NL8502008A - Ontvanginrichting voor het onder bescherming van een stoorsignaal/spraaksignaalbewakingsfunctie herkennen van een aantal verschillende en voorafbepaalde frequentiecombinaties van toonfrequente signaleringscomponenten. - Google Patents

Description

‘i · X

' \ * EHN.11.449 1 4 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven

Ontvanginrichting voor het onder bescherming van een stoorsig-naal/spraaksignaalbewakingsfunctie herkennen van een aantal verschillende en voorafbepaalde frequentiecombinaties van toonfrequente signaleringscomponenten.

De uitvinding heeft betrekking op een ontvanginrichting die is ingericht om een aantal verschillende, elk uit tenminste twee verschillende van een aantal (s) nominale toonfrequente signaleringscomponenten samengestelde 5 frequentiecombinaties te herkennen uit aangeboden signalen.

Daartoe omvat een dergelijke ontvanginrichting een aantal (s) van onderling verschillende digitale filters elk met een overdrachtskarakteristiek waarvan een hoofdlob een toppunt bezit corresponderende met één van de genoemde 10 nominale toonfrequente signaleringscomponenten en waarvan een zijlob een toppunt bezit corresponderende met een frequentie die zich bevindt buiten een frequentieband zoals bepaald door één van twee ondergroepen waarin genoemde toonfrequente signaleringscomponenten zijn verdeeld; en 15 een processor die is ingericht om: de uitgangssignalen van de digitale filters te verwerken, twee signaalcomponen-ten te detecteren die met de grootste sterkte zijn ontvangen, en de overige uitgangssignalen te onderzoeken teneinde een spraaksignaalbewakingsfunctie te vervullen.

20 Een dergelijke ontvanginrichting is bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4.355.405. In dit octrooi-schrift wordt een voor zgn. druktoetssignalering bruikbare ontvanger beschreven. Een dergelijke ontvanger omvat een achttal verschillende digitale filters voor de in een 25 dergelijk signaleringssysteem gebruikelijke acht toonfrequente signaleringscomponenten. Dergelijke filters worden daarbij gerealiseerd in de vorm van zogenaamde "Finite Impulse Response" filters, waarvan de uitkomsten worden gebruikt enerzijds voor het detecteren van de desbetreffende 30 frequentiecombinaties van signaleringscomponenten, anderzijds voor het vervullen van een spraakbewakingsfunctie. Daartoe A ' Λ Λ .¾ ‘ , . . 4 - ; · 1-*

- V V —Λ V V W

V * ·* PEN. 11.449 -2- is volgens deze bekende techniek voorgesteld om aan elk filter een zij lob toe te voegen. De met de toppunten van deze zijlobben overeenkomende frequenties zijn zodanig gekozen dat aan de vier paren van nominale signaleringsfre-5 quenties, t.w. de paren 697, 770; 852, 941; 1209, 1336; en 1477, 1633, telkens één zijlobtoppuntfrequentie is toegevoegd en wel 1040 voor het eerste paar, 640 voor het tweede paar, 580 voor het derde paar en 1100 voor het vierde paar. Een aldus uitgevoerd filtersysteem heeft 10 het bezwaar dat het daardoor onderzochte spraakfrequentie-spectrum leemten vertoont. Zulks betekent dat bepaalde spraak- of stoorsignaalcomponenten, ofwel een combinatie van nominale signaleringscomponenten kunnen nabootsen, ofwel tot gevolg kunnen hebben dat een aangeboden, valide-15 rende combinatie van nominale signaleringscomponenten wordt verworpen. Tevens is de selectiviteit van de aldus over het frequentiegebied verdeelde filterkarakteristieken onbevredigend. Ook wordt in deze literatuur niet ingegaan of voorzieningen waardoor bij een dergelijke voor druktoets-20 signalering bedoelde ontvanger immuniteit wordt gegeven tegen enkelvoudige stoorsignaaltonen.

De Nederlandse octrooiaanvrage PHN 10.240 beschrijft een voor multifrequentiecodesignalering bedoelde ontvang-inrichting waarin voorzieningen zijn getroffen waardoor 25 immuniteit voor enkelvoudige stoorsignaaltonen wordt verkregen. Deze signaalbewakingsvoorzieningen zijn zodanig ingericht dat de daarvoor benodigde extra rekentijd tot een minimum wordt beperkt.

Met de uitvinding is beoogd om aan de bezwaren 30 van de bekende techniek volgens bovenvermeld Amerikaans octrooischrift 4.355.405, tegemoet te komen door het beschikbaar stellen van een voor druktoetssignalering geschikte ontvanginrichting waarvan de uitvoering soortgelijk is aan die welke bekend is uit bovenvermelde Nederlandse 35 octrooiaanvrage.

Daartoe is een ontvanginrichting volgens de C Λ l'i i*'> , ** - ’ * * -*«i5f «ia/ \sf ΡΗΝ.11.449 ~3~ - '-"Ί uitvinding daardoor gekenmerkt dat de overdrachtskarakteris-tiek van elk van de digitale filters, een tweede zijlob met een toppunt bezit, waarbij het toppunt van de ene zijlob resp. het toppunt van deze tweede zijlob is gelegen 5 onder resp. boven de frequentieband van de ondergroep waartoe de desbetreffende nominale signaleringsfrequentiecom-ponent behoort; en de processor is ingericht om a) de uitgangssignalen van een aantal (s-2) van de digitale filters telkens bij elkaar te voegen, zodanig dat een 10 somsignaal ontstaat dat representatief is voor de totale energieinhoud van de uitgangssignalen anders dan de twee uitgangssignalen die met de grootste sterkte zijn ontvangen, en b) dit somsignaal te vergelijken met een drempelsignaal dat is afgeleid van een van de genoemde twee signaalcomponenten 15 die met de grootste sterkte zijn ontvangen. Met een dergelijke voor toetstoonsignalering geschikte ontvanginrichting volgens de uitvinding wordt ten behoeve van de stoorsig-naal/spraaksignaalbewakingsfunctie in feite de signaal-ruis-verhouding bepaald tussen een gedetecteerde frequentiecombi-20 natie van twee nominale signaleringscomponenten en het signaal dat correspondeert met de energieinhoud van de zes overige detectoren waarbij deze signaal-ruisverhouding wordt vergeleken met het afgeleide drempelsignaal. Wanneer uit zulk een vergelijking blijkt dat deze signaal-ruisverhou-25 ding te laag is wordt de gedetecteerde frequentiecombinatie van de desbetreffende twee signaleringscomponenten verworpen.

Bij een aldus uitgevoerde stoorsignaal/spraaksig-naalbewakingsinrichting is de effectiviteit van de bewakings-functie in het bijzonder afhankelijk van de omvang van 30 het onderzochte frequentiegebied. Zulks betekent dat de overdrachtskarakteristiek van elk van de digitale filters zo breed mogelijk moet zijn. Anderzijds dient zulk een overdrachtskarakteristiek een voldoende hoge demping te introduceren voor de naburige nominale frequentie uit 35 dezelfde ondergroep. In verband met deze overwegingen is een ontvanginrichting volgens de uitvinding verder daardoor gekenmerkt dat elk van de digitale filters zodanig ·* '_'··· V V — - ^ ^ EHN.11.449 *4' . * ï is gedimensioneerd dat bij de minimale frequentieafstand tussen een desbetreffende nominale signaleringsfrequentie-component en een frequentie die de detectiebandbreedte begrenst van de meest naburige nominale signaleringsfre-5 quentiecomponent, een demping met in hoofdzaak een en dezelfde grootte wordt geïntroduceerd.

