DE2840253A1 - Mehrfrequenzsignalempfaengersystem - Google Patents

Description

HITACHI, LTD., Tokyo, Japan

Mehrfrequenzsignalempfängersystem

Die Erfindung betrifft ein Mehrfrequenzsignalempfängersystem und insbesondere ein Empfängersystem zur Verwendung bei einem ein kodiertes digitales Mehrfrequenzsignal empfangenden Empfänger . Die meisten herkömmlichen Systeme, die zum Empfangen eines kodierten digitalen Mehrfrequenzsignals verwendet werden, sind so ausgebildet, daß sie das empfangene digitale Mehrfrequenzsignal in ein Analogsignal umsetzen, um so ein derartiges analoges Signal durch einen Analogempfänger zu empfangen. Verschiedene Systeme zum direkten Empfangen eines kodierten digitalen Mehrfrequenzsignals wurden bisher ebenfalls schon angegeben und zwar darunter ein System, bei dem Analogfilter eines Analogempfängers durch Digitalfilter ersetzt

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sind, ein System einschließlich einer Einrichtung zur Durchführung der diskreten Fourier-Transformation (DFT) bei dem empfangenen Signal, ein System einschließlich einer Einrichtung zum Bestimmen der gegenseitigen Korrelation zwischen den Signalverläufen des empfangenen Signals und dem eines Bezugsfrequenzsignals, ein System einschließlich einer Einrichtung zum Messen des Abstands zwischen Nulldurchgängen des empfangenen Signals und einem System einschließlich einer Einrichtung zum Expandern oder Dehnen des empfangenen Signalverlaufs mit einer speziellen Funktion und zum Bestimmen der Korrelation zwischen dem empfangenen Signalverlauf und dem gedehnten Signalverlauf. Jedoch ist bei diesen herkömmlichen Systemen gemeinsam nachteilig , daß der Betrieb auch kostspielig bei den unnötigen Frequenzbändern durchgeführt werden muß, die keine Komponenten des Eingangs-Mehrfrequenzsignals enthalten, was ein herabgesetztes Mehrbetriebsvermögen des Empfängers zur Folge hat, sowie eine Zunahme der Kosten für den Empfänger. Herkömmliche Systeme sind auch insofern nachteilig, da sie nicht das Eingangs-Mehrfrequenzsignal mit ausreichender hoher Genauigkeit erfassen können, wenn die Abtastfrequenz in der Größenordnung von beispielsweise 8 kHz liegt, wie sie für das PCM-Digitalkodieren von Fernsprechsignalen verwendet wird.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein Mehrfrequenzsignalempfängersystem der eingangs genannten Art so auszubilden, daß insbesondere störungsfrei ein derartiges Mehrfrequenzsignal empfangen werden kann.

Die Erfindung gibt ein Mehrfrequenzsignalempfängersystem an zur Anwendung bei einem digitalen Zeitmultiplex-Fernsprechamt für PCM, das ein Mehrfrequenzsignal mit hoher Genauigkeit erfassen kann und ein hohes Maß an Multiplexübertragung sicherstellen kann, selbst wenn die Abtastfrequenz niedrig ist oder niedriger ist als der übliche Wert

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- 6 von beispielsweise 8 kHz.

Weiter gibt die Erfindung ein Mehrfrequenzsignalempfängersystem an, das ein unerwünschtes Phenomen beseitigt, bei dem ein Signalverlauf, wie Sprachsignalverlauf fehlerhaft anstelle des MehrfrequenzSignalverlaufs als Eingangssignal empfangen wird (wobei ein derartiges unerwünschtes Eingangssignal im folgenden als Nachbildung oder Imitation bezeichnet wird).

Weiter gibt die Erfindung ein Mehrfrequenzsignalempfängersysüem an, das besonders geeignet ist zum Empfang eines Mehrfrequenzsignals wie eines Druckknopfsignals, das von einem Druckknopf-Wähler oder Tastenwähler erzeugt ist.

Eines der wesentlichen Merkmale der Erfindung liegt darin, daß das System eine Verarbeitungseinheit zum Analysieren eines empfangenen Signals enthält und um aus dem empfangenen Signal diejenigen Parameter herauszuführen, die zur gewünschten Darstellung des Charakters eines Mehrfrequenzsignals ausreichen, um das empfangene Signal zu identifizieren abhängig vom Ergebnis der Analyse durch die Verarbeitungseinheit.

Weiter zeichnet sich die Erfindung dadurch aus, daß der während der Analyse erfaßte Analysenfehler ausgewertet oder berechnet wird, um den Empfang einer Imitation zu verhindern.

Schließlich zeichnet sich die Erfindung dadurch aus, daß ein spezielles oder spezifisches Frequenzband lediglich eines empfangenen Signals ausgewählt wird aufgrund des Ergebnisses der Frequenzspektrum-Analyse des empfangenen Signals und daß ein partieller Autokorrelationskoeffizient

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_ η

auf der Grundlage des Leistungsspektrums dieses spezifischen Frequenzbandes berechnet wird.

Die Erfindung gibt also ein Mehrfrequenzsirrnalemnängersystem an, einschließlich eines Filters zum "Weißmachen" eines empfangenen Signals,eines Korrelators zum Herausführen partieller Autokorrelationskoeffizienten aus dem Ausgangssignal des Weiß-Filters, eines Vorhersagefehleranalysators zum Beurteilen oder Prüfen des Vorhandenseins oder NichtVorhandenseins des Mehrfrequenzsignals durch Analysieren von Vorhersageanalysenfehlern aus dem Ausgangssignal des Weiß-Filters und einer Steuer- bzw. Regeleinheit, die abhängig vom Ausgangssignal des Analysators, das das Vorhandensein des Mehrfrequenzsignals anzeigt, die in dem empfangenen Signal enthaltene Frequenz bestimmt, die die partiellen Autokorrelationskoeffizienten verwendet, um so zu identifizieren, daß das empfangene Signal das Mehrfrequenzsignal ist.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung und insbesondere der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 als Beispiel die Verteilung einiger bei der Erfindung verwendeter Parameter,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Systems,

Fig. 3 den Zeitverlauf zur Darstellung des Betriebs des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 2,

Fig. 4 die Beziehung zwischen der Schutz- oder

Überwachungszeit und der Signalfrequenzerfassungsgenauigkeit zur Darstellung der erheblichen Wirkung der Erfindung,

Fig. 5 die Beziehung zwischen der Abtastfrequenz

und der Signalfrequenzerfassungsgenauigkeit zur Darstellung der erheblichen Wirkung der Erfindung,

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Fig. 6 ein Flußdiagramm zur beispielhaften Darstellung der Verarbeitungsfolge, wenn die Erfindung insbesondere zum Empfang eines Tastensignals ausgebildet ist,

Fig. 7A bis 7D eine Darstellung der aufeinanderfolgenden Verarbeitungsschritte für einen empfangenen Signalverlauf und dessen Frequenzspektrum gemäß der Verarbeitungsfolge nach Fig. 6,

Fig. 8 und 9 Versuchsergebnisse in bezug auf ein Tastensignal und ein Sprachsignal, die gemäß der Verarbeitungsfolge nach Fig. 6 verarbeitet sind, wobei Fig. 8 die Signalfrequenzerfassungscharakteristik für das Tastensignal und Fig. 9 als Beispiel die Werte eines partiellen Autokorrelationskoeffizienten k_? des Tastensignals und des Sprachsignals zeigt,

Fig. 10 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, das zum Durchführen der Verarbeitungsfolge gemäß Fig. 6 geeignet ist,

Fig. 11 die Art der kontinuierlichen Signalverarbeitung bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 10.

Bei einem herlömmlichen Mehrfrequenzsignalempfängersystem, das beispielsweise bei einem Zweifrequenz-Tastensignalempfanger verwendet ist, der Digitalfilter verwendet, ist die Art der Signalverarbeitung derart, daß die Digitalfilter als Bandpaßfilter für sieben Frequenzen arbeiten, beispielsweise einerGruppe von Niederfrequenzen von 697 Hz, Hz, 852 Hz und 941 Hz und einer Gruppe hoher Frequenzen von 1.209 Hz, 1.336 Hz und 1.447 Hz, unabhängig vom Vorhandensein oder NichtVorhandensein des Zweifrequenz-Eingangssignals, um so ein derartiges Eingangssignal zu identifizieren oder zu erfassen. Im Gegensatz dazu besteht die Art und Weise der Signalverarbeitung bei dem erfindungsgemäßen System darin, daß lediglich zwei Signalfrequenzen erfaßt werden, um das Zweifrequenz-Eingangssignal zu identifizieren.

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Das System gemäß der Erfindung enthält eine Verarbeitungseinheit zum Analysieren eines empfangenen Signals und zum Herausführen oder Extrahieren derjenigen Parameter, die ausreichend sind für die gewünschte Identifikation eines Zweifrequenz-Sinussignals, wobei diese Verarbeitungseinheit nicht geeignet ist für die Analyse eines komplexen Eingangssignals wie eines Sprachsignals. Auf diese Weise unterscheiden sich nicht nur die Werte der herausgeführten Parameter des Sprachsignals von denen des Mehrfrequenzsignals, sondern werden auch die Analysefehler so groß, so daß der Empfang einer Imitation zuverlässig durch Erfassen dieser Werte verhindert werden kann. Das heißt, das System hat die doppelte Möglichkeit den Empfang einer Imitation zu verhindern.

Vorhersageanalysetechniken sind praktisch verwendbare Mittel, die zum Verarbeiten eines zu analysierenden Eingangssignalverlaufs geeignet sind. Typische bisherige Vorhersageanalysetechniken bestehen in einer Technik zum Herausführen eines linearen Vorhersagekoeffizienten, der auch als Ck-Parameter bekannt ist und in einer Technik zum Herausführen eines partiellen Autokorrelationskoeffizienten, der auch als PARCOR-Koeffizient oder als k-Parameter bekannt ist. Dieser partielle Autokorrelationskoeffizient wird beispielsweise ausführlich erläutert in der US-PS 3 662 115 oder in J.D. Markel, A.H. Gray, jr., "Linear Prediction of Speech" Springer Verlag, S. 32 - 41 .

