JPH0632487B2 - 多周波信号受信方法 - Google Patents
多周波信号受信方法Info
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- JPH0632487B2 JPH0632487B2 JP58000793A JP79383A JPH0632487B2 JP H0632487 B2 JPH0632487 B2 JP H0632487B2 JP 58000793 A JP58000793 A JP 58000793A JP 79383 A JP79383 A JP 79383A JP H0632487 B2 JPH0632487 B2 JP H0632487B2
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- H04Q1/44—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 Ａ．発明の背景 Ａ(1)発明の分野 本発明は、多周波信号受信機に用いられる方法であっ
て、ディジタル入力信号における多周波信号を含む１つ
の群の中から少なくとも２つの信号の組合わせを検出
し、かつ前記受信機が単周波信号に誤って応答するかど
うかを、伝達関数が前記多周波信号群の公称周波数にほ
ぼ等しい周波数に対してゼロとなる櫛形フィルタによっ
て決定する多周波信号受信方法に関するものである。
て、ディジタル入力信号における多周波信号を含む１つ
の群の中から少なくとも２つの信号の組合わせを検出
し、かつ前記受信機が単周波信号に誤って応答するかど
うかを、伝達関数が前記多周波信号群の公称周波数にほ
ぼ等しい周波数に対してゼロとなる櫛形フィルタによっ
て決定する多周波信号受信方法に関するものである。
Ａ(2)従来技術の説明 多周波信号受信機は電話方式、特にアナログ信号および
デイジタル信号の双方を検出する多周波レジスタ信号方
式に頻繁に用いられており、上記デイジタル信号は例え
ばサンプリングおよびアナログ−デイジタル変換によつ
てアナログ信号から取出すことができる。デイジタル信
号を検出すべく配置した斯種の多周波信号受信機につい
ては、“IEEE on Communications”（vol. COM−21 N
o.12, 1973年12月第1331〜1335頁）に発表されたI-Kova
lとＧ．Cara著による論文“離散的フーリエ変換を用い
るデイジタルMF受信機”に記載されている。
デイジタル信号の双方を検出する多周波レジスタ信号方
式に頻繁に用いられており、上記デイジタル信号は例え
ばサンプリングおよびアナログ−デイジタル変換によつ
てアナログ信号から取出すことができる。デイジタル信
号を検出すべく配置した斯種の多周波信号受信機につい
ては、“IEEE on Communications”（vol. COM−21 N
o.12, 1973年12月第1331〜1335頁）に発表されたI-Kova
lとＧ．Cara著による論文“離散的フーリエ変換を用い
るデイジタルMF受信機”に記載されている。
上記信号方式の周波数は音声周波帯域内に位置する。従
つて、雑音および他の不所望な信号の如き音声周波帯域
内にある妨害信号が多周波信号の組合せをシユミレート
（擬態化）することが有り得る。そこで、有効な信号合
せの受信と、妨害信号の受信とを区別するように、これ
らの多周波信号受信機には妨害信号防止回路を設けてい
る。
つて、雑音および他の不所望な信号の如き音声周波帯域
内にある妨害信号が多周波信号の組合せをシユミレート
（擬態化）することが有り得る。そこで、有効な信号合
せの受信と、妨害信号の受信とを区別するように、これ
らの多周波信号受信機には妨害信号防止回路を設けてい
る。
従つて、上記論文に記載されている多周波信号受信機に
おける妨害信号防止回路は受信される信号の総電力を求
め、これを２つの最強受信信号の電力（パワー）と比較
して、検出信号の組合せが有効か、否かを決定する。
おける妨害信号防止回路は受信される信号の総電力を求
め、これを２つの最強受信信号の電力（パワー）と比較
して、検出信号の組合せが有効か、否かを決定する。
周波数が２つの連続する信号周波数間のほぼ中間に位置
する単周波信号から成る妨害信号の発生時には、２つの
信号に感応する２個の周波数−選択素子がその妨害信号
に応答してしまい、妨害信号防止回路は前記２つの周波
数−選択素子にて検出される電力以外の他の信号電力は
検出しなくなる。従つて、この多周波信号受信機は単周
波信号によつて擬態化される信号の組合せを有効信号の
組合せとして認めてしまうことになる。
する単周波信号から成る妨害信号の発生時には、２つの
信号に感応する２個の周波数−選択素子がその妨害信号
に応答してしまい、妨害信号防止回路は前記２つの周波
数−選択素子にて検出される電力以外の他の信号電力は
検出しなくなる。従つて、この多周波信号受信機は単周
波信号によつて擬態化される信号の組合せを有効信号の
組合せとして認めてしまうことになる。
このようなことをなくすために、伝達特性におけるゼロ
点が多周波信号の群の公称周波数とほぼ一致する櫛形フ
イルタを用いることはフランス国特許第2,455,405号明
細書から既知である。櫛形フイルタ機能の追加によつて
信号処理期間が長くなり、検出期間が長くなつたり、或
いは追加の、または高速信号処理回路が必要となるの
で、フイルタの伝達特性のサイドロープを利用して櫛形
フイルタの伝達関数を信号周波数と同時に算定すること
は上記フランス国特許から既知である。しかしこの場合
には多周波信号検出機能と単周波妨害信号検出機能とが
相対的に結合されることになる。
点が多周波信号の群の公称周波数とほぼ一致する櫛形フ
イルタを用いることはフランス国特許第2,455,405号明
細書から既知である。櫛形フイルタ機能の追加によつて
信号処理期間が長くなり、検出期間が長くなつたり、或
いは追加の、または高速信号処理回路が必要となるの
で、フイルタの伝達特性のサイドロープを利用して櫛形
フイルタの伝達関数を信号周波数と同時に算定すること
は上記フランス国特許から既知である。しかしこの場合
には多周波信号検出機能と単周波妨害信号検出機能とが
相対的に結合されることになる。
Ｂ．発明の開示 本発明の目的は検出に時間がかかることなく、また追加
