JPS58123293A - 多周波信号受信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は多周波信号受信機に用いられる方法にあって、
多周波信号群の中からの少なくとも２つの信号の組合せ
をディジタル入力信号で検出し、かつ伝達特性における
ゼロ点が多周波信号群の公称周波数とほぼ一致する櫛形
フィルタによって１前記多周波信号受信機が単周波信号
に謡って応答するかどうかを決定する多周波信号検出方
法に関するものである。

ム（２）従来技術の説明 多周波信号受信機は電話方式、特にアナリグ信号および
ディジタル信号の双方を検出する多周波レジスタ信号方
式に頻繁に用いられており、上記ディジタル信号は例え
ばサンプリングおよびアナログ−ディジタル変換によっ
てアナリグ信号から・取出すことができる。ディジタル
信号を検出すべく配置した斯種の多周波信号受信機につ
いては、”　ＩＥＥＥ　Ｏｎ　ＯＯｍｍｕｎｉＯａｔｉ
Ｏｌｌｌｌ　”　（ｖｃｌｌ、　ＯＯＭ　−２１Ａ　１
２．１９７８年１２月第１８８１〜１８８５　！　）に
発表さレタＩ−Ｋｏｖａｌと、Ｇ、　ＧａｒＳＬ着によ
る論文゛離散的７−リエ変換を用いるディジタル）ｆｆ
受信機”に記載されている。

上記サンプリング形式の周波数は音声周波帯域内に位置
する。従って、雑音および他の不所望な信号の如き音声
周波帯域内にある妨害信号が多周波信号の組合せをシュ
ミレート（擬１化）することが有り得る。そこで、有効
な信号組合せの受信と、妨害信号の受信とを区別するよ
うに、これらの多周波信号受信機には妨害信号防止回路
を設けている。

従って、上記論文に記載されている多周波信号□；： 受信機における妨害信号防止回路は受信される信号の総
電力を求め、これを３つの最強受信信号の電力と比較し
て、検出信号の組゛合せが有効か、否かを決定する。

周波数が２つの連続する信号周波数間のほぼ中間に位置
する単周波信号から成る妨害信号の発生時には、２つの
信号に感応する８個の周波数−選択素子がその妨害信号
に応答してしまい、妨害信号防止回路は前記３つの周波
数−選択素子にて検出される電力以外の他の信号電力は
検出しなくなる。従って、この多周波信号受信機は単周
波信号によって擬態化される信号の組合せを有効信号の
組合せとして認めてし重うことになるＯこのようなこと
をなくすために、伝達特性におけるゼロ点が多周波信号
の群の公称周波数とほぼ一致す゛る櫛形フィルタを用い
ることはフランス国特許第１，４５５，４０５号明細書
から既知である。櫛形フィルタ機能の追加によって信号
処理期間が長くなり、検出期間が長くなったり・或いは
追加の・または高速信号処理回路が必要となるので、フ
ィルタの伝達特性のすイドロープを利用して櫛形フィル
タ機能を信号周波数と同時に算定することは上記フラン
ス国特許から既知である。しかしこの場合には音声信号
検出機能と単周波妨害信号検出機能との間が結合される
ことになる。

Ｂ０発明の開示 本発明の目的は検出に時間がかかることなく、また追加
の装置を用いなくても音声信号の検出機能と妨害信号“
の検出機能との間に結合が生じないようにして多周波信
号を検出する方法を提供することにある〇 本発明は智頭にて述べた形式の多周波信号検出方法にお
いて、該方法が、 −離散的７−リエ変換の核として、次式にて表わされる
核、即ち および を有しているディジタル入力信号の離散的７−リエ変換
を求める工程（ここに、ｖ（ｎ、？）は所定のウィンド
ウ信号、ｐは多周波信号の数、ｔ。