Diese Parameter werden im folgenden zusammenfassend als Vorhersagekoeffizienten bezeichnet. Ein η Frequenzen enthaltendes Mehrfrequenzsignal, d.h. die Kombination mehrerer Signale mit Sinussignalverlauf, kann im wesentlichen durch 2n-Vorhersagekoeffizienten ausgedrückt werden. Ein Druck-

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knopf- oder Tastensignal (PB-Signal) und ein Mehrfrequenzsignal (MF-Signal) mit zwei Frequenzen kann auf diese Weise durch vier Vorhersagekoeffizienten ausgedrückt werden. Für praktische Zwecke jedoch ist es erwünscht, die Anzahl der Parameter von vier auf fünf oder sechs zu erhöhen , auf grund des Vorhandenseins eines Leistungsungleichgewichtes zwischen den beiden Signalfrequenzen. Praktische Beispiele werden weiter unten erläutert. Gemäß dem Grundprinzip der Erfindung wird anfangs der Empfang einer Imitation geprüft, unter Verwendung des Pegels des Vorhersageanalysefehlers,und wird dann das Eingangssignal identifiziert, auf der Grundlage der Werte der Vorhersagekoeffizienten oder der Werte der sekundären Parameter, die von diesem Vorhersagekoeffizienten abgeleitet sind.

Die Vorhersagekoeffizienten, die die Parameter sind,die für die Analyse verwendet werden, werden als eine Funktion von Autokorrelationskoeffizienten eines Signalverlaufs ausgedrückt. Zur einfacheren Beschreibung sei beispielsweise ein Einfrequenzsignal angenommen. Ein Autokorrelationskoeffizient der i-ten Ordnung v. eines Signals mit einer Periode 60 ergibt sich durch:

v. = ^" ^{cos 6}^ · T (1)

mit T = Abtastperiode,

a = Signalamplitude.

Der Wert für v. ist nahe an a^z/2, wenn die Abtastperiode T sehr klein ist und es ergibt sich aus Gleichung (1), daß die Snderungsempfindlichkeit für eine Änderung der Periode ßJ sehr niedrig ist. Das heißt, daß ein T sehr kleinen Wertes, in anderen Worten, eine außergewöhnlich hohe Abtastgeschwindigkeit nicht notwendigerweise erwünscht ist. Auf diese Weise kann für alle Werte der

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Periode des Mehrfrequenzsignals die Frequenzauflösungsleistung erhöht werden, wenn die Veränderungsempfindlichkeit hoch ist für eine Änderung der Periode CJ , d.h. wenn der Wert für GJ iT nahe an X /2 ist. Im Fall eines Tastensignals (PB-Signal) und eines Mehrfrequenzsignals (MF-Signal) mit zwei Frequenzen beträgt deshalb die erwünschte Abtastfrequenz etwa 4 kHz, was die Hälfte von 8 kHz ist, was wiederum die Abtastfrequenz ist, die bei einem PCM-Fernsprechamt bzw. einer PCM-Fernsprechvermittlung verwendet ist. Dies ergibt sich daraus, daß,wenn die Frequenz so normalisiert ist, daß 4 kHz dem Wert 2 OV entsprechen, dann 7Γ /2 dem Wert 1 kHz entspricht, was relativ nahe den einzelnen Signalfrequenzen eines Mehrfrequenzsignals ist. Auf diese Weise wird bei dem System gemäß der Erfindung eine Analyse bei dem Signalverlauf eines Mehrfrequenzsignals durchgeführt, wie einem digitalen PCM-Signalverlauf, der durch Abtasten mit der Abtastfrequenz von 8 kHz erhalten ist und von dem von jeweils zwei Daten eine weggelassen ist.

Folglich kann die Anzahl der zur Signalverarbeitung erforderlichen Schritte auf die Hälfte verringert werden und kann ein Empfänger gebaut werden, der eine verdoppelte Mehrfachbetriebsmöglichkeit besitzt, trotz des Vorsehens der gleichen Verarbeitungseinheit.

Die Erfindung wird im folgenden ausführlich mit Bezug auf die Figuren näher erläutert. Bei der Erfindung wird die partielle Autokorrelationsmethode verwendet zum Verarbeiten eines zu analysierenden Signals. Der k-Parameter kann als orthonalisiertes Äquivalent des linearen Vorhersagekoeffizienten b^angesehen werden, der zur linearen Vorhersageanalyse eines Signalverlaufs verwendet wird. Auf diese Weise ist der k-Parameter äquivalent dem linearen Vorhersagekoeffizienten CX und sind diese untereinander austauschbar.

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Bei dem Ausführungsbeispiel, das nun erläutert wird, wird ein Tastensignal (PB-Signal) mit zwei Frequenzen als ein Beispiel eines Mehrfrequenzsignals verwendet. Das FrequenzSpektrum des Signalverlaufs des PB-Signals, das derartige zwei Frequenzen oder SinusSignalverläufe enthält, ergibt sich lediglich durch die folgende Gleichung:

Ö 2 cr-2 -

^A4 ^(Z)

-j Λ

ζ = e ^J ,

QT² = die Intensität des Spektrums. Die Frequenzen f. ergeben sich zu:

Γ τ f _₁plmfz."7"7 ^f i = ^f s arg U₁J /2^ = ^f ^tan L r^^T J J

wenn die Wurzeln der Gleichung ÖLz + "X. ζ + ^₉Z + CX₃Z + 1 = O, die Werte Z₁ = re^J i sind, mit i = 1, Bei der die Frequenzen f. gebenden Gleichung ist f die Abtastfrequenz und stellen Re [z.1| und Im[z.^| den Realteil bzw. den Imaginärteil der komplexen Wurzeln dar. Auf diese Weise kann das Eingangssignal als das Mehrfrequenzsignal identifiziert werden, durch finden der Werte· für [°<-. ^ .mit i = 0, ..4, aus dem Eingangssignal. Bei dem derzeit beschriebenen Ausführungsbeispiel wird fk.^ so berechnet, daß es das Äquivalent zu diesem Wert $». I ist und dieser Wert kann leichter berechnet werden als der Wert | X \ wegen der jeweiligen dazu erforderlichen Ausbildung der Hardware. Dann werden die Werte

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für ίk. j in die Signalfrequenzen umgesetzt, um das Mehrfrequenzsignal zu erfassen, da < k. ( einen sekundären Parameter ergibt, der die Identifikation des Eingangssignals erleichtert. Wie schon erläutert, werden die Frequenzen Θ. aus der Gleichung z. = e^J i berechnet, was die Wurzeln für A.(z) = O darstellt. Es ist jedoch anzumerken, daß Θ. die Frequenz wiedergibt, die gemäß der Beziehung -7Ϊ = θ = 2 X normalisiert ist.

Unter einer Annahme kann A₄(z) =0 durch eine quadratische Gleichung substituiert oder ersetzt werden. Im allgemeinen ist die Benennung A_? (z) des Frequenzspektrums eines Mehrfrequenzsignals aus η-Frequenzen vom 2n-ten Grad. Jedoch kann die Gleichung A₂ (z) = 0 ebenfalls durch eine Gleichung des η-ten Grades unter einer Annahme substituiert werden.

Ganz allgemein sei nun angenommen, daß η Mehrfrequenzsignale Resonanzschwingungs-Ausgangssignale eines Resonators sind_;der vollständig.am Austrittsende offen ist und der durch einen Anpassungswiderstand am Eingangsende abgeschlossen ist. Dieser Resonator besteht aus (n+1) miteinander verbundenen akustischen Röhren oder Schallröhren bzw. -rohren, wobei die Parameter k₁ bis k nominell den Reflektionskoeffizienten zugeordnet sind aufgrund der Fehlanpassungen zwischen diesen Schallröhren. Es kann angenommen werden, daß der Resonanzverlust lediglich durch den Anpassungswiderstand am Eingangsende gegeben oder erreicht ist und daß keine Verluste in den zwischenliegenden Röhren auftreten, d.h., k_Q = 1 und k ₊₁ =0. Weiter werden η k-Parameter aus einem Signalverlauf abgeleitet. Die Transformation zum Nenner der Gleichung (2) kann gemäß folgender Rekursionsformel erfolgen:

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- 14 -A_n. (ζ)=A_n-I (ζ) + k_ÄzB_n-i(z)

B_n(Z)= Z B_n-I (Ζ)+ k_nA»_i (ζ)

A₀ (ζ) = 1 B₀ (ζ)=-1

(3)

Es sei nun angenommen, daß das Eingangsende des Resonators in ein vollständig offenes Ende umgewandelt wird. In diesem Fall ist k * = O zu ersetzen durch k ₁ = 1, und wegen des Verschwindens des Resonanzverlustes enthält der Spektralverlauf η Spektrallinien. Auf diese Weise wird der Nenner der Gleichung (2) durch eine Gleichung fünfter Ordnung oder fünften Grades A₅(z) ersetzt, da nun k^ = 1 gilt, statt kr = O. Da jedoch der Resonator vollständig an sowohl dem Eingangsende als auch dem Ausgangsende offen ist, ist A₁-(Z) teilbar durch (1-z), d.h. der Durchtritt von Gleichstrom oder Gleichströmung ist zulässig. Weiter hat wegen des NichtVorhandenseins von Verlusten Α_ς(ζ) Wurzeln, die

symmetrisch zu ζ sind, auf einem Einheitskreis.der in der ζ-Ebene dargestellt ist. Das heißt, es gilt:

A₅(Z)=(I -Z ) g₄(_Z)

= (l-z)z²(a₂+2a₁T, =(l-z)z² 4

(4)

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COPY

wobei T. (χ) der Tchebycheff'sehe Polynom ist und wobei

¹ -1

χ = (z + ζ )/2 = cos λ . Da Tix) = χ und T„ (x) = 2x , ergibt sich 4q~ (x) durch eine quadratische Gleichung:

4q₂(x) =4a₀ x²+2a ι x-f ( a ₂-2a₀ )=0 - (5)

Die Analyse eines Mehrfrequenzsignals aus η Frequenzen ergibt in ähnlicher Weise eine Gleichung n-ter Ordnung oder η-ten Grades.

