DE3831047C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erkennen mindestens eines Tonsignals in einem Signalgemisch nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bei der Übertragung von Nachrichtensignalen in einem Über­ tragungskanal ist es möglich, neben einer Nutzinformation, die beispielsweise aus Sprachsignalen besteht, auch eine Zu­ satzinformation mit Hilfe von Tonsignalen zu übertragen. Die Nutzinformation und die Zusatzinformation können auf dem Weg zum Nachrichtenempfänger wieder getrennt und auf verschiede­ ne Nachrichtenkanäle verteilt werden. Die Tonsignale als Trä­ ger der Zusatzinformation sind dabei aus dem im Übertragungs­ kanal übertragenen Signalgemisch herauszufiltern. Unter Ton­ signalen sind nicht nur Signale mit einer Frequenz im Ton­ bereich zu verstehen, sondern auch Signale außerhalb dieses Frequenzbereiches, beispielsweise im Hochfrequenzbereich. Die Tonsignale werden als nahezu reine Sinusschwingungen er­ zeugt und können innerhalb einer geringen Bandbreite schwan­ ken.

Bekannte Schaltungsanordnungen haben im allgemeinen eine Zahl von Bandpässen, die der Zahl möglicher Fre­ quenzen der zu detektierenden Tonsignalen entspricht.

Die Bandpässe werden auf die jeweilige Frequenz genau ab­ gestimmt, und lassen entsprechend ihrer Filtercharakteri­ stik hauptsächlich Schwingungen dieser Frequenz durch. Am Signalpegel eines Bandpaßausgangs kann somit das Vor­ handensein oder Fehlen eines Tonsignals festgestellt wer­ den. Solche Schaltungsanordnungen finden beispielsweise Anwendung in der Fernsprechtechnik bei der Erkennung von DTMF-Signalen (Doppelton-Mehrfrequenz-Signale), bei der Hörtonauswertung, der Gebührenimpulsauswertung, aber auch in anderen Bereichen der Technik, wenn allgemein Steuer­ informationen mit Hilfe von Tonsignalen übertragen werden.

Bei den bekannten Schaltungsanordnungen kann es vorkommen, daß auch bei fehlendem Tonsignal am Ausgang eines Bandpas­ ses ein unzulässig hoher Signalpegel erzeugt wird, der das Vorhandensein eines Tonsignals vortäuscht. Dies kann dann eintreten, wenn die auf den Durchlaßbereich des Bandpasses entfallende spektrale Leistung des am Bandpaßeingang an­ kommenden Signalgemisches, das aus Nutzsignalen und Stör­ signalen besteht, zu hoch ist. Daher ist man bemüht, den Durchlaßbereich des Bandpasses durch Einengen seiner Band­ breite auf die festgelegte Bandbreite des Tonsignals zu verkleinern, um das Verhältnis der von Nutzsignalen bzw. Störsignalen herrührenden Pegelanteile des Bandpaßsignals zum Tonsignalpegel zu verringern, wodurch die Störsicher­ heit der Schaltungsanordnung erhöht wird. Dies kann z.B. durch Wahl eines Bandfilters höherer Ordnung erreicht werden. Nachteilig ist dabei aber, daß die Einschwingzeit eines Bandpasses, d.h. die Zeit die verstreicht, bis ein am Eingang des Bandpasses ankommendes Tonsignal an seinem Ausgang erscheint, bei Verringerung der Bandbreite im gleichen Maße zunimmt. Dies bedeutet, daß die Zunahme an Störsicherheit durch Bandbreitenverringerung nur auf Kosten der Ansprechgeschwindigkeit der Schaltungsanordnung erreicht werden kann.

Bei der Verwendung von analogen Bandpässen geringer Band­ breite liegt ein weiterer Nachteil darin, daß die Mitten­ frequenz des Bandpasses sehr genau auf die Frequenz des Tonsignals abgestimmt werden muß. Das Ergebnis beim Ausfil­ tern des Tonsignals ist dann aber sehr stark von der Fre­ quenzdrift der Mittenfrequenz des Bandpasses abhängig, die durch Temperaturdrift von Bauelementen und anderen Stör­ größen verursacht werden kann.

Bei digital arbeitenden Bandpässen, die weniger empfindlich gegen Frequenzdriften sind, besteht der Nachteil, daß der Rechenaufwand bzw. die Rechenzeit für schmalbandige Filter groß ist, wodurch Zeitvorgaben, in denen ein Tonsignal si­ cher erkannt werden muß, kritisch werden.

Aus der DE 34 36 029 A1 ist eine Schaltungsanordnung bekannt, die zum Erkennen eines Tonsignals in einem Signalgemisch dient. Das Signalgemisch wird einer digitalen Filterung unterzogen, wozu es einem breitbandigen Kurzzeitfilter sowie einem schmalbandigen Langzeitfilter zugeführt wird, die jeweils unabhängig voneinander Ausgangssignale bereitstellen. Diese Ausgangssignale werden miteinander verglichen. Wenn das Ausgangssignal dessen schmalbandigen Filters gleich oder größer als ein vorgegebener Teil des Ausgangssignals des breitbandigen Filters ist, so wird ein Erkennungssignal erzeugt, das das Auftreten eines Tonsignals im Signalgemisch signalisiert. Das Langzeitfilter hat eine lange Ansprechzeit, da es entsprechend seiner geringen Bandbreite eine lange Einschwingzeit benötigt. Nachteilig ist ferner, daß der Aufwand zum Realisieren des schmalbandigen Digitalfilters groß ist, da das Signalgemisch nach einem komplizierten Filteralgorithmus in einem Digitalrechner analysiert werden muß.