Door een dergelijke inrichting zijn alle detectoren die werkzaam zijn voor de nominale toonfrequente signale-ringscomponenten van de ondergroep die de laagste frequentie-10 band in beslag neemt in feite werkzaam om bij de minimale frequentieafstand tot de desbetreffende naburige frequentie een en dezelfde dempingswaarde te introduceren, waardoor de bandbreedte van deze detectoren zo breed mogelijk is.

Verder is een ontvanginrichting volgens de uitvin-15 ding daardoor gekenmerkt dat elk van de digitale filters verder zodanig is gedimensioneerd dat de toppunten van de desbetreffende twee zijlobben in hoofdzaak 6 dB lager liggen dan het toppunt van de bijbehorende hoofdlob.

Met een dergelijke uitvoering is de amplitude 20 van een desbetreffende zijlob in feite gegeven als 1/^3 maal de amplitude van de bijbehorende hoofdlob. Hierdoor wordt bereikt dat het niveau van de signalen die overeenkomen met de toegevoegde zijlobben, gelijk wordt aan dat van de signalen die overeenkomen met de signalen van de hoofdlobben. 25 Teneinde op doeltreffende wijze te kunnen voldoen aan de gestelde vereisten is een ontvanginrichting volgens de uitvinding verder daardoor gekenmerkt dat de vorm van de overdrachtskarakteristiek van elk van de digitale filters is bepaald door een vensterfunctie van de als Kaiser-30 Bessel-functie aangeduide soort.

Opgemerkt wordt dat dergelijke vensterfuncties alsook de toepassing daarvan in combinatie met discrete Fourier-transformaties algemeen bekend zijn, b.v. uit een artikel van F.J. Harris "On the use of windows for 35 harmonie analysis with the discrete Fourier transformation” gepubliceerd in Proceedings of the IEEE, Vol. 66, nr. 1, EHN.11.449 "5" januari 1978.

Een voorkeursuitvoeringsvorm van een ontvanginrich-ting volgens de uitvinding is verder daardoor gekenmerkt dat de digitale filters zodanig zijn gedimensioneerd dat 5 de frequenties van de toppunten van de zijlobben die zijn toegevoegd aan de ondergroep met de laagst gelegen resp. de hoogst gelegen frequentieband, zich bevinden bij 603 en 1039 Hz resp. 1107 en 1805 Hz.

Vastgesteld is dat voor toetstoonsignaleringsdetec-tie, een aantal N monsters van een te onderzoeken signaal 10 aanbeveling verdient dat is gegeven als N=256. Daarnaast is vastgesteld dat voor detectie in een MFC-systeem een aantal monsters van N=128 aanbeveling verdient. Een ontvang-inrichting zoals bekend uit bovenvermelde Nederlandse octrooiaanvrage is voorzien van een ingangsgeheugeninrichting 15 voor het tijdelijk opslaan van een aantal monsters van een aangeboden signaal. In verband met de gewenste compabi-liteit is een ontvanginrichting volgens de uitvinding verder gekenmerkt door uitleesbesturingsmiddelen die zijn ingericht om telkens de helft van een aantal in de geheugen-20 inrichting opgeslagen monsters uit te lezen met dien verstande dat daarbij telkens het meest naburige monster van een uitgelezen monster wordt genegeerd.

Met een dergelijke inrichting wordt in feite de bemonsterfrequentie gehalveerd van b.v. 8000Hz op 4000 25 Hz. Hierdoor wordt de vorm van een filterkarakteristiek niet beïnvloed; wel wordt echter de overdrachtskarakteristiek ten opzichte van 2000 Hz gespiegeld hetgeen in verband met de stoorsignaal/spraaksignaalbewakingsfunctie gunstig is aangezien daardoor het onderzochte frequentiegebied 30 in feite wordt verdubbeld.

Ter nadere toelichting van de uitvinding zal in het onderstaande een uitvoeringsvoorbeeld daarvan worden beschreven, waarbij wordt verwezen naar de tekeningen waarin; 35 fig. 1 een sterk vereenvoudigd blokschema weergeeft van een fysische componentenstructuur illustratief voor A -· '* ' Λ x - - - . * * EHN.11.449 -6“ een uitvoeringsvoorbeeld van een ontvanginrichting volgens de uitvinding; fig. 2 een stel van overdrachtskarakteristieken weergeeft ter illustratie van een filtersysteem te gebruiken 5 voor toetstoonsignaleringsdetectie; fig. 3 en 4 een stel overdrachtskarakteristieken weergeven ter illustratie van gedeelten van een filtersysteem zoals toegepast in een ontvanginrichting volgens de uitvinding; en 10 fig· 5 een grafiek weergeeft waarin het verband is aangegeven tussen de parameter a van een Kaiser-Bessel vensterfunctie en de breedte van de hoofdlob met bijbehorende dempingen voor een naburige frequentie.

Het ontwerp van het in fig. 1 schematisch weerge-15 geven uitvoeringsvoorbeeld van een ontvanginrichting volgens de uitvinding is gebaseerd op de volgende overwegingen: 1. Voor detectie van de nominale toonfrequente signalerings-componenten wordt voor elk van de normaliter acht in een toondruktoetssignaleringssysteem (TDK-systeem) gebruikelijke 20 nominale signaleringsfrequenties, een discrete Fourier-transformatie (DFT) uitgevoerd.

2. Voor het vervullen van de stoorsignaal/spraaksignaalbewa-kingsfunctie wordt tevens gebruik gemaakt van DFT.

3. Bij de uitvoering van de verschillende DFT's worden 25 Kaiser-Bessel vensterfuncties toegepast.

4. De diverse DFT's worden overlappend uitgevoerd.

5. Een fysische eenheid is beschikbaar waarmee het reële en het imaginaire gedeelte van een DFT over een maximaal aantal van 128 monsters, in een freemtijdsinterval van 30 normaliter 125 /us, kan worden berekend. Een dergelijke fysische eenheid is in wezen werkzaam als een getallenreeksvermenigvuldiger voor het uitvoeren van de bewerking: N-l S = a(i) x b(i) i=0 v C j L· . : ‘ ij EHN.11.449 -7- waarin a(i) resp. b(i) een woord (getal) met een breedte van 16 resp. 8 bits is. Hierbij is voor de som S een woordbreedte van 24 bit beschikbaar.

