"
falls komprimiert der Anordnung 32 zugeführt wird. In

N= 1 2, dieser Anordnung ist für alle Werte des Signals > f (nT)

1 N-I 2/ ⁿ⁼⁰

• der genormte Signalwert — ^ f (nT) gespeichert, der

unter Ansteuerung eines an dem Leiter 2.^-h vorhandenen

OZ.H/HU I

10 24o .:»..:.. .:.-^- %-— 8.12.1982

Signals der logischen Schaltung 33 zugeführt wird. Diese vergleicht dieses Signal mit der Summe der zwei als stärkste detektierten MFC-Signale, wobei die MFC-Signalkombination nur als gültig erklärt wird, wenn diese Signale nicht mehr als um einen vorbestimmten geringen Wert voneinander abweichen.

Dieser bekannte MFC-Signalempfänger mit der vorstehend beschriebenen Störsignalüberwachungsschaltung kann jedoch eine Imitation einer MFC—Signalkombination durch ein einfaches sinusförmiges Störsignal nicht erkennen.

Dazu ist dieser Empfänger, wie an sich aus dem FRP 2455 bekannt, mit einem Kammfilter ausgerüstet.

Zum Erkennen eines Eingangs signals, das durch ein einfaches sinusförmiges Signal etwa in der Mitte zwischen zwei MFC-Signalfrequenzen gebildet ist, müsste nach der in Fig. 2 dargestellten Ubertragungskennlinie des Kammfilters die DFT bestimmt werden für die Frequenzen f7 bis f11 mitten zwischen den MFC-Frequenzen fO bis f5. Die gesamte Anzahl Bearbeitungen würde dann von sechs DFT's für jede der MFC-Signalfrequenzen vermehrt um nur eine Bearbeitung zum Bestimmen der gesamten empfangenen Leistung auf sieben DFT's für alle der mitten zwischen den MFC-Signalfrequenzen liegenden Signale.

Um diese Anzahl Bearbeitungen jede Millisekunde, und zwar in achtmal 125/us, durchführen zu können, müsste entweder die Arbeitsgeschwindigkeit nahezu verdoppelt werden, was eine schnellere und dadurch teure Elektronik erfordert, oder es wäre eine Parallelbearbeitung erforderlich, was eine Verdopplung der Anzahl Elemente erfordert.

Dieses Problem lässt sich wie folgt lösen:

Die DFT jeder der Frequenzen f(7) bis f(ii) wird gegeben durch: _N-1

F(k,w·) =y ' f (n.T) w(n,T) cos Γ 2 T (f_o - £ f/.2 + k£>f).nTj + n=0 "—

N-1

N1

3 -V f(n.T) w(n,T) sin Γ 2^(fo - b f/2 + k £ f) . NT n=0 ^L

3 -

n=0

mit Ausnahme eines Normungsfaktors, der bequemlichkeitshalber als gleich 1 gewählt wird, aber meistens gleich 2/N

BAD ORIGINAL

PHN 10 240 "-- - -"-j^iV- '*---« 8.12.1982

ist, worin fo die niedrigste MFC-Signalfrequenz ist, die bei Übertragung in der einen Richtung 700 Hz und bei Übertragung in den beiden Richtungen in der hingehenden Richtung I38O Hz und in der eintreffenden Richtung 5^0 Hz beträgt,

··> f der Unterschied zwischen zwei aufeinanderfolgenden MFC-Signalfrequenzen ist, der bei Übertragung in nur einer Richtung 100 Hz und bei Übertragung in zwei Richtungen 120Hz beträgt und k die Anzahl MFC—Signalfrequenzen ist. Summierung über k ergibt:

6 6. N-I

F bis (W) = ZZI F(k,w') =;> \ f(nT)w(n,T)cos \2.lX/fo -

k=0 k=0 n=0 ^

6 N-I

-1 6 NI _

k >>f)n.T 1+ .j > > f (nT)w(n,T)sin J2ll(fo-

-^ k=0 n=0 ^L~

- $f/2+k h f)n.Tj .