の装置を用いなくても多周波信号の検出機能と妨害信号
の検出機能との間に上述した結合が生じないようにして
多周波信号を受信する方法を提供することにある。
の装置を用いなくても多周波信号の検出機能と妨害信号
の検出機能との間に上述した結合が生じないようにして
多周波信号を受信する方法を提供することにある。
本発明は冒頭にて述べた形式の多周波信号受信方法にお
いて、前記櫛形フィルタの出力信号の周波数スペクトル
が、 に比例し、ここにｆ（ｎＴ）は櫛形フィルタの入力信
号、ｎは整数値、Ｔはディジタル入力信号のサンプル化
間隔、ｒ（ｎＴ）は前記フィルタの実数部の係数、ｓ
（ｎＴ）は虚数部の係数とし、ｒ（ｎＴ）が、 に比例し、ｓ（ｎＴ）が、 に比例するように、ここにｗ（ｎ，Ｔ）は所定のウィン
ドウ信号、ｆ０は前記公称周波数の内の最低周波数、δ
ｆは２つの連続する公称周波数間の周波数差とし、さら
に櫛形フィルタの出力信号のパワーに比例するパワー信
号を決定し、このパワー信号と、検出される多周波コー
ド信号の組合わせを成す多周波信号のパワーの和とを比
較し、前記パワー信号が前記和の値に依存する或るしき
い値以上の値を有する場合に、検出多周波コード信号の
組合わせを無効とすることを特徴とする。
いて、前記櫛形フィルタの出力信号の周波数スペクトル
が、 に比例し、ここにｆ（ｎＴ）は櫛形フィルタの入力信
号、ｎは整数値、Ｔはディジタル入力信号のサンプル化
間隔、ｒ（ｎＴ）は前記フィルタの実数部の係数、ｓ
（ｎＴ）は虚数部の係数とし、ｒ（ｎＴ）が、 に比例し、ｓ（ｎＴ）が、 に比例するように、ここにｗ（ｎ，Ｔ）は所定のウィン
ドウ信号、ｆ０は前記公称周波数の内の最低周波数、δ
ｆは２つの連続する公称周波数間の周波数差とし、さら
に櫛形フィルタの出力信号のパワーに比例するパワー信
号を決定し、このパワー信号と、検出される多周波コー
ド信号の組合わせを成す多周波信号のパワーの和とを比
較し、前記パワー信号が前記和の値に依存する或るしき
い値以上の値を有する場合に、検出多周波コード信号の
組合わせを無効とすることを特徴とする。
単周波正弦波信号を求める上述した方法によれば、従来
のデイジタル多周波信号受信機を殆ど追加の回路なしで
用いることができ、また計算に追加の時間も必要としな
いと云う利点がある。
のデイジタル多周波信号受信機を殆ど追加の回路なしで
用いることができ、また計算に追加の時間も必要としな
いと云う利点がある。
Ｃ．実施例の説明 以下図面につき本発明を説明する。
なお、各図において、対応する同一部分を示すものには
同一符号を付して示してある。
同一符号を付して示してある。
第１図に示す多周波信号受信機は電話交換機相互間での
多周波レジスタ信号を検出するのに用いることができ
る。これらの多周波信号のことを以後ＭＦＣ信号と称す
る。各伝送方向に対してこのＭＦＣレジスタ信号方式で
は信号情報を伝送する場合に音声周波帯域内に位置する
６つの信号周波数を含む或る１つの群の中からの２つの
信号周波の組合せを利用する。
多周波レジスタ信号を検出するのに用いることができ
る。これらの多周波信号のことを以後ＭＦＣ信号と称す
る。各伝送方向に対してこのＭＦＣレジスタ信号方式で
は信号情報を伝送する場合に音声周波帯域内に位置する
６つの信号周波数を含む或る１つの群の中からの２つの
信号周波の組合せを利用する。
従つて、一方向に伝送する場合には７００，９００，１
１００，１３００，１５００および１７００HzのＭＦＣ
信号の群を用い、二方向に伝送する場合には順方向に対
する１３８０，1500,１６２０，１７４０，１８６０，
１９８０HzのＭＦＣ信号の群と、逆方向に対する１１４
０，１０２０，９００，７８０，６６０および５４０Hz
のＭＦＣ信号の群との各群での２周波の組合せを用いる
ことができる。
１００，１３００，１５００および１７００HzのＭＦＣ
信号の群を用い、二方向に伝送する場合には順方向に対
する１３８０，1500,１６２０，１７４０，１８６０，
１９８０HzのＭＦＣ信号の群と、逆方向に対する１１４
０，１０２０，９００，７８０，６６０および５４０Hz
のＭＦＣ信号の群との各群での２周波の組合せを用いる
ことができる。
ＭＦＣ信号の検出を可能とするために、受信機はその入
力端子１に接続される６個の周波数−選択回路２〜７を
具えており、これらの各回路は前記群の１つに位置する
異なつたＭＦＣ信号周波数に感応する。周波数−選択回
路によつて検出された信号がＭＦＣ信号を含んでいる
か、否かを確めるために、これらの周波数−選択回路２
〜７は信号組合せ検出器８に接続する。この検出器は本
来既知の方法で、周波数−選択回路からの信号成分の内
で２つの出力信号成分だけが十分なエネルギー量で発生
する場合に、関連するコード標識を出力端子９に供給す
る。
力端子１に接続される６個の周波数−選択回路２〜７を
具えており、これらの各回路は前記群の１つに位置する
異なつたＭＦＣ信号周波数に感応する。周波数−選択回
路によつて検出された信号がＭＦＣ信号を含んでいる
か、否かを確めるために、これらの周波数−選択回路２
〜７は信号組合せ検出器８に接続する。この検出器は本
来既知の方法で、周波数−選択回路からの信号成分の内
で２つの出力信号成分だけが十分なエネルギー量で発生
する場合に、関連するコード標識を出力端子９に供給す
る。
ＭＦＣ信号は音声周波帯域内にあるため、受信機には妨
害信号防止回路１０も設けて、ＭＦＣ信号が雑音を含む
信号によつてまねされないようにする。
害信号防止回路１０も設けて、ＭＦＣ信号が雑音を含む
信号によつてまねされないようにする。
防止回路１０は、例えば受信エネルギーの総量を求め
る。この情報を導線１０−１を介してMFC信号組合せ検
出器８に供給し、これにて上記情報を検出組合せＭＦＣ
信号のエネルギー量と既知の方法で比較する。
る。この情報を導線１０−１を介してMFC信号組合せ検
出器８に供給し、これにて上記情報を検出組合せＭＦＣ
信号のエネルギー量と既知の方法で比較する。
回路１０によつて検出されたエネルギーがMFC信号のエ
ネルギーの所定量だけ越える場合には、検出したＭＦＣ
信号の組合せに関連するコード標識が出力端子９に供給
されなくなる。
ネルギーの所定量だけ越える場合には、検出したＭＦＣ
信号の組合せに関連するコード標識が出力端子９に供給