Voor het uitvoeren van telkens 8 DFT's is met 5 gebruikmaking van een dergelijke fysische eenheid aldus een tijdsinterval van 8 x 125 /us ® 1 ms nodig. Het biedt praktisch voordeel om het detectiegedeelte zoals schematisch is weergegeven in fig. 1 gemeenschappelijk te gebruiken voor acht in tijdmultiplex gestapelde kanalen. Hierbij 10 kan elke 8 ms nieuwe informatie omtrent het ingangssignaal worden verkregen. Zoals nog nader zal worden uiteengezet is voor een uitvoering van een DFT voor elk van de frequentie/kanaalcombinaties een aantal monsters van 256 nodig. Aangezien elk van deze monsters telkens na een 15 tijdinterval van 125 /us verschijnt betekent zulks een acquisitieinterval van 256 x 125 /us = 32 ms. Door de detectieprocessen voor de acht in tijdmultiplex gestapelde kanalen overlappend uit te voeren komt zulks er op neer dat bij elke DFT een "oud" signaalsegment corresponderende 20 met een acquisitieintervalgedeelte van 24 ms en een "nieuw" signaalsegment overeenkomende met een acquisitieinterval-gedeelte van 8 ms is betrokken.

De in fig. 1 schematisch weergegeven ontvanginrich-ting kan gemeenschappelijk worden gebruikt voor een aantal 25 van acht in tijdmultiplex gestapelde kanalen. Via elk van deze kanalen kan signalering worden aangeboden met de voor toets-toonsignalering gebruikelijke codes. Deze codes zijn samengesteld uit telkens twee toonfrequente signaleringscomponenten, en wel een component uit een ondergroep bevattende 30 de frequenties 697; 770; 852; en 941, en een component uit een bovengroep bevattende de frequenties 1209; 1336; 1477; en 1633. Het door 1 aangeduide blok is een datakanaal-aanpassingseenheid via welke de bij de ingang 2 binnenkomende datastroom die de acht in tijdmultiplex gestapelde 35 kanalen bevat, wordt aangepast aan de ingang van de ontvanger.

Er wordt vanuit gegaan dat deze signalen per kanaal als * * PHN.11.449 -8- pulscode gemoduleerde signalen (PCM) beschikbaar zijn.

De in fig. 1 weergegeven signaleringsontvanger omvat in wezen acht digitale filters elk met een overdrachtskarakte-ristiek waarvan een hoofdlob met zijn maximum ofwel toppunt 5 is gecentreerd op de desbetreffende te detecteren toonfre-quente signaleringscomponent, die in het onderstaande nominale signaleringsfrequenties worden genoemd. In fig.

2 is de ligging van dit samenstelsel van hoofdlobben van de overdrachtskarakteristieken van deze digitale filters 10 weergegeven voor het normaal voor toetstoonsignalering gebruikelijke frequentieschema met de twee in het bovenstaande gedefinieerde ondergroepen elk met vier nominale signaleringsfrequenties. Het gaat hierbij aldus om een lage-band-ondergroep en een hoge-bandondergroep. Een dergelijk digitaal 15 filter is werkzaam om een reeks aan de ingang daarvan aangeboden getallen die elk een signaalmonster voorstellen van een te onderzoeken signaal, te transformeren in een even lange reeks aan de uitgang ontwikkelde signalen die de uitkomst van het filter voorstellen. In een signalerings-20 ontvanger volgens de onderhavige octrooiaanvrage is een dergelijk digitaal filter gerealiseerd door toepassing van een discrete Fourier-transformatie (DFT) die telkens is berekend voor een waarde kf, waarin geldt ki/N = fi/fs = fi x TSf 25 waarin ki een rangordegetal dat één van de nominale signaleringsfrequenties aanduidt, fi de desbetreffende nominale signaleringsfrequentie, N het aantal monsters waarover de DFT wordt berekend, 30 fg de bemonsteringsfrequentie, en

Tg het bemonsteringsinterval voorstellen.

Voor een DFT geldt in het algemeen: N-l P(k) = H f(n,Ts)j cos (27T'f,Ts)n-jsin(27Tf/Ts)n 1 n=0 ^ ^ waarin

> . i J

FHN.11.449 -9- * · , n het rangnummer van een monster van de reeks van N monsters en f(n,Ts) het ne-monster van deze reeks voorstellen.

Het is algemeen bekend, b.v. uit het bovenvermelde artikel 5 van Harris, dat een uitkomst van een over een reeks van N monsters uitgevoerde bewerking kan worden verbeterd door bij de DFT gebruik te maken van zgn. vensterfuncties van de als Kaiser-Bessel-functie aangeduide soort. Een dergelijke functie wordt in het algemeen weergegeven door: 1 />.a(l,0-(n/0,5N)V 7 10 W{n) ï^(Tr.a) waarin : σο

Vx> = Z~(x/2)k/k>_72 k=0 de zgn. gemodificeerde nulde-orde Bessel-functie voorstelt.

De eigenschappen van de vensterfunctie worden in hoofdzaak 15 bepaald door de keuze van de parameters a en N. Een filter-uitkomst wordt verkregen door het bepalen van de modulus ƒ F (k)j als wortel van de som van de kwadraten van de twee delen W(n) cos (27^nk/N) en W(n) sin (27Tnk/N).

20 Het blijkt dat de "hoogte" van de bij een hoofdlob behorende zijlobben, alsook de breedte van deze hoofdlob in hoofdzaak worden bepaald door de keuze van de parameter a, terwijl de "hoogte" (het maximum of toppunt) van de hoofdlob afhankelijk is van de grootte van de parameter 1 25 N. Het is gebruikelijk om bij de beschrijving van de filter-karakteristieken gebruik te maken van een op de centerfre-quentie (nominale frequentie) van een hoofdlob genormeerde frequentie (bin). Een bin is gedefinieerd als een fundamentele frequentieresolutie waarbij geldt dat fg/N = 1/NT Hz.

30 Voor een toetstoonsignaleringssysteem is typerend l dat de nominale signaleringsfrequenties die over de twee verschillende frequentiebanden, t.w. de lage-band-ondergroep

i _ , V 'J

PHN.11.449 "10“ # * en de hoge-band-ondergroep zijn verdeeld, met onderling verschillende afstanden in het frequentiespectrum voorkomen. Daarbij zijn ook de bandbreedten van de verschillende detectoren onderling verschillend. Verder dient bij de 5 detectie in het kader van een toetstoonsignaleringssysteem rekening te worden gehouden met de mogelijke aanwezigheid van een sterke kiestoon (nominaal 150 en 450 Hz). Het is gebruikelijk dat in een TDK telefoontoestel de microfoon wordt uitgeschakeld wanneer een toets van het toetsenklavier 10 wordt ingedrukt en een combinatie van twee signaleringsfre-quenties wordt uitgezonden. Behalve deze voorzorgsmaatregel dient een TDK signaleringsontvanger te zijn ingericht om de invloed van spraak en achtergrondlawaai tegen te gaan. Spraak en achtergrondlawaai kunnen tijdens de opbouw-15 faze van een gespreksverbinding de ingang van een signaleringsontvanger bereiken. Dergelijke spraak en achtergrondlawaai hebben als mogelijke bronnen: 1) voorafgaande aan het kiezen van het eerste cijfer en tussen het kiezen van volgende cijfers, is de microfoon 20 van het abonneetoestel verbonden met de abonneelijn; en 2) gedurende de tijd dat de signaleringsontvanger is aangesloten, zullen door overspraak op de abonneelijnen tevens stoorsignalen de ingang van deze signaleringsontvanger kunnen bereiken. Dergelijke stoorsignalen, zoals spraak, 25 achtergrondlawaai, door overloop aangeboden kiestonen, kunnen de juiste werking van de signaleringsontvanger verstoren. Enerzijds kunnen dergelijke stoorsignalen componenten bevatten die in frequentie, amplitude en tijdsduur als geldig kunnen worden geïnterpreteerd, anderzijds kunnen 30 dergelijke stoorsignalen leiden tot het afkeuren van een aanwezig geldig signaal.