Daraus geht hervor, dass die Summen über k und über η ausgetauscht werden können, so dass gilt:

6 N-1 6

F bis (w¹) =£ F(k.w') = ^ f(nT) ^ W(n,T) cos

k=0 n=0 k=0

r- ~ η N-1 6 _i _r

j 2 H (fo- d f/2+k6 f).nTJ + j > f(nT) ^ ¥(η,Τ) sin

n=0 k=0

Tz~ (fo- 6> f/2+k 6 f)

Die Teile:
6

w(nT) sin fV» (fo - f> d/2 + k 8 f) . ητΐ und

=0 ¹^ -J

(nT) cos Γ 2"!i(fo - Sf/2 + k£f) . nT~]

k=0

lassen sich als die Kerne nur einer über die Summe von 6 Termen durchgeführten DFT betrachten.

Statt 7 zusätzlicher Berechnungen, und zwar einer für jede zwischen zwei aufeinanderfolgenden MFC-Signalfrequenzen, kann also nur eine zusätzliche DFT-Berechnung ausreichen. Diese Vereinfachung beruht auf der Erkenntnis, das mit dem Kammfilter nur eine einzige unerwünschte sinusförmige Signalfrequenz detektiert werden soll. Das Vorhanden-. sein von mehr unerwünschten Signalanteilen als zwei, und zwar die Anzahl MFC-Frequenzsignale in einer MFC-Signal-

PHN ίο 24ο ,:1. .:*.. .^f:λ "./·.:'.. 8.12.1982

kombination, wird durch, die Detektion der ganzen empfangenen Leistung überwacht.

Die Anzahl zusätzlicher Berechnungen, die zur Detektion eines einzigen einfachen sinusförmigen Signals notwendig ist, kann nach einem bevorzugten Verfahren noch weiter beschränkt werden. Wie bereits erwähnt, ist bei einer DFT die Breite der Hauptkeule der Detektionsstossantwort abhängig von der Anz^jhl Abtastwerte, über die in

■ ^? ...fi"' .>
den DFT-Berechnungen summiert wird. Wie Fig. 4 zeigt, sind die Hauptkeulen des Kammfilters zweimal schmaler als die der einzelnen MFC-Signalfrequenzen aus Fig. 2. Dies würde eine etwa zweimal grössere Anzahl Eingangsabtastwerte erfordern, was ausser viel Speicherraum auch ein doppeltes Intervall von 125/us erfordern würde. Die Anzahl Abtastwerte kann jedoch um etwa die Hälfte Verringert und die Berechnung ebenfalls in nur einem Intervall durchgeführt werden, ohne dass die Selektivität des Filters verringert wird. Dies wird dadurch erhalten, dass die Übertragungskennlinien der DFT's, die durch die Frequenzsignale mitten zwischen den MFC-Signalfrequenzen bestimmt werden, mit zunehmender Frequenz abwechselnd, addiert bzw. subtrahiert werden. ' -,

Statt des obenstehend abgeleiteten Ausdrucks ς~-~— F(k,w') wird der Ausdruck <r (-1 )^kF(k, w ' )

k=0 k=0

bestimmt.

Dies ergibt auf entsprechende Weise den Ausdruck:

6 / (N-Q

F; (w) = V (-1) F(k,w') = V f(nTj r(n,T,k'w') +

k=0 ■ /- n=0 ^

js(n,T, k'w¹)] TO (■■

Die Kerne r(nT,K'w') haben die folgende Gestalt:

s(n,T,k'w·) = . _+ ^ (-0 w(nT) . sin V ZU" (fo - <S f/2 +

_ k=0 - ¹^-

+ k Sf) . nT J . -' (.2) und

,,. 6'

r(n,T,k'w·) = H₁ > (-*0 w(nT) . cos Γ 2TT(fo - & f/2 +

-i ^k=0

• + k ^ f) . nTj . (3) ■

wobei die beiden Plus-Zeichen oder die beiden Minus-Zeichen

PHN 10 240 .... - . .:.^gr., ... .:,, 8.12.1982

benutzt werden können.