Die Rekursionsgleichung oder -formel (3) wird schrittweise expandiert oder gedehnt, wodurch sich folgende Gleichung (6) ergibt:

= C₀ζ

+G₂ z³-+C₃ z²

(6)

Wenn die Gleichung (6) mit einer Expansion oder Dehnung der Gleichung (4) kombiniert wird, ergeben sich als Ergebnis die folgenden Werte:

a, =-(C₀ + C₁ a₂ =-(C₀ + C₁

"N

(7)

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Auf diese Weise können die Koeffizienten a_n, a₁ und a„ der quadratischen Gleichung in der Folge der Gleichungen (3), (7) und (5) bestimmt werden auf der Grundlage der Werte für k₁ bis k₄ und k₅ = 1. Die Werte für x, die aus der Gleichung

C + C C — C — C 2 . ^O ^-1 ^u0 1 2

^2C0 ^4CO

berechnet werden,können durch λ= cos (x) substituiert werden zur Bestimmung der Frequenzen. Da jedoch A lediglich eine Funktion von χ ist, können die Werte für χ direkt verwendet werden, um die Eingangssignalfrequenzen zu bestimmen. Die Eingangssignalfrequenzen können aus den Werten der Koeffizienten in der quadratischen Gleichung bestimmt werden. Schließlich können die Eingangssignalfrequenzen aus den Werten für C₁ und C- bestimmt werden, da in diesem Fall C_n = -1 , was auch für eine weiter unten näher erläuterte Gleichung (8) gilt.

Für den beispielsweisen Fall des Tastensignals oder PB-Signals müssen zwei Frequenzen mit einer Pegeldifferenz ,dazwischen empfangen werden, wobei es ebenso erforderlich ist, daß Mehrfrequenzsignal mit begrenzter Genauigkeit zu analysieren. Aufgrund dieser Begrenzungen wird das Signal aus zwei Frequenzen nicht stets ausreichend analysiert durch lediglich Auffinden der Werte für die Koeffizienten k₁ bis k,. Es ergibt sich, daß die Genauigkeit der Analyse verbessert werden kann durch Auffinden der Werte für die Koeffizienten k.. bis kj-# wobei dennoch die zu lösende Gleichung in diesem Fall ebenfalls eine quadratische Gleichung ist. Die in diesem Fall zu lösende Gleichung lautet:

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c; o;-ο;

= O (8)

wobei C¹ den Koeffizienten von A,-(ζ) darstellt und durch

substituierende Werte für k,. bis k_c und k, = 1 in der

I b b

Rekursionsformel (3) berechnet wird.

Es ist natürlich möglich, das Eingangssignal

lediglich auf der Grundlage der Werte für k zu identifizieren, ohne Berechnender Werte für x. Jedoch erfordert diese Identifikationsweise sehr komplexe Schritte und ist daher nicht immer zweckmäßig, da die Werte für k in einem vierdimensionalen Hyperraum verteilt sind, wie die Schalen einer Zwiebel, wenn die Eingangssignale innerhalb eines zulässigen Bereichs schwanken oder wechseln. Fig. 1 zeigt beispielsweise die Werte der Koeffizienten k.. und k-, bei Projektion auf eine Ebene zur Darstellung eines Teils der Kombination der Frequenzen des Tastensignals oder PB-Signals.

Praktische Vorgehensweisen zum Auffinden der Werte für die k-Parameter werden grob in eine direkte Methode und eine indirekte Methode klassifiziert. Die erstere ist diejenige Vorgehensweise, bei der die k-Parameter direkt von einem Eingangssignalverlauf extrahiert oder herausgeführt werden, wobei eine Verbandsmethode und eine modifizierte Verbandsmethode (lattice method) enthalten sind und wobei diese Vorgehensweise geeignet für Analysen mit Hardware ist, die ausschließlich für diesen Zweck vorgesehen ist. Die letztere Vorgehensweise ist diejenige, bei der simultan lineare Gleichungen gelöst werden, die die Autokorrelationskoeffizienten oder die Kovarianzkoeffizienten eines Eingangssignalverlaufs als Koeffizienten enthalten,

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wobei ein Mikrorechner zur Lösung dieser Gleichungen verwendet werden kann.

Die Kovarianzmethode, die eine geringe Anzahl an Daten zur Verarbeitung eines Eingangssignals erfordert, wird vorzugsweise zum Herausführen der k-Parameter aus dem Eingangssignalverlauf-Abschnitt innerhalb der Schutzoder Überwachungszeit verwendet und die modifizierte Verbandsmethode kann ebenfalls so programmiert oder durchgeführt werden, daß sie dieser Kovarianzmethode entspricht. Die modifizierte Verbandsmethode, die einen Teil der direkten Methode bildet ist derart, daß aufeinanderfolgende Daten wirksam verwendet werden, um aufeinanderfolgend die k-Parameter von deren niedrigeren zu deren höheren Ordnung zu finden, weshalb sie zum Analysieren einer begrenzten geringen Anzahl von Daten mit hoher Genauigkeit geeignet ist.

Fig. 2 zeigt den Aufbau eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, das auf der Grundlage der obigen Betrachtungen ausgebildet ist. Der Betrieb wird mit Bezug auf den Fall lediglich eines einzigen Kanals aus Einfachheitsgründen erläutert. Es ergibt sich jedoch, daß ein Mehrfachverarbeitung gemäß der üblichen digitalen Zeitvielfach- oder Zeitmultiplextechnik durchgeführt werden kann, da die Daten digital verarbeitet werden. In einem derartigen Fall kann ein Pufferspeicher für jeden Kanal vorgesehen sein.

Fig. 2 zeigt eine Steuereinheit 1 oder Regeleinheit, die ein Mikrorechner sein kann, wobei die Steuereinheit 1 die Steuerfunktionen durchführt, einschließlich des Berechnens der Wurzel der quadratischen Funktion oder Gleichung (5) und der Bestimmung, ob ein Eingangssignal eine Imitation ist oder nicht. Die von der Steuereinheit 1 zu verschiedenen gesteuerten Einheiten führenden Steuersignalleitungen sind in Fig. 2 nicht dargestellt. Ein digital-

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kodiertes Eingangssignal 2 wird in einen Abschnitt aufgeteilt, der einem Signaldetektor 3 zugeführt wird, sowie einen weiteren Abschnitt, der einer k-Parameter-Extrahiereinheit 4 zugeführt wird. Es sei hier angenommen, daß das Eingangssignal 2 mit einer Abtastfrequenz von 4 kHz abgetastet wird. Der Signaldetektor 3 überwacht oder kontrolliert die Amplitude des Eingangssignals 2 und erfaßt das Anlegen eines derartigen Eingangssignals, wenn die Summe der Amplituden der Daten,die während einer Zeitdauer angelegt sind, die 16 Abtastperioden (4 ms) entspricht,einen vorgegebenen Wert überschreitet, wodurch dann ein Ausgangssignal 5 der Steuereinheit 1 zugeführt wird zur Anzeige, daß das Eingangssignal empfangen worden ist. Abhängig von dem Zuführen des Signals 5 von dem Signaldetektor 3 gibt die Steuereinheit einen Befehl ab zum Umschalten eines Schalters 6 in der k-Parameter-Extrahiereinheit 4 von dessen Stellung a in dessen Stellung b nach 28 ms (entsprechend 112 Abtastperioden) nach der Erfassung des Eingangssignals, derart, daß die Extrahiereinheit 5 die Koeffizienten k., , k~, ... extrahieren oder herausführen kann. Das der k-Parameter-Extrahiereinheit 4 zugeführte Eingangssignal 2 tritt durch den Schalter in dessen Stellung a hindurch, sowie durch ein

Weiß-Filter 7 und einen Verzögerungspuffer 13 zur Verzögerung um eine Abtastperiode, d.h. ein Einwort-Register, und wird dann in einem Rückwärts-Vorhersage (-Fehler-) Puffer 8 gespeichert, der auch ein Schieberegister sein kann. Das Weiß-Filter 7 enthält ein Paar von K-Parameter-Puffern 91 und 92,in denen die Anfangswerte -1 bzw. O vorher gespeichert sind. Das Weiß-Filter 7 enthält weiter ein Paar Multiplizierer 101, 102 und ein Paar Addierer 111, 112, derart, daß es zum "weißen" oder

löschen des Eingangssignals wirkt durch Entfernen der Signalkomponenten aus dem Eingangssignal, die durch die

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Werte von k vorhergesagt werden können, die zu diesem Zeitpunkt gespeichert sind. Die k-Parameter-Extrahiereinheit 4 enthält weiter einen Vorwärts-Vorhersagerest (-Fehler) Puffer 12,der ebenfalls ein Schieberegister ist bzw. sein kann. Sowohl der Rückwärts- als auch der Vorwärts-Vorhersagerest (-Fehler) Puffer 8, 12 besitzt eine Kapazität von 128 Worten und hält oder speichert das Signal für 32 ms (4 ms entsprechend den 16 innerhalb der Signalerfassungszeit erfaßten Proben + 28 ms entsprechend den nachfolgenden 112 Proben oder Abtastungen). Simultan zur Zufuhr des Eingangssignals 2 zur Rückwärts-Vorhersagerest (-Fehler) Puffer 8 (Schieberegister) über den Schalter 6 in der Stellung a und über den Addierer 111 und den Verzögerungspuffer 13 (Einwort-Register),wird das Eingangssignal 2 auch einem Korrelator 14 zugeführt über einen Signalweg einschließlich des Verzögerungspuffers 13 und einen Signalweg _f der den Multiplizierer 101 und den Addierer 112 enthält, derart, daß die k-Parameter anfangs im Korrelator 14 extrahiert oder herausgeführt werden, damit sie der Steuereinheit 1 und den k-Parameter-Puffern 91,und zugeführt werden können. Der Korrelator 14 besteht aus drei Multiplizierern 151, 152 und 153, einem Halbaddierer 16, der so ausgebildet ist, daß er ein um ein Bit verschobenes Ausgangssignal erzeugt, das die Hälfte des addierten Wertes wiedergibt,einem Paar von Sammlern 17, 18, die jeweils maxial 128 Daten sammeln oder akkumulieren,und einem Teiler 19, der den Quotient der akkumulierten oder gesammelten Werte dieser Sammler 17, 18 bildet, nachdem jeder von diesen Daten gesammelt oder akkumuliert hat. Der Korrelator 14 bewirkt, daß die k-Parameter aus den Korrelationen zwischen den Rückwärts- und Vorwärts-Vorhersageresten extrahiert oder herausgeführt werden.