されなくなる。
第２図には周波数−選択回路２〜７の伝達特性を周波数
f0〜f5に対してプロツトしてあり、ここに周波数f0〜f5
は前記ＭＦＣ信号の群の内の１つの群における６つのＭ
ＦＣ信号周波数である。
f0〜f5に対してプロツトしてあり、ここに周波数f0〜f5
は前記ＭＦＣ信号の群の内の１つの群における６つのＭ
ＦＣ信号周波数である。
周波数が２つの連続するＭＦＣ信号周波数間のほぼ中間
に位置する十分強い単周波の正弦波信号が受信される場
合には、上記２つの連続するＭＦＣ信号周波数に感心す
る周波数−選択回路が上記正弦波信号に応答してしまう
ようになる。従つて、第２図に示した周波数がf8の単周
波正弦波信号の場合、ＭＦＣ信号周波数f0およびf1に応
答する回路２および３が上記単周波正弦波信号に応答し
てしまい、従つて周波数がf8の妨害信号によつてシミユ
レート（凝態化）される信号の組合せが検出されること
になる。
に位置する十分強い単周波の正弦波信号が受信される場
合には、上記２つの連続するＭＦＣ信号周波数に感心す
る周波数−選択回路が上記正弦波信号に応答してしまう
ようになる。従つて、第２図に示した周波数がf8の単周
波正弦波信号の場合、ＭＦＣ信号周波数f0およびf1に応
答する回路２および３が上記単周波正弦波信号に応答し
てしまい、従つて周波数がf8の妨害信号によつてシミユ
レート（凝態化）される信号の組合せが検出されること
になる。
上述したような場合に、妨害信号防止回路１０は回路２
および３が検出するエネルギー量以外には他のエネルギ
ー量を検出しないため、擬態化されたＭＦＣ信号の組合
せが出力端子９に供給されるようになる。
および３が検出するエネルギー量以外には他のエネルギ
ー量を検出しないため、擬態化されたＭＦＣ信号の組合
せが出力端子９に供給されるようになる。
このような問題をなくすために、妨害信号防止回路１０
には第３図に示すように、すべての受信信号のエネルギ
ー量を求める検出器１７以外に櫛形−周波数選択回路１
８も設ける。この櫛形−周波数選択回路１８の伝達特性
を第４図に１９にて示してある。この伝達特性はＭＦＣ
信号周波数の所でゼロ点、または最大減衰点を呈し、か
つMFC信号周波数間の中間の所で最大値または最小減衰
点を呈する。従つて、斯種の櫛形−周波数選択回路は、
２つの連続するＭＦＣ信号周波数間のほぼ中間に位置す
る周波数の単周波正弦波信号を検出するのに特に好適で
ある。斯様な信号を受信すると、櫛形−周波数選択回路
は最大出力信号を発生する。従つて第４図に示すよう
に、単周波信号f8に対して最大の信号伝達特性を呈す
る。
には第３図に示すように、すべての受信信号のエネルギ
ー量を求める検出器１７以外に櫛形−周波数選択回路１
８も設ける。この櫛形−周波数選択回路１８の伝達特性
を第４図に１９にて示してある。この伝達特性はＭＦＣ
信号周波数の所でゼロ点、または最大減衰点を呈し、か
つMFC信号周波数間の中間の所で最大値または最小減衰
点を呈する。従つて、斯種の櫛形−周波数選択回路は、
２つの連続するＭＦＣ信号周波数間のほぼ中間に位置す
る周波数の単周波正弦波信号を検出するのに特に好適で
ある。斯様な信号を受信すると、櫛形−周波数選択回路
は最大出力信号を発生する。従つて第４図に示すよう
に、単周波信号f8に対して最大の信号伝達特性を呈す
る。
櫛形−周波数選択回路１８の出力信号は導線１０−２を
介してＭＦＣ信号の組合せ検出器８に供給する。この出
力信号のエネルギーが周波数−選択回路２〜７によって
検出されたMFC信号のエネルギー量から導出される或る
しきい値（限界値）以上となる場合には、検出したＭＦ
Ｃ信号の組合せに関連するコード標識が出力端子９に供
給されなくなる。このようにして、単周波信号により擬
態化される。ＭＦＣ周波信号の組合せが有効化されるの
を防止する。
介してＭＦＣ信号の組合せ検出器８に供給する。この出
力信号のエネルギーが周波数−選択回路２〜７によって
検出されたMFC信号のエネルギー量から導出される或る
しきい値（限界値）以上となる場合には、検出したＭＦ
Ｃ信号の組合せに関連するコード標識が出力端子９に供
給されなくなる。このようにして、単周波信号により擬
態化される。ＭＦＣ周波信号の組合せが有効化されるの
を防止する。
第５図はパルス符号変調信号を処理すべく配置した多周
波信号受信機の例を示したものである。この受信機は例
えば、各々が６４キロビツト／秒の伝送速度を呈する３
２個のサブチヤネルに分配される2.048メガビツト／秒
のデータ伝送速度（データ・レイト）の多重チヤネル２
０に接続する。ＰＣＭ変調したＭＦＣ信号を各サブチヤ
ネルに対する受信機に８ビツトワードで供給する。な
お、各８ビツトワードは信号サンプルを表わし、信号サ
ンプルの繰返し速度は８Ｋサンプル／秒とする。
波信号受信機の例を示したものである。この受信機は例
えば、各々が６４キロビツト／秒の伝送速度を呈する３
２個のサブチヤネルに分配される2.048メガビツト／秒
のデータ伝送速度（データ・レイト）の多重チヤネル２
０に接続する。ＰＣＭ変調したＭＦＣ信号を各サブチヤ
ネルに対する受信機に８ビツトワードで供給する。な
お、各８ビツトワードは信号サンプルを表わし、信号サ
ンプルの繰返し速度は８Ｋサンプル／秒とする。
受信機の作動を或るサブチヤネルを介して受信機に供給
される信号につき以下詳細に説明する。他のチヤネルの
信号処理も全く同様に行なわれ、その信号処理は同じ受
信機で時間的に順次行なつたり、または複数個の並列配
置の受信機で行なうこともできる。或いは並列および直
列処理を組合せて用いることもできる。
される信号につき以下詳細に説明する。他のチヤネルの
信号処理も全く同様に行なわれ、その信号処理は同じ受
信機で時間的に順次行なつたり、または複数個の並列配
置の受信機で行なうこともできる。或いは並列および直
列処理を組合せて用いることもできる。
入サブチヤネルからの８ビツトの各信号サンプルは、多
重チヤネル２０における信号から取出されてライン２２
を経て供給されるクロツク信号の制御下でシフトレジス
タ形態のバツフア段２１にて読取られる。８ビツトから
成る群の信号サンプルの受信後に、この信号サンプルは
パルス信号発生回路２４によつて発生されるパルス信号
の制御下で記憶装置２３に並列に書込まれる。なお記憶
