DE2950892C2 - - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren nach dem Oberbegriff
des Anspruchs 1.
Wechselstromtelegrafiesysteme dienen der gleichzeitigen
Übertragung mehrerer Telegrafiekanäle über einen Sprach
kanal. Die Telegrafiesignale werden zu diesem Zweck auf
tonfrequente Träger aufmoduliert (F1-Modulation). Es sind
analoge Wechselstromtelegrafiesysteme, im folgenden abge
kürzt WT-Systeme genannt, bekannt und auf dem Markt
erhältlich. Fig. 1 zeigt in A) ein dafür gebräuchliches
Frequenzschema sowie die Blockschaltbilder für den Sender
in B) und den Empfänger in C) für jeweils nur einen
Kanal. Sender und Empfänger müssen in analoger Schaltungs
technik für jeden WT-Kanal gesondert bereitgestellt
werden.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein digitales Verfahren und
eine digitale Anordung anzugeben, die gegenüber der
analogen Lösung eine starke Herabsetzung des Aufwands ermöglicht.
Die Erfindung ist im Anspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche
beinhalten vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens bzw.
vorteilhafte Anordnungen zur Durchführung des Verfahrens.
Der Vorteil der Erfindung ergibt sich aus der Verwendung des
Algorithmus der Schnellen Fourier-Transformation, im folgenden
abgekürzt durch die allgemein übliche Bezeichnung FFT (Fast
Fourier Transform). Die FFT ist lediglich ein Algorithmus zur
schnellen Berechnung der Diskreten Fourier-Transformation. Sie
ist dem Fachmann in unterschiedlichen Formen bekannt. Ihre Ver
wendung in digitalen Filtern ist z. B. beschrieben in NTZ, 1974,
Heft 11, Seiten 425-431, ihre Verwendung in einem Zeitmulti
plex-Frequenzmultiplex-Transmultiplexer z. B. in IEEE Transactions
on Communications, Vol. COM-22, No. 9, Sept. 1974, Seiten
1199-1205.
Anhand einer vorteilhaften Anordnung zum Senden und Empfangen
gemäß der Erfindung soll die prinzipielle Wirkungsweise erläutert
werden. In den Fig. 2A und 2B ist ein WT-System gemäß der Erfindung
mit sechzehn Kanälen dargestellt. Ausgangspunkt sei das
Kanalraster, Fig. 3. Kanalabstand und -lage sind durch CCIR- und
CCITT-Empfehlungen festgelegt. Es gilt für die Mittenfrequenzen
der Kanäle
f i = (i + ³/₂) · 170 Hz; i = 1, 2, . . ., 16.
Die gleichförmige Rasterung der Kanäle läßt die Anwendung der
Diskreten Fourier-Transformation zur gleichzeitigen Berechnung
aller Kanäle zu. Der aufwandsgünstige FFT-Algorithmus erfordert
eine Zweierpotenz als Kanalzahl, wobei die Kanäle von der
Frequenz Null aus gezählt werden. Für
das WT-System ist also eine 32kanalige FFT nötig, von
der unterhalb und oberhalb des ausgenutzten Bandes nicht
verwertete Spektralkanäle übrig bleiben. Dies ist für
den Aufwand immer noch günstiger, als auf den FFT-Algo
rithmus zur Berechnung der Diskreten Fouriertransformation
zu verzichten.
Das Raster der Spektralkanäle enthält den Nullpunkt der
Frequenzachse. Demgegenüber ist das WT-Raster um den halben
Kanalabstand verschoben. Die Fouriertransformation
läßt sich entsprechend modifizieren, um das zu berück
sichtigen.
Es wird zuerst der Empfänger, Fig. 2A, beschrieben. Über
den einzelnen Blöcken sind die benötigten Multiplikationen
bzw. Divisionen je Abtastwert angegeben, unter den Blöcken
die Gesamt-Abtastrate. Das analoge Eingangssignal des
WT-Empfängers wird nach der analogen Tiefpaßbegrenzung in
12-Bit-Worte x i digitalisiert. Die Abtastrate beträgt
dabei
f A = 32 · 170 Hz · 2 = 10 880 Hz
entsprechend dem Abtasttheorem.
Die anschließenden Komponenten TF und FFT bilden eine
digitale Filterbank mit äquidistanten Bandpässen gleicher
Breite. Eine solche digitale Filterbank ist im Prinzip aus
der DE-OS 22 62 652 bekannt und wird daher nicht in allen
Einzelheiten beschrieben.