De stoorsignaalbewakingsfunctie, ook wel spraakbe-wakingsfunctie genoemd, wordt in een signaleringsontvanger volgens de onderhavige uitvinding vervult door voorzieningen ESN.11.449 -11- die uitgaande van de uitkomsten van de acht digitale filters, werkzaam zijn om de twee grootste daarvan te bepalen en de energieinhouden van de overige zes van deze filters bij elkaar te voegen en dit somresultaat te vergelijken 5 met een drempel die is afgeleid uit de twee grootste uitkomsten. Het biedt voordeel om hiertoe gebruik te maken van een inrichting waardoor telkens de som beschikbaar wordt gesteld van de kwadraten van die filteruitgangssignalen anders dan die welke de grootste energieinhoud bezitten.

10 Vastgesteld is dat voor de detectie van één van de nominale signaleringsfrequenties in de lage-band-ondergroep resp. de hoge-band-ondergroep telkens een aantal N van 256 resp.

144 monsters moet worden genomen van het aangeboden signaal en dat als laagste waarde die voor de vensterparameter 15 a kan worden toegepast a 2 is. In verband met de spraakbe-wakingsfunctie is het noodzakelijk dat een zo groot mogelijk frequentiegebied wordt onderzocht. Daarbij dient echter elke detector een hoge demping te introduceren voor een naburige signaleringsfrequentie van dezelfde ondergroep.

20 De kleinste waarde voor de minimale frequentieafstand Λ f tussen een nominale signaleringsfrequentie en een frequentie die de bandbreedte begrenst van de naburige · detector.geldt voor de laagste frequenties uit de lage-band nl. de frequenties 697 en 770 Hz. Er vanuit gaande dat 25 de halve bandbreedte van elk van de detectoren is gegeven als 1,5% (van de desbetreffende nominale signaleringsfrequentie) plus 2 H2, is bedoelde minimale frequentieafstand Δ f voor de detector voor de nominale signaleringsfrequentie 697 Hz gegeven als Δ f = 59,5 Hz. Zoals in fig. 5 is 30 geïllustreerd zijn tabellen berekend waarin voor verschillende waarden van de vensterparameter a de demping kan worden afgelezen voor een detector bij een bepaalde waarde van bovenbedoelde minimale frequentieafstand f uitgedrukt in bins. Uit fig. 5 volgt b.v. dat voor een minimale dem-35 pingswaarde die voor een nominale buurfrequentie moet worden geïntroduceerd van 30 dB, voor een waarde PHN.11.449 -12- # * a = 2, de minimale frequentieafstand ^ f ongeveer 2 bin bedraagt. Voor het aantal N monsters dat van het desbetreffende signaal moet worden genomen geldt dai N = Tg x 2/Λ f = 0,000125 x 2/59,5 = 266. Hierbij is 5 uitgegaan van een bemonsteringsfrequentie fg van 8000 Hz ofwel een bemonsteringsinterval Tg van 125 /us. Door keuze van het dichtst bijzijnde binaire getal volgt dan voor het aantal N van monster N = 256. Op soortgelijke wijze geldt voor de hoge-band-ondergroep dat de kleinste waarde 10 voor Δ f ongeveer 105 Hz bedraagt. In verband daarmee dient de DFT voor de detectoren van deze hoge-band te worden uitgevoerd over een aantal N van 144 monsters (144 = 256 x 697/1209).

Wanneer wordt uitgegaan van een beschikbare 15 fysische eenheid die in staat is om een DFT telkens uit te voeren over 128 monsters binnen een rastertijdsinterval van 125 /us, dient een voorziening te worden getroffen waardoor het mogelijk is om ook in een situatie waarbij van een ingangssignaal telkens 256 monsters moeten worden 20 genomen een DFT over dit aantal te berekenen. Daartoe is volgens een aspect van de uitvinding de signaalontvanger ingericht om van de in het ingangsgeheugen 3 voor elk van de acht kanalen opgeslagen laatste 256 monsters telkens alleen de even of alleen de oneven genummerde monsters 25 uit te lezen zodat in feite slechts telkens 128 resp.

72 monsters bij de DFT operaties zijn betrokken. Het aldus negeren van de helft van het aantal beschikbare monsters komt in feite neer op het halveren van de bemonsterfrequen-tie van 8000Hz op 4000 Hz. De vorm van een filteroverdrachts-30 karakteristiek ook wel detectorrespons genoemd, wordt hierdoor niet beïnvloed; echter wordt de over het frequentie-gebied van 0-2000 Hz beschouwde respons ten opzichte van 2000 Hz gespiegeld. Zulks betekent b.v. dat een detector die reageert op een frequentie eenzelfde reactie geeft 35 voor een frequentie 4000-f]^. Voor de spraakbewakingsfunctie is een dergelijke spiegeling van voordeel aangezien het .**. · -v -w * -'* . f - * ί PHN.11.449 _13” # *· onderzochte frequentiegebied daardoor wordt verdubbeld.

Zoals uit fig. 5 blijkt wordt door het digitale filter dat is bestemd voor de nominale signaleringsfrequentie van 697 Hz bij de waarden N * 256 en a = 2 voor een minimale 5 frequentieafstand A f = 59,5 Hz een demping geïntroduceerd van 27,5 dB. De maximale demping in de doorlaatband is daarbij kleiner dan 1 dB. Volgens een verder aspect van de uitvinding is voor elk van de digitale filters bestemd voor de nominale signaleringsfrequenties van de lage-band-10 ondergroep de vensterparameter a zodanig gekozen dat door al deze filters bij een frequentieafstand bx = Δ f een demping dx met in hoofdzaak eenzelfde waarde wordt geïntroduceerd. Zulks is gunstig voor de spraakbewaking. Een en ander is in onderstaande tabel 1 samengevat: TABEL 1 a bl(Hz) bbl(bin) b2(Hz) bb2 (bin) ' dl (dB) d2(dB)

NOEU

697 2,00 59,45 1,90 12,46 0,40 27,6 0,93 770 2,10 60,55 1,94 13,55 _ 0,43 27,1 1,03 852 2,60 68,45 2,19 14,78 0,47 27,3 1,03 940 3,00 74,22 2,37 16,12 0,51 27,4 1,06 'W* * — _ ·* » * PHN.11.449 -14-

Hierin is: ^Nom. de nominale signaleringsfrequentie a = parameter van de Kaiser-Bessel vensterfunctie bi = de minimale frequentieafstand A f tussen desbetreffende 5 nominale signaleringsfrequentie en een frequentie die de bandbreedte van de naburige detector begrenst bbi = hetzelfde als be echter nu uitgedrukt in bins (bb]_ s b]_ x N x T) b2 = detectiebandbreedte in Hz (1,5% + 2 Hz) 10 bb2 * hetzelfde als b2 echter nu uitgedrukt in bins d]_ = de demping op de afstand bbq d2 s de demping op de afstand bb2·

In de onderstaande tabel 2 zijn de bovenbedoelde waarden voor de digitale filters van de hoge-band ondergroep 15 samengevat.