装置２３はＲＡＭ形態のものとすることができる。受信
されるサンプルはこの記憶装置に循環的に書込まれる。
重チヤネル２０における信号から取出されてライン２２
を経て供給されるクロツク信号の制御下でシフトレジス
タ形態のバツフア段２１にて読取られる。８ビツトから
成る群の信号サンプルの受信後に、この信号サンプルは
パルス信号発生回路２４によつて発生されるパルス信号
の制御下で記憶装置２３に並列に書込まれる。なお記憶
装置２３はＲＡＭ形態のものとすることができる。受信
されるサンプルはこの記憶装置に循環的に書込まれる。
実際上、ＤＦＴと称される離散的フーリエ変換を行う場
合に、受信ＭＦＣ信号のサンプル数を１２８とすれば、
連続するサンプル間の時間がＴ＝１２５μsecであるか
ら、１２８・Ｔ＝１６msecに相当する検出周期と；個々
のＭＦＣ信号を求めるのに必要とされる検出器の伝達特
性のメインロープの幅と；雑音−通話信号または条令に
よつて規定される許容最大レベルを有する他の妨害信号
と区別し得る程度の検出信号の電力（パワー）；との各
相互間で良好な妥協を成し得ることを確めた。従つて、
ＲＡＭ２３に記憶されるサンプル数は１２８に選定す
る。128 個のサンプルの記憶後には、この一連の128 個
の記憶済みのサンプルにおける第１サンプルの上に順次
受信される最初のサンプルを書込み、順次受信される第
２のサンプルは前記一連の128 個の記憶済みのサンプル
における第２のサンプルの上に書込むようにして、以下
順次受信されるサンプルを書込むようにする。
合に、受信ＭＦＣ信号のサンプル数を１２８とすれば、
連続するサンプル間の時間がＴ＝１２５μsecであるか
ら、１２８・Ｔ＝１６msecに相当する検出周期と；個々
のＭＦＣ信号を求めるのに必要とされる検出器の伝達特
性のメインロープの幅と；雑音−通話信号または条令に
よつて規定される許容最大レベルを有する他の妨害信号
と区別し得る程度の検出信号の電力（パワー）；との各
相互間で良好な妥協を成し得ることを確めた。従つて、
ＲＡＭ２３に記憶されるサンプル数は１２８に選定す
る。128 個のサンプルの記憶後には、この一連の128 個
の記憶済みのサンプルにおける第１サンプルの上に順次
受信される最初のサンプルを書込み、順次受信される第
２のサンプルは前記一連の128 個の記憶済みのサンプル
における第２のサンプルの上に書込むようにして、以下
順次受信されるサンプルを書込むようにする。
受信機はさらに、例えばドイツ国出願公告第2603270号
に記載されているようなプログラマブルメモリ“ＰＲＯ
Ｍ”、または例えばZilog Z80のようなマイクロプロセ
ツサの一部としての制御装置２５を具えている。この制
御装置に記憶させた制御プログラムはこの制御装置（マ
イクロプロセツサ）に接続される特にプログラマブルメ
モリＰＲＯＭ２６およびＰＲＯＭ２７を制御し、これら
のＰＲＯＭ２６，２７には“IEEE Transactions on Com
munications”（Vol.Com−21．1973年１２月．第1331−
1335頁）に定義されているようなＤＦＴのケルネル(ker
nel)と称されている係数、即ち ａ）w(nT)・sin［２π(f0＋kδf)］および ｂ）w(nT)・cos［２π(f0＋kδf)］ を記憶させる。
に記載されているようなプログラマブルメモリ“ＰＲＯ
Ｍ”、または例えばZilog Z80のようなマイクロプロセ
ツサの一部としての制御装置２５を具えている。この制
御装置に記憶させた制御プログラムはこの制御装置（マ
イクロプロセツサ）に接続される特にプログラマブルメ
モリＰＲＯＭ２６およびＰＲＯＭ２７を制御し、これら
のＰＲＯＭ２６，２７には“IEEE Transactions on Com
munications”（Vol.Com−21．1973年１２月．第1331−
1335頁）に定義されているようなＤＦＴのケルネル(ker
nel)と称されている係数、即ち ａ）w(nT)・sin［２π(f0＋kδf)］および ｂ）w(nT)・cos［２π(f0＋kδf)］ を記憶させる。
上記DFT の係数を規定するこれらの式a)およびb)におけ
るＴは連続するサンプル間の時間、本例では125 μsec
を表わし、ｎ＝０，１，２，……Ｎ−１はサンプル数、
本例ではＮ＝128 であり、ｋは整数、本列では０，１，
２から６までの整数であり、ｗは２π／NTに相当する音
声周波のサンプリング間隔であり、従って実行パラメー
タｋに対するkwはMFC の周波数を表わし、かつw(nT) は
ウインドウ（窓）関数である。
るＴは連続するサンプル間の時間、本例では125 μsec
を表わし、ｎ＝０，１，２，……Ｎ−１はサンプル数、
本例ではＮ＝128 であり、ｋは整数、本列では０，１，
２から６までの整数であり、ｗは２π／NTに相当する音
声周波のサンプリング間隔であり、従って実行パラメー
タｋに対するkwはMFC の周波数を表わし、かつw(nT) は
ウインドウ（窓）関数である。
ウインドウ関数はサイドロープに応答する検出器のエネ
ルギーに対するメインロープに応答する検出器のエネル
ギーの比率を改善するのに用いられる。このようなウイ
ンドウ関数については“Proc. of the IEEE”（Vol. 6
6. No.1 1978年１月第51〜83頁）に発表されたＦ．Ｊ．
Harrisによる“On the use of windows for harmonic a
nalysis with the Discrete Fourier Transform”に詳
細に記載されている。
ルギーに対するメインロープに応答する検出器のエネル
ギーの比率を改善するのに用いられる。このようなウイ
ンドウ関数については“Proc. of the IEEE”（Vol. 6
6. No.1 1978年１月第51〜83頁）に発表されたＦ．Ｊ．
Harrisによる“On the use of windows for harmonic a
nalysis with the Discrete Fourier Transform”に詳
細に記載されている。
ＭＦＣ信号を検出するには通常“隆起−余弦”（raised
−cosine）ウインドウ関数と称されているものが特に好
適である。
−cosine）ウインドウ関数と称されているものが特に好