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Zum Zweck der Steuerung gemäß der Kovarianzmethode ist es erwünscht, die anfangs χ Daten unter den Eingangsdaten im Verlauf der Berechnung der Parameter k. auszuschließen. Auf diese Weise sind die Sammler 17, 18 so gesteuert, daß sie diese anfänglichen i Daten nicht sammeln oder speichern. Ein Teil des Ausgangssignals vom Addierer 112 wird im Vorwärts-Vorhersagerest (-Fehler) Puffer 12 gespeichert oder gesammelt, der wie erläutert ebenfalls ein Schieberegister ist. Nach dem Herausführen des Parameters k. auf der Grundlage der Analyse der 128 Eingangsdaten wird der Schalter 6 umgeschaltet in die Stellung b, durch Steuerung durch die Steuereinheit 1 und die Inhalte von Rückwärts- und Vorwärts-Vorhersagerest (-Fehler) Puffer 8 und 12 werden nun als Eingangssignale betrachtet, um so die Parameter k₂ ι k_, ... herauszuführen in einer Weise, die der Herausführung des Parameters k. ähnlich ist.

Im Fall einer Eingangssignalverarbeitung gemäß Gleichung (8) berechnet oder wertet ein Vorhersagefehleranalysator 20 den Leistungspegel des Vorhersageanalyserestes aus. für die Parameter k,- am Addierer 111 nach dem Herausführen der Parameter k.. bis k₅ und wenn der Leistungspegel niedriger ist als ein vorgegebener Wert,führt er der Steuereinheit 1 ein Signal zu, das anzeigt, daß die Möglichkeit besteht, daß das Eingangssignal 1 ein Mehrfrequenzsignal ist. Diese Entscheidung kann unter Verwendung der Information im Rest erfolgen, der zur Berechnung des Parameters k₅ verwendet wird. Abhängig von der Zufuhr des Signals von dem Vorhersagefehleranalysators 20 löst die Steuereinheit 1 die quadratische Gleichung (8) unter Verwendung der analysierten Werte der Parameter k- bis k^ und des Wertes kg =1, um die Eingangssignalfrequenzen zu

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identifizieren. Ein Ausgangssignal 21 wird von der Steuereinheit abgegeben, wenn nachgewiesen ist, daß die identifizierten Frequenzen innerhalb der zu empfangenden Frequenzbänder liegen. Wenn die Gleichung (7) anstelle der Gleichung (8) verwendet wird, kann die Verarbeitung in ähnlicher Weise durchgeführt werden unter Verwenden der Werte für die Parameter k.. bis k, und dem Wert k^ = 1 . Anstelle der Teilung mittels des Teilers 19 kann ein entsprechendes internes Programm in der Steuereinheit 1 abgewickelt werden, um den Quotienten zu bilden_/und die so erhaltenen Werte für k. können den k-Parameter-Puffern 91 und 92 zugeführt werden.

Fig. 3 zeigt einen Zeitplan zur Darstellung des Betriebs des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 2. Das Anlegen des Eingangssignals 2 beginnt zum Zeitpunkt t = O. In der Periode A überwacht der Signaldetektor 3 das angelegte Eingangssignal 2. In der Periode B von 32 ms entsprechend den 128 Proben oder Abtastungen werden die Eingangsdaten dem Rückwärts-Vorhersagerest (-Fehler-) Puffer 8 über das Weiß-Filter 7 parallel zur Anlage des Eingangssignals an den Signaldetektor 3 zugeführt. In der Periode C, die der Zufuhr der Daten zum Rückwärts-Vorhersagerest (-Fehler-) Puffer 8 während der Periode B von 32 ms entsprechend der 128 Abtastungen folgt, werden die Parameter k.. bis kr herausgeführt. In der der Periode C folgenden Periode D löst die Steuereinheit 1 die quadratische Gleichung zur Identifizierung des Eingangssignals, wenn das Rechenergebnis von dem Vorhersagefehleranalysator 20 gezeigt hat, daß das Eingangssignal möglicherweise ein Mehrfrequen^signal ist. Wenn das Ergebnis der Signalerfassung durch den Signaldetektor 3 gezeigt hat, daß kein Eingangssignal angelegt ist oder

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zugeführt ist, setzt der Signaldetektor 3 den Signalerfassungs- oder Signaldetektorbetrieb fort. Obwohl die Daten dem Vorhersagerest (-Fehler-) Puffern 8 und 12 während der Zeitperiode zugeführt werden, in der der Signaldetektor 3 seinen Signaldetektorbetrieb durchführt, laufen solche Daten von den Puffern 8 und 12 über und verschwinden ohne nachteilige Beeinflußung des folgenden Betriebes/nachdem die Puffer 8 und 12 112 Daten anschliessend an die Signalerfassung durch den Signaldetektor 3 empfangen haben. Weiter wird der Anfangszustand zum Zeitpunkt t = O wiederhergestellt, sobald das Ergebnis der Vorhersagefehleranalyse oder der Frequenzanalyse zeigt, daß das Eingangssignal kein Multifrequenzsignal ist. In einem solchen Augenblick wird die Startzeitsteuerung der Verarbeitung um im schlimmsten Fall 4 ms verzögert, da in diesem Ausführungsbeispiel Eingangsdaten dem Vorhersagerest (-Fehler-) Puffer 8 parallel zur Signalerfassung durch den Signaldetektor 3 zugeführt werden. Jedoch ist diese Verzögerung keine Ursache von irgendwelchen wesentlichen Problemen aufgrund der Tatsache, daß die erforderlichen Daten eine Zeitdauer von 32 ms einnehmen oder belegen und daß die Verzögerung von 4 ms ausreichend innerhalb der Schutz- oder Überwachungszeit enthalten ist. Ein derartiges Problem kann natürlich dadurch vermieden werden, daß ein EingangsSignalpuffer unabhängig von dem Rückwärts-Vorhersagerest (-Fehler-) Puffer 8 vorgesehen ist. Das wesentliche der Erfindung liegt in der Art der Signalverarbeitung, wobei verschiedene Modifikationen in der Art der Signalverarbeitung vorgenommen werden können.

Fig. 4 zeigt als Beispiel die Beziehung zwischen

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der Überwachungszeit und der Signalerfassungsgenauigkeit. In Fig. 4 war die Tastensignalfrequenz (PB-Signalfrequenz) von 697 Hz mit jeder der Frequenzen in der Gruppe der hohen Frequenzen kombiniert und die Daten wurden tatsächlich gemessen, um die Beziehung zwischen dem erfaßbaren Frequenzbereich und der Überwachungszeit zu finden, wenn zugelassen ist, daß sich hohe und niedere Frequenzen innerhalb eines Bereichs von +_ 2 % der Standardwerte mit einer Pegelschwankung von +^ 15 dB ändern können. Es wurde gezeigt, daß jede Kombination der niederen Frequenzen und der hohen Frequenzen ähnliche Tendenz oder ähnlichen Verlauf zeigte.

Fig. 5 zeigt Meß'ergebnisse, wenn die Beziehung zwischen der Abtastfrequenz und der Signalfrequenzerfassungsgenauigkeit bei der Tastensignalfrequenz (PB-Signalfrequenz) von 697 Hz gemessen wurde unter den gleichen Bedingungen wie gemäß Fig. 4. Aus Fig. 5 ergibt sich, daß die Abtastfrequenz von 4 kHz der von 8 kHz vorzuziehen ist. Bei Fig. 5 betrug die Überwachungszeit 32 ms. Die Meßergebnisse bei anderen Frequenzen waren ähnlich denen gemäß Fig. 5.

Die Überwachungszeit-Prüffunktion und die Signalidentifikation-Prüffunktion kann durch Überwachen oder Prüfen des Ausgangssignals des Eingangssignaldetektors 3 oder des Vorhersagefehleranalysators 20 erreicht werden mittels der Steuereinheit 1 bei vorgegebenen Zeitintervallen und durch Erzeugen von logischen Entscheidungen auf der Grundlage der sich ergebenden Zeitmuster oder Zeitverläufe. Im Fall der überwachungszeitprüfung beispielsweise wird entschieden, daß ein Eingangssignal vorhanden ist, wenn das Ausgangssignal des Zeitdetektors bzw.

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Signaldetektors 3 zehnmal auftritt in Zeitintervallen von 4 ms und dieses Signal wird als kontinuierlich angelegt angesehen, wenn keine Diskontinuität während mehr als einer vorgegebenen Zeitdauer auftritt nach 10 aufeinanderfolgenden Auftreten des Ausgangssignals vom Signaldetektor 3.