TABEL 2 f a bl(Hz) bbl(bin) b2(Hz) bb2(bin) dl(dB) d2(dB)

Nom.

1209 2,00 104,96 1,89 20,14 0,36 27,2 0,75 1336 2,05 106,87 1,92 22,04 0,40 27,3 0,91 1477 2,50 118,96 2,14 24,16 0,43 27,3 0,88 1633 3,00 131,85 2,37 26,50 0,48 27,4 0,94 -

, . .. y V

ΓΗΝ. 11.449 "15" ' "rs/ *

Volgens een belangrijk aspect van de onderhavige uitvinding worden de digitale filters van de signalerings-ontvanger zodanig uitgevoerd dat aan elke hoofdlob waarvan bet maximum is gecentreerd op één van de desbetreffende 5 nominale signaleringsfrequenties, een tweetal zijlobben wordt toegevoegd, waarbij de zijlobben toegevoegd aan de hoofdlobben voor de lage-band-ondergroep resp. de hoge-band-ondergroep zijn gelegen onder en boven de frequentieband die door de lage-band-ondergroep resp. de hoge-band-onder-10 groep is ingenomen. Aldus worden aan de acht detectoren voor de acht nominale signaleringsfrequenties in feite vier detectoren toegevoegd die werkzaam zijn aan de grenzen van de lage-band-ondergroep en de hoge-band-ondergroep.

De uitkomsten van deze vier detectoren worden dan opgenomen 15 in de in het voorafgaande beschreven spraakbewaking. Voor een dergelijke toevoeging van vier detectoren wordt het voor de spraakbewakingsfunctie onderzochte frequentiespectrum in belangrijke mate verbreed. Een verdere verbreding wordt verkregen door de respons van deze vier toegevoegde 20 detectoren zo breed mogelijk te doen zijn.

De aan deze vier toegevoegde detectoren te stellen vereisten zijn als volgt: a. de detector die werkzaam is aan de onderzijde van de lage-band dient een relatief hoge demping te introduceren 25 voor kiestonen (maximaal 470 Hz); b. de detector die aan de bovenzijde van de lage-band werkzaam is dient een hoge demping te introduceren voor de frequentie, t.w. 1188,8 Hz die de ondergrens vormt van de detectiebandbreedte van het digitale filter voor 30 de laagste nominale signaleringsfrequentie (1209 Hz) van de hoge-band; c. de detector die aan de onderzijde van de hoge-band werkzaam is dient een hoge demping te introduceren voor de frequentie die de bovengrens vormt van de detectieband- 35 breedte van het digitale filter voor de hoogste nominale signaleringsfrequentie (941 Hz) van de lage-band; d. de detector die aan de bovenkant van de hoge-band werkzaam * * λ v .n * · PHN.11.449 -16- is dient een hoge demping te introduceren voor de spiegelfre-quentie van 2000 Hz; en e. voor alle vier van deze toegevoegde detectoren dient de demping voor de naburige frequentie ^ 27 dB te zijn.

5 Vastgesteld is dat voor deze vier toegevoegde detectoren de vensterparameter a die maximaal bruikbaar is is gegeven als a = 3,6. Uit de grafiek volgens fig. 5 volgt dat bij a = 3,6 en een aantal monsters N * 256 een demping van 27,5 dB wordt geïntroduceerd bij een frequentie-10 afstand van 2,62 bin. Hieruit volgt dat de minimale frequen- tieafstand Λ f tussen de nominale frequentie van de desbetreffende detector die aan de lage-band moet worden toegevoegd en de frequentie die een begrenzing vormt voor de detectie-bandbreedte van de detector voor de naburige nominale 15 signaleringsfrequentie, is gegeven door &f = (bins x fg)/N = (2,62 x 8000)/256 * 81,87 Hz. De laagste grensfrequentie van de lage-band is gegeven door 697 -12,46 = 684,5 Hz. De nominale frequentie van de extra detector die aan de onderzijde van de lage-band werkzaam 20 moet zijn is aldus gegeven door 684, -81,87 = 603 Hz.

De bij de frequentie van 470 Hz geïntroduceerde demping is daarbij 90 dB.

De hoogste grensfrequentie van de lage-band is gegeven als 25 941 + 16,12 = 957,1 Hz. De nominale frequentie van de toegevoegde detector die aan de bovenzijde van de lage-band werkzaam moet zijn is dan gegeven als -957,1 + 81,87 ~ 1039 Hz. De bij de frequentie 1188,8 Hz geïntroduceerde demping is dan 90 dB.

30 De onderste grensfrequentie van de hoge-band is gegeven als 1209 - 20,14 = 1188,8 Hz. De aan de onderkant van de hoge-band werkzame extra detector heeft dan een nominale frequentie gegeven als 1188,8 - 81,87 * 1107 Hz.

De demping voor de frequentie 957,1 Hz is dan ^>90 dB.

35 De aan de bovenzijde van de hoge-band werkzame toegevoegde detector moet zijn gedimensioneerd voor een aantal N monsters van N = 144. Hieruit volgt een waarde V ' ' i Ux vjy x.' ·«/ ♦ . 'y<._ H3N.11.449 -17- voor de minimale frequentieafstand ^ f gegeven als & f = (2,62 x 8000)/144 = 145,5 Hz. De nominale frequentie van deze aan de bovenkant van de hoge-band werkzame toegevoegde detector is dan gegeven als 5 1659,5 + 145,5 * 1805 Hz. De demping bij 2000 Hz is dan >63 dB.

Fig. 3 is illustratief voor het digitale filter voor de nominale signaleringsfrequentie van 770 Hz resp.

1336 Hz aan de hoofdlob waarvan de twee zijlobben zijn 10 toegevoegd ten behoeve van de in het voorafgaande beschreven vier toegevoegde detectoren.

Fig. 4 is illustratief voor de spraakdetectiekarak-teristiek die werkzaam is bij een uit de nominale signale-ringsfrequenties van 852 en 1336 Hz gevormde signaleringscode, 15 en waarbij aan de onderzijde en bovenzijde van de lage-band resp. de hoge-band een extra filter is toegevoegd. Door fig. 4 wordt tevens geïllustreerd dat de punten waar naburige lobben van de spraakdetectiekarakteristiek elkaar snijden op vrijwel een en hetzelfde niveau zijn gelegen. De hiertoe 20 gekozen vensterfuncties kunnen eventuele variaties in de hoogten van de lobben onderling, inclusief die van de aan de grenzen van de lage-band en hoge-band toegevoegde zijlobben, corrigeren. Ook de aan de bovenkant van de lage-band toegevoegde zijlob en de aan de onderkant van 25 de hoge-band toegevoegde zijlob geven een snijpunt op het bovengenoemde niveau.