Aus der DE 31 14 421 A1 ist eine Anordnung zur Spektralanalyse eines Analogsignals bekannt. Zur Anpassung an unterschiedliche Aufgaben, wie beispielsweise zur Analyse von Schallquellen, von Maschinengeräuschen oder von Sprache, werden Filter verwendet, deren Filterparameter variabel einstellbar sind.

Ferner ist aus der DE 30 31 667 A1 eine Einrichtung zur Spektralanalyse bekannt, die eine Vielzahl von Bandpaßfiltern mit Durchlaßbändern unterschiedlicher Mittenfrequenzen enthält. Ein der Einrichtung zugeführtes Eingangssignal wird in verschiedene Frequenzbänder aufgeteilt und gleichgerichtet. Die Signalpegel in den Frequenzbändern werden ermittelt und miteinander verglichen.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsan­ ordnung zum Erkennen von Tonsignalen mit einfachen Band­ pässen anzugeben, die mit hoher Störsicherheit bei kurzer Ansprechzeit arbeitet.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit den im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß ein aus Nutz­ signalen und Störsignalen zusammengesetztes Signalgemisch immer mehrere Frequenzen enthält und auf ein Frequenzband verteilt ist. Nebeneinanderliegenden Abschnitten dieses Fre­ quenzbandes, die in dem Durchlaßbereich des jeweiligen Band­ passes bzw. eines Vergleichsbandpasses liegen, werden somit über die Zeit gemittelt annähernd gleiche Signalleistungen zugeführt. Demzufolge sind auch die Pegel der Ausgangssi­ gnale des Bandpasses und der Vergleichsbandpässe annähernd gleich groß. Ist im Signalgemisch ein Tonsignal enthalten, dessen Frequenz mit der Mittenfrequenz des Bandpasses über­ einstimmt, so ist der Pegel des Bandpaßsignals höher als die Pegel der Ausgangssignale der Vergleichsbandpässe, deren Mit­ tenfrequenzen einen festgelegten Abstand von der Mittenfre­ quenz des Bandpasses haben. Ein Vergleich der Pegel des Band­ paßsignals mit denen der Ausgangssignale der Vergleichsband­ pässe führt damit direkt zum Ergebnis, ob ein Tonsignal vorhanden ist oder nicht. Die Bandpässe können eine wesent­ lich größere Bandbreite als die Schwankungsbreite des Ton­ signals haben. Dadurch ergibt sich eine kurze Einschwing­ zeit der Bandpässe und eine hohe Ansprechgeschwindigkeit der Schaltungsanordnung. Solche Bandpässe haben einen rela­ tiv einfachen Aufbau und benötigen bei einer Realisierung als Digitalfilter einen nur geringen Rechenaufwand. Durch den Vergleich der Ausgangssignale von Bandpässen mit benachbar­ ten Durchlaßbereichen wird eine scharfe Frequenzselektion erzielt, obwohl die Bandpässe flache Durchlaßkurven haben.

Diese Frequenzselektion führt im Ergebnis zu einer erhöhten Störsicherheit bei der Erkennung von Tonsignalen.

Bei der praktischen Ausführung der Erfindung können sowohl Bandpässe mit fest eingestellten Mittenfrequenzen als auch durchstimmbare Bandpässe mit veränderlichen Durchlaßberei­ chen, deren Mittenfrequenzen variabel sind, verwendet wer­ den. Sollen ausschließlich Bandpässe mit fest eingestellten Mittenfrequenzen eingesetzt werden, so sind für jedes zu de­ tektierende Tonsignal drei Bandpässe, d.h. neben dem eigent­ lichen Bandpaß zwei weitere Vergleichsbandpässe, vorzusehen, denen jeweils das ankommende Signalgemisch zugeführt wird. Das Signalgemisch kann gleichzeitig analysiert werden, wo­ durch ein Tonsignal bzw. mehrere im Signalgemisch gleichzei­ tig auftretende Tonsignale sehr schnell erkannt werden können.

Bei Verwendung von Bandpässen mit veränderlichen Durchlaßbe­ reichen kann bereits ein einziger Bandpaß ausreichen, um ein oder mehrere Tonsignale zu erkennen. Dieser Bandpaß über­ nimmt zusätzlich zur Funktion der Ausfilterung des Tonsi­ gnals mit vorgegebener Frequenz auch die Funktionen der Ver­ gleichsbandpässe. Dazu wird der Bandpaß mit veränderlichem Durchlaßbereich zunächst auf die Mittenfrequenz des Tonsi­ gnals eingestellt und der Pegel seines Ausgangssignals be­ stimmt. Anschließend werden die Mittenfrequenzen der be­ nachbarten Durchlaßbereiche, die den Durchlaßbereichen der Vergleichsbandpässe entsprechen, eingestellt und ebenfalls die entsprechenden Pegel der Ausgangssignale ermittelt. Die Pegel der so ermittelten Signale werden in der bereits be­ schriebenen Weise miteinander verglichen und das Erkennungs­ signal für Tonsignale erzeugt. Diese Vorgänge sind für jedes Tonsignal zu wiederholen. Selbstverständlich ist es auch möglich, Bandpässe mit veränderlichen Durchlaßbereichen und Bandpässe mit fest eingestellten Mittenfrequenzen miteinan­ der zu kombinieren, wodurch die Zahl der Bandpässe bzw. die Zeit zum Erkennen eines Tonsignals dem spezifischen Anwen­ dungsfall jeweils angepaßt ist.