Ein Verbandfilter oder Brückenfilter (lattice type filter) kann vorgesehen sein, damit die Schaltung der Hardware die Koeffizienten C. oder C'. aus den k-Parametern herausfinden kann. Eine derartige Berechnung kann gemäß der Rekursionsformel (3) durchgeführt werden. Es ist jedoch wirtschaftlich, diese Berechnung in der Steuereinheit 1 durchzuführen, da die Schaltung dieser genannten Art lediglich einmal pro Signalempfang betrieben wird, wodurch sich ein geringer Verwendungswirkungsgrad ergibt.

Aus der vorstehenden Beschreibung dieses Ausführungsbeispiels der Erfindung ergibt sich, daß lediglich die für den Signalidentifizierungszweck erforderlichen wesentlichen Verfahrens- bzw. Verarbeitungsschritte durchgeführt werden, ohne daß unnötige kostspielige Verarbeitungen oder Verarbeitungsschritte durchgeführt werden. Schließlich bewirkt das System einerseits das Verhindern eines Empfangs eines unnötigen Signals wie einer sog. Imitation statt dem notwendigen Mehrfrequenzsignal, wobei darüber hinaus andererseits das System befriedigend Eingangsdaten erfassen kann, obwohl die Daten-Abtastfrequenz die Hälfte der bei einer PCM-Fernsprechvermittlung verwendeten 8 kHz ist, d.h. obwohl die zugeführten Daten die Hälfte des PCM-Eingangssignals sind. Die Erfindung, die diese Merkmale besitzt, erreicht somit einen hochwirkungsvollen digitalen MehrfrequenzSignalempfänger, der im wesentlichen frei von

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Fehlbetrieben ist und der in hohem Maße Mehrfachverarbeitung durchführen kann. Obwohl ein Tastensignal (PB-Signal) mit zwei Frequenzen als Beispiel des Eingangssignals beim vorstehend erläuterten Ausführungsbeispiel angenommen worden ist, ist selbstverständlich die Erfindung in ähnlicher Weise wirksam anwendbar auf alle Arten von Mehrfrequenzsignalempfängern, die zum Empfang von Signalen wie MF-Signalen, MFC-Signalen und η-FrequenzSignalen vorgesehen sind.

Beim vorstehend erläuterten Sxgnalempfängersystem bzw. Signalempfangssystem muß eine Gleichung vierten Grades üblicherweise gelöst werden, um die beiden Signalfrequenzen eines Zweifrequenz-Eingangssignals zu bestimmen. Eine quadratische Gleichung muß gelöst werden, selbst wenn die Symmetrie von konjugiert komplexen Wurzeln und das einzige Erfordernis zur Bestimmung der Frequenzen lediglich in Betracht gezogen werden. Folglich erfordert das vorstehende System relativ komplexe Schritte für die Signalverarbeitung, weshalb es schwierig ist, die Signalverarbeitungszeit ausreichend zu verkürzen. Weiter ist es bei dem vorstehend erläuterten System notwendig, ein Hochpaßfilter oder ein Bandpaßfilter vorzusehen, um aus einem empfangenen Eingangssignal das 400-Hz-Tonsignal zu entfernen, das abhängig vom Aufnehmen des Handapparats erzeugt wird, um anzuzeigen, ob die Leitung eine Nachrichtenübertragung ermöglicht oder belegt ist.

Jedoch wird bei einem Mehrfrequenzsignal, wie einem PB-Signal, jede der vier Freauenzen, die die Gruppe der hohen Frequenzen bilden ,und jede der drei Frequenzen, die die Gruppe der niederen Frequenzen bilden, gewählt und die geeigneten Kombinationen dieser beiden Frequenzen sind so, daß sie den einzelnen Ziffern der Wählscheibe entsprechen,

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wie schon erläutert. Folglich sind die Signalfrequenzbänder auf die speziellen oder spezifischen Bänder der niederen und der hohen Frequenzen beschränkt und ist lediglich eine Frequenz in jedem dieser spezifischen Bänder enthalten.

Diese Tatsache ist wichtig, um ein Verfahren anzugeben, durch das die beiden Frequenzen bei einem derartigen PB-Signal bestimmbar sind. Bei diesen Verfahren wird ein empfangenes Eingangssignal einer Frequenzspektralanalyse unterworfen, wobei von dem FrequenzSpektrum selektiv der Spektralteil des spezifischen Frequenzbandes abgeleitet wird, der nur eine Signalfrequenz enthält, wobei partielle Autokorrelationskoeffizienten auf der Grundlage der Leistungsspektren der spezifischen Frequenzbänder berechnet werden und wobei eine lineare Gleichung so gelöst wird, daß die Signalfrequenz bestimmt wird, die in dem spezifischen Frequenzband enthalten ist.

Das Grundprinzip wird im folgenden erläutert, wobei die indirekte Methode zum Lösen der linaren Gleichung verwendet wird.

Es sei angenommen, daß die Lösung einer linearen algebraischen Gleichung,die Autokorrelationskoeffizienten v_ bis ν der Zeitfolgen O bis ρ enthält, durch einen

P (n)

linearen Vorhersagekoeffizienten Q(^ ^ gegeben ist, wobei

k. ein partieller Autokorrelationskoeffizient ist. Folglich besteht dazwischen folgende Beziehung:

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Daraus ergibt sich, daß der partielle Autokorrelationskoeffizient k. der Zeitfolge oder Zeitordnung i gleich

(i)

dem linearen Vorhersagekoeffizienten Ctf ■ i-ten Grades ist, der durch Lösen der linearen algebraischen Gleichung erhalten wird, die die Autokorrelationskoeffizienten ν bis v. der Zeitfolgen oder Zeitordnung O bis i enthält. Folglich wird eine Beziehung gemäß den beispielsweise folgenden erhalten:

- C* ⁽¹⁾

1₍₂₎ do).

Der lineare Vorhersagekoeffizient X ersten Grades oder erster Ordnung,der durch Lösen der linearen algebraischen Gleichung erhalten wird, die die Autokorrelationskoeffizienten ν und v, der Zeitfolgen oder Zeitordnungen 0 und 1 enthält, ergibt sich zu:

= V^vo

Die lineare algebraische Gleichung, die die Autokorrelationskoeffizienten v_n bis v- der Zeitfolgen oder -Ord nungen 0 bis 2 enthält, ergibt sich zu:

^V2

(2)

Der lineare Vorhersagekoeffizient -*₂ zweiten Grades oder zweiter Ordnung, der durch Lösung der genannten Gleichung (12) erhalten wird, ergibt sich zu:

(2) ^VO ^V2 " ^V1

-% 2

^vo - ^V1

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Es sei nun angenommen, daß das im gewählten spezifischen Frequenzband enthaltene Signal auf ein einzelnes sinusförraiges Signal begrenzt ist, nämlich das Signal f (t) Γ= a sin OJt/. Dann ergibt sich in diesem Fall der Autokorr-lationskoeffizient v. zu:

v_± = Jf (t) . f (t + xT) dt

= ( a sin tut · a sin CJ (t + iT) d t

^a² cos (^iT (14),

wobei T die Abtastperiode ist. Aus Gleichung (14) ergeben sich die Autokorrelationskoeffizienten V_n bis v_? der Zeitfolgen oder -Ordnungen O bis 2 jeweils zu:

^vo ⁼ \ *^{2 (15)}/

1 2
V₁ = ^ a cosöJt (16)_y

= I a² cos 2 6JT = ^ a² (2 cos^T - 1)

(17).

Folglich ergeben sich aus den Gleichungen (11), (13) und (15) bis (17) die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k- und k„ jeweils zu:

k₁ = V₁Zv₀ = cos CJT (18),

^(v0 ^V2 " ^V1²⁾
k₉ = ^ = -1 (19)

Auf diese Weise können der partielle Autokorrelationskoeffizient k- ersten Grades oder erster Ordnung und der partielle Autokorrelationskoeffizient k₂ zweiten Grades oder zweiter Ordnung aus dem empfangenen Signal-

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abschnitt in dem spezifischen Frequenzband festgestellt werden. Aufgrund des Wertes für k. kann die Signalfrequenz CJ= 2 TTf berechnet werden. Weiter kann abhängig davon, ob der Wert für k~ nahe -1 ist, das empfangene Signal daraufhin unterschieden werden, ob es ein einfaches Sinussignal ist oder ein Signal, wie ein Sprachsignal, das ein expandiertes oder gedehntes Frequenzspektrum besitzt.

Die Art, wie ein Signalempfängersystem ausgebildet sein kann, das auf dem genannten Prinzip besteht, wird nun erläutert.

Fig. 6 zeigt ein Flußschema, das eine Verarbeitungsfolge bei einem derartigen Signalempfängersystem zeigt, wobei die Fig. 7A bis 7D die aufeinanderfolgenden Schritte bei der Verarbeitung eines empfangenen Signalverlaufes und dessen Frequenzspektrum gemäß der Verarbeitungsfolge nach Fig. 6 zeigen.

Im Verarbeitungsschritt (1) gemäß Fig. 6 wird ein empfangenes Signal mit dem Signalverlauf f(t), wie in Fig. 7A dargestellt, durch ein Abtastsignal bei einer Abt as t frequenz f /jlzj abgetastet. Diese Abtastung dauert während einer Mindestzeit an, die zumindestens zum Erfassen des Vorhandenseins eines Eingangssignals erforderlich ist. Es sei angenommen, daß diese Zeitdauer eines Zeitfensters 7"Js] beträgt. Dann ergibt sich die Anzahl N an Abtastungen oder Proben, die während dieser Periode verarbeitet werden zu:

N = T- f_s (20).

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Unter Berücksichtigung der weiter unten erläuterten Fourier-Transformation wird zweckmäßigerweise die Zahl N so gewählt, daß sie Potenzen von 2 entspricht, d.h. N = 2^m.

