DE2840253C2 - Mehrfrequenzsignalempfängersystem - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Mehrfrequenzsignalempfängersystem zum Identifizieren eines empfangenen Signals durch Erfassen von Frequenzen in dem empfangenen Signal, insbesondere ein Empfängersystem zur Verwendung bei einem ein kodiertes digitales Mehrfre- quenzsignal empfangenden Empfänger. Die meisten herkömmlichen Systeme, die zum Empfangen eines kodierten digitalen Mehrfrequenzsignals verwendet werden, sind so ausgebildet, daß sie das empfangene digitale Mehrfrequenzsignal in ein Analogsignal umsetzen, um so ein derartiges analoges Signal durch einen Analogempfänger zu empfangen. Verschiedene Systeme zum direkten Empfangen eines kodierten digitalen Mehrfrcquenzsignals wurden bisher ebenfalls schon angegeben und zwar darunter sin System, bei dem Analogfilter

so eines Analogempfängers durch Digitalfilter ersetzt sind, ein System einschließlich einer Einrichtung zur Durchführung der diskreten Fourier-Transformation (DFT) bei dem empfangenen Signal, ein System einschließlich einer Einrichtung zum Bestimmen der gegenseitigen Korrelation zwischen den Signalverläufen des empfangenen Signals und dem eines Bezugsfrequenzsignals, ein System einschließlich einer Einrichtung zum Messen des Abstands zwischen Nulldurchgängen des empfangenen, Signals und einem System einschließlich einer Einrich-

eo tung zum Expandern oder Dehnen des empfangenen Signalverlaufs mit einer speziellen Funktion und zum Bestimmen der Korrelation zwischen dem empfangenen Signalverlauf und dem gedehnten Signalverlauf. Jedoch ist bei diesen herkömmlichen Systemen gemein- sam nachteilig, daß der Betrieb auch kostspielig bei den Frequenzbändern durchgeführt werden muß, die keine Komponenten des Eingangs-Mehrfrequenzsignals enthalten, was eine Einschränkung der Einsatzmöglichkeit

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des Empfängers zur Folge hat, sowie eine Zunahme der senfehler ausgewertet oder berechnet wird, um den Kosten für den Empfänger. Herkömmliche Systeme Empfang einer Imitation zu verhindern,
sind auch insofern nachteilig, da sie nicht das Eingangs- Schließlich zeichnet sich eine Weiterbildung der Er-Mehrfrequenzsignal mit ausreichender hoher Genauig- findung dadurch aus, daß ein spezielles oder spezifisches keit erfassen können, wenn die Abtastfrequenz in der 5 Frequenband lediglich eines empfangenen Signals ausGrößenordnung von beispielsweise 8 kHz liegt, wie sie gewählt wird aufgrund des Ergebnisses der Frequenzfür die PCM-Digitalkoditrung von Fernsprechsignalen Spektrum-Analyse des empfangenen Signals und daß ein verwendet wird. partieller Autokorrelationskoeffizient auf der Grundia-

Es ist bereits ein Empt'angssystem bekanntgeworden ge des Leistungsspektrums dieses spezifischen Fre-

(US-PS 39 j/ 899) zur Feststellung, ob in einem Emp- 10 quenzbandes berechnet wird.

fangssignal vorbestimmte Tonfrequenzen vorhanden Zusammenfassend geben die Erfindung und ihre Wei-

sind. Im Gegensatz zur vorliegenden Erfindung arbeitet terbildungen also ein Mehrfrequenzsignalempfängersy-

die bekannte Einrichtung jedoch mit einem Oszillator stem an, einschließlich eines Filters zum »Weißmachen«

mit einer vorbestimmten Frequenz, die gleich oder na- eines empfangenen Signals, eines !Correlators zum Her-

hezu gleich der zu ermittelnden Tonfrequenz ist 15 ausführen partieller Autokorrelationskoeffizienten aus

Es ist bekannt, daß sowohl Analog- als auch Digitalsi- dem Ausgangssignal des Weiß-Filters, eines Vorhersagnale mit Vorhersagetechniken unter Verwendung von gefehleranalysators zum Beurteilen oder Prüfen des aus den Signalen extrahierten Vorhersagekoeffizienten Vorhandenseins oder NichtVorhandenseins des Mehrverarbeitet werden können. Dieser bekannte Stand der frequenzsignals durch Analysieren von Vorhersageana-Technik wird nachfolgend ausführlich erläutert Wie 20 lysenfeftlern aus dem Ausgangssignal des Weiß-Filters aber schon ausgeführt, sind die bekannten Systeme, die und einer Steuer- bzw. Regeleir.öoit, die abhängig vom eine derartige Nachrichtenverarbeitung durchführen, Ausgangssignal des Analysator», das iss Vorhandensein sehr aufwendig, da diese auf die Verarbeitung beliebiger des Mehrfrequenzsignals anzeigt, die in dem empfange-Signale abgestellt sind. nen Signal enthaltene Frequenz bestimmt, die die par-

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, bei einem Mehr- 25 tiellen Autokorrelationskoeffizienten verwendet, um so

frequenzsignalempfängersystem zum Identifizieren ei- zu identifizieren, daß das empfangene Signal das Mehr-

nes empfangenen Signals durch Erfassen von Frequen- frequenzsignal ist

zen in dem empfangenen Signal die Signalverarbeitung Die Erfindung wird anhand der Zeichnung und insbe-

zu vereinfachen und damit den dafür erforderlichen sondere der in der Zeichnung dargestellten Ausfüh-

Aufwand zu verringern bei Wahrung hoher Sicherheit 30 rungsbeispiele näher erläutert,

gegen Übertragungsfehler und zwar auch dann, wenn Es zeigt:

eine relativ niedrige Abtastfrequenz verwendet wird F i g. 1 als Beispiel die Verteilung einiger bei der Er-