In einer bevorzugten Ausführungsform arbeiten der Bandpaß sowie die Vergleichsbandpässe digital, d.h. es wird der für Digitalfilter übliche Aufbau verwendet, bei dem als Bauele­ mente Speicher und Rechenwerke eingesetzt werden. Anstelle kontinuierlicher Signale werden diskrete Zahlenfolgen verar­ beitet. Hierzu werden die ankommenden analogen Signale in kurzen äquidistanten Zeitabständen abgetastet und die Abtast­ werte in Digitalwerte umgewandelt. Durch einfaches Ändern von Rechenoperationen bzw. der Abtastintervalle lassen sich beliebige Filtercharakteristiken sowie verschiedene Mitten­ frequenzen der Bandpässe einstellen. Durch diese Weiterbil­ dung ist es möglich, in einem einzigen Signalprozessor Band­ pässe mit unterschiedlichen Frequenzverhalten zu realisie­ ren. Deren Zahl ist lediglich durch das Speichervolumen und die Rechengeschwindigkeit des Signalprozessors begrenzt. Die einen Bandpaß nachbildenden Rechenoperationen sind in einem Rechenprogramm festgelegt. Wird das Rechenprogramm mehrfach abgearbeitet, wobei die frequenzbestimmenden Parameter des Rechenalgorithmus jeweils verändert werden, entspricht dies der Nachbildung eines Bandpasses mit veränderlichem Durch­ laßbereich. Sind mehrere gleichstrukturierte Rechenprogramme mit jeweils fest zugeordneten Parametern vorgesehen, werden Bandpässe mit nicht veränderbaren Durchlaßbereichen nachge­ bildet.

Als Bandpässe können beispielsweise Digitalfilter zweiter Ordnung verwendet werden, die eine ausreichende Frequenz­ selektivität haben. Der Rechenaufwand pro Abtastwert sowie die Einschwingzeit solcher Filter liegen bei einfachen An­ forderungen, wie sie z.B. im Tonfrequenzbereich vorkommen, noch innerhalb der zulässigen Grenzen.

Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß die Pegel der Ausgangssignale der Vergleichsbandpässe und des Bandpaßsignals durch Aus­ werten des Frequenzspektrums mit Hilfe der diskreten Fourier­ transformation in einem vorgegebenen Zeitfenster mit der Zeit t=N Ta nach der Beziehung

ermittelt werden, wobei B(f) der Pegel des Ausgangssignals des jeweiligen Vergleichsbandpasses bzw. des Bandpaßsignals mit der Mittenfrequenz f, Ta die Abtastperiodendauer, x(n) der n-te Abtastwert des Eingangssignals des Bandpasses, n die Laufvariable des Abtastwertes und N die Zahl der ausge­ werteten Abtastwerte ist.

Diese Art der Auswertung der Spektralverteilung innerhalb des vorgegebenen Zeitfensters entspricht der Filtercharak­ teristik eines Bandpasses. Die spektrale Komponente B(f) des Frequenzspektrums, welche den Pegel des Ausgangssignals eines Bandpasses angibt, läßt sich mittels üblicher Signal­ prozessoren sehr schnell ermitteln, da Rechenoperationen im Rechenwerk, die lediglich die Summenbildung von Produk­ ten umfassen, zu den einfachsten und schnellsten Routinen eines Signalprozessors gehören.

Um die Dämpfung des durch die Signalauswertung mit Hilfe der diskreten Fouriertransformation gebildeten Bandpasses außer­ halb seines Durchlaßbereiches zu erhöhen, können die Abtast­ werte x(n) mit einer Bewertungsfunktion

c(n) = 0,5-0,5 cos [2π (n + 0,5)] /N

multipliziert werden. Durch diese Weiterbildung wird er­ reicht, daß störende Signale mit Frequenzen außerhalb des betrachteten Frequenzbandes nicht in das Ergebnis der Berech­ nung des Pegels B(f) eingehen.

In einer praktischen Ausgestaltung der Erfindung ist vorge­ sehen, daß in Fernsprechanlagen mit DTMF-Signalen (Doppel­ ton-Mehrfrequenz-Signalen), die gleichzeitig in einem oberen und in einem unteren Frequenzband auftreten können, nur die Bandpaßsignale von Bandpässen mit maximalem Pegel im oberen sowie im unteren Frequenzband dem Vergleich unterzogen wer­ den.