適である。
の和をそれぞれ求めるために、受信機は２個の積累算器
３０および３１を具えている。
３０および３１を具えている。
パルス発生回路２４により供給されるパルス列に応答し
て、制御装置２５に記憶されているプログラムは１２５
μsec毎に実行される。
て、制御装置２５に記憶されているプログラムは１２５
μsec毎に実行される。
斯る制御装置は記憶装置23に記憶してあるMFC信号の６
つの異なる係数（ケルネル）の入力サンプルを各々が12
5 μsec の長さを有する６つの連続する時間間隔で読取
るために制御導線25−１を介して命令を与える。これら
のサンプルはＰＣＭ符号化信号サンプルを線形二進符号
化信号サンプルに変換する符号変換器２９を介して積累
算器３０および３１の第１入力端子３０−１および３１
−１に供給される。
つの異なる係数（ケルネル）の入力サンプルを各々が12
5 μsec の長さを有する６つの連続する時間間隔で読取
るために制御導線25−１を介して命令を与える。これら
のサンプルはＰＣＭ符号化信号サンプルを線形二進符号
化信号サンプルに変換する符号変換器２９を介して積累
算器３０および３１の第１入力端子３０−１および３１
−１に供給される。
これと同時に制御装置25は制御導線25−２および25−３
をそれぞれ介してPROM装置26および27に命令を与えて、
前記記憶装置23からの入力信号サンプルの読取と同期さ
せて、MFC 信号の６つの異なる係数（ケルネル）のサン
プルが、各時間間隔がそれに割当てられた特定のMFC 信
号を有している６つの連続する時間間隔で積累算器30の
第２入力端子30−２および積累算器31の第２入力端子31
−２にそれぞれ供給されるようにする。
をそれぞれ介してPROM装置26および27に命令を与えて、
前記記憶装置23からの入力信号サンプルの読取と同期さ
せて、MFC 信号の６つの異なる係数（ケルネル）のサン
プルが、各時間間隔がそれに割当てられた特定のMFC 信
号を有している６つの連続する時間間隔で積累算器30の
第２入力端子30−２および積累算器31の第２入力端子31
−２にそれぞれ供給されるようにする。
積累算器３０および３１によつて求めた和Ｓ（ｆ０＋ｋ
δｆ）およびＣ（ｆ０＋ｋδｆ）（ここに時間間隔０，
１，２，…５に対してＫ＝０，１，…５）を導線３０−
３および３１−３を介して記憶装置ＲＯＭ３２にアドレ
ス信号として供給する。和信号Ｓ（ｆ０＋ｋδｆ）およ
びＣ（ｆ０＋ｋδｆ）のすべてのとり得る値に対する選
択周波数成分に関連する振幅値、即ち電力値（パワー）
Ｆ（ｆ０＋ｋδｆ）＝Ｆ（ｆ０＋ｋδｆ）２＝Ｓ（ｆ０
＋ｋδｆ）２＋Ｃ（ｆ０＋ｋδｆ）２を記憶装置３２に
記憶させておく。なお、Ｆ（ｆ０＋ｋδｆ）は周波数成
分ｋｗに対する入力信号ｆ（ｎＴ）のDFTである。
δｆ）およびＣ（ｆ０＋ｋδｆ）（ここに時間間隔０，
１，２，…５に対してＫ＝０，１，…５）を導線３０−
３および３１−３を介して記憶装置ＲＯＭ３２にアドレ
ス信号として供給する。和信号Ｓ（ｆ０＋ｋδｆ）およ
びＣ（ｆ０＋ｋδｆ）のすべてのとり得る値に対する選
択周波数成分に関連する振幅値、即ち電力値（パワー）
Ｆ（ｆ０＋ｋδｆ）＝Ｆ（ｆ０＋ｋδｆ）２＝Ｓ（ｆ０
＋ｋδｆ）２＋Ｃ（ｆ０＋ｋδｆ）２を記憶装置３２に
記憶させておく。なお、Ｆ（ｆ０＋ｋδｆ）は周波数成
分ｋｗに対する入力信号ｆ（ｎＴ）のDFTである。
受信したＭＦＣ信号周波数の電力値を表わす斯くして得
た出力信号は導線３２−１を介して論理回路３３に供給
し、この回路にて上記出力信号を大きさに応じて選択す
る。“IEEE Trans. on Comm. ”（Vol. COM−21，No.1
2. 1973年１２月）にＧ．Garaにより発表された前記論
文から既知の斯かる論理回路は、例えば前述したZilog
Ｚ８０の一部を成すようなマイクロプロセツサによつて
実現することができる。
た出力信号は導線３２−１を介して論理回路３３に供給
し、この回路にて上記出力信号を大きさに応じて選択す
る。“IEEE Trans. on Comm. ”（Vol. COM−21，No.1
2. 1973年１２月）にＧ．Garaにより発表された前記論
文から既知の斯かる論理回路は、例えば前述したZilog
Ｚ８０の一部を成すようなマイクロプロセツサによつて
実現することができる。
最大振幅値を有する２つの信号周波数は受信ＭＦＣ信号
を表わす。６つの連続時間区間にMFC信号を検出する以
外に、つぎの１２５μsecの時間区間に受信信号の総エ
ネルギーを求めて、妨害信号による誤動作を防止するよ
うにする。
を表わす。６つの連続時間区間にMFC信号を検出する以
外に、つぎの１２５μsecの時間区間に受信信号の総エ
ネルギーを求めて、妨害信号による誤動作を防止するよ
うにする。
これがため、ＭＦＣ信号の検出が終了した後に制御装置
２５によつて導線２５−１を介して記憶装置２３に命令
を与えて、これに記憶させてある入力サンプルをもう一
度読出すようにする。これと同時に制御導線２５−４を
介して積累算器３０に命令を与え、これに入力端子３０
−１にて受信される入力信号サンプルｆ（ｎＴ）が入力
端子３０−２にも内部的に供給されるようにする。
２５によつて導線２５−１を介して記憶装置２３に命令
を与えて、これに記憶させてある入力サンプルをもう一
度読出すようにする。これと同時に制御導線２５−４を
介して積累算器３０に命令を与え、これに入力端子３０
−１にて受信される入力信号サンプルｆ（ｎＴ）が入力
端子３０−２にも内部的に供給されるようにする。
積累算器３０は入力信号サンプルから和信号、即ち を求め、これを随意圧縮して記憶装置３２にアドレス信
号として供給する。すべての信号値、即ち に対する正規化信号値、即ち を斯かる記憶装置３２に記憶させ、この信号値を導線２
５−４に現われる信号の制御下で論理回路３３に供給す
る。この論理回路は斯かる信号値円２つの最強検出ＭＦ
Ｃ信号の和と比較し、これらの信号が予定した最小値以
上互いに相違していない場合にだけＭＦＣ信号の組合せ
が有効なものであることを宣言するようにする。
号として供給する。すべての信号値、即ち に対する正規化信号値、即ち を斯かる記憶装置３２に記憶させ、この信号値を導線２
５−４に現われる信号の制御下で論理回路３３に供給す