Gelöst wird diese Aufgabe durch die im kennzeich- findung verwendeter Parameter,

nenden Teil des Patentanspruchs 1 bzw. Patentan- F i g. 2 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels

Spruchs 2 angegebenen Merkmale. Zweckmäßige Aus- 35 des erfindungsgemäßen Systems,

gestaltungen bzw. Weiterbildungen der Erfindung sind F i g. 3 den Zeitverlauf zur Darstellung des Betriebs

in den Ünteransprüchen angegeben. des Ausführungsbeispiels gemäß F ■ g. 2,

Die Erfindung gibt ein Mehrfrequenzsignalempfän- Fig.4 die Beziehung zwischen der Schutz- oder

gersystem an zur Anwendung bei einem digitalen Zeit- Überwachungszeit und der Signalfrequenzyifassungs-

multiplex-Fernsprechamt für PCM, das ein Mehrfre- 40 genauigkeit zur Darstellung der erheblichen Wirkung

quenzsignal mit hoher Genauigkeit erfassen kann und der Erfindung,

ein hohes Maß an Multiplexübertragung sicherstellen Fig.5 die Beziehung zwischen der Abtastfrequenz

kann, selbst wenn die Abtastfrequenz niedrig ist oder und der Signalfrequenzerfassungsgenauigkeit zur Dar-

niedriger ist als der übliche Wert von beispielsweise stellung der erheblichen Wirkung der Erfindung,

8 kHz. 4ö F i g. 6 ein Flußdiagramm zur beispielhaften Darstel-

Eine Weiterbildung der Erfindung gibt ein Mehrfre- lung der Verarbeitungsfolge, wenn die Erfindung insbe-

quenzsignalempfängersystem an, das ein unerwünschtes sondere zum Empfang eines Tastensignals ausgebildet

Phänomen beseitigt, bei dem ein Signalverlauf, wie ist,

Sprachsignalverlauf fehlerhaft anstelle des Mehrfre- F i g. 7A bis 7D eine Darstellung der aufeinanderfol-

quenzsignalverlaufs ?!s Eingangssignal empfangen wird 50 genden Verarbeitungsschritte für einen empfangenen

(wobei ein derartiges unerwünschtes Eingangssignal im Signalverlauf und dessen Frequenzspektrum gemäß der

folgenden als Nachbildung oder Imitation bezeichnet Verarbeitungsfolge nach F i g. 6,

wird). * Fig.8 und 9 Versuchsergebnisse in bezug auf ein

Die Erfindung gibt also ein Mehrfrequenzsignalemp- Tas:ensignal und ein Sprachsignal, die gemäß der Verar-

fängersystem an, das besonders geeignet ist zum Emp- 55 beitungsfolge nach F i g. 6 verarbeitet sind, wobei F i g. 8

fang eines Mehrfrequenzsignals wie eines Tastaturwahl- die Signalfrequenzerfassungscharakteristik für das Ta-

signals. stensignal und F i g. 9 als Beispiel die Werte eines par-

Eines der wesentlichen Merkmale der Erfindung liegt tiellen Autokorrelationskoeffizienten fo des Tastensidarin, daß das System eine Verarbeitungseinheit zum gnals und des .Sprachsignals zeigt,
Analysieren eines empfangenen Signals enthält und um 60 Fig. 10 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfinaus dem empfangenen Signal diejenigen Parameter her- dung, daß zum Durchführen der Yerarbeisungsfolge geauszuführen, die zur gewünschten Darstellung des Cha- maß F i g. 6 geeignet ist,

rakters, d. h. der Frequenzen und deren Amplituden ei- F i g. 11 die Art der kontinuierlichen Signalverarbei-

nes Mehrfrequenzsignals ausreichen, um das empfange- tung bei dem Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 10.

ne Signal zu identifizieren abhängig vom Ergebnis der 65 Bei einem herkömmlichen Mehrfrequenzsignalemp-

Analyse durch die Verarbeitungseinheit. fängersystem, das beispielsweise bei einem Zweifre-

Eine Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich da- quenz-Tastenwahlsignalempfänger verwendet ist, der

durch aus, daß der während der Analyse erfaßte Analy- Digitalfilter verwendet, ist die Art der Signalverarbei-

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tung derart, daß die Digitalfilter als Bandpaßfilter für sieben Frequenzen arbeiten, beispielsweise einer Gruppe von Niederfrequenzen von 697 Hz, 770 Hz, 852 Hz und 941 Hz und einer Gruppe hoher Frequenzen von 1209 Hz. 1336 Hz und 1447 Hz. unabhängig vom Vorhandensein oder Nichtvorhandensein des Zweifrequenz-Eingangssignals, um so ein derartiges Eingangssignal zu identifizieren oder zu erfassen. Im Gegensatz dazu besteht die Art und Weise der Signalverarbeitung bei dem anmeldungsgemäßen System darin, daß lediglich zwei Signalfrequenzen erfaßt werden, um das Zweifrequenz-Eingangssignal zu identifizieren.

Das System gemäß der Erfindung enthält eine Verarbeitungseinheit zum Analysieren eines empfangenen Signals und zum Herausführen oder Extrahieren derjenigen Parameter, die ausreichend sind für die gewünschte Identifikation eines Zweifrequenz-Sinussignals, wobei diese Verarbeitungseinheit nicht geeignet ist für die Analyse eines komplexen Eingangssignals wie eines Sprachsignals. Auf diese Weise unterscheiden sich nicht nur die Werte der herausgeführten Parameter des Sprachsignals von denen des Mehrfrequenzsignals, sondern werden auch die ermittelbaren Analysefehler so groß, so daß der Empfang einer Imitation der gesuchten Sinussignale zuverlässig durch Erfassen dieser Werte verhindert werden kann. Das heißt, das System hat die doppelte Möglichkeit den Empfang einer Imitation zu verhindern.