Fig. 6 zeigt das Ergebnis dieser Bearbeitung für die Reihe von Tonfrequenzsignalen von 54θ, 66θ, 780, 900, 1020 und 114O Hz. Die gestrichelten Kurven 37 bis 43 zeigen die Hauptkeulen der einzelnen Ubertragungskennlinie der DFT's für die Frequenzen 480, 600, 720, 840, 1080 und 1200 Hz mitten zwischen den FFC-Signalfrequenzen.

Die geradzahligen Keulen haben ein positives Vorzeichen und die ungeradzahligen Keulen ein negatives Vorzeichen entsprechend (-i) und einem negativen Vorzeichen für die Kerne (2) und (3)· Für ein positives Vorzeichen der Kerne (2) und (3) muss Fig. 6 umgekehrt werden. Durch Addition der Keulen 37 bis 43 "wird die Kurve 44 erhalten. Dabei ist ersichtlich, dass diese Nullpunkte hai für die MFC-Signalfrequenzen und maximal ist für die mitten zwischen den MFC-Signalfrequenzen liegenden Frequenzen, so dass sie die ideale Ubertragungskennlinie für das Kammfilter bei einer Anzahl Signalabtastwerte gleich N = 128 bildet. Das Vorzeichen der Signalwerte ist nicht von Bedeutung, da ausschliesslich der Betrag der Signalwerte benutzt wird.

Um diese Kammfilterfunktion zu verwirklichen, enthält der MuItxfrequenzkodeempfanger aus Fig. 5 zwei zusätzliche Speicheranordnungen, die ROM's 34 und 35» worin die Abtastwerte der Kerne 2 bzw. 3 gespeichert sind. Diese ROM's können auch als Teil der ROMs 26 und 27 ausgebildet sein.

Die Steueranordnung 25 ist weiterhin derart eingerichtet, dass diese nach Bestimmung der MFC-Signalfrequenzen in sechs aufeinanderfolgenden Intervallen und der gesamten empfangenen Leistung in dem nachfolgenden Intervall in dem dann folgenden Intervall auf entsprechende Weise über den Leiter 25-1 dem RAM 23 den Auftrag gibt, alle gespeicherten Abtastwerte noch einmal auszulesen. Gleichzeitig gibt die Steueranordnung 25 über die Leiter 34-1 und 35-1 den ROMs

34 und 35 den Auftrag, die Abtastwerte der Kerne (2) und • (3) auf dieselbe Art und Weise auszulesen wie bei der bekannten Anordnung der Auftrag gegeben wird zum Auslesen der

ίο 24ο .:...:». ---^ ..-.:„. 8.12.1982

Anordnungen 26 und 27 beim Bestimmen der MFC-Frequenzsignale.

Auf entsprechende Weise, wie für die MFC-Signalfrequenzen beschrieben, werden in den Produktakkumulatoren 30 und 31 daraus die Summen:
N

N
C'(k'w') = £ f(n'T) r(n'T, k'w · ) (5)

ⁿ⁼⁰

bestimmt.

Diese Summen (4) und (5) bilden wieder Adressensignale für die Speicheranordnung 32, die über den Leiter 32-1 das zugeordnete Ausgangssignal:

p? (k'w¹) = S'² (k'w¹)² + C^|2(k'w·) der Logikschaltung 33 zuführt.

Diese Schaltungsanordnung vergleicht dieses Signal mit einer Schwelle, die von der Summe der zwei stärksten detektierten MFC-Signale abgeleitet ist und beispielsweise um 10 dB niedriger liegt als diese Summe, auf analoge Weise, wie für die bekannte Störungsüberwachung beschrieben wurde. Überschreitet das Ausgangssignal des kammfrequenzselektiven Elementes die genannte Schwelle, so werden die zwei stärk-1 sten MFC-Signale nicht einem Kodewandler "}6 zugeführt. Dieser Kodewandler wird durch einen ROM gebildet, in dem für jede Kombination zweier MFC-Signalfrequenzen das zugeordnete Kodezeichen gespeichert ist, oder er kann einen Teil der logischen Schaltungsanordnung 33> also einen Teil des bereits obenstehend genannten Mikroprozessors bilden. Damit ist vermieden, dass die MFC-Fre^uenzsignale, die durch nur ein einziges sinusförmiges MFC-Signal imitiert werden, als gültig anerkannt werden.