Doppelton-Mehrfrequenz-Signale finden Verwendung in der Fernsprechtechnik zum Übermitteln der Wahlinformation, Steu­ erung von Sprachspeichern (voice boxes), u. ä. Die Steuer­ information wird dabei gleichzeitig in einem oberen und in einem unteren Frequenzband mit Tonsignalen als Träger über­ tragen. Da nur bei Vorliegen eines Tonsignals je Frequenz­ band ein gültiges DTMF-Signal vorliegt, kann durch Feststel­ len des Bandpasses mit maximalem Pegel innerhalb des jewei­ ligen Frequenzbandes die Gesamtauswertungszeit erheblich verringert werden. Im nachfolgenden Schritt werden nur die Ausgangssignale der so ermittelten Bandpässe zum Vergleich mit den ihnen entsprechenden Vergleichsbandpässen herange­ zogen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden un­ ter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert. Darin zeigt

Fig. 1 Teile einer Telekommunikations-Anlage in einer schematischen Blockdarstellung,

Fig. 2 eine schematische Blockdarstellung eines DTMF-Empfängers,

Fig. 3 ein logisches Blockschaltbild zum Auswerten von DTMF-Signalen,

Fig. 4 einen logischen Flußplan zur Auswertung der Bandpaßsignale sowie der Ausgangssignale der Vergleichsbandpässe,

Fig. 5 Filtercharakteristiken der verwendeten Band­ pässe,

Fig. 6 die Frequenzgänge eines Bandpasses sowie zweier zugehöriger Vergleichsbandpässe,

Fig. 7 eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln des Pegels des Ausgangssignals mit einem rekur­ siven digitalen Bandpaß zweiter Ordnung,

Fig. 8 eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln des Pegels von Ausgangssignalen eines digitalen Bandpasses mit schnellem digitalem Algo­ rithmus,

Fig. 9 Frequenzverläufe eines digitalen Bandpasses nach Fig. 8 mit und ohne Bewertung der Ab­ tastsignale.

In Fig. 1 sind Teile einer digital arbeitenden Telekommuni­ kationsanlage in einer schematischen Blockdarstellung dar­ gestellt. Diese Anlage verwendet zum Aufbauen der Teilneh­ merverbindungen ein mit 10 bezeichnetes ISDN-Vermittlungs­ system 8818 der Firma Nixdorf Computer AG. An das Vermitt­ lungssystem 10 sind beispielhaft zwei Telefonteilnehmer 12, 14 sowie als weiterer Teilnehmer eine Ortsvermittlungsstelle 16 angeschlossen, die untereinander in beiden Richtungen kommunizieren können. Die Teilnehmer 12, 14, 16 sind über Teilnehmeranschlußschaltungen 18, 20, 22 mit einem zentra­ len PCM-Bus 24 verbunden, der pulscodemodulierte Signale überträgt. Die Teilnehmeranschlußschaltungen 18, 20, 22 setzen die ankommenden analogen Signale der Teilnehmer 12, 14, 16 am Kommunikationsnetz in digitale Signale um und ge­ ben diese nach einem Zeitmultiplexverfahren an den PCM-Bus 24 ab. Die Teilnehmer 12, 14, 16 können neben Nutzinforma­ tionen, beispielsweise Sprachsignale, auch Steuerinformati­ onen austauschen, die als Informationsträger DTMF-Signale (Doppelton-Mehrfrequenz -Signale) verwenden. Diese Signale sind sinusförmige elektrische Signale, deren jeweilige Fre­ quenz innerhalb enger Grenzen, beispielsweise +/- 1,8% der Mittenfrequenz, schwanken kann.

An den PCM-Bus 24 ist zur Auswertung der DTMF-Signale ein DTMF-Empfänger 26 angeschlossen, in dem die Erfindung ver­ wirklicht ist. Der DTMF-Empfänger 26 hat Zugriff auf einen Mikrocomputer 28, der die vom DTMF-Empfänger 26 bereitge­ stellten Erkennungssignale weiterverarbeitet und diese z.B. an eine Steuerung des Vermittlungssystems weitergibt.

Weitere Einzelheiten des DTMF-Empfängers 26 werden als Blockdarstellung in Fig. 2 gezeigt. Ein Interface-Baustein 32 stellt die Verbindung zum PCM-Bus 24 her und greift ge­ mäß dem Zeitmultiplexverfahren in vorbestimmten Zeitab­ schnitten auf dessen Signale zu. Der Aufbau und die Struktur der Daten der hier beschriebenen Kommunikationsanlage kann z.B. der CCITT-Norm entsprechen. Dann sind die vom Interface- Baustein 32 bereitgestellten Digitalworte sogenannte A-law- codierte Signale, die eine logarithmische Digitalcodierung mit einer Wortlänge von 8 Bit haben. Dieses 8-Bit-Wort wird in einem Code-Umsetzer 34 in ein Digitalwort der Wortlänge 12 Bit mit linearer Codierung umgewandelt. Die Digitalworte, die als Informationen Sprachsignale und DTMF-Signale enthal­ ten, werden in einem Speicher 36 fortlaufend abgespeichert. Dieser ist so aufgebaut, daß er gleichzeitig Digitalworte einlesen und gespeicherte Digitalworte ausgeben kann. Die ausgegebenen Digitalworte werden von einem Signalprozessor 30 weiterverarbeitet. Dieser eignet sich insbesondere für die schnelle Verarbeitung von digitalen Daten, wie sie für Digitalfilter erforderlich ist. Beispielsweise kann als Si­ gnalprozessor 30 ein TMS 320 der Firma Texas Instruments eingesetzt werden. Der Signalprozessor 30 hat über einen Bus 42 Zugriff auf einen schnellen RAM-Speicher 38 mit wahlfreiem Zugriff, der als Arbeitspeicher für Zwischener­ gebnisse dient, sowie auf einen ROM-Festwertspeicher 40, in dem Konstanten bzw. Koeffizienten abgespeichert sind. Der Signalprozessor 30 steuert den Speicher 36, um einen syn­ chronen Arbeitsablauf zu gewährleisten. Das Ergebnis der Signalauswertung durch den Signalprozessor 30 wird über den Bus 42 an eine nicht dargestellte nachgeschaltete Steu­ erung ausgegeben.