Vorhersageanalysetechniken sind praktisch verwendbare Mittel, die zum Verarbeiten eines zu analysierenden Eingangssignalverlaufs geeignet sind. Typische bisherige Vorhersageanalysetechniken bestehen in einer Technik zum Extrahieren eines linearen Vorhersagekoeffizienten, der auch als «-Parameter bekannt ist und in einer Technik zum Extrahieren eines partiellen Autokorrelationskoeffizienten, der auch als PARCOR-Koeffizient oder als k-Parameter bekannt ist Diese partielle Autokorrelationskoeffizienten werden beispielsweise ausführlich erläutert in der US-PS 36 62 115 (vgl. dort Gleichung [4]), oder in J. D. Markel, A.H. Gray, jr„ »Linear Prediction of Speech« Springer Verlag 1976, S. 32—41, wo die «-Parameter mit a, bezeichnet sind.

Das heißt also: Ein Jt-Parameter ist ein Korrelationskoeffizient zwischen einer ersten Differenz zwischen einem vorhergesagten Wert eines Signalverlaufes zum Zeitpunkt / und einem gemessenen Wert an diesem Ort und einer zweiten Differenz zwischen einem vorhergesagten Wert des Signalverlaufs zum Zeitpunkt (t—n—1) und einem gemessenen Wert an diesem Ort, wobei der vorhergesagte Wert zum Zeitpunkt t durch lineare Vorhersage aus den Werten des Signalverlaufes zu Zeitpunkten (t— 1), (t— 2),... (t—/^erhalten ist, während der vorhergesagte Wert zum Zeitpunkt (t—n—i) durch lineare Vorhersage der Werte des Signalverlaufes zu Zeitpunkten (t— 1),(t— 2),.. .(t—n)erhalten ist

Ein «-Parameter ist ein Koeffizient zum linearen Vorhersagen des Wertes eines Signalverlaufes zu einem Zeitpunkt f aus den Werten zu Zeitpunkten (f—1), (t-2\...(t-n).

Weiter ist die Information, die durch die Jfc-Parameter wiedergegeben wird, äquivalent der Information, die durch die «-Parameter wiedergegeben wird, so daß es möglich ist, die einen in die anderen oder umgekehrt umzusetzen.

Diese Parameter werden im folgenden zusammenfassend als Vorhersagekoeffizienten bezeichnet Ein η Frequenzen enthaltendes Mehrfrequenzsigna!, d.h. die Kombination mehrerer Signale mit Sinussignalverlauf kann im wesentlichen durch 2n-Vorhersagekoeffizienten ausgedrückt werden. Ein Tastaturwahlsignal (PB-Signal) und ein Mehrfrequenzsignal (MF-Signal) mit zwei Frequenzen kann auf diese Weise durch vier Vorhersas gekoeffizienten ausgedrückt werden. Für praktische Zwecke jedoch ist es erwünscht, die Anzahl der Parameter von vier auf fünf oder sechs zu erhöhen, aufgrund des Vorhandenseins eines Leistungsungleichgewichtes zwischen den beiden Signalfrequenzen. Praktische Bei spiele werden weiter unten erläutert. Gemäß dem Grundprinzip der Erfindung wird anfangs der Empfang einer Imitation geprüft, unter Verwendung des Pegels des Vorhersageanalysefehlers, und wird dann das Eingangssignal identifiziert, auf der Grundlage der Werte der Vorhersagekoeffizienten oder der Werte von sekundären Parametern, die von diesem Vorhersagekoeffizienten abgeleitet sind.

Die Vorhersagekoeffizienten, die die Parameter sind, die für die Analyse verwendet werden, werden als eine Funktion von Autokorrelationskoeffizienten eines Signalverlaufs ausgedrückt. Zur einfacheren Beschreibung sei beispielsweise ein Einfrequenzsignal angenommen. Ein Autokorrelationskoeffizient der /-ten Ordnung Vj eines Signals mit einer Periode ω ergibt sich durch:

v, = -j- cos ωϊΤ

mit

Abtastperiode, Signalamplitude.

Der Wert für v,- ist nahe an a²/2, wenn die Abtastpe-

riode T sehr klein ist und es ergibt sich aus Gleichung (1), daß die Änderungsempfindlichkeit für eine Änderung der Periode ω sehr niedrig ist. Das heißt, daß ein T sehr kleinen Wertes, in anderen Worten, eine außergewöhnlich hohe Abtastgeschwindigkeit nicht notwendi- gerweise erwünscht ist. Auf diese Weise kann für alle Werte der Periode des Mehrfrequenzsignals die Frequenzauflösungsleistung erhöht werden, wenn die Veränderungsempfindlichkeit hoch ist für eine Änderung der Periode ω,ά.\\. wenn der Wert für ω/Tnahe an nil ist Im Fall eines Tastensignals (PB-Signal) und eines Mehrfrequenzsignals (MF-Signal) mit zwei Frequenzen beträgt deshalb die erwünschte Abtastfrequenz etwa 4 kHz, was die Hälfte von 8 kHz ist, was wiederum die Abtastfrequenz ist, die bei einem PCM-Fernsprechamt bzw. einer PCM-Fernsprechvermittlung verwendet ist. Dies ergibt sich daraus, daß, wenn die Frequenz s . normalisiert ist, daß 4 kHz dem Wert In entsprechen, dann jf/2 dem Wert 1 kHz entspricht was relativ nahe den einzelnen Signalfrequenzen eines Mehrfrequenzsignals ist Auf diese Weise wird bei dem System gemäß der Erfindung eine Analyse bei dem Signalverlauf eines Mehrfrequenzsignals durchgeführt, wie einem digitalen PCM-Signalverlauf, der durch Abtasten mit der Abtastfrequenz von 8 kHz erhalten ist und von dem jeweils zwei Daten eine weggelassen ist