は多周波信号群の中の最低多周波信号周波数・δｆは２
つの周波数が連続する多周波信号間の周波数差、Ｔはデ
ィジタル入力信号の２つの連続するサンプル間の時間周
期、ｎは入力信号サンプルの数とする）と； −離散的フーリエ変換した入力信号から選択周波数成分
の電力に比例する信号を求める工程とニ ー　該信号を検出多周波信号の組合せを成す多周波信号
の総和電力と比較する工程と； −前記迩択肩波成分の電力に比例する信号の値が前記総
和電力の値に依存する限界値を越える場合に、検出多周
波信号の組合せを無効とする工ｌｉ！： とを含むようにしたことを特徴とする。

単周波正弦波信号を求める上述した方法によれば、従来
のディジタル多周波信号受信機を殆ど追加の回路なしで
用いることができ、また計算に追加の時間も必要としな
いと云う利点がある◇０、実施例の説明 以下図面につき本発明を説明する。

、１．　　・１１ なお、各図において、対応する同一部分を示すものには
同一符号を付して示しである。

第１図に示す多周波信号受信機は電話交換−相互間での
多周波レジスタ信号を検出するのに用いることができる
０これらの多周波信号のことを以後ＭＩＦＣ信号と称す
る０゛各伝送方向に対してこの）［ＦＯレジスタ信号方
式では信号情報を伝送する場合に音声周波帯域内に位置
する６つの信号周波数を含む成る１つの群の中からの２
つの信号周波の組合せを利用する。

従って、一方向に伝送する場合には７００゜９００．１
１００，１８００，１５００および１７００ＨｚのＭＦ
Ｏ信号の群を用いに方向に伝送する場合には順方向に対
する１　８８０　、１５００゜１６！０，１　　　）　
　４０　　　、　　１８６０　　　ｔ　　　１９ｇ　　
　ＧＨｚ　　のＭＦＯ信号の群と、逆方向に対す、る１
１４０゜１０ｆｆｉＯ，９０Ｇ、７８０，８６０および
５４０Ｈｚの［７０信号の群との各群での！ＩＩ波の組
合せな用いる°ことができる。

ＭＦＯ信号の被告を可能とするために１受信機はその入
力端子ｌに接続される６個の周波数−選択回路２〜）を
具えており、これらの各回路は前記群の１つに位置する
異なったＭＦＯ信号信号周波線応する。周波数−選択回
路によって検出された信号がＭＦＣ信号を含んでいるか
、否かを確めるために、これらの周波数−選択回路２〜
７は信号組合せ検出器８に接続する。この検出器は本来
既知の方法で・周波数−選択回路からの信号成分の内で
２つの出力信号成分だけが十分なエネルギー量で発生す
る場合に、関連するコード標識を出力端子９に供給する
。

ＭＦＯ信号は音声周波帯域内にあるため、受信機には妨
害信号防止回路１０も設けて、ＭＦＯ信号が雑音゛を含
む信号によってまねされないようにする。

防止回路１０は・例えば受信エネルギーの総量を求める
。この情報を導４９１０−１を介して舅！０信号組合せ
検出器８に供給し、これにて上記情報を検出組合せＩＦ
Ｏ信号のエネルギー量と既知の方法で比較する。

回路ｌＯによって検出されたエネルギーがＭＦＯ信号の
エネルギーを所定量だけ越える場合には、検出したＭＦ
Ｏ信号の組合せに関連するコード標識が出力端子９に供
給されなくなる。

第２図には周波数−選択回路２〜フの伝達特性を周波数
ｆＯ〜ｆ５に対してプロッシしてあり、ここに周波数ｆ
Ｏ〜ｆ５は前記ＭＦＯ信号の群の内の１つの群における
６つのＭＦＯ信号周波数である０周波数が２つの連続す
るＭＦＯ信号信号数間のほぼ中間に位置する十分強い単
周波の正弦波信号な受信する場合には、上記３つの連続
するＭ１ｃ信号周波数に感応する周波数−選択回路が上
記正弦波信号に応答してしまうようになる。従って、第
２図に示した周波数がｆ８の単周波正弦波信号の場合、
ＭＦＯ信号信号数ｆｌおよびｆｌに応答する回路２およ
び８が上記単周波正弦波信号に応答してしまい・従って
周波数がｆ８の妨害信号によってシミュレー）（擬態化
］される信号の組合曽が検出されることになる。