Fig. 3 zeigt ein logisches Schaltbild in Blockdarstellung zur Auswertung der DTMF-Signale. Der Speicher 36 besitzt zwei vom Signalprozessor 30 gesteuerte umschaltbare Spei­ cherbereiche SP1 und SP2. Im dargestellten Zustand wird der Speicherbereich SP1 mit ankommenden Digitalworten ge­ laden; gleichzeitig wird der Speicherbereich SP2 ausgelesen.

Wenn der Speicherbereich SP1 gefüllt ist, werden die Schal­ ter 50, 52 umgeschaltet, und die ankommenden Datenwörter werden nunmehr in den Speicherbereich SP2 eingelesen sowie Daten aus dem Speicherbereich SP1 ausgelesen. Damit nimmt der Speicher 36 kontinuierlich Daten mit konstanter Daten­ rate auf, wobei er für die Auswertung der Signale mit einer höheren Datenrate ausgelesen werden kann.

Die vom Speicher 36 abgegebenen Datenwörter werden im nach­ geschalteten Signalprozessor 30 unter Verwendung digitaler Filteralgorithmen ausgewertet. Diese Filteralgorithmen bil­ den Bandpässe nach, die in der Fig. 3 mit B1 bis B8 bezeich­ net sind. Die Mittenfrequenzen der Bandpässe B1 bis B8 sind auf die Frequenzen der DTMF-Signale abgestimmt. Gemäß der CCITT-Norm liegen die Mittenfrequenzen in zwei Frequenzbe­ reichen, wobei die Bandpässe B1 bis B4 einem unteren Fre­ quenzbereich und die Bandpässe B5 bis B8 einem oberen Fre­ quenzbereich zugeordnet sind.

In einem ersten Auswertungsschritt werden die Pegel der Bandpaßsignale der Bandpässe B1 bis B4 des unteren Fre­ quenzbereiches bestimmt und der Bandpaß mit maximalem Pegel festgestellt. Im dargestellten Beispiel hat der Bandpaß B2 den größten Signalpegel. Im nachfolgenden Schritt wer­ den die Filterberechnungen für die zum Bandpaß B2 gehören­ den Vergleichsbandpässe V2u, V2o mit niedrigerer Mitten­ frequenz bzw. höherer Mittenfrequenz als die Mittenfrequenz des Bandpasses B2 durchgeführt. Sind die Pegel der Aus­ gangssignale der Vergleichsbandpässe V2u, V2o kleiner als der Signalpegel des Bandpasses B2, so wird das Vorhanden­ sein eines Tonsignals im unteren Frequenzbereich signa­ lisiert. In gleicher Weise wird der Bandpaß B5 mit maxi­ malem Signalpegel des oberen Frequenzbereichs ermittelt und mit entsprechenden Signalpegeln der Vergleichsbandpässe V5o, V5u verglichen.

Ein Logikbaustein 54, der vorzugsweise in Form digitaler Algorithmen, die im Signalprozessor 30 abgearbeitet werden, realisiert ist, führt den Pegelvergleich durch. Bei gleich­ zeitigem Vorliegen eines Tonsignals im oberen und im unte­ ren Frequenzbereich wird ein Erkennungssignal 56 für DTMF- Signale erzeugt. Entsprechend den CCITT-Normen werden im Logikbaustein 54 ferner die Zeitbedingungen für gültige DTMF-Signale geprüft, die DTMF-Signale decodiert und das Erkennungssignal 56 der nachgeschalteten Steuerung über­ geben.

In Fig. 4 sind in einem logischen Flußdiagramm die einzel­ nen Auswertungsschritte zum Erkennen eines DTMF-Signals in allgemeinerer Form dargestellt. Im Auswertungsschritt 60 werden die Signalpegel S1 bis S8 der Bandpässe B1 bis B8 sowohl im unteren als auch im oberen Frequenzbereich be­ rechnet. Der Bandpaß Bn mit maximalem Signalpegel Sn im unteren Frequenzbereich wird im Schritt 62, der Bandpaß Bm mit maximalem Signalpegel Sm im oberen Frequenzbereich im Schritt 64 bestimmt. Im nachfolgenden Auswertungsschritt 66 werden die Pegel der Ausgangssignale Ano, Anu der zum Bandpaß Bn gehörenden Vergleichsbandpässe Vno mit höherer bzw. Vnu mit niedrigerer Mittenfrequenz berechnet. Eine ähnliche Auswertung erfolgt im Schritt 68, jedoch be­ zogen auf die zum Bandpaß Bm gehörenden Vergleichsbandpässe Vmo, Vmu des oberen Frequenzbereichs.