De in fig. 1 in blokschemavorm weergegeven signa-leringsontvanger is illustratief voor een fysische componentenstructuur voor het implementeren van de in het voorafgaan-30 de beschreven functies.

Hierin is door 3 aangeduid een vrij-toegankelijk ingangsgeheugen met een opslagcapaciteit van 256 monsters voor elk van de acht kanalen. De invoer resp. uitvoer van dit ingangsgeheugen wordt geregeld vanuit een besturings-25 inrichting 4. Deze besturingsinrichting omvat een door 5 aangeduid gedeelte voor het uitlezen van het ingangsgeheugen zodanig dat daaruit b.v. slechts de oneven genummerde 2502008 ♦ EHN.11.449 monsters van een reeks van 256 kanaalmonsters wordt uitgelezen. Aldus vindt in feite een halvering plaats van het per waarnemingsvenster van 32 ms (256 x 125 /us) ingelezen aantal signaalmonsters hetgeen betekent dat ook frequentie-5 componenten boven de 2 kHz invloed hebben. Door de spiegeling van de respons ten opzichte van 2 kHz zullen frequentiecomponenten tussen 2300 en 2850 Hz en 3020 en 3340 Hz tot de uitkomst van de spraakdetector een bijdrage leveren.

De vanuit het ingangsgeheugen uitgelezen monsters 10 zijn repre-sentatief voor PCM-ingangssignalen. Voor de uitvoering van de DFT's verdient het aanbeveling de ingangssignalen in lineaire vorm beschikbaar te hebben. Daartoe omvat de signaleringsontvanger een omzetter 6 die is ingericht om de daaraan aangeboden ingangssignalen te linea-15 riseren. Aldus wordt aan de uitgang van de omzetter 6 een gelineariseerd ingangssignaal aj_ ontwikkeld met een waardebereik van -2047 - +2047. Van de beschikbare 16 bitposities worden aldus slechts 12 bitposities gebruikt.

De aldus gelineariseerde 12-bits ingangsmonsters worden 20 aangeboden aan de resp. ene ingangen van twee produkt-accumulatoren 7 en 8. Aan de resp. andere ingangen van deze produktaccumulatoren worden 8 bitscoëfficienten bf resp. Ci aangeboden. De voor de uitvoering van de DFT's benodigde coëfficiënten zijn vooraf berekend en opgeslagen 25 in twee coëfficientengeheugens 9 en 10. In totaal moeten daarin 4 x 2 x 128 woorden van 8 bits voor de lage-band en 4 x 2 x 72 woorden van 8 bits voor de hoge-band worden opgeslagen. Eenvoudigheidshalve zijn echter ook voor de hoge-band 4 x 2 x 128 woorden opgeslagen waartoe de 30 4 x 2 x 72 woorden zijn aangevuld met nullen. Ter verkrij ging van spraakdetectiekarakteristieken van de in fig. 4 geïllustreerde gedaante, zijn deze coëfficiënten gegeven als het produkt van de desbetreffende sinus- resp. cosinus-coëfficienten en de bijbehorende venstercoëfficienten 35 een en ander volgens de formules -· ·, .

. '· * * EHN.11.449 -19- ·. ^ -* - '# b(i) = (n,T) sin(27TfTn) + W2 (n,T) sin(2^7“. 603.T.n) + ψτ^ W3 (n,T)sin(27/ .i039T.n) c(i) = Wj {n,T)cos{277· fTn) + W2 (n,T) cos (27Γ. 603.T.n) + W3(n#T)cos (27Γ. 1039.T.n) voor de lage-band b' (i) = (n,T)sin(27TfT.n) + y*ï W2'(n,T) sin(27T.ll07T.n) + W3' (n,T)sin(2 77*.18 Q5.T.n) c* (i) = W1' (n,T)cos(277-fT.n) + jpj W2' (n,T) cos (2 7Γ. 1107.T.n) + 5 753 W3' (n,T)cos(2 77\l805.T.n) voor de hoge-band. M.a.w. dienen voor elke nominale signalerings- frequentie 128 woorden voor de sinustermen en 128 woorden voor de cosinustermen te worden opgeslagen. Hierbij zijn de Kaisser-Bessel vensterfuncties Wl, W2, W3; W'i, W'2, 10 W*3 enz. overeenkomstig de in het voorafgaande gegeven uiteenzettingen gekozen. Elk van de produktaccumulatoren 7, 8 is onder het bestuur van de besturingsinrichting 4 werkzaam om uit de aangeboden reeksen van telkens 128 signaalmonsters afkomstig van de omzetter 6, en 128 produkt- 15 coëfficiënten afkomstig van de coëfficientengeheugens 9 en 10,de DFT te bepalen voor de desbetreffende nominale signaleringsfrequentie, een en ander volgens 127 x = a(i)xb(i) i=0 20 voor de produktaccumulator 7, en volgens 127 y = £3 a(i)xc(i) i=0 voor de produktaccumulator 8. Hierbij is de x-term resp. de y-term representatief voor het imaginaire resp. het reële deel van de desbetreffende DFT waarbij de filteruitkomst 25 voor de desbetreffende nominale frequentie dan is gegeven als de modulus van deze DFT, welke modulus bij dit uitvoerings- \. · PHN.11.449 -20- voorbeeld wordt bepaald als de wortel uit de som van de kwadraten van deze reële en imaginaire delen van de desbetreffende DFT. Daartoe kan b.v. gebruik worden gemaakt van een beschikbare 8-bit microprocessor 11 zoals de Z-80. De 5 bewerking kan worden gesplitst in de volgende twee delen: 1. Omzetting van de in lineaire vorm aan de uitgangen van de produktaccumulatoren beschikbare delen van de DFT in een gelogarithmiseerde 8-bit brede vorm. Een dergelijke omzetting biedt het voordeel dat daardoor een kleiner 10 aantal bits nodig is en de eigenlijke berekeningen worden vereenvoudigd.

2. Toepassing van een operatie waarbij de wortel uit de som van de kwadraten wordt bepaald. Teneinde de 24-bit brede getallen die aan de uitgangen van de produkt-

15 accumulatoren beschikbaar zijn om te zetten in logarithmi-sche vorm waardoor een microprocessor van bovenbedoelde soort de verdere bewerkingen kan uitvoeren dient een op zich bekende omzetting van de als "piecewise linear approximation" aangeduide soort te worden uitgevoerd. Bij de 20 vorming van de reële en imaginaire delen van de desbetreffende DFT is het toelaatbaar om alvorens bedoelde logarithmise-ring te doen plaatsvinden, de zeven minst significante bits van de aangeboden signaalmonsters alsook de bijbehorende tekenbit te elimineren zodat voor de volgende bewerkingen 25 16-bit brede getallen beschikbaar zijn waaruit de logarithme-vorm wordt bepaald. Hierbij wordt opgemerkt dat de produkt-coëfficienten bf resp. Cf, meer in het bijzonder de produk-ten van de sinus- resp. cosinus-termen en de desbetreffende vensterfunctie, zijn afgekapt tot 8-bit brede woorden 30 in "complement-2-vorm". Uitgaande van de in lineaire vorm door de produktaccumulatoren 7 en 8 beschikbaar gestelde 16-bit brede getallen, geldt voor de modulus m van de desbetreffende DFT

0 i/T7 2 35 m = 16.2log —— , j * ' gr PHN.11.449 -21-

Een dergelijke bewerking kan worden uitgevoerd door de in fig. 1 door 12 aangeduide bewerker die een onderdeel kan zijn van de in zijn algemeenheid door het blok 11 aangeduide microprocessor.