上述したような場合に・妨害信号防止回路１Ｇは回路３
および８が検出するエネルギー量以外には他のエネルギ
ー量を検出しないため、擬態化されたＭＦＯ信号の組合
せが出方端子９に供給されるようになる。

このような問題をなくすために、妨害信号防止回路１０
には第３図に示すように、すべての受信信号のエネルギ
ー量を求める検出器１７以外に櫛形−周波数選択回路１
８も設ける。この櫛形−周波数選択回路１８の伝達特性
を第４図に１９にて示しである。この伝達特性は）［Ｆ
Ｇｌ信号周波数の所でゼロ点、または最小減衰点を呈し
、かつＭＦＯ信号周波数間の中間の所で最大値または最
小減衰点を呈する。従って、斯種の櫛形−周波数選択回
路は・２つの連続するＭＦＯ信号周波数間のほぼ中間に
位置する周波数の単周波正弦波信号を検出するのに特に
好適である。斯様な信号を受信すると、櫛形−周波数選
択回路は最大出力信号を発生する。従って第４図に示す
ように、単周波信号ｆ８に対して最大の信号伝達特性を
呈する。

櫛形−周波数選択回路１８あ出力信号は導線１Ｏ−２を
介してＮＦＣ信号の組合せ検出器８に供給する。この出
力信号のエネルギーが検出ＭＦＯ信号のエネルギー量か
ら導出した限界値以上となる場合には、検出したＭＦＣ
ｔ信号の組合せに関連するコードｓｌＩが出力端子９に
供給されなくなる。

このようにして、単周波′信号により擬態化されるＭＦ
Ｏ周波信号の組合せが有効化されるのを防止・する。

第５図はパルス符号変調信号を処理すべく配置した多層
波信号受信機の例を示したものである。

この受信機は例えば、各々が６４キｐビット／秒の伝送
速度を呈する８２個のサブチャネルに分配される２、０
４８メガビット／秒のデータ伝送速度（データ・レイ）
）の多重チャネル２ｏに接続する。ＰＣＩ変調したＭＩ
？Ｏ信号を各サブチャネルに対する受信機に８ビツトワ
ードで供給する。なお、各８ピツ）ワードは信号サンプ
ルを表わし、信号サンプルの繰返し速度は８にサンプル
７秒とする。

受信機の作動を或１ゞるサブチャネルを介して受信機に
供給される信号一つき以下詳細に説明する。

他のチャネルの信号処理も全く同様に行なわれ、その信
号処理は同じ誉信機で時間的に順次行なっ・たり、また
は複数個の並列配置の受信機で行なうこともできる。或
いは並列および直列処理を組合せて用いることもできる
。

入サブチャネルからの８ビツトの各信号サンプルは、多
重チャネル２０における信号から取出さレテライン２２
を経て供給されるクロック信号の制御下でシフトレジス
タＷｅＩＩｔｉのバッファ段２１にて読取られる。８ビ
□ツトから成る群の信号−ンプルの受信後に、この信号
サンプルはパルス信号発生回路２４によって発生される
パルス信号の制御下で記憶装置ｆｆ１８に並列に書込ま
れる。なお記憶装置２８はＲＡＭ１ｇのものとすること
ができる。

受信されるサンプルはこの記憶装置に循環的に書込まれ
る。

実際上、ＤＦＴと称される離散的フーリエ変換を求める
場合に、受信ＭＦＯ信号のサンプふ数を１２８とすれば
、連続するサンプル間の時間がＴ　−１２５１１ＢｅＱ
であるから、１２８−’Ｉ’−１６−ｍ５ｅｃに相当す
る検出周期と：個々のＭＦＯ信号を求めるのに必要とさ
れる検出器の伝達特性のメインローブの幅と；雑音−通
話信号または条令によって規定される許容最大レベルを
有する他の妨害信号と区別し得る程度の検出信号の電カ
ニとの各相互間で良好な妥協を成し得ることを確めた。