Die Wichtungseinheit TF führt eine Wichtung und Verknüpfung
der Zeitreihendaten durch. Dadurch wird die Filterkurve des
Einzelkanals realisiert. Es werden Datenblöcke von 512
Worten x i verknüpft:
h i sind die Filterkoeffizienten. Durch die nachfolgende
Fouriertransformation im Funktionsblock FFT wird die
Filterung vervollständigt. Die Einheiten TF und FFT bilden
erst zusammen ein (transversales) Filter und zwar ein
Muliplexfilter vom Grad M = 512 für N = 32 einzelne
Filterkanäle.
Die FFT ist in ihrer Grundform für komplexe Eingangssignale
geeignet. N komplexe Zeitfunktionswerte werden in N komplexe
Spektralwerte transformiert. Im WT-Empfänger werden
jedoch reelle Daten angeliefert. Daher wird eine abgewandelte
Form der FFt benutzt, die genauso ökonomisch ist wie
die komplexe N-Punkte-Transformation, und die 2N reelle
Eingangswerte in N komplexe Ausgangswerte transformiert
(hier: N = 32). Die für die halbe Rasterverschiebung zu
sätzlich notwendige Abwandlung läßt sich ebenfalls auf
wandsneutral hinsichtlich der Multiplikationsrate durch
führen.
Mit der Selektion der Kanalsignale in dem aus TF und FFT
gebildeten Filter ist zugleich eine Umsetzung jedes (kom
plexen) ausgangsseitigen Kanalsignals in das Basisband ver
bunden. Bekanntlich kann man eine Abtastung auch als Mischung
interpretieren, bzw. mathematisch als Faltung. Die
Abmischung geschieht also durch Abtastung des Ausgangssignals
des FFT-Prozessors mit dem Kanalraster. Aufgrund der tiefen
Frequenzlage brauchen die einzelnen Kanalsignale nur
noch mit 170 Hz Abtastrate dargestellt zu werden. Das Zeit
multiplexsignal aus den 16 verwendeten Kanälen hat daher
den Worttakt (komplexe Worte) 2720 Hz.
Die Ökonomie der Fouriertransformation als Vielkanalfilter
beruht darauf, daß die Kanalinformation im Basisband
abgegeben wird. Daher ist die Ausgangsdatenrate der
Fouriertransformation trotz Aufspaltung in N Kanäle nicht
größer als die Eingangsdatenrate. Für die Demodulation
der F1-Signale in den WT-Kanälen ist aber aus Gründen einer
geringen Zeichenverzerrung eine höhere Datenrate durchaus
erwünscht. Um die (redundanten) Zwischenwerte zu erhalten,
wird daher die Datenrate in einem rekursiven Interpolations
tiefpaß TP vom Grad L = 2 (rekursive digitale Filter sind
bekannt) auf 680 Hz je Kanal vervierfacht. Dies ist wesent
lich einfacher, als die benötigten Zwischenwerte durch stärker
überlappende Blockberechnung in der Funktionsgruppe
TF+FFT zu ermitteln.
Auf den Interpolationstiefpaß TP folgt ein als arctan-
Tafel ausgelegter Phasendetektor, der Lese-Speicher ROM.
Da die Phase ϕ eine nichtlineare Funktion des analytischen
(komplexen) Kanalsignals ist, kann die Bandbreite erheblich
zunehmen. Das ist ein weiterer Grund für die Notwendigkeit
der vorangegangenen Abtastratenerhöhung durch den Inter
polationstiefpaß.
Das Phasensignal wird in der nachfolgenden Differenzier
stufe DIFF differenziert, um die Frequenz zu erhalten. Die
Differenzierstufe ist ein transversales Filter, das im ein
fachsten Falle nur die Koeffizienten +1 und -1 besitzt.
Aus dem digitalen Frequenzsignal kann der Zeitpunkt des
Zeichenwechsels entnommen werden (Frequenz geht durch Null).
Die Wortrate beträgt hier 678 Hz, eine zeitliche Rasterung,
die bei einer Telegrafiegeschwindigkeit von max. 100 Bd
noch zu nicht tolerierbarer Zeichenverzerrung führen würde.
Anstatt die Datenrate aber nun noch weiter zu erhöhen,
wird der Nulldurchgang der Frequenz durch lineare
Interpolation genau (rasterfrei) bestimmt. Das ist im
Prinzip eine Dreisatzaufgabe mit einer Division und
erfolgt im Funktionsblock Ipol des digitalen WT-Empfängers.