5 De beide produktaccumulatoren 7 en 8 zijn in staat om de telkens als reeksen van 128 aangeboden signaal-monsters en produktcoë'ff icienten te verwerken in een tijdsinterval van 125 microseconden. Zulks betekent dat voor de berekening van 8 DFT’s ofwel voor acht verschillende 10 nominale signaleringsfrequenties, een tijdsinterval van 1 ms is vereist en voor het verwerken van acht kanalen aldus telkens 8 ms nodig zijn. Zoals in het voorafgaande reeds werd opgemerkt worden de DFT’s overlappend berekend hetgeen inhoudt dat telkens een nieuwe DFT-berekening 15 wordt uitgevoerd over gedeeltelijk dezelfde monsters als die bij de voorafgaande DFT-berekening werden betrokken zodat telkens met intervallen van 8 ms nieuwe informatie omtrent het ingangssignaal wordt verkregen. Bij elke berekening zijn uitgaande van 256 ingelezen signaalmonsters, 20 over een tijdsinterval van 32 ms aldus 24 ms "oud” signaal en 8 ms "nieuw" signaal betrokken. Een dergelijke overlappende detectie wordt ook geregeld door de besturingsinrichting 4.

Met de in het voorafgaande beschreven inrichting 25 wordt bereikt dat de uitkomsten van telkens acht digitale filters ofwel detectoren, beschikbaar zijn als 8-bit brede, gelogarithmiseerde getallen die zijn opgeslagen in het geheugen van de microprocessor. Hieruit wordt zowel voor de lage-band alswel voor de hoge-band de grootste, aangeduid 30 door IZL resp. IZH van de desbetreffende vier uitkomsten bepaald. De microprocessor is nu verder ingericht voor het uitvoeren van de drie volgende onderzoekingen: 1. Onderzoek of IZL resp. IZH groter is dan een drempelwaarde Li; 35 2. Onderzoek of het verschil tussen de waarden IZL en IZH kleiner is dan een drempelwaarde L£; en EHN.11.449 -22- 3. Onderzoek of de uitkomst van de spraakdetector kleiner is dan een drempelwaarde L3. De uitkomst van de desbetreffende spraakdetector wordt berekend uit de bovenbedoelde beschikbare uitkomsten van de acht detectoren met dien 5 verstande dat wanneer voor de lage-band en voor de hoge-band is bepaald welke detectoren de grootste uitkomst hebben opgeleverd, de uitkomst van de spraakdetector wordt bepaald door van de overige zes detectoruitkomsten de wortel uit de som van de kwadraten te berekenen waardoor deze detecto-10 ren in feite worden gecombineerd tot een spraakdetector met een breedbandige karakteristiek. Door bij elkaar voegen van de zes 8-bit brede getallen die door de bewerker 12 zijn ontwikkeld en die representatief zijn voor de bovenbedoelde overige zes detectoruitkomsten, wordt dan de spraak-15 detectoruitkomst verkregen.

De drempelwaarden Li en L2 zijn vastgesteld uitgaande van de volgende overwegingen. In eerste aanleg worden de absolute niveaus van de signalen in een TDK-signaleringssysteem vastgelegd. Deze niveaus zijn gedefini-20 eerd ten opzichte van een te kiezen niveau A. Het maximale niveau van een TDK-signaal is gegeven door a) twee componenten met een niveau van A + 25 dBm; b) een kiestoon met een niveau van A + 22 dBm; en c) stoorcomponenten met een niveau van A + 25-20 dBm.

25 In een PCM-systeem dient het maximale niveau lager te zijn dan 0 dBm. In verband hiermee is gekozen voor A = -34 dBm, zodat de TDK-componenten een absoluut niveau bezitten tussen -34 en-9 dBm. De kiestoon heeft een maximaal niveau van -12 dBm. Door nu de detectoruitkom-30 sten te normeren ten opzichte van de maximale detectoruitkomst kunnen de volgende waarden voor de drempels Li en L2 worden vastgesteld nl.

Li = 80 x -0,376 =-30,08 dB en L2 = 25 x -0,376 =- 9,40 dB.

35 De waarde van de drempel L3 is vastgesteld door vast te stellen de maximale uitkomst van de spraakdetector .· n - \ . -- —^ - % i # EBN.11.449 ”23- bij aanwezigheid' van een geldige combinatie van nominale signaleringsfrequenties. Een dergelijke maximale uitkomst ontstaat wanneer: twee nominale signaleringsfrequenties aanwezig zijn met een maximale frequentie-afwijking zodat 5 deze signalen maximaal doorkomen via twee naburige detectoren (demping-27,1 dB), en stoorcomponenten bestaan met een niveau van 20 dB onder de lage-band component met een minimumniveau van -50 dBm. Rekening houdende met de gestelde CEPT-normen wordt deze ruisdrempel L3 vastgesteld 10 op -17,25 dB onder het niveau van de grootste uitkomst IZL van de lage-band, met een minimum van -42 dBm. Wanneer een uitkomst van de in het bovenstaande beschreven spraakde-tector groter blijkt te zijn dan deze ruisdrempel L3 wordt het aangeboden kanaalsignaal waaruit deze spraakdetectoruit-15 komst is afgeleid, afgekeurd.

Wanneer de spraakdetectoruitkomst kleiner is dan deze ruisdrempel en de detectoruitkomsten IZL en IZH voldoen aan de in het voorafgaande onder 1) en 2) gestelde vereisten, moet worden vastgesteld of de zgn. karakter-20 herkenningsconditie bestaat. Wanneer deze conditie bestaat verschijnt aan de uitgang van de signaleringsontvanger de correcte signaleringscode. In verband hiermede is de signaleringsontvanger ingericht voor het ten uitvoer brengen van een routine door middel waarvan uit het al of niet 25 opeenvolgen van de zgn. signaalconditie, dat is de toestand aan de ingang van de signaleringsontvanger die bestaat wanneer een daaraan aangeboden signaal overeenkomt met een geldig signaal vergezeld van een aanvaardbare hoeveelheid ongewenste frequenties, wordt voldaan aan de gestelde 30 tijdsei sen zodat over de geldigheid van het signaal kan worden beslist. Zoals in het voorafgaande is beschreven wordt elke 8 ms door de beschreven signaalconditieoperaties omtrent het bestaan van één van acht signaalcondities beslist. Voor het ten uitvoer brengen van de bovenbedoelde 35 routine die in verband met de gestelde tijdseisen moet worden doorlopen, is de signaleringsontvanger verder zodanig PHN.11.449 -2h- 'V' ^ ingericht dat: een kortdurend kanaalsignaal (< 20 ms) resulteert in ten hoogste een beslissing aangevende dat een signaalconditie bestaat. Voor het ontstaan van een karakterherkennings-5 conditie is aldus vereist dat tenminste tweemaal achtereenvolgens dezelfde signaalconditie aanwezig is.