従ッテ％ＲＡＭＢ８に記憶されるサンプル数は１２８に
選定する。順次受信されるサンプルはＲＡｌｌａ　８に
書込まれた最初のサンプルの情報を書直すため、１２８
個のサンプルは最初のものが書直される前に記憶させる
ようにする。

受信機はさらに・例えばドイツ国出願公告第２６０８２
７０号に記載されているようなプログラマブルメモｖ　
”　ＦＲＯＭ　”、ｉたは例えばＺｉｌｏｇ２８０のよ
うなマイクロプロセッサの一部としてのｌ１ｌｉｊ装置
２５を具えている。この制御装置に記憶させり制御プロ
グラムはこの制御装置（マイクロ２　。

セッサ］に接続される特にプルグラマプルメモリＰＲＯ
Ｍ２６およびＰＲＯＫ２７を制御し、これら１７）ＦＲ
ＯＭ２６．２７には”　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉ
ｏｎｓＯｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”（ｖｏｚ
、　ａｏ＊　−２１，１９７８年１２月、第１８１１−
１８８５９　）に明示されているようなりＦＴの６核（
零空間） ａ）　ｖ　（ｎＴ　）　−ｓｉｎ　（ｋｖｎＴ　）およ
びｂ）ｖ（ｎ’Ｉ’）−ｃｏｇ（ｋｗｎ’Ｉ’）を記憶
させる。

ＤＦＴの核を規定するこれらの式ａ）およびｂ）におけ
るＴは連続するサンプル間の時間・本例では１２５μｓ
ｅｃを表わし、ｎ−１，２，””Ｎはサンプルの数、本
例ではＮは１２８までの数とし、ｋは整数、本例では０
，１．２から６までの整数とし・Ｗは２π／ＩＴに相当
する音声周波のサンプリング間隔として、実行パラメー
タｋに対するｋｗがＭＦＣ周波数を表わし、かつｗ（ｎ
’ｌ’）がウィンドウ（窓）関数となるようにする。

ウィンドウ関数はサイドロープに応答する検出器のエネ
ルギーに対するメインビーブに応答する・１ビ・）。

検出器のエネルギーの比率を改善するのに用いられる。

このようなウィンドウ関数については’　　Ｐｒｏｃ、
　　ｏｆ　　ｔｈｅ　　ＩＥＥＥ　　”　　（Ｖｏｊ、
　　６６、Ａ　　１　１９）８　年１月第５１〜８８１
ｊ　）に発表されたｙ、　Ｊ、　Ｈａｒｒｉ８、による
”　Ｏｎ　ｔｈｅ　ｕｓｅ　ｏｆ　ｗｉｎｄｏｗｓ　ｆ
ｏｒ　ｈａｒｍｏｎｉ。

ａｎａｌｙｓｉｓ　ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　Ｄｉｓｃｒｅｔ
ｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　’ｒｒａｎａｆ’ｏｒｍ”に詳細
に記載されている。

輩ＦＯ信号を検出するには通常１隆起−余弦”（ｒａｉ
ｓｅｄ　−ｃｏｓｉｎｅ　）ウィンドウ関数と称されて
いるものが特に好適である。

と１ との和を求めるために、受信機は２個の種糸算器８０お
よび８１を具えている。

パルス発生回路２４により供給されるパルス列に応答し
て、制御装置２５に記憶されているプログラムは１２５
μｓｅｃ毎に実行される。

１ 斯かる制御装置６′ｉ制御導線２５−１を介して命令を
与えて、各々が１２５μＢ＋９０の長さを有する６つの
連続する時間間隔で記憶装置２８に記憶されている入力
サンプルを読取る。これらのサンプルはＰＣＩ符号化信
号サンプルを線形二進符号化信号サンプルに変換する符
号変換器２９を介して種糸算器８０および８１の第１入
力端子８０−１および８１−１に供給される。

これと同時に制御装置２５は制御導＠２５−２および２
５−８をそれぞれ介してＰＲＯＭ装置２６および２フに
命令を与えて、前記読取った入力信号サンプルと同期さ
せて、各時間間隔がその入力サンプルに割当てられる特
定のＭＦＯ信号を仔する６つの連続する時間間隔でＭＦ
Ｃ信号の６個の異なる核のサンプルを種糸算器８０の第
２入力端子８０−２および種糸算器８１の１２入力端子
８１−２にそれぞれ供給する。