る。この論理回路は斯かる信号値円２つの最強検出ＭＦ
Ｃ信号の和と比較し、これらの信号が予定した最小値以
上互いに相違していない場合にだけＭＦＣ信号の組合せ
が有効なものであることを宣言するようにする。
しかし、上述した妨害信号防止回路を具えている斯かる
従来のＭＦＣ信号受信機は単周波の正弦波妨害信号がＭ
ＦＣ信号の組合せに擬態化するのを認知することができ
ない。このような認知を可能ならしめるために、受信機
に櫛形フイルタを設けることはフランス国特許第2,455,
405号明細書から既知である。
従来のＭＦＣ信号受信機は単周波の正弦波妨害信号がＭ
ＦＣ信号の組合せに擬態化するのを認知することができ
ない。このような認知を可能ならしめるために、受信機
に櫛形フイルタを設けることはフランス国特許第2,455,
405号明細書から既知である。
２つのＭＦＣ信号周波数間のほぼ中間に位置する単周波
正弦波信号によつて形成される入力信号を認識するに
は、第４図に示した櫛形フイルタの伝達特性に基ずいて
ＭＦＣ周波数f0からf5までのＭＦＣ信号周波数間の中間
に位置する周波数f8〜f12に対してＤＦＴを行なう必要
がある。
正弦波信号によつて形成される入力信号を認識するに
は、第４図に示した櫛形フイルタの伝達特性に基ずいて
ＭＦＣ周波数f0からf5までのＭＦＣ信号周波数間の中間
に位置する周波数f8〜f12に対してＤＦＴを行なう必要
がある。
この場合には必要な演算総回数が増えることになる。即
ち、各ＭＦＣ信号周波数を検出するためにＤＦＴを行う
６度の演算処理と、総受信電力を求める１度の演算処理
との７度の演算処理以外に、ＭＦＣ信号周波数間の中間
に位置する各信号を検出するためのＤＦＴを行う７度の
演算処理回数の分だけ余計に必要となる。
ち、各ＭＦＣ信号周波数を検出するためにＤＦＴを行う
６度の演算処理と、総受信電力を求める１度の演算処理
との７度の演算処理以外に、ＭＦＣ信号周波数間の中間
に位置する各信号を検出するためのＤＦＴを行う７度の
演算処理回数の分だけ余計に必要となる。
斯かる演算処理をすべてミリ秒毎、即ち８×125μsec毎
に行えるようにするには、処理速度をほぼ２倍とする必
要があり、これには処理速度が速く、従つてより高価な
電子部品が必要となり、また上述したようにミリ秒毎に
演算処理を行えるようにするには並列演算によつて行な
うこともできるが、これでは回路部品の数が２倍必要と
なる。
に行えるようにするには、処理速度をほぼ２倍とする必
要があり、これには処理速度が速く、従つてより高価な
電子部品が必要となり、また上述したようにミリ秒毎に
演算処理を行えるようにするには並列演算によつて行な
うこともできるが、これでは回路部品の数が２倍必要と
なる。
所要演算総数はつぎのようにして減らすことができる。
各周波数ｆ（８）〜ｆ（１２）のＤＦＴは によつて表わされるが、標準化係数は便宜上１に等しく
選定するも、これは通常は２／Ｎに等しくする。なおこ
こにf0は最低ＭＦＣ信号周波数とし、その値は一方向伝
送の場合は７００Hzとし、両方向伝送の場合は、順方向
に対しては１３８０Hzとし、戻り方向に対しては５４０
Hzとし、δｆは２つの連続するＭＦＣ信号周波数間の差
とし、この値は一方向伝送の場合は２００Hzとし、また
２方向伝送の場合は１２０Hzとし、ｋはMFC信号周波数
の数とする。ｋについて加算するとつぎのようになる。
即ち、 上式から明らかなように、ｋについての和とｎについて
の和を入れ代えてつぎのようにすることもできる。即
ち、 なお、 および の部分は６区間について行なつた或る１つのDFTの係数
と見なすことができる。
各周波数ｆ（８）〜ｆ（１２）のＤＦＴは によつて表わされるが、標準化係数は便宜上１に等しく
選定するも、これは通常は２／Ｎに等しくする。なおこ
こにf0は最低ＭＦＣ信号周波数とし、その値は一方向伝
送の場合は７００Hzとし、両方向伝送の場合は、順方向
に対しては１３８０Hzとし、戻り方向に対しては５４０
Hzとし、δｆは２つの連続するＭＦＣ信号周波数間の差
とし、この値は一方向伝送の場合は２００Hzとし、また
２方向伝送の場合は１２０Hzとし、ｋはMFC信号周波数
の数とする。ｋについて加算するとつぎのようになる。
即ち、 上式から明らかなように、ｋについての和とｎについて
の和を入れ代えてつぎのようにすることもできる。即
ち、 なお、 および の部分は６区間について行なつた或る１つのDFTの係数
と見なすことができる。
このようにすれば、７つの追加の計算、即ちＭＦＣ信号
周波数間の中間に位置する各信号についての計算をする
代りに、僅か１度追加のＤＦＴ計算を行なうだけで済
む。このような簡略化は、前述したように本発明ではMF
C システムにおける１つの単一妨害信号の周波数を櫛形
フィルタによって検出しさえすれば良いと云う認識に基
づいている。MFC 信号の組合せにＭＦＣ周波信号の数と
なる２つ以上の不所望な信号組合せが発生する場合、こ
れは総受信電力を検出することによつて防止される。
周波数間の中間に位置する各信号についての計算をする
代りに、僅か１度追加のＤＦＴ計算を行なうだけで済
む。このような簡略化は、前述したように本発明ではMF
C システムにおける１つの単一妨害信号の周波数を櫛形
フィルタによって検出しさえすれば良いと云う認識に基
づいている。MFC 信号の組合せにＭＦＣ周波信号の数と
なる２つ以上の不所望な信号組合せが発生する場合、こ
れは総受信電力を検出することによつて防止される。
或る１つの単周波の正弦波信号を検出するのに必要とさ
れる追加の計算処理回数は以下述べるような好適な方法
でさらに低減させることができる。前述したように、Ｄ
ＦＴの場合、検出レスポンスのメインロープの幅はＤＦ
Ｔの計算で加算されるサンプルの数に依存する。第４図
に示すように、櫛形フイルタのメインロープの幅は第２
図に示した個々のＭＦＣ信号周波数の幅の1/2である。
このことからしてほぼ２倍多くの入力サンプルが必要と
なるため、蓄積容量を大きくすると共に時間間隔を１２
５μsecの２倍とする必要がある。しかしサンプル数を
約５０％に減らし、かつフイルタの選択性を低減させず
に１２５μsecの時間間隔でだけ計算を行なうようにす
ることができる。これはＭＦＣ信号周波数間の中間に位
置する周波数信号によつて求められるＤＦＴの伝達特性