Een signaalonderbreking (< 20 ms) resulteert daarin dat ten hoogste vijfmaal achtereenvolgens een beslissing aangevende dat de signaalconditie niet-bestaat wordt genomen.

10 De beslissing dat de karakterherkenningsconditie niet-bestaat mag aldus pas worden genomen wanneer zesmaal achtereenvolgens een andere signaalconditie optreedt dan die welke aanleiding gaf tot het bestaan van de karakterherkenningsconditie. Het tweemaal achter elkaar voorkomen 15 van eenzelfde signaalconditie resulteert ook in dit geval in een beslissing dat een karakterherkenningsconditie bestaat. Wanneer een bovenbeschreven routine heeft geleid tot het besluit dat een karakterherkenningsconditie aanwezig is wordt een uitgangsboodschap samengesteld welke via 20 de in fig. 1 door 13 aangeduide uitgangseenheid voor verdere verwerking wordt uitgegeven.

Bij het in het voorafgaande beschreven uitvoerings-voorbeeld van een signaleringsontvanger volgens de uitvinding wordt door de toevoeging van de genoemde zijlobben 25 aan elk van de in wezen als correlator werkzame digitale filters, ten behoeve van de spraakbewaking een frequentiespectrum van ca. 550 Hz t/m 1900Hz onderzocht. Daarbij komt zulk een spraakdetectierespons nog gespiegeld om de 2 kHz terug wanneer op de beschreven wijze een bemonste-30 ringsfrequentie van 4 kHz wordt toegepast. Tevens wordt de selectiviteit van de correlatoren aanzienlijk verbeterd. Een en ander kan worden gerealiseerd met een fysische componentenstructuur soortgelijk aan die van een signaleringsontvanger zoals beschreven in bovenvermelde Nederlandse 35 octrooiaanvrage en zonder dat zulk een componentenstructuur noemenswaardig behoeft te worden uitgebreid.

è λ ; 9 * 1 Q

ΕΚΝ. 11.449 -25- " . ? «

Daardoor is het in beginsel mogelijk ontvanginrich-tingen voor TDK-signalering enerzijds en voor MFC-signale-ring anderzijds in een eenheid te combineren waarbij elk . van de desbetreffende ontvangers ofwel als TDK- ofwel 5 als MFC-ontvanger werkzaam kan zijn. Voor beide soorten van ontvangers kunnen in hoofdzaak dezelfde fysische componenten alsook de daarin geïncorporeerde routines worden gebruikt. De coëfficiënten voor zowel de TDK- alswel de MFC-ontvanger zijn in de coëfficientengeheugens (PROM) 10 opgeslagen en beschikbaar. Daarbij is de microprocessor 11 ingericht om de verschillende testroutines die voor de twee soorten van ontvangers nodig zijn te implementeren.

' ~ ^ 0 8

Claims (6)

1. Ontvanginrichting die is ingericht om een aantal verschillende, elk uit tenminste twee verschillende van een aantal (s) nominale toonfrequente signaleringscomponen-ten samengestelde frequentiecombinaties te herkennen uit 5 aangeboden signalen, omvattende een aantal (s) van onderling verschillende digitale filters elk met een overdrachtskarak-teristiek waarvan een hoofdlob een toppunt bezit corresponderende met één van de genoemde nominale toonfrequente signaleringscomponenten en waarvan een zijlob een toppunt 10 bezit corresponderende met een frequentie die zich bevindt buiten een frequentieband zoals bepaald door één van twee ondergroepen waarin genoemde toonfrequente signaleringscomponenten zijn verdeeld; en een processor die is ingericht om: de uitgangssignalen van de digitale filters te verwerken, 15 twee signaalcomponenten, die met de grootste sterkte zijn ontvangen, te detecteren, en de overige uitgangssignalen te onderzoeken teneinde een spraaksignaalbewakingsfunctie te vervullen, met het kenmerk, dat de overdrachtskarakteris-tiek van elk van de digitale filters, een tweede zijlob 20 met een toppunt bezit, waarbij het toppunt van de ene zijlob resp. het toppunt van deze tweede zijlob is gelegen onder resp. boven de frequentieband van de ondergroep waartoe de desbetreffende nominale signaleringsfrequentiecom-ponent behoort; en de processor is ingericht om a) de 25 uitgangssignalen van een aantal (s-2) van de digitale filters telkens bij elkaar te voegen zodanig dat een somsig-naal ontstaat dat representatief is voor de totale energie-inhoud van de uitgangssignalen anders dan de twee uitgangssignalen die met de grootste sterkte zijn ontvangen, en 30 b) dit somsignaal te vergelijken met een drempelsignaal dat is afgeleid uit één van de genoemde twee signalen die met de grootste sterkte zijn ontvangen.

2. Ontvanginrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat elk van de digitale filters zodanig is gedimen- 35 sioneerd dat bij de minimale frequentieafstand tussen S λ f\ ^ Λ 0 f EHN.11.449 “27- « t een desbetreffende nominale signaleringsfrequentiecomponent en een frequentie die de detectiebandbreedte begrenst van de meest naburige nominale signaleringsfrequentiecompo-nent, een demping met in hoofdzaak een en dezelfde grootte 5 wordt geïntroduceerd.

3. Ontvanginrichting volgens conclusie 1 of 2, met het kenmerk, dat elk van de digitale filters verder zodanig is gedimensioneerd dat de toppunten van de desbetreffende twee zijlobben in hoofdzaak 6 dB lager liggen dan 10 het toppunt van de bijbehorende hoofdlob.

4. Ontvanginrichting volgens één van de voorafgaande conclusies 1-3, met het kenmerk, dat de vorm van de over-drachtskarakteristiek van elk van de digitale filters is bepaald door een vensterfunctie van de als Kaiser-15 Bessel-functie aangeduide soort.

5. Ontvanginrichting volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat de digitale filters zodanig zijn gedimensioneerd dat de frequenties van de toppunten van de zijlobben die zijn toegevoegd aan de ondergroep met de laagst gelegen 20 resp. de hoogst gelegen frequentieband, zich bevinden bij 603 en 1039 Hz resp. 1107 en 1805 Hz.

6. Ontvanginrichting volgens één van de voorafgaande conclusies 1-5, omvattende een geheugeninrichting voor het tijdelijk opslaan van een aantal monsters van een 25 aangeboden signaal, gekenmerkt door uitleesbesturingsmidde-len die zijn ingericht om telkens de helft van een aantal in de geheugeninrichting opgeslagen monsters uit te lezen met dien verstande dat daarbij telkens het meest naburige monster van een uitgelezen monster wordt genegeerd. -'· - * · ' ; .1 - ·. . -j o