積累算器８０および８１によって求められた和Ｓ（ｋ、
ｗ）およびＯ（ｋ、ｗ）“（ここに時間間隔０，１，２
．・・・５に対してに−０，１，・・・５）を導１１８
０−８および８１−８を介して記憶装置ＲＯＭ８２にア
ドレス信号として供給する。和信号Ｓ（ｋ、ｗ）および
Ｏ（ｋ、ｗ）のすべてのとり得る値に対する選択周波数
成分に関連する振幅値、または電力値Ｆ　（ｋ　、ｗ　
）　−Ｆ（ｋ　、ｖ　）”−８（ｋ、ｗ）＋Ｏ（ｋ、ｖ
）　　を斯かる記憶装置８２に記憶させておく°。なお
Ｆ（ｋ、ｗ）は周波数成分ｋＷに対する入力信号ｆ（ｎ
Ｔ）のＤＦＴである。

受信したＭＦＯ信号周波数の電力値を表わす斯くして得
た出力信号は導Ｉ！ｉ！８２−１を介して論理回路８８
に供給し、この回路にて上記出力信号を大キサに応じて
選択する。”　ＩＥＥＥ　’Ｉ’ｒａｎｓ、　ｏｎＣｏ
ｍｍ、　”　（Ｖｏｌ、　ＯＯＭ　−２１，Ａ　ＩＬ　
１９７８年１２月）にＧ、　Ｇａｒａにより発表され□
た前記論文から既知の斯かる論理回路は、例えば前述し
たＺｉｌｏｇＺ　８０の一部を成すようなマイクロプロ
セッサによって実現することができる。

最大後幅値を有する２つの信号周波数は受信ＭＦＯ信号
を表わす。６つの連続時間区間にＭＦＣ信号を検出する
以外に、つぎ０１２５μｓｅｃの時間区間に受信信号の
総エネルギーを求めて、妨害信号による誤動作を防止す
るようにする。

これがため、ＭＦＯ信号の検出が終了した後にを脚装置
２ＦＢによって導、１１ｇ５−１を介して記憶装置２８
に命令を与えて、これに記憶させである入力サンプルを
もう一度読出すようにする。これと同時に制御導＠２５
−４を介して積率算器８０に命令を４え、これに入力端
子８０−１にて受信される入力信号サンプルｆ（ｎＴ）
が入力端子８０−２にも内部的に供給されるようにする
。

積率算器８０は入力信号サンプルから和Ｉ！、即ち を求め、これを随意圧縮して記憶装置８２にアドレス信
号として供給する。すべての信号値、即ちに対する正規
化信号値、即ち を斯かる記憶装置ａ２に記憶させ・この信号値を１＄１
ｉ２５−４に現わされる信号の制御下で論理回路８８に
供給する。この論理回路は斯かる信号値を２つの最強検
出ＭＦＯ信号の和と比較し、これらの信号が予定した最
小値以上互いに相違していない場合にだけＭＦＣ信号の
組合せが有効なものであることを宣言するようにする。

しかし、上述した妨害信号防止回路を具えている斯かる
従来のＭＦＯ信号受信機は単周波の正弦波妨害信号がＭ
ＦＯ信号の組合せに擬態化するのを認知することができ
ない。このような認知な可能ならしめるために、受信機
に櫛形フィルタを設けることはフランス国特許第２，４
５５，４０５号明細書から既知である。

２つのｌｌ［Ｆ（３倍号周波数間のほぼ中間に位置する
単周波正弦波信号によって形成される入力信号をｍ１Ｉ
ｌするには、第４図に示した櫛形フィルタの伝達特性に
基すいてＭＦ（３周波数ｆＯからｆ５まで１ のＭＦＯ信号周波数間の中間に位置する周波数ｆ７〜ｆ
ｌｌに対するＤＦＴを求める必要がある。