Anschließend wird mit dem Multiplexer Tast die Verteilung
des Zeitmultiplexsignals auf 16 einzelne Kanalausgänge
vorgenommen.
Der digitale WT-Sender, Fig. 2B, ist als Umkehrung des be
schriebenen Empfängers zu verstehen: Die zweiwertigen
Sendesignale (Gleichstromzeichen) der einzelnen Telegrafie
kanäle werden am Eingang des digitalen WT-Sender mit einem
ausreichend hohen Takt abgetasted und als Folge von Einsen
und Nullen (im Zeitmultiplex) an den anschließenden Inte
trator Integr geliefert. Dieser ist einfach ein Vorwärts-
Rückwärtszähler. Sein Zählwert, der für jeden Kanal mit
680 Hz abgetastet wird, ist ein Maß für die Phase ϕ des
Sendesignals.
Der Zählwert wird modulo-2π als Adresse für den Lese-
Speicher ROM gebraucht, der die zugehörigen sinus- und
cosinus-Werte erzeugt. Der Wert cos d + j sin ϕ wird als
analytisches Kanalsignal (in Basisbandlage) verstanden.
Durch einen Tiefpaß (TP, Multiplextiefpaß vom Grad L = 2
für 16 Signale im Zeitmultiplex) wird die Bandbreite so
reduziert, daß die Datenrate auf 170 komplexe Werte pro Sekunde
pro Kanal reduziert werden kann.
Für die anschließende Verarbeitung in der inversen Fourier
transformation IFFT werden noch die unbenutzten 16 Kanäle
in Form von Null-Signalen eingefügt, so daß Blöcke von
32 komplexen Worten entstehen.
Diese Blöcke werden von der FFT als geordnete Spektren
interpretiert. Jeder Kanalwert ist die Vorgabe für einen
Spektralwert. Die über FFt realisierte inverse Fourier
transformation macht daraus eine Zeitfunktion (Zeitreihe)
mit 32 Trägern, die mit den Kanalwerten moduliert sind.
Da die Modulation wegen der blockweisen Berechnung der
Zeitreihe noch sprunghaft erfolgt, entstehen Modulations
oberwellen, die erst im Zusammenwirken mit der Wichtungs
einrichtung TF unterdrückt werden. Die Filterkoeffizienten
sind dieselben wie im Empfänger. Die Verwendung der FFT
in einem Störsender ist aus der DE-OS 27 52 018 bekannt.
Durch die inverse Fouriertransformation ist das eingangs
seitige Zeitmultiplexsignal in ein Frequenzmultiplexsignal
umgewandelt worden. Die der Transformation entstammenden
Datenblöcke bilden, aneinandergereiht, das digitale WT-
Sendesignal. Durch Verwendung der schon beim Empfänger
gebrauchten speziellen Transformation wird erreicht, daß
das Sendesignal reell ist. Dadurch erhöht sich die Wort
rate auf das Doppelte, nämlich
32 Kanäle · 170 Hz · 2 = 10 880 Hz.
(Die Blockrate ist 170 Hz. Ein Block gleich 32 komplexe
Spektralwerte bzw. 64 reelle Abtastwerte der Zeitfunktion).
Mit dem D/A-Wandler wird das Sendesignal in analoge Form
gewandelt. Der nachfolgende analoge Tiefpaß (3 kHz) dient
der Glättung.
Die beschriebenen Funktionsblöcke von Sender und Empfänger
lassen sich bis auf die Wandler (und analoge Tiefpässe)
vorteilhaft durch Software realisieren. Der zu verwendende
Prozessor muß einen Multiplikationsdurchsatz von 400 kHz
bewältigen.
Der abgeschätzte arithmetische Aufwand überfordert moderne
16-Bit-Mikroprozessoren (Intel 8086, Z 8000) um das Zehn
fache. Mit einem Spezialrechner auf der Basis der "Mikro
prozessorscheiben" AMD 2901 läßt sich der Durchsatz hin
gegen mit einem einzelnen Prozessor erreichen. Er ließe
sich auf zwei Leiterplatten, Größe F, aufbauen.
Damit läßt sich ein ganzes WT-System auf ca. drei Doppel
karten aufbauen. Ein in analoger Schaltungstechnik erstelltes,
auf dem Markt befindliches Gerät, enthält mehr als
30 Steckeinheiten.
Die benötigten Wandler, A/D und D/A, stellen kein Problem
dar, da der dynamische Bereich und die Abtastrate klein
sind. Die Wandler können zweckmäßigerweise auf der dritten
Leiterkarte zusammen mit den analogen 3-kHz-Filtern und
Verstärkern zur Pegelanpassung aufgebaut werden.