Im Verarbeitungsschritt (2) werden die durch das Abtasten erhaltenen N-Abtastwerte einer Fourier-Transformation unterworfen, um ein FrequenzSpektrum F(aJ) zu erhalten, wie in Fig. 7B dargestellt. In diesem Fall ergibt sich das Frequenzauflösevermögen ^f aufgrund der Fourier-Transformation der N-Abtastwerte zu:

= f_e/N (21)

Im Verarbeitungsschritt (3) wird das gewünschte Signalfrequenzband, d.h. das niedere oder das hohe Frequenzband des PB-Signals bestimmt, um das Leistungsspektrum des gewählten Frequenzbandes zu finden. Mit f_ {kzlund f„/HzJals die untere Grenzfrequenz bzw. die obere Grenzfrequenz dieses Frequenzbandes ergeben sich die gewählte Bandbreite B [hzJ und die Mittenfrequenz f.„ JHz] jeweils zu:

B = f_H - f_L (22),

(f_T + f_H)
f_c= "—^ — (23).

Es sei nun angenommen, daß N und N die Kanalzahlen sind, die der unteren Grenzfrequenz f^f bzw. der oberen Grenzfrequenz f^fßzj entsprechen. Dann

folgende Gleichungen erfüllen:

werden die Kanalzahlen N_T und N„ so gewählt, daß sie

L· rl

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r ^fL 7 Γ ^fL

^NL ⁼ £~ΞΎ ⁺ °'⁵-* ⁼ - 1T~ ^{} + 0}'⁵- ·*· ⁽²⁴⁾

^fH ^fH

N_H = f-jf- + 0,5] = /_N ( ^- ) + 0,5^ - - . (25)

Wobei in den Gleichunge (24) und (25) durch die Symbole £ 2 ausgedrückt ist, daß der Wert auf dön nächstliegenden ganzzahligen Wert abgerundet ist. Folglich ergibt sich die Zahl M der Kanäle im gewählten Frequenzband zu:

M = N₁₁ - N₁. + 1 (26)

Diese Zahl M ist zweckmäßigerweise so gewählt, daß sie Potenzen von 2 entspricht, d.h. M = 2 zum Zweck der weiter unten näher erläuterten inversen Fourier-Transformation.

Im Verarbeitungsschritt (4) wird der Teil des Spektrums,der den Kanalzahlen N_x bis N„ gemäß Fig. 7B

Jj rl

entspricht, gewählt, wobei festzustellen ist, daß dessen LeistungsSpektrum das Leistungsspektrum der Kanäle 1 bis M darstellt. Dieses LeistungsSpektrum wird durch eine Frequenzverschiebung des aus Fig. 7B erhaltenen Leistungsspektrums erreicht,derart, daß die Kanalzahl N der neuen Kanalzahl 1 entspricht und daß die Kanalzahl N der neuen Kanalzahl M entspricht. Dann wird das Leistungsspektrum der Kanäle 1 bis M symmetrisch umgeschaltet (gefaltet), um ein Leistungs Spektrum von Kanälen (M+1) bis 2M zu erhalten. Folglich wird eine symmetrische Leistungsspektrum-FoIge bzw. ein symmetrischer Leistungsspektrum-Verlauf erhalten, wie in Fig. 7C dargestellt.

Im Verarbeitungsschritt (5) werden die Auto-

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korrelationskoeffizienten v_Q, v. und v₂ berechnet, wie in Fig. 7D dargestellt, mittels der■inversen Fourier-Transformation in bezug auf die Leistungsspektren der 2M Kanäle. Anstelle der inversen Fourier-Transformation kann die dazu äquivalente Cosinus-Transformation im Verarbeitungsschritt (5) verwendet werden, um diese Autokorrelationskoeffizienten zu berechnen.

Im Verarbeitungsschritt (6) werden die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k- und k₂ aufgrund der Autokorrelationskoeffizienten ν , V₁ und v„ berechnet gemäß den Gleichungen (18) und (19).

Im Verarbeitungsschritt (7) wird beurteilt, ob der Wert des partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₂,der auf diese Weise berechnet worden ist, größer oder kleiner ist als -0,9, und wenn das Ergebnis der Beurteilung zeigt, daß der Wert für k~ größer ist als -0,9 wird entschieden, daß das Signal im gewählten Frequenzband nicht das PB-Signal ist, das Sinussignalverlauf besitzt, wobei dann die Verarbeitung zum Verarbeitungsschritt (3) zurückspringt. Wenn andererseits der Wert für k₂ geringer ist als -0,9, findet der Verarbeitungsschritt (8) statt, inpem der berechnete Wert des partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₁ zur Bestimmung der Signalfrequenz f verwendet wird gemäß:

f = f_L + B cos"¹ (k-p/TT (27)

Im Verarbeitungsschritt (9) wird das Vorhandensein der berechneten Signalfrequenz f innerhalb des gewählten zulässigen Bandes, des Frequenzbereiches,in dem das PB-Signal zu empfangen ist, beurteilt, und wenn die berechnete Signalfrequenz f nicht innerhalb des zulässigen Bandes liegt, wird entschieden, daß das Signal ein anderes

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ist als das PB-Signal.

Die Signalfrequenz im Hochfrequenzband des PB-Signals wird in ähnlicher Weise in den Verarbeitungsschritten (3) bis (9) erfaßt.

Im Verarbeitungsschritt (10) wird das so erfaßte PB-Signal dekodiert. Das heißt, wenn beispielsweise zunächst das niederfrequente Band des PB-Signals gewählt worden ist und eine Signalfrequenz in dem niederfrequenten Band im Verarbeitungsschritt (9) bestimmt oder erfaßt worden ist, springt die Verarbeitung zurück zum Verarbeitungsschritt (3) zum Wählen des höheren Frequenzbandes, wobei ähnliche Verarbeitungsschritte wiederholt werden. Das als Ergebnis der obigen Verarbeitung erfaßte PB-Signal wird schließlich im Verarbeitungsschritt (10) dekodiert.

Die Fig. 8 und 9 zeigen als Beispiel Versuchsergebnisse in bezug auf ein PB-Signal und ein Sprachsignal, die gemäß der Verarbeitungsfolge nach Fig. 6 verarbeitet worden sind, wobei Fig. 8 die Signalfrequenzerfassungscharakteristik für das PB-Signal und Fig. 9 die Werte der partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₂ des PB-Signals und des Sprachsignals zeigen.

In Fig. 8 sind längs der vertikalen Achse die Frequenzgruppe der höheren Frequenzen H1 (1.209 Hz), H2 (1.336 Hz) und H3 (1.477 Hz) und die Frequenzgruppe der niederen Frequenzen L1 (697 Hz), L2 (770 Hz), L3 (852 Hz) und L4 (941 Hz) des PB-Signals dargestellt, wobei an der Horizontalachse die relative Genauigkeit der Frequenzerfassung in Prozenten aufgetragen ist. Die Vollinien in Fig. 8 zeigen die erfaßten Frequenzbereiche, wenn zugelassen ist, daß die sich innerhalb des Bandes befindenden Signalfrequenzen der beiden Signale in allen Kombinationen von hohen und niederen Frequenzbändern sich

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bis zu +^ 2 % ändern können und sich die relativen Amplituden der beiden Signale bis zu + 15 dB ändern können, während die Symbole χ die erfaßten Frequenzen von sich außerhalb des Bandes befindenden Signalen zeigen,die Frequenzen besitzen, die höher als mindestens 2,8 % als diejenigen des PB-Signals sind. An der Horizontalachse, die die relative Genauigkeit der Signalfrequenzerfassung darstellt,, ergibt sich der Prozentsatz zu (f/f_Q - 1) x 100, mit f ist gleich erfaßte Ist-Frequenz und f_ ist gleich die entsprechende PB-Signalfrequenz. Bei diesem Ausführungsbeispiel betrug die Abtastfrequenz f_o = 4 kHz und betrug die Zahl der Abtastungen N = 128.

Aus Fig. 8 ergibt sich, daß das sog. unsichere Band, d.h. ein Bereich der vorzugsweise keinerlei Signal empfängt,zwischen dem Signalfrequenzerfassungsbereich des zulässigen Bandes, der eine bis zu +_ 2 % betragende Frequenzschwankung erlaubt,und jedem der benachbarten Signalfrequenzbereiche von unzulässigen Bändern, in denen die erfaßte Frequenz um mindestens +_ 2,8 % höher ist als die PB-Signa.lfrequenz/ist. Auf diese Weise kann das PB-Signal im zulässigen Band leicht oder deutlich von dem Signal im unzulässigen Band unterschieden werden.

In Fig. 9 zeigen die Punkte · als Beispiel die Wertender partiellen Autokorrelationskoeffizienten k~, die erhalten werden, wenn die PB-Signalfrequenzen L. bis L₄ und H₁ bis H₃ empfangen werden, während die Sterne » als Beispiel die Werte der partiellen Autokorrelationskoeffizienten. k~ zeigen, die erhalten werden, wenn einige Frequenzen eines Sprachsignals empfangen werden.

Aus Fig. 9 ergibt sich, daß die Werte für k₂ notwendigerweise kleiner als -0,9 sein müssen, wenn ein

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' - 36 -

PB-Signal empfangen wird, während sie größer als -0,9 sind, wenn ein Sprachsignal empfangen wird. Auf diese Weise kann ein Sprachsignal zuverlässig zurückgewiesen werden durch Wählen eines Schwellenwertes für k~ zu -0,9.

Fig. 10 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Mehrfrequenzsignalempfangssystems, das zur Durchführung der Verarbeitungsfolge gemäß Fig. 6 geeignet ist.

Das in Fig. 10 dargestellte Mehrfrequenzsignalempfangssystem weist einen Signaleingangsanschluß 31, Umschalter 32, 35, Pufferspeicher 33, 34, 37, 38, 39, 42, 43, 46, 47, Hochgeschwindigkeits-Fourier-Transformatoren 36, 40, 41, BetriebsSchaltungen 44, 45, Schwellenwertschaltungen 48, 49, Vergleicher 50, 51, Signalfrequenzdetektoren 52, 53, Einstell-Speicher 54, 55, Signalausgangsanschlüsse 56, 57 und einen Zähler 58 auf.