この場合には必要な演算総回数が増えることになる。即
ち、各ＭＦＣ信号周波数を検出するため、にＤＦＴを求
める６度の演算処理と１総受信電力を求める１度の演−
処理との７度の演算処理以外に、ＭＦＣ信号周波１間の
中間に位置する各信号を検出するためのＤＦＴを求める
７度の演算処理回数の分だけ余計に必要となる。

斯かる演算処理をすべてミリ秒毎、即ち８Ｘ１！５声ｓ
ｅｃ毎に行えるようにするには１処理速度を番テぼ８倍
とする必要があり、これには処理速度が速く、従ってよ
り高価な電子部品が必要となり、また上述したようにミ
リ秒毎に演算処理を行えるようにするには並列演算によ
って行なうこともできるが・これでは回路部品の数が２
倍必要となる。

所要演算総数はつぎのようにして減らすことができる。

各周波数ｆ（フ）〜ｆ（１１）のＤＦＴは Ｔ〕 によって表わされるが、標準化係数は便宜上１に等しく
選定するも、これは通常は２／Ｈに等しくする。なおこ
こにｆＯは最低ＭＦＯ信号周波数とし、その値は一方向
伝送あ場合は７００　Ｈ２とし、両方向伝送の場合は、
順方向に対しては１８８０Ｈ２とし、戻り方向に対して
は６４０　Ｈｚとし、δｆは２つの連続するＩＦ（３倍
号周波数間の差とし、この値は一方向伝送の場合は１０
０　Ｈｚとし、また二方向伝送の場合は１２０　Ｈｚと
し、ｋは賦信号周波数の数とする。ｋについて加算する
とつぎのようになる。即ち、 （２＋ｔ／ｆＯ−δｆ／２＋ｋａｆ）ｎ−Ｔ３　　　　
　　　　　・上式から明らかなように、ｋについての和
とｎに、ついての和を入れ代えてつぎのようにすること
もできる。即ち、 （２ｒ（ｆｏ−δｆ／ｇ＋ｋａｆ）−ｎＴ）Ｓｉｎ（２
ｇ（ｆｏ−δｆ／２＋ｋＪｆ）−ｎＴ）なお１ および 眞 の部分は６区間について行な？た成木１つのＤＦＴの核
と見なすことができる。

このようにすれば、７つの追加の計算、即ちＭＦＯ信号
信号数間の中間に位置する各信号についての計算をする
代りに、僅か１度追加のＤＦ？計算を行なう必要がある
だけである０このような簡略化は・櫛形フィルタによっ
て不所望な１つの正弦波信号周波数を求め゛るようにし
ざえすれば良いと云う認識に基ずくものである。ＭＦＯ
信号の組合せにＭＦＯ周波信号の数となる２つ以上の不
所望な信号組合せが発生する場合・これは総受信電力を
検出することによって防止される。

成る１つの単周波の正弦波信号を検出するのに必要とぎ
れる追加の計算処理回数は以下述べるような好適な方法
でざらに低減させることができる０前述したように、Ｄ
ＦＴの場合、検出レスポンスのメインロープの幅はＤＦ
Ｔの計算で加算されるサンプルの数に依存する。第４図
に示すように１櫛形フイルタのメインロープの幅は第２
図に示した個々のＭＦＯ信号周波数の幅の鍔である０こ
のことからしてほぼ１倍多くの入力サンプルが必要とな
るため、蓄積容量を太き、くすると共に時間間隔を１２
５μ８６００２倍とする必要がある。しかしサンプル数
を約５０％に減らし、かつフィルタの選択性を低減させ
ずに１２５μｇｅｅの時間間隔でだけ計算を行なうよう
にすることができるＯこれはＭＦＯ信号信号数間の中間
に位置する周波数信号によって求められるＤＦＴの伝達
特性を周波数の増加に伴なって交互に一緒に加算したり
、互いに減算したりすることによって達成することかで
同様な方法でこの式からＤＦＴはつぎのようｋなる。