Folglich kann die Anzahl der zur Signalverarbeitung erforderlichen Schritte auf die Hälfte verringert werden und kann ein Empfänger gebaut werden, der eine verdoppelte Mehrfachbetriebsmöglichkeit besitzt trotz des Vorsehens der gleichen Verarbeitungseinheit

Die Erfindung wird im folgenden ausführlich mit Bezug auf die Figuren näher erläutert Bei der Erfindung wird einerseits die partielle Autokorrelationsmethode

zb 4υ

verwendet zum Verarbeiten eines zu analysierenden Signals. Der A-Parameter kann als orthogonalisiertes Äquivalent des linearen Vorhersagekoeffizienten χ angesehen wenden, der zur linearen Vorhersageanalyse eines Signalverlaufs verwendet wird. Auf diese Weise ist der Α-Parameter äquivalent dem linearen Vorhersagekoeffizienten χ und sind diese untereinander austauschbar.

Bei dem Ausführungsbeispiel, das nun erläutert wird, wird ein Tastenwahlsignal (PB-Signal) mit zwei Frequenzen als ein Beispiel eines Mehrfrequenzsignals verwendet. Das Frequenzspektrum des Signalverlaufs des PB-Signals, das derartige zwei Frequenzen oder Sinussignalverläufe enthält, ergibt sich lediglich durch die folgende Gleichung:

H(z) =

z=

~ (üT)

-JT = λ < + π,

ο² = die Intensität des Spektrums.
Die Frequenzen //ergeben sich zu:

/ = fwlzjlln = A. tan"¹ F-^f
2 π L ReIzJ

wenn die Wurzeln der Gleichung

O₀Z⁴ + Λ\ Z³ + X₂Z² + X₃Z + 1 = 0,

die Werte z, = re^/sind, mit i = 1, 2. Bei der die Frequenzen //gebenden Gleichung ist Z₁ die Abtastfrequenz und stellen Re [z,·] und /m[z,] den Realteil bzw. den Imaginärteil der komplexen Wurzeln dar. Auf diese Weise kann das Eingangssignal als das Mehrfrequenzsignal identifiziert werden, durch Finden der Werte für \«i) mit / = 0, ... 4, aus dem Eingangssignal. Bei dem derzeit beschriebenen Ausführungsbeispiel wird jfc,} so berechnet, daß es das Äquivalent zu diesem Wert \x-, } ist und dieser Wert kann leichter berechnet werden als der Wert \χή wegen der jeweiligen dazu erforderlichen Ausbildung der Hardware. Dann werden die Werte für \ki) in die Signalfrequenzen umgesetzt, um das Mehrfrequenzsignal zu erfassen, da |Ar,} einen sekundären Parameter ergibt, der die Identifikation des Eingangssignals erleichtert Wie schon erläutert, werden die Frequenzen Θ, aus der Gleichung z, = &°i berechnet, was die Wurzeln für Aa(z) = 0 darstellt Es ist jedoch anzumerken, daß θ-, die Frequenz wiedergibt, die gemäß der Beziehung —π £ÖS π normalisiert ist

Unter einer bestimmten Annahme kann Aa(z) =0 durch eine quadratische Gleichung substituiert oder ersetzt werden. Im allgemeinen ist die Benennung A^z) des Frequenzspektrums eines Mehrfrequenzsignals aus n- Frequenzen vom 2/7-ten Grad. Jedoch kann die Gleichung A₂^z) =0 ebenfalls durch eine Gleichung des nten Grades unter dieser Annahme substituiert werden.

Ganz allgemein sei nun angenommen, daß η Mehrfrequenzsignale Resonanzschwingungs-Ausgangssignale eines Resonators sind, der vollständig am Austrittsende

offen ist und der durch einen Anpassungswiderstand am Eingangsende abgeschlossen ist. Dieser Resonator besteht aus (/7+1) miteinander verbundenen akustischen Röhren oder Schallröhren bzw. -rohren, wobei die Parameter k\ bis k„ nominell den Reflexionskoeffizienten zugeordnet sind aufgrund der Fehlanpassungen zwischen diesen Schallröhren. Es kann angenommen werden, daß der Resonanzverlust lediglich durch den Anpassungswiderstand am Eingangsende gegeben oder erreicht ist und daß keine Verluste in den zwischenliegenden Röhren auftreten, d. h., Ao = 1 und k„ +1 =0. Weiter werden η k- Parameter aus einem Signalverlauf abgeleitet. Die Transformation zum Nenner der Gleichung (2) kann gemäß folgender Rekursionsformel erfolgen:

A_n(z) = ^„.

B„(z) = zÄ_B

A₀(z) = 1

B₀(Z) =-1

Es wird hierzu verwiesen auf US-PS 36 62 115, Gleichung (5) und (6) mit zugehörigem Text.

Es sei nun angenommen, daß das Eingangsende des Resonators in ein vollständig offenes Ende umgewandelt wird. In diesem Fall ist k„ ₊i =0 zu ersetzen durch A^-„+i = l, und wegen des Verschwindens des Resonanz-Verlustes enthält der Spektralverlauf η Spektrallinien. Auf diese Weise wird der Nenner der Gleichung (2) durch eine Gleichung fünfter Ordnung oder fünften Grades Αφ) ersetzt, da nun A-5 = 1 gilt, statt A-5 = 0. Da jedoch der Resonator vollständig an sowohl dem Eingangsende als auch dem Ausgangsende offen ist, ist Αφ) teilbar durch (1 — z), d.h. der Durchtritt von Gleichstrom oder Gleichströmung ist zulässig. Weiter hat wegen des NichtVorhandenseins von Verlusten Αφ) Wurzeln, die symmetrisch zu z² sind, auf einem Einheitskreis, der in der z-Ebene dargestellt ist. Das heißt, es gilt:

Αφ) = (\-z)g4z)
= (\-z)z²(a₂-i
= (\-z)z²(a₂ + 2a^(x)+2a₀T₂(x))

wobei r/^einTchebycheff'ches Polynom ist und wobei

Da T\(x) = χ und T₂(x) = 2x², ergibt sich 4q₂(x) durch eine quadratische Gleichung:

Die Analyse eines Mehrfrequenzsignals aus η Frequenzen ergibt in ähnlicher Weise eine Gleichung n-ter Ordnung oder n-ten Grades.