Umschaltung auf 8- oder 32-Kanalsystem ist möglich, ohne
daß sich die Anforderung an den Prozessor ändert. Ebenso
ist Frequenzdiversitybetrieb durch digitale Nachverarbeitung
der Kanalsignale des Empfängers möglich.
Mit der Erfindung läßt sich also gegenüber bekannten
WT-Systemen der Aufwand beträchtlich reduzieren. Außerdem
sind die digitalen Bausteine alterungsstabil und gewähr
leisten eine höhere Funktionssicherheit.
Claims (6)
1. Digitales Wechselstromtelegrafieverfahren zur gleichzeitigen
Übertragung mehrerer Telegrafie-Kanäle über einen Sprachkanal,
dadurch gekennzeichnet, daß alle Telegrafie-Kanäle im Zeitmulti
plex verarbeitet werden in einem einzigen digitalen Empfänger
bzw. einem einzigen digitalen Sender, welche die Telegrafie-
Kanäle auf der Basis des Algorithmus der Schnellen Fourier-Trans
formation aus bzw. in den Sprachkanal umsetzen.
2. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch folgende
Verarbeitungsschritte im digitalen Empfänger:
- Das analoge Empfangssignal wird in einem analogen Filter
tiefpaßbegrenzt.
- Das Signal wird in ein digitales Signal verwandelt.
- Das digitale Signal wird einer digitalen Filterbank zuge führt. Diese besteht aus einer Wichtungseinrichtung, welche die Filterkurve eines Einzelkanals realisiert und einem anschließenden Fourier-Prozessor, in welchem mit der Schnellen Fourier-Transformation die Filterung vervoll ständigt wird. Durch geeignete Abtastung des ausgegebenen Signals werden sämtliche Kanäle in das Basisband umge setzt. Die Signale der einzelnen Kanäle erscheinen als analytisches Signal im Zeitmultiplex.
- In einem anschließenden rekursiven Tiefpaß werden redundante Zwischenwerte erzeugt.
- Anschließend wird durch Bildung des arcus-tangens die Phase jedes Kanalsignals gebildet.
- Durch Differentiation wird die Frequenz gebildet.
- Die Frequenzsignale werden interpoliert, um den genauen Zeitpunkt des Zeichenwechsels zu erhalten und anschließend auf die verschiedenen Kanäle verteilt.
- Das Signal wird in ein digitales Signal verwandelt.
- Das digitale Signal wird einer digitalen Filterbank zuge führt. Diese besteht aus einer Wichtungseinrichtung, welche die Filterkurve eines Einzelkanals realisiert und einem anschließenden Fourier-Prozessor, in welchem mit der Schnellen Fourier-Transformation die Filterung vervoll ständigt wird. Durch geeignete Abtastung des ausgegebenen Signals werden sämtliche Kanäle in das Basisband umge setzt. Die Signale der einzelnen Kanäle erscheinen als analytisches Signal im Zeitmultiplex.
- In einem anschließenden rekursiven Tiefpaß werden redundante Zwischenwerte erzeugt.
- Anschließend wird durch Bildung des arcus-tangens die Phase jedes Kanalsignals gebildet.
- Durch Differentiation wird die Frequenz gebildet.
- Die Frequenzsignale werden interpoliert, um den genauen Zeitpunkt des Zeichenwechsels zu erhalten und anschließend auf die verschiedenen Kanäle verteilt.
3. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch folgende
Verarbeitungsschritte im digitalen Sender:
- Die Signale der einzelnen Kanäle werden mit einer hohen
Abtastrate im Zeitmultiplex abgetastet.
- Durch Integration wird von jedem Signal die Phase gebildet.
- Aus der Phase werden anschließend die zugehörigen sinus- und cosinus-Werte gebildet, die zusammen als analytisches Kanalsignal in Basisbandlage verstanden werden.
- Anschließend wird in einem Tiefpaß die Bandbreite reduziert.
- In einem Fourier-Prozessor wird mit der inversen Schnellen Fourier-Transformation eine Zeitfunktion mit verschiedenen Trägern erzeugt, die mit den Kanalsignalen moduliert sind.
- Anschließend werden in einer Wichtungseinrichtung Modula tionsoberwellen unterdrückt.
- Die digitalen Sendesignale werden in analoge gewandelt und
- in einem analogen Tiefpaß geglättet.
- Durch Integration wird von jedem Signal die Phase gebildet.