In den Auswertungsschritten 70, 72 werden die Pegel der ver­ schiedenen Signale miteinander verglichen. Ist der Signal­ pegel Sn im unteren Frequenzbereich größer als die Pegel Ano, Anu der Vergleichsbandpässe Vno, Vnu, so wird zum Schritt 72 verzweigt. Hier wird geprüft, ob der Signalpegel Sm grö­ ßer als die Pegel der Ausgangssignale Amo, Amu ist. Wenn dies der Fall ist, so liegt ein DTMF-Signal vor, was im Aus­ wertungsschritt 74 signalisiert wird. Werden die Vergleichs­ bedingungen in den Schritten 70, 72 nicht erfüllt, so wird zu Schritt 76 verzweigt, der das Fehlen eines DTMF-Signals anzeigt. Weitere Auswertungsschritte, die z.B. die maximal zulässige Abweichung der Signalpegel im oberen und unteren Frequenzband sowie die Überwachung von Zeitkriterien bei der Auswertung der Signalpegel betreffen, werden hier nicht be­ handelt, da diese im Rahmen der üblichen Auswertung von DTMF-Signalen liegen.

Fig. 5 zeigt die Filtercharakteristiken der Bandpässe B1 bis B4 des unteren Frequenzbands mit den Mittenfrequenzen f1, f2, f3, f4. Über der Frequenz f ist der Dämpfungsverlauf a der Bandpässe in dB aufgetragen. Es werden Filter zweiter Ord­ nung verwendet, die bei vertretbarem Aufwand eine hohe Fre­ quenzselektion erzielen sowie eine hohe Störsignalunterdrüc­ kung gewährleisten. Die Bandpässe B5 bis B8 des oberen Fre­ quenzbandes haben ebenfalls die in Fig. 5 gezeigten Dämp­ fungsverläufe bei den Mittenfrequenzen f5, f6, f7, f8.

In Fig. 6 ist der Dämpfungsverlauf a über der Frequenz f für einen Bandpaß Bn mit Mittenfrequenz fn mit den zugehörenden Vergleichsbandpässen Vno und Vnu dargestellt. Letztere ha­ ben eine obere Mittenfrequenz fno bzw. eine untere Mitten­ frequenz fnu. Es gilt die Beziehung

fnu=fn-2b und fno=fn+2b,

wobei b die maximale Schwankungsbreite der Frequenz des DTMF-Signals ist.

Anhand Fig. 6 läßt sich zeigen, daß durch den beschriebenen Pegelvergleich und bei Verwendung der dargestellten Dämp­ fungsverläufe der Vergleichsbandpässe Vnu, Vno sowie des Bandpasses Bn eine Durchlaßcharakteristik für ein Tonsignal erzeugt wird, die einem Bandpaß mit der Bandbreite 2b mit hoher Trennschärfe oder Frequenzselektivität entspricht. Da­ zu wird angenommen, daß die Frequenz eines Tonsignals mit konstanter Amplitude von fnu bis fno verändert wird. Im Fre­ quenzbereich außerhalb des durch Schnittpunkte 77, 79 der Dämpfungsverläufe des Bandpasses Bn mit dem Vergleichsband­ paß Vnu bzw. Vno gekennzeichneten Bereichs ist der Pegel des Ausgangssignals des Bandpasses kleiner als der der Ver­ gleichsbandpässe Vnu und Vno. Dies bedeutet, daß die Bedin­ gung zum Erkennen eines Tonsignals nicht erfüllt ist. Erst wenn das Tonsignal innerhalb des durch die Schnittpunkte 77, 79 definierten Frequenzbereichs liegt, ist der Pegel des Bandpaßsignals jeweils größer als der der Vergleichsband­ pässe Vnu, Vno, wodurch die Bedingung zum Erkennen und An­ zeigen eines Tonsignals erfüllt ist. Durch den Pegelver­ gleich wird an den Schnittpunkten 77, 79 eine hohe Trenn­ schärfe zwischen Durchlaßbereich und Sperrbereich der ge­ samten Schaltungsanordnung erreicht. Der Durchlaßbereich ist durch die Schnittpunkte 77, 79 der Bandpässe Vnu, Bn, Vno definiert. Dieser Durchlaßbereich kann durch die Filtercha­ rakteristiken der Bandpässe und durch deren Mittenfrequenzen eingestellt werden und entspricht vorzugsweise der maxima­ len Schwankungsbreite b desTonsignals.

In Fig. 7 ist das Schaltbild einer Schaltungsanordnung zur Ermittlung des Pegels des Ausgangssignals eines rekursiven digitalen Bandpasses zweiter Ordnung dargestellt. Eine Fol­ ge von Abtastwerten x(n), wobei n eine Laufvariable ist, die dem Speicher 36 (siehe Fig. 3) entnommen wurden, werden im Signalprozessor 30 (siehe Fig. 2) einer digitalen Auswer­ tung unterzogen. Die Abtastwerte x(n) bilden die Eingangs­ signale des digitalen Filters, zu denen am Summierungspunkt 80 ein digitaler Wert 82 addiert wird, um das Ausgangssignal y(n) des digitalen Bandpasses zu erhalten. Zum Wert 82 ge­ langt man durch Addition zweier Werte 84, 86 am Summierungs­ punkt 88, die sich aus dem zeitverzögerten und mit Faktoren beaufschlagten Ausgangssignal y(n) ergeben. Eine Zeitver­ zögerung des Ausgangssignals y(n) um einen Zeittakt erfolgt beim Verzögerungsglied 90; die Verzögerung um einen weite­ ren Zeittakt beim Verzögerungsglied 92. Das einfach verzö­ gerte Ausgangssignal y(n-1) wird mit einem Filterkoeffi­ zienten -b1 multipliziert; das zweifach verzögerte Ausgangs­ signal y(n-2) mit dem Filterkoeffizienten -b2. Die Filter­ koeffizienten b1, b2 sind den bekannten Tabellen für digita­ le Filter entnehmbar.