Entspricht die Grosse des Signals des Kammfilters nicht der Summe der zwei am stärksten detektierten MFC-Signalfrequenzen, beispielsweise weil das kammfrequenzselektive Element kein Ausgangssignal abgibt und die von

der Tonsignalüberwachungsschaltung detektierte Energie • innerhalb der vorbestimmten Grenzen nicht grosser ist als die Energie der zwei am stärksten detektierten MFC-Signal-

BAO ORIGINAL

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frequenzen, so werden diese Signale dem Kodewandler 36 zugeführt.

Die MFC-Signalfrequenzen sind als Adressensignale für den ROM 36 wirksam, der in Antwort auf diese Adressensignale den MFC—Signalfrequenzen entsprechende MFC—!Codezeichen an dem Ausgang 9 abgibt.

Die Gesamtzeit, erforderlich zum Durchführen der Berechnungen für eine einmalige MFC-Signaldetektio"n, beansprucht 1 Millisekunde, bestehend aus acht Intervallen zu je 125/Us, und zwar sechs für die MFC-Signale, eines zur Detektion der gesamten empfangenen Leistung und eines zur Detektion eines einfachen sinusförmigen Störsignals. Die zusätzliche Zeit für die einfache sinusförmige Signaldetektion ist also minimal, wodurch die gesamte MFC-Signal— detektion innerhalb der von den Verwaltungen erforderlichen Detektionszeit erfolgt, ohne dass die Verarbeitungsgeschwindigkeit erhöht werden muss.

Claims

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PATENTANSPRUCH

Verfahren zum Anwenden in einem Multifrequenzkodeempfänger zum Detektieren von Kombinationen von mindestens zwei aus einer Gruppe von Multifrequenztonsignalen aus EingangsSignalen und zum mit Hilfe eines Kammfilters, dessen Nullpunkte in der Ubertragungskennlinie mit den Nennfrequenzen der Gruppe von Multifrequenztonsignalen nahezu zusammenfallen, Bestimmen des fehlerhaften auf ein einziges Tonsignal Ansprechen des Empfängers, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

- das Ermitteln der diskreten Fourier-Transformierten der digitalen Eingangssignale, wobei als Kerne dieser diskreten Fourier-Transformation die folgenden Ausdrücke gelten:

Τ"" κ(η,Τ) (-i)^k sin TZ^ {to - if/2 + k h, f) . nTj und k~=Ö *- ■'

w(n,T) (-i)^k cos {^r2'iT(fo - .*f/2 + k^f) . ηΤ~|

¹^ '

wobei

w(n,T) ein bestimmtes Fenstersignal ist, ρ die Anzahl Multifrequenzkodesignale ist, fo die niedrigste Multitonsignalfrequenz aus der Gruppe

von Multifrequenzkodesignalen ist, .Sf der Frequenzunterschied zwischen zwei in der Frequenz

aufeinanderfolgenden Multifrequenztonsignalen ist, T die Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten der digitalen Eingangssignale ist und

η die Ordnungszahl der Abtastwerte der Eingangssignale ist,

- das Ermitteln eines der Leistung des selektierten Frequenzanteils proportionalen Signals aus dem diskreten fouriertransformierten Eingangssignal

- das Vergleichen dieses Signals mit der Summe der Leistungen der Multifrequenztonsignale einer detektierten MultifrequenzkodeSignalkombination,

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- das als ungültig Erklären der detektierten Multifrequenz kodesignalkombination, wenn das genannte Signal einen Wert hat, der dem der genannten Summe nahezu entspricht.