- Aus der Phase werden anschließend die zugehörigen sinus- und cosinus-Werte gebildet, die zusammen als analytisches Kanalsignal in Basisbandlage verstanden werden.
- Anschließend wird in einem Tiefpaß die Bandbreite reduziert.
- In einem Fourier-Prozessor wird mit der inversen Schnellen Fourier-Transformation eine Zeitfunktion mit verschiedenen Trägern erzeugt, die mit den Kanalsignalen moduliert sind.
- Anschließend werden in einer Wichtungseinrichtung Modula tionsoberwellen unterdrückt.
- Die digitalen Sendesignale werden in analoge gewandelt und
- in einem analogen Tiefpaß geglättet.
4. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 2,
gekennzeichnet durch folgende hintereinandergeschaltete
Komponenten im digitalen Empfänger, bestehend aus:
- einem analogen Tiefpaß (3 kHz) am Eingang,
- einem Analog/Digital-Wandler (A/D),
- einer digitalen Filterbank in Form eines Transversalfilters, bestehend aus einer Wichtungseinrichtung (TF) und einem Fourier-Prozessor (FFT),
- einem rekursiven Tiefpaß (TP),
- einem Lesespeicher (ROM), der als arcus-tangens-Tafel aus gelegt ist,
- einer Differenzierstufe (DIFF),
- einem Interpolator (Ipol),
- einem Multiplexer (Tast) zur Ausgabe an die verschiedenen Kanäle (Fig. 2A).
- einem Analog/Digital-Wandler (A/D),
- einer digitalen Filterbank in Form eines Transversalfilters, bestehend aus einer Wichtungseinrichtung (TF) und einem Fourier-Prozessor (FFT),
- einem rekursiven Tiefpaß (TP),
- einem Lesespeicher (ROM), der als arcus-tangens-Tafel aus gelegt ist,
- einer Differenzierstufe (DIFF),
- einem Interpolator (Ipol),
- einem Multiplexer (Tast) zur Ausgabe an die verschiedenen Kanäle (Fig. 2A).
5. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 3,
gekennzeichnet durch folgende hintereinandergeschaltete Kom
ponenten im digitalen Sender, bestehend aus:
- einer Abtastschaltung (Tast), die im Zeitmultiplex die
einzelnen Kanäle abtastet,
- einem Integrator (Integr), der vorzugsweise als Vorwärts-/ Rückwärtszähler ausgebildet ist,
- einem Lesespeicher (ROM), der als sinus- und cosinus-Tafel ausgebildet ist,
- einem rekursiven Tiefpaß (TP),
- einem inversen Fourier-Prozessor (IFFT),
- einer Wichtungseinrichtung (TF),
- einem Digital/Analog-Wandler (D/A),
- einem analogen Tiefpaß (3 kHz) (Fig. 2B).
- einem Integrator (Integr), der vorzugsweise als Vorwärts-/ Rückwärtszähler ausgebildet ist,
- einem Lesespeicher (ROM), der als sinus- und cosinus-Tafel ausgebildet ist,
- einem rekursiven Tiefpaß (TP),
- einem inversen Fourier-Prozessor (IFFT),
- einer Wichtungseinrichtung (TF),
- einem Digital/Analog-Wandler (D/A),
- einem analogen Tiefpaß (3 kHz) (Fig. 2B).
6. Anordnung nach Anspruch 4 und 5, dadurch gekennzeichnet,
daß sämtliche Komponenten bis auf die Wandler und die analogen
Tiefpässe durch einen entsprechend programmierten
Prozessor realisiert sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19792950892 DE2950892A1 (de) | 1979-12-18 | 1979-12-18 | Digitales wechselstromtelegrafieverfahren |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19792950892 DE2950892A1 (de) | 1979-12-18 | 1979-12-18 | Digitales wechselstromtelegrafieverfahren |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2950892A1 DE2950892A1 (de) | 1981-06-25 |
DE2950892C2 true DE2950892C2 (de) | 1988-05-26 |
Family
ID=6088813
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19792950892 Granted DE2950892A1 (de) | 1979-12-18 | 1979-12-18 | Digitales wechselstromtelegrafieverfahren |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2950892A1 (de) |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2262652C2 (de) * | 1972-12-21 | 1983-06-30 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Digitale Filterbank |
DE2752018C2 (de) * | 1977-11-22 | 1985-08-22 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Vielkanal-Störsender |
-
1979
- 1979-12-18 DE DE19792950892 patent/DE2950892A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2950892A1 (de) | 1981-06-25 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
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