を周波数の増加に伴なつて交互に一緒に加算したり、互
いに減算したりすることによつて達成することができ
る。この場合には前式 の代りに式 を求める。
れる追加の計算処理回数は以下述べるような好適な方法
でさらに低減させることができる。前述したように、Ｄ
ＦＴの場合、検出レスポンスのメインロープの幅はＤＦ
Ｔの計算で加算されるサンプルの数に依存する。第４図
に示すように、櫛形フイルタのメインロープの幅は第２
図に示した個々のＭＦＣ信号周波数の幅の1/2である。
このことからしてほぼ２倍多くの入力サンプルが必要と
なるため、蓄積容量を大きくすると共に時間間隔を１２
５μsecの２倍とする必要がある。しかしサンプル数を
約５０％に減らし、かつフイルタの選択性を低減させず
に１２５μsecの時間間隔でだけ計算を行なうようにす
ることができる。これはＭＦＣ信号周波数間の中間に位
置する周波数信号によつて求められるＤＦＴの伝達特性
を周波数の増加に伴なつて交互に一緒に加算したり、互
いに減算したりすることによつて達成することができ
る。この場合には前式 の代りに式 を求める。
同様な方法でこの式からＤＦＴはつぎのようになる。
係数r(n,T,k′,w′)およびs(n,T,k′,w′)はつぎのよう
になる。即ち、 および なお、上式では２式共“＋”符号または２式共“−”符
号の何れも用いることができる。
になる。即ち、 および なお、上式では２式共“＋”符号または２式共“−”符
号の何れも用いることができる。
第６図には５４０，６６０，７８０，９００，１０２０
および１１４０Hzの一連の音声周波信号に対する斯かる
処理演算の結果を示してある。
および１１４０Hzの一連の音声周波信号に対する斯かる
処理演算の結果を示してある。
第６図の破線曲線３７〜４３はＭＦＣ信号周波数間の中
間に位置する周波数４８０，６００，７２０，８４０，
９６０，１０８０および１２００Hzに対するＤＦＴの個
々の伝達特性のメインローブを示す。第６図の伝達関数
を得るためには、ｆ０の値を５４０Ｈｚとし、δｆの値
を１２０Ｈｚとし、ｐの値を６とする。Ｔの値は１２５
μＳであり、ｎの値は０から（Ｎ−１）までの値をとる
整数である。
間に位置する周波数４８０，６００，７２０，８４０，
９６０，１０８０および１２００Hzに対するＤＦＴの個
々の伝達特性のメインローブを示す。第６図の伝達関数
を得るためには、ｆ０の値を５４０Ｈｚとし、δｆの値
を１２０Ｈｚとし、ｐの値を６とする。Ｔの値は１２５
μＳであり、ｎの値は０から（Ｎ−１）までの値をとる
整数である。
偶数ローブは正符号（極性）を有し、奇数ローブは(-1)
ｋと、前記係数（２）および（３）に対する負符号に対
応する負符号を有する。
ｋと、前記係数（２）および（３）に対する負符号に対
応する負符号を有する。
前記係数（２）および（３）の正符号に対しては第６図
を反転させる必要がある。曲線４４はローブ３７〜４３
を一緒に加算することによつて得られる。
を反転させる必要がある。曲線４４はローブ３７〜４３
を一緒に加算することによつて得られる。
斯かる曲線がＭＦＣ信号周波数でゼロ点を有し、かつＭ
ＦＣ信号周波数間の中間に位置する周波数で最大値を呈
するため、これが櫛形フイルタ、つまりＮ＝１２８に相
当する多数の信号サンプルに対する理想的な伝達特性と
なることは明らかである。なお、信号値の大きさだけを
用いるので、信号値の極性は問題にならない。
ＦＣ信号周波数間の中間に位置する周波数で最大値を呈
するため、これが櫛形フイルタ、つまりＮ＝１２８に相
当する多数の信号サンプルに対する理想的な伝達特性と
なることは明らかである。なお、信号値の大きさだけを
用いるので、信号値の極性は問題にならない。
斯かる櫛形フイルタを実現するために、第５図示す多周
波受信機は２個の追加の記憶装置、ＲＯＭ３４と３５と
を有しており、これらの記憶装置には前記係数（２）お
よび（３）のサンプルをそれぞれ記憶させる。ＲＯＭ３
４および３５はＲＯＭ２６および２７の一部とすること
もできる。
波受信機は２個の追加の記憶装置、ＲＯＭ３４と３５と
を有しており、これらの記憶装置には前記係数（２）お
よび（３）のサンプルをそれぞれ記憶させる。ＲＯＭ３
４および３５はＲＯＭ２６および２７の一部とすること
もできる。
制御装置２５は、ＭＦＣ信号周波数を６つの連続時間間
隔で求め、かつ総受信電力をその連続時間間隔で求めた
後に、この制御装置がつぎの連続時間間隔にて導線２５
−１を介して全く同様にしてＲＡＭ２３に命令を与え
て、記憶装置２３に記憶されているサンプルをもう一度
すべて読出すようにも構成する。斯かる再度の読み出し
と同時に、制御装置２５は導線３４−１および３５−１
を介してＲＯＭ３４および３５に命令を与え、従来回路
の場合にＲＯＭ２６および２７に命令を与えてＭＦＣ信
号周波数を求めるのと同様に、前記係数（２）および
（３）のサンプルを読取るようにする。
隔で求め、かつ総受信電力をその連続時間間隔で求めた
後に、この制御装置がつぎの連続時間間隔にて導線２５
−１を介して全く同様にしてＲＡＭ２３に命令を与え
て、記憶装置２３に記憶されているサンプルをもう一度
すべて読出すようにも構成する。斯かる再度の読み出し
と同時に、制御装置２５は導線３４−１および３５−１
を介してＲＯＭ３４および３５に命令を与え、従来回路
の場合にＲＯＭ２６および２７に命令を与えてＭＦＣ信
号周波数を求めるのと同様に、前記係数（２）および
（３）のサンプルを読取るようにする。
これからＭＦＣ信号周波数について前述したと同じよう
な方法で、 および の和を積累算器３０および３１にて求める。
な方法で、 および の和を積累算器３０および３１にて求める。
これらの和信号も記憶装置３２に対するアドレス信号を
成し、この記憶装置からの関連する出力信号、即ち Pt′(k′w′)S′2(k′w′)2+C′2(k′w′) を導線３２−１を介して論理回路３３に供給する。
成し、この記憶装置からの関連する出力信号、即ち Pt′(k′w′)S′2(k′w′)2+C′2(k′w′) を導線３２−１を介して論理回路３３に供給する。
論理回路３３は斯かる出力信号を限界値と比較する。な
お斯かる限界値は、妨害信号に対する従来の防止法につ
いて前述した所と同様に、前記和信号よりも例えば１０