Zur Ermittlung des Signalpegels des zeitlich veränderlichen Ausgangssignals y(n) des digitalen Bandpasses ist der Be­ tragswert |y(n)| des Ausgangssignals y(n) in einem Absolut­ wertbilder 94 zu ermitteln. Der Betrag |y(n)| wird im Sum­ mierglied 96 zu einem durch das Verzögerungsglied 98 um ei­ nen Zeittakt verzögerten Gesamtbetragswert Y(n) addiert. Der nach N Abtastwerten digital ermittelte Gesamtbetragswert Y(N) entspricht dem Gleichrichtwert einer Wechselgröße und ist ein Maß für den Pegel des Ausgangssignals eines Band­ passes. Selbstverständlich können auch andere den Pegel an­ gebende Größen gebildet werden, beispielsweise der Effektiv­ wert, der quadratische Mittelwert, der Spitzenwert, u. ä. Die Rechenoperationen sind dann aber zeitaufwendiger.

Gemäß der Fig. 7 sind mindestens 9 Operationen pro Abtast­ wert für die Pegelberechnung erforderlich. Diese Zahl ist maßgebend für die minimal erreichbare Rechenzeit zwischen zwei Abtastwerten bei der On-Line-Auswertung von Signalen.

Eine Verkürzung dieser Zeit ist sehr wünschenswert, um Ton­ signale schneller erkennen zu können, wodurch mit einem ein­ zigen Signalprozessor mehrere DTMF-Signale gleichzeitig ana­ lysiert werden können.

Um die Rechenzeit noch weiter zu reduzieren, wird eine ein­ fachere digitale Signalauswertung angewandt, die ebenfalls Bandpaßverhalten zeigt. Das Schaltbild hierzu ist in Fig. 8 dargestellt. Die dem Speicher 36 entnehmbaren Abtastwerte x(n) werden in zwei Rechenzweige A, B aufgeteilt. Im ersten Rechenzweig A werden die Abtastwerte x(n) mit einem von der Laufvariablen n abhängigen Koeffizienten a1(n) multipliziert und am Summierungspunkt 100 zu einem Wert Re addiert, der über ein Verzögerungsglied 102 um einen Zeittakt verzögert wurde. Im zweiten Rechenzweig B erfolgt eine entsprechende Multiplikation mit dem Koeffizienten a2(n) und gleichfalls eine Addition am Summierungspunkt 104 mit einem durch das Verzögerungsglied 106 verzögertem Wert Im.

Durch diese Rechenoperationen werden die Summen gebildet

Wählt man a1(n) = cos (2π n f Ta) und a2(n) = sin (2π n f Ta), so entsprechen die Werte Re und Im dem Realteil bzw. dem Imaginärteil einer diskreten Fouriertransformation im Zeit­ fenster mit der Zeit t=N Ta, wobei f die Frequenz, Ta die Abtastperiodendauer und N die Zahl der ausgewerteten Ab­ tastwerte x(n) ist.

Wird die Frequenz f gleich der Frequenz eines Tonsignals ge­ setzt, so entspricht die Signalauswertung in ihrem Frequenz­ gang dem Verhalten eines Bandpasses mit Mittenfrequenz f. Der Pegel Y(N) des Ausgangssignals eines solchen Bandpasses steht mit den Werten Re und Im in folgender Beziehung

Y²(N) = Re² + Im².

Durch Ziehen der Wurzel der oben angegebenen Gleichung ist der Pegel Y(N) direkt ermittelbar; es kann aber auch ein­ fachhalber der quadratische Pegel Y²(N) weiterverarbeitet werden, ohne daß sich Nachteile einstellen.

Bei der hier nach Fig. 8 dargestellten Pegelermittlung sind insgesamt nur sechs Operationen pro Abtastwert erforderlich. Bei der Abarbeitung der in Fig. 8 dargestellten Arbeits­ schritte werden die Rechenzweige A und B nacheinander durch­ laufen. Damit ist gewährleistet, daß die für Signalprozesso­ ren optimale Folge von Rechenoperationen, nämlich Multipli­ kation zweier Werte und anschließende Addition zu einem zu­ vor ermittelten Wert, eingehalten wird. Dies bedeutet, daß gegenüber der in der Fig. 7 dargestellten und vorher be­ schriebenen Ermittlung des Signalpegels ein sehr viel ge­ ringerer Zeitaufwand erforderlich ist, bei sonst gleich­ bleibender Struktur der Rechenoperationen. Die Verringerung der Rechenzeit kann somit zur Erhöhung der Ansprechgeschwin­ digkeit der Schaltungsanordnung genutzt bzw. die Zahl gleich­ zeitig auszuwertender Tonsignale erhöht werden.