Die Rekursionsgleichung oder -formel (3) wird schrittweise entwickelt, wodurch sich folgende Gleichung (6) ergibt:

Αφ) = Oz⁵ + Qz⁴ + C₂Z³ +CzZ² +CaZ +C₅ (6)

Wenn die Gleichung (6) mit einer Entwicklung der Gleichung (4) kombiniert wird, ergeben sich als Ergebnis die folgenden Werte:

«ο = -C₀

a, = -(C₀+C₁)

αϊ= -(C₀+ C₁ + C₂)

Auf diese Weise können die Koeffizienten ao, a\ und 32 der quadratischen Gleichung in der Folge der Gleichungen (3), (7) ':nd (5) bestimmt werden auf der Grundlage der Werte für Jt₁ bis A₄ und Ar₅= 1. Die Werte für x, die aus der Gleichung

_₀

berechnet werden, können durch λ -«cos~^x(x) substituiert werden zur Bestimmung der Frequenzen. Da jedoch λ lediglich eine Funktion von Af ist. können die Werte für χ direkt verwendet werden, um die Eingangssignalfrequenzen zu bestimmen. Die Eingangsignalfrequenzen können aus den Werten der Koeffizienten in der quadratischen Gleichung bestimmt werden. Schließlich können die Eingangssignalfrequenzen aus den Werten für C\ und Cj bestimmt werden, da in diesem Fall Cb — — 1, was auch für eine weiter unten näher erläuterte Gleichung (8) gilt.

Für den beispielsweisen Fall des Tastenwahlsignals (PB-Si gnals) müssen zwei Frequenzen mit einer Pegeldifferenz dazwischen empfangen werden, wobei es ebenso erforderlich ist, das Mehrfrequenzsignal mit begrenzter Genauigkeit zu analysieren. Aufgrund dieser Begrenzungen wird das Signal aus zwei Frequenzen nicht stets ausreichend analysiert durch lediglich Auffinden der Werte für die Koeffizienten Ai bis A4. Es ergibt sich, daß die Genauigkeit der Analyse verbessert werden kann durch Auffinden der Werte für die Koeffizienten Ai bis As, wobei dennoch die zu lösende Gleichung in diesem Fall ebenfalls eine quadratische Gleichung ist. Die in diesem Fall zu lösende Gleichung lautet:

, C_x' C₀' -C₂ ¹ .

^x+ IqT ^x~ 4Co' ⁼⁰

wobei C den Koeffizienten von Ae(z) darstellt und durch substituierende Werte für Ai bis A5 und Ae und Ae = 1 in der Rekursionsformel (3) berechnet wird.

Es ist natürlich möglich, das Eingangssignal lediglich auf der Grundlage der Werte für A zu identifizieren, ohne Berechnen der Werte für x. Jedoch erfordert diese Identifikationsweise sehr komplexe Schritte und ist daher nicht immer zweckmäßig, da die Werte für A in einem vierdimensionalen Hyperraum verteilt sind, wie die Schalen einer Zwiebel, wenn die Eingangssignale innerhalb eines zulässigen Bereichs schwanken oder wechseln. Fi g. 1 zeigt beispielsweise die Werte der Koeffizienten Ai und A3 bei Projektion auf eine Ebene zur Darstellung eines Teils der Kombination der Frequenzen des Tastensignals oder PB-Signals.

Praktische Vorgehensweisen zum Auffinden der Werte für die Α-Parameter werden grob in eine direkte Methode und eine indirekte Methode klassifiziert Die erstere ist diejenige Vorgehensweise, bei der die A-Parameter direkt von einem Eingangssignalverlauf extrahiert oder herausgeführt werden. Diese Vorgehensweise ist geeignet für Analysen mit Hardware, die ausschließlich für diesen Zweck vorgesehen ist Die letztere Vorgehensweise ist diejenige, bei der simultan lineare Gleichungen gelöst werden, die die Autokorrelations-

koeffizienten oder die Kovarianzkoeffizienten eines Eingangsignalverlaufs als Koeffizienten enthalten, wobei ein Mikrorechner zur Lösung dieser Gleichung verwendet werden kann.

Die Kovarianzmethode, die eine geringe Anzahl an Daten zur Verarbeitung eines Eingangssignals erfordert, wird vorzugsweise zum Herausführen der k- Parameter aus dem Eingangssignalverlauf-Abschnitt innerhalb der Schutz- oder Überwachungszeit verwendet.

Die direkte Methode kann so gestaltet werden, daß aufeinanderfolgende Daten verwendet werden, um aufeinanderfolgend die Α-Parameter von deren niedrigeren zu deren höheren Ordnung zu finden, weshalb sie zum Analysieren einer begrenzten geringen Anzahl von Daten mit hoher Genauigkeit geeignet ist.

F i g. 2 zeigt den Aufbau eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, das auf der Grundlage der obigen Betrachtungen ausgebildet ist Der Betrieb wird mit Bezug auf den Fall lediglich eines einzigen Kanals aus Einfachheitsgründen erläutert. Es ergibt sich jedoch, daß eine Mehrfachverarbeitung gemäß der üblichen digitalen Zeitvielfach- oder Zeitmultiplextechnik durchgeführt werden kann, da die Daten digital verarbeitet werden. In einem derartigen Fall kann ein Pufferspeicher für jeden Kanal vorgesehen sein.