dB低い２つの最強検出ＭＦＣ信号の和から導出する。櫛
形周波数選択回路の出力が上記限界値以上となる場合に
は、２つの最強ＭＦＣ信号が符号変換器３６に供給され
ないようにする。この符号変換器３６はＲＯＭ形態のも
のとし、これには２つのＭＦＣ信号周波数の各組合せに
対する関連する符号標識を記憶させる。なお、斯かる符
号変換器３６は論理回路３３の一部、従つて前述したマ
イクロプロセツサの一部とすることができる。このよう
にして、単周波正弦波信号によつて擬態化されるＭＦＣ
信号を無効とする。
お斯かる限界値は、妨害信号に対する従来の防止法につ
いて前述した所と同様に、前記和信号よりも例えば１０
dB低い２つの最強検出ＭＦＣ信号の和から導出する。櫛
形周波数選択回路の出力が上記限界値以上となる場合に
は、２つの最強ＭＦＣ信号が符号変換器３６に供給され
ないようにする。この符号変換器３６はＲＯＭ形態のも
のとし、これには２つのＭＦＣ信号周波数の各組合せに
対する関連する符号標識を記憶させる。なお、斯かる符
号変換器３６は論理回路３３の一部、従つて前述したマ
イクロプロセツサの一部とすることができる。このよう
にして、単周波正弦波信号によつて擬態化されるＭＦＣ
信号を無効とする。
櫛形フイルタの出力信号の大きさが前記限界値以下のま
まである場合（例えば櫛形周波数選択回路が出力信号を
発生せず、ＭＦＣ信号防止回路によつて検出されるエネ
ルギーが所定の限界値内にあつて、２つの最強ＭＦＣ信
号周波数の検出エネルギー以上にならない場合）には、
これらの信号は符号変換器３６に供給される。
まである場合（例えば櫛形周波数選択回路が出力信号を
発生せず、ＭＦＣ信号防止回路によつて検出されるエネ
ルギーが所定の限界値内にあつて、２つの最強ＭＦＣ信
号周波数の検出エネルギー以上にならない場合）には、
これらの信号は符号変換器３６に供給される。
非回帰性のＭＦＣ信号を検出する計算を行なうのに必要
な総時間は、ＭＦＣ信号に対する６つの時間区間と、総
受信電力を検出する時間区間と、単周波の正弦波妨害信
号を検出する時間区間との和８×１２５μsec、即ち１
ミリ秒である。
な総時間は、ＭＦＣ信号に対する６つの時間区間と、総
受信電力を検出する時間区間と、単周波の正弦波妨害信
号を検出する時間区間との和８×１２５μsec、即ち１
ミリ秒である。
従つて、単周波正弦波信号を検出するのに必要な特別な
時間はごく僅かであり、すべてのＭＦＣ信号の検出処理
は、処理速度を高めなくても条令で指定される検出期間
内にて行なうことができる。
時間はごく僅かであり、すべてのＭＦＣ信号の検出処理
は、処理速度を高めなくても条令で指定される検出期間
内にて行なうことができる。
第１図は本発明方法に基ずく多周波信号受信機の第１例
を示すブロツク線図； 第２図は第１図の多周波信号受信機の一部を成す周波数
−選択素子の伝達特性を示す特性図； 第３図は第１図の受信機に用いられる妨害信号防止回路
の一例を示すブロツク線図； 第４図は第３図の回路に用いられる櫛形−周波数選択素
子の伝達特性を示す特性図； 第５図は本発明方法に基ずく多周波信号受信機のデイジ
タル式の例を示すブロツク線図； 第６図は第５図の多周波信号受信機に用いられる櫛形フ
イルタの伝達特性を示す特性図である。 １……入力端子、２〜７……周波数選択回路 ８……信号組合せ検出器、９……出力端子 10……妨害信号防止回路、17……受信電力検出器 18……櫛形−周波数選択回路 20……多重チヤネル、21……シフトレジスタ 22……クロツク信号供給ライン 23……記憶装置、24……パルス信号発生回路 25……制御装置、26, 27……記憶装置 29……符号変換器、30, 31……積累算器 32……記憶装置、33……論理回路 34, 35……記憶装置、36……符号変換器。
を示すブロツク線図； 第２図は第１図の多周波信号受信機の一部を成す周波数
−選択素子の伝達特性を示す特性図； 第３図は第１図の受信機に用いられる妨害信号防止回路
の一例を示すブロツク線図； 第４図は第３図の回路に用いられる櫛形−周波数選択素
子の伝達特性を示す特性図； 第５図は本発明方法に基ずく多周波信号受信機のデイジ
タル式の例を示すブロツク線図； 第６図は第５図の多周波信号受信機に用いられる櫛形フ
イルタの伝達特性を示す特性図である。 １……入力端子、２〜７……周波数選択回路 ８……信号組合せ検出器、９……出力端子 10……妨害信号防止回路、17……受信電力検出器 18……櫛形−周波数選択回路 20……多重チヤネル、21……シフトレジスタ 22……クロツク信号供給ライン 23……記憶装置、24……パルス信号発生回路 25……制御装置、26, 27……記憶装置 29……符号変換器、30, 31……積累算器 32……記憶装置、33……論理回路 34, 35……記憶装置、36……符号変換器。
Claims (1)
- 【請求項１】多周波信号受信機に用いられる方法であっ
て、ディジタル入力信号における多周波信号を含む１つ
の群の中から少なくとも２つの信号の組合わせを検出
し、かつ前記受信機が単周波信号に誤って応答するかど
うかを、伝達関数が前記多周波信号群の公称周波数にほ
ぼ等しい周波数に対してゼロとなる櫛形フィルタによっ
て決定する多周波信号受信方法において、前記櫛形フィ
ルタの出力信号の周波数スペクトルが、 に比例し、ここにｆ（ｎＴ）は櫛形フィルタの入力信
号、ｎは整数値、Ｔはディジタル入力信号のサンプル化
間隔、ｒ（ｎＴ）は前記フィルタの実数部の係数、ｓ
（ｎＴ）は虚数部の係数とし、ｒ（ｎＴ）が、 に比例し、ｓ（ｎＴ）が、 に比例するように、ここにｗ（ｎ，Ｔ）は所定のウィン
ドウ信号、ｆ０は前記公称周波数の内の最低周波数、δ
ｆは２つの連続する公称周波数間の周波数差とし、さら
に櫛形フィルタの出力信号のパワーに比例するパワー信
号を決定し、このパワー信号と、検出される多周波コー
ド信号の組合わせを成す多周波信号のパワーの和とを比
較し、前記パワー信号が前記和の値に依存する或るしき
い値以上の値を有する場合に、検出多周波コード信号の
組合わせを無効とすることを特徴とする多周波信号受信
方法。
Applications Claiming Priority (2)
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