（ｒ（ｎｔＴ、に＃Ｗ／）＋９（ｎ、Ｔ、、に／、Ｗ／
））　　　　　（１）核ｒ（ｎ、Ｔ、に’、ｗつおよび
ｇ（ｎ、Ｔ、に’、ｖりはつぎのようになる０即ち、 Ｃ２ｔ（ｆ’ｏ−Ｉｆ／２＋ｋａｆ　）−ｎＴ）　　　
　（２）および （／Ｉｇ（ｆＯ−δｆ／２＋ｋＪｆ）、ｎＴ）　　　　
　（３）なお、上式では２式共１＋”符号または２式共
”−”符号の何れも用いることができる◎第６図には５
４０，６６０，７８０，９００゜１０２０および１１４
０　Ｈｚの一連の音声周波信号に対する斯かる処理演算
の結果を示しである。

第６図の破線曲線８７〜４８はＮＦＣ信号信号数間の中
間に位置する周波数４８０，６００゜７２１０．８４０
，９６０．１０８０および１２００Ｈｚに対するＤＦＴ
の個々の伝達特性のメインロープを示す。

偶数ロープは正符号（極性）を有し、奇数ローブは（−
１）ｋと・核（２ンおよび（８ンに対する負符号に対応
する負符号を有する。

核（２）および（８）の正符号に対しては第６図を反転
させる必要がある。曲！１４４は四−プ８７〜４８ｔ−
−緒に加算することによって得られ斯かる曲線がＭＦＯ
信号周波数でゼロ点を有し、かつＩＦ（ｉ信号周波数間
の中間に位置する周波数で最大値を呈するため・これが
櫛形フィルタ、つまりＮ−１２８に相当する多数の信号
サンプルに対する理想的な伝達特性となることは明らか
である。なお、信号値の大きざだけを用いるので、信号
値の極性は開園にならない。

斯かる櫛形フィルタ機能を実現するために、第５図に示
す多周波受信機は２個の追加の記憶装置、ＲＯＭ３４と
８５とを有しており、これらの記憶装置には核（２）お
よび（８）のサンプルヲソレぞれ記憶させる。ＲＯＭ８
４および８５はＲＯＭ２６および２７の一部とすること
もできる。

制御装置２５は、ＭＦＯ信号周波数を６つσ）連続時間
間隔で求め、かつ総受信電力をその連続時間間隔で求め
た後に、この制御′装′装置がつぎの連続時間間隔にて
導線２５−１を介して全く同様にしてＲＪＬＭ２２１に
命令を与えて、記憶装置２８に記ｔＭすれているサンプ
ルをもう一度すべて読出すようにも構成する。斯かる再
度の続出しと同時に・制御装置２６は導ＩＩ！８４−１
および８５−１を介してＲＯＭ８４および８５に命令を
４え、従来回路の場合にＲＯＭ２６および２７に命令を
与えてＭＦＣ信号周波数を求めるのと同様に、核（８）
および（８）のサンプルを読取るようにする。

これからＭＦＣ信号周波数について前述したと同じよう
な方法で１ ■ および ■ の和を積累算器８０および８１にて求める。

これらの和信号も記憶装置８２に対するアドレス信号を
成し、この記憶装置からの関連する出力信号、即ち　　
　　□。

ｓ ｐ　ｔ／（ｋｌ　ｗ／　）−３（ｋ’　Ｗ　Ｉ）　２　
＋Ｃ／ｆｌｌ　（ｋｌ　ｗつを導線８２−１を介して論
理回路８δに供給する。

論理回路８８は斯かる出力信号を限界値と比較する。な
お斯かる限界値は、妨害信号に対する従来の防止法につ
いて前述した所と同様に、前記和信号よりも例えば１０
　ｄＢ低い２つの最強検出ＭＦＣ信号の和から導出する
。櫛形周波数選択回路の出力が上記限界値以上となる場
合には、２つの最強ＭＦＣ信号が符号変換器８６に供給
され一部いようにする。この符号変換器８６はＲＯＭ形
態のものとし、これには２つのＭＦＯ信号周波数の各−
組合せに対する関連する符号標識を記憶させる。なお、
斯かる符号変換器８６は論理回路８８の一部、従ってＩ
ｌＦ述したマイクロプロセッサの一部とすることができ
る。このようにして・単周波正弦波信号によって擬態化
されるＭＦＯ信号を無効とする。