F i g. 2 zeigt eine Steuereinheit 1 oder Regeleinheit, die ein Mikrorechner sein kann, wobei die Steuereinheit 1 die S teuer funktionen durchführt, einschließlich des Berechnens der Wurzel der quadratischen Funktion oder Gleichung (5) und der Bestimmung, ob ein Eingangssignal eine Imitation ist oder nicht. Die von der Steuereinheit 1 zu verschiedenen gesteuerten Einheiten führenden Steuersignalleitungen sind in Fig.2 nicht dargestellt. Ein digital kodiertes Eingangssignal 2 wird in einen Abschnitt aufgeteilt, der einem Signaldetektor 3 zugeführt wird, sowie einen weiteren Abschnitt, der einer A-Pnrameter-Extrahiereinheit 4 zugeführt wird. Es sei hier angenommen, daß das Eingangssignal 2 mit einer Abtastfrequenz von 4 kHz abgetastet wird. Der Signaldetektor 3 überwacht oder kontrolliert die Amplitude des Eingangsignals 2 und erfaßt das Anlegen eines derartigen Eingangssignals, wenn die Summe der Amplituden der Daten, die während einer Zeitdauer angelegt sind, die 16 Abtastperioden (4 ms) entspricht, einen vorgegebenen Wert überschreitet, wodurch dann ein Ausgangssignal 5 der Steuereinheit 1 zugeführt wird zur Anzeigt:, daß das Eingangssignal empfangen worden ist. Abhängig von dem Zuführen des Signals 5 von dem Signaldetektor 3 gibt die Steuereinheit 1 einen Befehl ab zum Umschalten eines Schalters 6 in der k-Parameter-Extrahiereinheit 4 von dessen Stellung a in dessen Stellung b nach 28 ms (entsprechend 112 Abtastperioden) nach der Erfassung des Eingangssignals, derart, daß die Extrahiereinheit 5 die Koeffizienten Ai, A2,... extrahieren oder herausführen kann. Das der A-Parameter-Extrahiereinheit 4 zugeführte Eingangssignal 2 tritt durch den Schalter in dessen Stellung a hindurch, sowie durch einen Whitening-Filter 7 und einen Verzögerungspuffer 13 zur Verzögerung um eine Abtastperiode, d. h. ein Einwort-Register, und wird dann in einem Rückwärts-Vorhersage (-Fehler-) Puffer 8 gespeichert der auch ein Schieberegister sein kann. Das Whitening-Fillcr 7 enthält ein Paar von A-Parameter-Puffern 91 und 92, in denen die Anfangswerte — 1 bzw. 0 vorher gespeichert sind. Das Whitening-Filter 7 enthält weiter ein Paar Multiplizierer 101,102 und ein Paar Addierer 111,112, derart, daß es zur spektralen Modifikation des Eingangssignals wirkt durch Entfernen der Signaikompo-

netten aus dem Eingangssignal, die durch die Werte von k vorhergesagt werden können, die zu diesem Zeitpunkt gespeichert sind. Die Ar-Parameter-Extrahiereinheit 4 enthält weiter einen Vorwärts-Vorhersagerest (-Fehler) Puffer 12, der ebenfalls ein Schieberegister ist bzw. sein kann. Sowohl der Rückwärts- als auch der Vorwärts-Vorhersagerest (-Fehler) Puffer 8,12 besitzt eine Kapazität von 128 Worten und hält oder speichert das Signal für 32 ms (4 ms entsprechend den 16 innerhalb der Signalerfassungszeit erfaßten Proben +28 ms entsprechend den nachfolgenden 112 Proben oder Abtastungen). Simultan zur Zufuhr des Eingangssignals 2 zur Rückwärts-Vorhersagerest (-Fehler) Puffer 8 (Schieberegister) über den Schalter 6 in der Stellung a und über den Addierer 111 und den Verzögerungspuffer 13 (Einwort-Register), wird das Eingangssignal 2 auch einem Korrelator 14 zugeführt über einen Signalweg einschließlich des Verzögerungspuffers 13 und einen Signalweg, der den Multiplizierer 101 und den Addierer 112 enthält derart, daS die κ-rarameter anfangs im Korrelator 14 extrahiert werden, damit sie der Steuereinheit 1 und den Ar-Parameter-Puffern 91 und 92 zugeführt werden können. Der Korrelator 14 besteht aus drei Multiplizierern 151,152 und 153, einem Halbaddierer 16, der so ausgebildet ist, daß er ein um ein Bit verschobenes Ausgangssignal erzeugt, das die Hälfte des addierten Wertes wiedergibt, einem Paar von Akkumulatoren 17, 18, die jeweils maximal 128 Daten sammeln oder akkumulieren und einem Teiler 19, der den Quotient der akkumulierten Werte dieser Akkumulator 17,18 bildet, nachdem jeder von diesen 128 Daten akkumuliert hat. Der Korrelator 14 bewirkt, daß die Ar-Parameter aus den Korrelationen zwischen den Rückwärts- und Vorwärts-Vorhersageresten extrahiert werden.