Um die Dämpfung des in Fig. 8 dargestellten digitalen Band­ passes an seinen Flanken noch weiter zu erhöhen, ist es möglich, die Abtastwerte x(n) mit einer Bewertungsfunktion

c(n) = 0,5-0,5 cos [2π (n + 0,5)] /N

zu multiplizieren. Die Koeffizienten a1(n), a2(n) und c(n) bzw. Produkte dieser Koeffizienten sind im Festwertspeicher 40 (siehe Fig. 2) abgespeichert und werden bei der Ausfüh­ rung der Rechenoperationen jeweils abgerufen.

Fig. 9 zeigt den Frequenzgang des in Fig. 8 dargestellten digitalen Bandpasses. Der Kurvenverlauf 110 ist ohne Bewer­ tungsfunktion c(n) und der Kurvenverlauf 112 mit Bewertungs­ funktion dargestellt. Die Dämpfung a in dB zeigt für beide Kurvenverläufe ein Minimum bei der Frequenz f1. Im Kurven­ verlauf 112 wird jedoch bei zunehmendem Frequenzabstand von der Mittenfrequenz f1 eine höhere Dämpfung erzielt. Der flache Verlauf der Kurve 110 nahe der Mittenfrequenz hat keine Auswirkung auf die Frequenzselektivität der Schaltungs­ anordnung, da diese, wie bei der Beschreibung der Fig. 6 ausgeführt wurde, nur vom Schnittpunkt der Dämpfungsverläufe der an der Tonsignalauswertung beteiligten Bandpässe abhängt.

Claims (10)

1. Schaltungsanordnung zum Erkennen mindestens eines Tonsignals in einem Signalgemisch, mit einer der Zahl möglicher Tonsignalfrequenzen entsprechenden Zahl von Bandpässen, deren jeweilige Mittenfrequenz mit einer der Tonsignalfrequenzen übereinstimmt, wobei jeder Bandpaß ein seiner Filtercharakteristik entsprechendes Bandpaßsignal abgibt und der Pegel des jeweiligen Bandpaßsignals mit dem Pegel des Ausgangssignals mindestens eines das Signalgemisch ebenfalls empfangenden Vergleichsbandpasses verglichen wird, und wobei abhängig vom Vergleich ein Erkennungssignal erzeugt wird, das das Auftreten eines Tonsignals am Bandpaßeingang signalisiert, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Vergleichsbandpässe (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) vorgesehen sind, deren Mittenfrequenzen (fno, fnu) höher bzw. niedriger als die Mittenfrequenzen (fn, f1 bis f8) des jeweiligen Bandpasses (Bn, Bm, B1 bis B8) sind, und daß das Erkennungssignal (56) erzeugt wird, wenn die Vergleichspegel (Ano, Anu, Amo, Amu) kleiner als der Pegel (Sn, Sm, S1 bis S8) des jeweiligen Bandpaßsignals sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Erkennungssignal (56) bei einem vorbestimmten Pegelunterschied erzeugt wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der jeweilige Bandpaß (Bn, Bm, B1 bis B8) sowie die Vergleichsbandpässe (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) übereinstimmende Filter­ charakteristiken haben.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, da­ durch gekennzeichnet, daß die Mittenfrequen­ zen (fno, fnu) der Vergleichsbandpässe (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) von der Mittenfrequenz (fn, f1 bis f8) des jeweiligen Bandpasses (Bn, Bm, B1 bis B8) ei­ nen Frequenzabstand von der doppelten Schwankungsbreite (b) der Frequenz des Tonsignals haben.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der jeweilige Bandpaß (Bn, Bm, B1 bis B8) und die Vergleichs­ bandpässe (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) digi­ tale Bandpässe sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn­ zeichnet, daß digitale Bandpässe zweiter Ordnung vorgesehen sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Pegel der Ausgangssignale der Bandpässe (Bn, Bm, B1 bis B8, Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) nach der Beziehung ermittelt werden, wobei
B(f) der Pegel des Ausgangssignals des jeweiligen Vergleichsbandpasses bzw. des Bandpaßsignals mit der Mitten­ frequenz f,
Ta die Abtastperiodendauer,
x(n) der n-te Abtastwert des Eingangssignals des Bandpasses,
n die Laufvariable der Abtastwerte und
N die Zahl der ausgewerteten Abtastwerte ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte x(n) mit einer Bewertungsfunktion c(n) = 0,5-0,5 cos [2π (n + 0,5)] /Nmultipliziert werden.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei mehreren im Signalgemisch auftretenden Tonsignalen nur das Bandpaßsignal des Bandpasses (Bn, Bm) mit maximalem Pegel (Sn, Sm) dem Vergleich unterzogen wird.

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in Fernsprechanlagen mit Doppelton-Mehrfrequenz-Signalen (DTMF-Signalen), die gleichzeitig in einem oberen und in einem unteren Frequenzband auftreten können, nur die Band­ paßsignale von Bandpässen (Bn, Bm) mit maximalem Pegel (Sn, Sm) im oberen sowie im unteren Frequenzband dem Ver­ gleich unterzogen werden.