櫛形フィルタの出力信号の大きざが２つの最強検出ＭＦ
Ｃ信号周波数の和に対応しない場合（例えば櫛形周波数
選択回路が出力信号を発生せず、ＭＰ（３信号防止回路
によって検出されるエネルギーが所定の限界値内にあっ
て、２つのｊ１強ＭＦ。

信号周波数の検出エネルギー以上にならない場合）には
、これらの信号は符号変換器８６に供給されるＯ 非回帰性のＭＦＯ信号を検出する計算を行なうのに必要
な総時間は、ＭＦＯ信号に対する６つの時間区間と、総
受信電力を検出する時間区間と、単周波の正弦波妨害信
号を検出する時間区間との和８Ｘ１２５μｓｅｃ　、即
ち１ミリ秒である。

従って、単周波正弦波信号を検出するのに必要な特別な
時間はごく僅かであり、すべてのＭＦＯ信号の検出処理
は、処理速度を高めなくても条令で指定される検出期間
内にて行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明方法に基ずく多周波信号機の第１例を示
すブロック線図： 第２図は第１図の多周波信号受信機の一部を成す周波数
−選択素子の伝達特性を示す特性図；第８図は第１図の
受信機に用いられる妨害信号防止回路の一例を示すプル
ツク線図： 第４図は第８図の回路に用いられる櫛形−周波数選択素
子の伝達特性を示す特性図： 第５ｖ！Ｊは本発明方法に基ずく多周波信号受信機のデ
ィジタル式の例を示すブロック線図：第６図は第６図の
多周波信号受信機に用いられる櫛形フィルタの伝達特性
を示す特性図である。 １・・・入力端子　　　　　２〜７・・パ周波数選択回
路８・・・信号組合せ検出器　９・・・出力端子１０・
・・妨害信号防止回路　１フ・・・受信電力検出器１８
・・・櫛形−周波数選択回路 ２０・・・多重チャネル　　　２１・・・シフトレジス
タ２２・・・クロック信号供給ライン ２８・・・記憶装置　　　　　２４・・・パルス信号発
生回路２５・・・制御装置　　　　　２６．２７・・・
記憶装置２９・・・符号変換器　　　　８０．８１・・
・種糸算器８２・・・記憶装置　　　　　８８・・・論
理回路３４、８５・・・記憶装置　　　δ６・・・符号
変換器。 ５０９−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ｔ　多周波信号受信機に用いられる方法にあって、多周
   波信号群の中からの少なくとも２つの信号の組合せをデ
   ィジタル入力信号で楡出し１かつ伝達特性におけるゼレ
   点が多周波信号群の公称肩波数とほぼ一致する櫛形フィ
   ルタによって、前記多周波信号受信機が単周波信号に誤
   って応答するかどうかを決定する多周波信号検出方法に
   おいて、該方法が・−離散的フーリエ変換の核として、
   次式にて褒わされる核、即ち および を有しているディジタル入力信号の離散的７−リエ変換
   を求める工程（ここに、 ｖ（ｎ、Ｔ）は所定のウィンドウ信号、ｐは多周波信号
   の数、ｆｏは多周波信号群の中の最低多周波信号周波数
   、ａｔはｇつの周波数が連続する多周波信号間の周波数
   差・Ｔはディジタル入力信号の２つの連続するサンプル
   間の時間周期、ｎは入力信号サンプルの数とする）と： 離散的フーリエ変換した入力信号から選択周波数成分の
   電力に比例する信号を求め１　る工程と： 該信号を検出多周波信号の組合せを成す多周波信号の総
   和電力と比較する工程と；前記選択周波数成分の電力に
   比例する信号の値が前記総和電力の値に依存する限界値
   を越える場合に、検出多周波信号の組合せを無効とする
   工程： とを含むようにしたことな特徴とする多周波信号検出方
   法。