Zum Zweck der Steuerung gemäß der Kovarianzmethode ist es erwünscht, anfangs / Daten unter den Eingangsdaten im Verlauf der Berechnung der Parameter Ay auszuschließen. Auf diese Weise sind die Akkumulatoren 17, 18 so gesteuert, daß sie diese anfänglichen i Daten nicht speichern. Ein Teil des Ausgangssignals vom Addierer 112 wird im Vorwärts-Vorhersagerest (—Fehler) Puffer 12 gespeichert, der wie erläutert ebenfalls ein Schieberegister ist Nach dem Herausführen des Parameters k\ auf der Grundlage der Analyse der 128 Eingangsdaten wird der Schalter 6 umgeschaltet in die Stellung b, durch Steuerung durch die Steuereinheit 1 und die Inhalte von Rückwärts- und Vorwärts-Vorhersagerest (-Fehler) Puffer 8 und 12 werden nun als Eingangssignale betrachtet, um so die Parameter ki, ki,... herauszuführen in einer Weise, die der Herausführung des Parameters k\ ähnlich ist

Im Fall einer Eingangssignalverarbeitung gemäß Gleichung (8) berechnet ein Vorhersagefehleranalysator 20 den Leistungspegel des Vorhersageanalyserestes für den Parameter k$ am Addierer 111 nach dem Herausführen der Parameter k\ bis Ar₅, und wenn der Leistungspegel niedriger ist als ein vorgegebener Wert, führt er der Steuereinheit 1 ein Signal zu, das anzeigt daß die Möglichkeit besteht daß das Eingangssignal 1 ein Mehrfrequenzsignal ist Diese Entscheidung kann unter Verwendung der Information im Rest erfolgen, der zur Berechnung des Parameters A^ verwendet wird. Abhängig von der Zufuhr des Signals von dem Vorhersagefehleranalysators 20 löst die Steuereinheit 1 die quadratische Gleichung (8) unter Verwendung der analysierten Werte der Parameter k\ bis k₅ und des Wertes Ar₆=I, um die Eingangssignalfrequenzen zu identifizieren. Ein Ausgangssignal 21 wird von der Steuereinheit abgegeben, wenn nachgewiesen ist, daß die identifzierten Frequenzen innerhalb der zu empfangenden Frequenzbänder liegen. Wenn die Gleichung (7) anstelle der Gleichung (8) verwendet wird, kann die Verarbeitung in ähnlicher Weise durchgeführt werden unter Verwenden der Werte für die Parameter Ar bis A-₄ und dem Wert Ars= 1. Anstelle der Teilung mittels des Teilers 19 kann ein entsprechendes internes Programm in der Steuereinheit 1 abgewickelt werden, um den Quotienten zu bilden, und die so erhaltenen Werte für Ar, können üe:i Ar-Parameter-Puffern 91 und 92 zugeführt werden.

F i g. 3 zeigt einen Zeitplan zur Darstellung des Betriebs des Ausführungsbeispiels gemäß F i g. 2. Das Anlegen des Eingangssignals 2 beginnt zum Zeitpunkt t =0. In der Periode A überwacht der Signaldetektor 3 das angelegte Eingangssignal 2. In der Periode B von 32 ms entsprechend den 128 Abtastungen werde.-; die Eingangsdaten dem Rückwärts-Vorhersagerest (-Fehler-) Puffer 8 über das Whitening-Filter 7 parallel zur Anlage des Eingangssignais an den Signaidetektor 3 zugeführt. In der Periode C, die der Zufuhr der Daten zum Rückwärts-Vorhersagerest (-Fehler-) Puffer 8 während der Periode B von 32 ms entsprechend der 128 Abtastungen folgt, werden die Parameter k\ bis Ar₅ hera jsgeführt In der der Periode C folgenden Periode D löst die Steuereinheit 1 die quadratische Gleichung zur Identifizierung des Eingangssignals, wenn das Rechenergebnis von dem Vorhersagefehleranalysator 20 gezeigt hat, daß das Eingangssignal möglicherweise ein Mehrfrequenzsignal ist Wenn das Ergebnis der Signalerfassung durch den Signaldetektor 3 gezeigt hat, daß kein Eingangssignal angelegt ist oder zugeführt ist, setzt der Signaldetektor 3 den Signalerfassungs- oder Signaldetektorbetrieb fort. Obwohl die Daten dem Vorhersagerest (-Fehler-) Puffern 8 und 12 während der Zeitperiode zugeführt werden, in der der Signaldetektor 3 seinen Signaldetektorbetrieb durchführt, laufen solche Daten von den Puffern 8 und 12 über und verschwinden ohne nachteilige Beeinflussung des folgenden Betriebes, nachdem die Puffer 8 ui.d 12 112 Daten anschließend an die Signalerfassung durch den Signaldetektor 3 empfangen haben. Weiter wird der Anfangszustand zum Zeitpunkt / =0 wiederhergestellt, sobald das Ergebnis der Vorhersagefehleranalyse oder der Frequenzanalyse zeigt daß das Eingangssignal kein Mukifrequenzsignal ist In einem solchen Augenblick wird die Startzeitsteuerung der Verarbeitung um im schlimmsten Fall 4 ms verzögert da in diesem Ausführungsbeispiel Eingangsdaten dem Vorhersagerest (-Fehler-) Puffer 8 parallel

so zur Signalerfassung durch den Signaldetektor 3 züge führt werden. Jedoch ist diese Verzögerung keine Ursache von irgendwelchem wesentlichen Problemen aufgrund der Tatsache, daß die erforderlichen Daten eine Zeitdauer vcn 32 ms einnehmen und daß die Verzögerung von 4 ms ausreichend innerhalb der Schutz- oder Überwachungszeit enthalten ist. Ein derartiges Problem kann natürlich dadurch vermieden werden, daß ein Eingangssignalpuffer unabhängig von dem Rückwärts-Vorhersagerest (-Fehler-) Puffer 8 vorgesehen ist Das wesentliche der Erfindung liegt in der Art der Signalverarbeitung, wobei verschiedene Modifikationen in der Art der Signalverarbeitung vorgenommen werden können.
F i g. 4 zeigt als Beispiel die Beziehung zwischen der

Überwachungszeit und der Signalerfassungsgenauigkeit, in F i g. 4 war die Tastensignalf requenz (PB-Signalfrequenz) von 697 Hz mit jeder der Frequenzen in der Gruppe der hohen Frequenzen kombiniert und die Da-

ten wurden tatsächlich gemessen, um die Beziehung zwischen dem erfaßbaren Frequenzbereich und der Überwachimgszeit zu finden, wenn zugelassen ist, daß sich hohe und niedere Frequenzen innerhalb eines Bereichs von ±2% der Standardwerte mit einer Pegelschwankung von ± 15 dB ändern können. Es wurde gezeigt, daß jede Kombiination der niederen Frequenzen und der hohen Frequenzen ähnliche Tendenz oder ähnlichen Verlauf zeigte.