Im Betrieb wird ein digitales Signal, das durch Abtasten eines ursprünglichen oder Originalsignals mit einer Abtastfrequenz von beispielsweise 8 kHz erhalten wird, dem Eingangsanschluß 31 zugeführt und wird dann in dan Pufferspeicher 33 oder den Pufferspeicher 3 4 über den Umschalter 32 gespeichert. Dieser Umschalter 32 wird in Zeitintervallen von beispielsweise 32 ms umgeschaltet und die einen abgetasteten Daten von jeweils zwei abgetasteten Daten im digitalen Eingangssignal, die dem Eingangsanschluß 31 zugeführt sind, werden weggelassen, um die mit einer Abtastfrequenz von beispielsweise 4 kHz abgetasteten Eingangsdaten zu erzeugen, wobei derartige Dateneingänge in den Pufferspeichern 33 oder 34 gespeichert werden. Folglich werden Eingangssignalabschnitte, die je-

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wells einer vorgegebenen Analysenzeitdauer von beispielsweise 32 ms entsprechen in den Pufferspeichers 33 bzw. 34 gespeichert. Auf diese Weise werden die 128 abgetasteten Daten des digitalen Eingangssignals in jedem von den Pufferspeichern 33, 34 gespeichert, wenn die Analysenzeitdauer 32 ms beträgt und die Abtastfrequenz der Pufferspeicher 33, 34 wie erläutert 4 kHz beträgt.

Bei Beendigung des Einschreibens der Daten in einen der Pufferspeicher 33, 34 wird der Umschalter 32 umgeschaltet, um das Einschreiben der Daten in den anderen Pufferspeicher 34 bzw. 33 auszulösen. Zum gleichen Zeitpunkt wird der Schalter 35 so umgeschaltet, daß die im Pufferspeicher 33 oder 34 gespeicherten Daten dem Hochgeschwindigkeits-Fourier-Transformator 36 zugeführt werden, wo sie der Fourier-Transformation unterworfen werden. Das als Ergebnis der Fourier-Transformation erhaltene FrequenzSpektrum wird im Pufferspeicher 37 in der Folge der Kanäle gespeichert, die den Bereichen O Hz bis zu hohen Frequenzen entsprechen. Das Ausgangssignal· des Fourier-Transformators 36 gibt eine komplexe Zahl wieder einschließlich eines Realteiis,der sich aus der Cosinus-Transformation, und eines Imaginärteils,der sich aus der Sinus-Transformation ergibt.

Anschließend werden die Kanäle, die dem niederfrequenten Band des PB-Signals entsprechen, beispielsweise die 16 Kanäle von N_T = 18 bis N„ = 33.und die Kanäle,

Jj ti

die dem höheren Frequenzband des PB-Signals entsprechen, beispielsweise die 16 Kanäle von N_L = 34 bis N_R = 49, von der Frequenzspektrum-Information ausgewählt, die im Pufferspeicher 37 gespeichert ist und werden in LeistungsSpektren umgesetzt, die in dem Tiefband-Pufferspeicher 38 bzw. dem Hochband-Pufferspeicher 39 gespeichert werden. In jedem dieser Pufferspeicher 38, 39 wird das darin gespeicherte Leistungsspektrum der Kanäle 1 bis 16 umge-

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dreht oder gefaltet um den letzten oder den 16. Kanal des gespeicherten Leistungsspektrums um ein Leistungsspektrum für Kanäle 17 bis 32 zu erzeugen. Das auf diese Weise in den Pufferspeichern 38 bzw. 3 9 gespeicherte symmetrische LeistungsSpektrum wird verwendet, um eine parallele Erfassung des Signals im niederen Frequenzband bzw. des Signals in dem höheren Frequenzband durchzuführen. Da die Art der Signalerfassung in dem niederen und dem höheren Frequenzband vollständig gleich ist , wird die Art und Weise der Signalerfassung im niederen Frequenzband beispielsweise ausführlich erläutert.

Die in dem Pufferspeicher 38 gespeicherte Information, d.h. die Information des symmetrischen Leistungsspektrums der Kanäle 1 bis 2M, beispielsweise 1 bis 32, wird der inversen Fourier-Transformation im Hochgeschwindigkeits-Fourier-Transformator 40 unterworfen, um zum Anfang drei Komponenten herauszuführen, die die Autokorrelationskoeffizienten ν , v^ und V2 sind. Diese Autokorrelationskoeffizienten v„, ν., und V₂ werden im Pufferspeicher 42 gespeichert. Die Betriebsschaltung 44 berechnet die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k.. und k~ auf der Grundlage der Werte für die Autokorrelationskoeffizienten V_n, V₁ und v„ gemäß den Gleichungen (18) und (19) und die berechneten Werte für die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₁ und k~ werden im Pufferspeicher 46 gespeichert.

Die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k.. und k„, die den einzelnen Signalfrequenzen des niederen und des höheren Frequenzbandes des PB-Signals entsprechen, können die in der Tafel 1 dargestellten Werte einnehmen.

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Tafel 1

Signal- j Bereich für k.. k frequenz £^HzJ

!Niederes
■Band

697 , 0,65 - 0,50 <'-O,9

770 0,27 - 0,07 <f-0,9

852 -0,23 0,44 <-0,9

941 -0,69 - -0,85 <f-O,9

	h	.209	0,	65	- o,	38	<f-0, 9
höheres	1 i	.336	O,	07	- -o,	40	<f-0, 9
Band	.477	-o,	08	- -o,	96	/ __ Γ\ Q

Die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₁ und k₂ nehmen die in der Tafel 1 spezifizierten Werte ein, wenn die Abtastfrequenz 4 kHz beträgt,wobei die Anzahl der Abtastungen 128 ist, entsprechend der Analysezeitdauer von 32 ms, wobei die gewählten Kanäle von niederan und höherem Band die Kanäle 18 bis 33 bzw. die Kanäle 34 bis 49 sind, wobei der Signalfrequenzschwankungsbereich für das zulässige Band innerhalb "+_ 2,0 % liegt und wobei der FrequenzSchwankungsbereich für das unzulässige Band über +_ 2,8 % liegt.

Die Speicher 54 und 55 speichern die Werte für k₁ entsprechend der Signalfrequenzen im niederen bzw. im höheren Band gemäß Tafel 1. Der Vergleicher 50 vergleicht die Werte der partiellen Autokorrelationskoeffizienten k-, ,die im Pufferspeicher 46 gespeichert sind mit dem Wert für k.. , der im Speicher 54 gespeichert ist, und wenn ersterer im Bereich des letzteren liegt, der im Speicher 54 gespeichert ist, führt der Vergleicher die entsprechende Signalfrequenz dem Signalfrequenzdetektor 52 zu. Der Wert des partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₂, der im Pufferspeicher 46 gespeichert ist,

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wird mittels der Schwellenwertschaltung 48 überprüft. Wenn der Wert für k~ größer ist als der Schwellenwert von beispielsweise -0,9 bewirkt die Schwellenwertschaltung 48 eine Verhinderung oder Inhibierung (Unterdrückung) des Ausgangssignals vom Signalfrequenzdetektor 52, da so erfaßt ist, daß das Eingangssignal nicht das PB-Signal ist. Wenn andererseits der Wert k- kleiner ist als der Schwellenwert von -0,9, erlaubt oder ermöglicht die Schwellenwertschaltung 48 das Anlegen der Signalfrequenz, die dem Wert für k^ entspricht,an den Ausgangsanschluß 56 vom Signalfrequenzdetektor 52. Folglich tritt nur dann, wenn die Werte für die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k und k₂ innerhalb der vorgegebenen Bereiche liegen, d.h. lediglich dann, wenn der Wert für k₂ kleiner ist als -0,9 und wenn der Wert für k₁ innerhalb des in Tafel 1 dargestellten Bereiches liegt, die entsprechende Signalfrequenz am Ausgangsanschluß 56 auf.

Der Zähler 58 zählt die Anzahl der Eingangsabtastungen und erreicht ein Zeitsteuer-Ausgangssignal zum komplementären Umschalten der Umschalter 32 und 35, um so eine kontinuierliche Signalverarbeitung zu erreichen, wie in Fig. 11 dargestellt. Es sei nun angenommen, daß § 1 und § 2 den Eingangspufferspeichern 32 bzw. 34 zugeführte Daten sind. Die Daten # 1 werden anfangs dem Pufferspeicher 33 zugeführt und nach Beendigung des Speicherns der Daten § 1 im Pufferspeicher 33 werden die Daten # 2 dem Pufferspeicher 34 zugeführt. Gleichzeitig werden die im Pufferspeicher 33 gespeicherten Daten § 1 der Verarbeitungseinrichtung zugeführt, die den Fourier-Transformator 36 enthält und werden verschiedenen Be-

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rechnungsarten, die oben erläutert sind, unterworfen. Nach Beendigung der Speicherung der Daten # 2 im Pufferspeicher 34 werden die nächsten Daten # 1 dem Pufferspeicher 33 zugeführt und die in dem Pufferspeicher gespeicherten Daten § 2 werden der Verarbeitungseinrichtung zugeführt, die den Fourier-Transformator 36 enthaltend werden den notwendigen Berechnungen unterworfen. Diese Betriebsschritte werden zwecks kontinuierlicher Signalverarbeitung wiederholt.

Auf die oben erläuterte Weise treten die Signalfrequenzen des PB-Signals für das niedere und das höhere Band an den Ausgangsanschlüssen 56 bzw. 57 so auf, daß das (Fernsprech-) gewählte Signal erfaßt werden kann.

Bei dem anhand Fig. 10 erläuterten Ausführungsbeispiels sind unabhängige Schaltungen für parallele Erfassung der Signalfrequenz im niederfrequenten Frequenzband und der Signalfrequenz im höherfrequenten Frequenzband des PB-Signals vorgesehen. Jedoch kann eine einzige gemeinsame Schaltung vorgesehen sein, um die Daten im Zeitvielfach oder Zeitmultiplex zu verarbeiten, wenn eine ausreichende Zeitmischung oder eine ausreichende Zeitverschränkung für die Verarbeitung in diesem Betriebsmodus vorhanden ist.

Beim mit Bezug auf Fig. 10 erläuterten Ausführungsbeispiel wurden Hochgeschwindigkeits-Fourier-Transformatoren verwendet zur Durchführung der Fourier-Transformation am Eingangssignal sowie auch zur Durchführung der inversen Fourier-Transformation des Leistungsspektrums, um die Autokorrelationskoeffizienten herauszuführen oder zu extrahieren. Anstelle der Fourier-Transformatoren können Einrichtungen verwendet werden, die einen Mikrorechner und

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einen Speicher aufweisen, um die Cosinus-Transformation und die Sinus-Transformation von Daten durchzuführen, um so die Fourier-Transformation und die Berechnung der Autokorrelationskoeffizienten zu erreichen. In diesem Fall kann die Fourier-Transformation in bezug auf die notwendigen Frequenzkanäle lediglich so durchgeführt werden, daß die Autokorrelationskoeffizienten der Zeitfolgen oder -Ordnungen O bis 2 lediglich herausgeführt werden. Dies ist insoweit vorteilhaft, daß die Speicherkapazität entsprechend verringert werden kann und daß die Berechnung vereinfacht werden kann.

Selbstverständlich kann die Herausführung der Autokorrelationskoeffizienten aus dem Leistungsspektrum auch durch die Cosinus-Transformation des Leistungsspektrums erhalten werden, weshalb es nicht notwendigerweise erforderlich ist, das Leistungsspektrum zu falten, um das symmetrische Spektrum zu erhalten, das der inversen Fourier-Transformation unterworfen wird, da das Leistungsspektrum selbst symmetrisch ist.

Weiter kann, wenn auch die Signalfrequenz f auf der Gruadlage das jetzt für den partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₁ bestimmt ist, der in Speicher 54 gespeichert ist, bei dem mit Bezug auf Fig. 10 erläutertsiAusführungsbeispiel, die Signalfrequenz f direkt berechnet werden gemäß der Gleichung (27) auf der Grundlage des erfaßten Wertes für den partiellen Autokorrelationskoeffizienten k.. .

Weiter kann eine Verarbeitungseinheit wie ein Mikrorechner verwendet werden, um das Eingangssignal gemäß einem vorgegebenen Programm zu verarbeiten.

§09813/0904

Der partielle Autokorrelationskoeffizient k„ wird durch Teilung berechnet, wie in den Gleichungen (13) oder (19) dargestellt. Jedoch gibt sich eine unerwünschte Verringerung der Genauigkeit aus einer einfachen Berechnung durch Hardware unter Verwendung von ganzen Zahlen, die jeweils durch eine begrenzte Anzahl von Bits dargestellt sind. Folglich kann die Gleichung (19) modifiziert werden gemäß:

^k'₂ ⁼ ^v₀ ν -

(28),

so daß festgestellt werden kann, ob das empfangene Signal sinusförmig ist oder nicht auf der Grundlage von beispielsweise i k~ ' i <O,2.

Aus der vorstehenden Beschreibung des Ausführungsbeispiels der Erfindung, das in Fig. 10 dargestellt ist ergibt sich, daß die Autokorrelationskoeffizienten k.. und k₂ lediglich von den Signalfrequenzspektren des spezifischen Bands herausgeführt werden, das lediglich eine Frequenz enthält,derart, daß diese partiellen Autokorrelationskoeffizienten k.. und k„ sehr einfach berechnet werden können gemäß den Gleichungen (18) und (19). Auf diese Weise kann das empfangene Signal sehr einfach verarbeitet werden innerhalb einer sehr kurzen Zeitdauer, obwohl das System sehr einfach aufgebaut ist.

Der partielle Autokorrelationskoeffizient k~ oder k₂',der gemäß der Gleichung (19) oder (28) berechnet ist, kann zum einfachen Beurteilen verwendet werden, ob das empfangene Signal ein PB-Signal ist oder ein Sprachsignal, derart, daß der Empfang einer Imitation vollständig ver-

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hindert werden kann.

Schließlich kann das Tonsignal von 400 Hz vollständig beseitigt werden, weil die Analyse bei lediglich dem ausgewählten Band durchgeführt wird.

Bei dem mit Bezug auf Fig. 10 erläuterten Ausführungsbeispiel wird der partielle Autokorrelationskoeffizient k₂ oder k ' _f der gemäß der Gleichung (19) oder (28) berechnet ist, zur Beurteilung verwendet, ob das empfangene Signal eine Imitation ist oder nicht. Jedoch kann der Empfang einer Imitation in ähnlicher Weise auch verhindert werden, wenn das Weiß-Filter 7 gemäß Fig. 2 verwendet wird und die Werte für k., die gemäß der allgemeinen Gleichung (9) berechnet sind, den Parameter-Puffern 91, 92 zugeführt werden, um die Vorhersagerestfehler festzustellen, die zur Analyse dem Vorhersagefehleranalysator 20 zugeführt werden.

Wenn auch die Erfindung anhand einer Anwendung auf den Empfang eines PB-Signals als Beispiel erläutert worden ist, so ist die Erfindung selbstverständlich nicht darauf beschränkt, sondern ist ganz allgemein auf den Empfang eines Mehrfrequenzsignals anwendbar, das eine Signalfrequenz in jedem von mehreren Bändern enthält.

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Claims (12)

1. Anspruch e

   1J Mehrfrequenzsignalempfängersystem,

   gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Herausführen mehrerer Vorhersagekoeffizienten, deren Anzahl abhängig von dem Charakter eines empfangenen Signals bestimmt ist und eine auf das Ausgangssignal der Herausführeinrichtung ansprechende Einrichtung zum Identifizieren des empfangenen Signals durch Erfassen von im empfangenen Signal enthaltenen Frequenzen.
2. 2. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Extrahier- oder Herausführeinrichtung ein Weiß-Filter (7) aufweist und daß die Vorhersagekoeffizienten aus dem Ausgangssignal des Weiß-Filters

   (7) herausgeführt werden.
3. 3. MehrfrequenzSignalempfängersystem nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine Beurteilungseinrichtung, um abhängig vom Ausgangssignal des Weiß-Filters (7) zu beurteilen, ob das Vorhandensein des empfangenen Signals möglich ist, durch Analyse eines Vorhersageanalysefehlers, um dadurch den Empfang einer Imitation zu verhindern.

   81-(A 32 69-03)-MeRs

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   ORIGINAL INSPECTED
4. 4. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Vorhersagekoeffizienten ein partieller Autokorrelationskoeffizient

   (k. ... k.^) ist.
5. 5. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein partieller Autokorrelationskoeffizient in Form eines Linienspektrums ausgedrückt ist, um das empfangene Signal zu identifizieren.
6. 6. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch eine Berechnung der Vorhersagekoeffizienten auf der Grundlage von Autokorrelationskoeffizienten (V₁ ...v.) des empfangenen Signals.
7. 7. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch ein Weiß-Filter (7) zum Herausführen eines Vorhersagerestfehlers auf der Grundlage der Vorhersagekoeffizienten sowie eine mit dem Ausgang des Weiß-Filters (7) verbundene Beurteilungseinrichtung, um die Möglichkeit des Vorhandenseins des empfangenen Signals zu beurteilen durch Analysieren der Vorhersageanalysefehler, um dadurch den Empfang einer Imitation zu verhindern.
8. 8. Mehrfrequenzsignalempfängersystem, bei dem das Mehrfrequenzsignal eine Signalfrequenz in jeder von mehreren spezifischen Frequenzbändern besitzt,

   gekennzeichnet durch eine Einrichtung, um das empfangene Ilehrfrequenzsignal einer Frequenzspektralanalyse zu unterwerfen, eine Extrahiereinrichtung, um ans dem durch die Analyse erhaltene FrequenzSpektrum nur den Teil des Spektrums von einem der spezifischen Frequenzbänder herauszuführen, das

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   eine Signalfrequenz enthält, um so das entsprechende Leistungsspektrum zu erhalten, eine Extrahiereinrichtung zum Extrahieren partieller Autokorrelationskoeffizienten (k..... k.) aus dem LeistungsSpektrum und einer Einrichtung zum Bestimmen der spezifischen Signalfrequenz auf der Grundlage der partiellen Autokorrelationskoeffiz ienten.
9. 9. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Leistungsspektrum, das die eine Signalfrequenz des spezifischen Frequenzbandes enthält, einer Frequenzverschiebung unterliegt, um ein frequenzverschobenes Leistungsspektrum zu erhalten,und daß ein durch Falten des frequenzverschobenen Leistungsspektrums erhaltenes Leistungsspektrum mit dem frequenzverschobenen Leistungsspektrum so kombiniert wird,daß ein symmetrisches Leistungsspektrum erhalten wird.
10. 10. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Vorhandensein oder das NichtVorhandensein der einen Signalfrequenz innerhalb des spezifischen Frequenzbandes auf der Grundlage des Wertes eines der partiellen Autokorrelationskoeffizienten (k.....k. ) beurteilt wird.
11. 11. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Mehrfrequenzsignal ein Tastensignal (PB-Signal) ist, das von einem Tastenwähler erzeugt ist.
12. 12. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Leistungsspektrum einer inversen Fourier-Transformation unterliegt, um mehrere Autokorrelationskoeffizienten ^.....v ) herauszufuhren, und daß eine Berechnung der partiellen Autokorrelationskoeffizienten (k^..«^) unter Verwendung der Werte der Autokorrelationskoeffizienten (v..».«v.) erfolgt.

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