F i g. 5 zeigt Meßergebnisse, wenn die Beziehung zwischen der Abtastfrequenz und der Signalfrequenzerfassungsgenauigkeit bei der Tastensignalfrequenz (PB-Signalfrequenz) von 697 Hz gemessen wurde unter den gleichen Bedingungen; wie gemäß Fig.4. Aus Fig.5 ergibt sich, daß die Abtastfrequenz von 4 kHz der von 8 kHz vorzuziehen ist. Bei F i g. 5 betrug die Überwachungszeit 32 ms. Die Meßergebnisse bei anderen Frequenzen waren ähnlich denen gemäß F i g. 5.

Die Überwachungszeit-Prüffunktion und die Signalidentifikation-Prüffunktion kann durch Überwachen oder Prüfen des Ausgür.gssigr.sis des Eiiigangssignakietektors 3 oder des Vorhersagefehleranalysators 20 erreicht werden mittels der Steuereinheit 1 bei voi gegebenen Zeitintervallen und durch Erzeugen von logischen Entscheidungen auf der Grundlage der sich ergebenden Zeitmuster oder Zeitverläufe. Im Fall der Überwachungszeitprüfung beispielsweise wird entschieden, daß ein Eingangssignal vorhanden ist, wenn das Ausgangssignal des Zeitdletektors bzw. Signaldetektors 3 zehnmal auftritt in Zeitintervallen von 4 ms und dieses Signal wird als kontinuierlich angelegt angesehen, wenn keine Diskontinuität während mehr als einer vorgegebenen Zeitdauer auftritt nach 10 aufeinanderfolgenden Auftreten des Ausgangssignals vom Signaldetektor 3.

Ein Brückenfilter (lattice type filter) kann vorgesehen sein, damit die Schaltung der Hardware die Koeffizienten Coder C/ aus den Ar-Parametern herausfinden kann. Eine derartige Berechnung kann gemäß der Rekursionsformel (3) durchgeführt werden. Es ist jedoch wirtschaftlich, diese Berechnung in der Steuereinheit 1 durchzuführen, da die Schaltung dieser genannten Art lediglich einmal pro Signalempfang betrieben wird, wodurch sich ein geringer Verwendungswirkungsgrad ergibt.

Aus der vorstehenden Beschreibung dieses Ausfühiungsbeispiels der Erfindung ergibt sich, daß lediglich die für den Signalidentifizierungszweck erforderlichen wesentlichen Verfahrens- bzw. Verarbeitungsschritte durchgeführt werden, ohne daß unnötige kostspielige Verarbeitungen oder Verarbeitungsschritte durchgeführt werden. Schließlich bewirkt das System einerseits das Verhindern eines Empfangs eines unnötigen Signals wie einer sog. Imitation statt dem notwendigen Mehrfrequenzsignal, wobei darüber hinaus andererseits das System befriedigend Eingangsdaten erfassen kann, obwohl die Daten-Abtastfrequenz die Hälfte der bei einer PCM-Fernsprechvermittlung verwendeten 8 kHz ist, d. h. obwohl die zugeführten Daten die Hälfte des PCM-Eingangssignals sind. Die Erfindung, die diese Merkmale besitzt, erreicht somit einen hochwirkungsvollen digitalen Mehrfrequenzsignalempfänger, der im wesentlichen frei von Übertragungsfehlern ist und der in hohem Maße Mehrfachverarbeitung durchführen kann. Obwohl ein Tastensignal (PB-Signal) mit zwei Frequenzen als Beispiel des Eingangssignals beim vorstehend erläuterten Ausführungsbeispiel angenommen worden ist, ist selbstverständlich die Erfindung in ähnlicher Weise wirksam anwendbar auf alle Arten von Mehrfrequenzsignalempfängern, die zum Empfang von Signalen wie MF-Signalen, MFC-Signalen und n-Frequenzsignalen vorgesehen sind.

Beim vorstehend erläuterten Signalempfängersystem

muß eine Gleichung vierten Grades üblicherweise gelöst werden, um die beiden Signalfrequenzen eines Zweifrequenz-Eingangssignals zu bestimmen. Eine quadratische Gleichung muß gelöst werden, selbst wenn die Symmetrie von konjugiert komplexen Vurzeln und nur

ίο die Bestimmung der Frequenzen als einziges Erfordernis in Betracht gezogen werden. Folglich erfordert das vorstehende System relativ komplexe Schritte für die Signalverarbeitung, weshalb es schwierig ist, die Signalverarbeitungszeit ausreichend zu verkürzen. Weiter ist es bei dem vorstehend erläutertem System notwendig, ein Hochpaßfilter oder ein Bandpaßfilter vorzusehen, um aus einem empfangenen Eingangssignal das 400-Hz-Tonsignal zu entfernen, das abhängig vom Aufnehmen des Handapparats erzeugt wird, um anzuzeigen, ob die Leitung eine Nachrichtenübertragung ermöglicht oder belegt ist

Jedoch wird bei einem Mehrtrequenzsignal, wie einem PB-Signal, jede der vier Frequenzen, die die Gruppe der hohen Frequenzen bilden, innd jede der drei Fre- quenzen, die die Gruppe der niederen Frequenzen bilden, gewählt und die geeigneten Kombinationen dieser beiden Frequenzen sind so, daß sie den einzelnen Ziffern der Wählscheibe entsprechen, wie schon erläutert Folglich sind die Signalfrequenzbänder auf die speziellen oder spezifischen Bänder der niederen und der hohen Frequenzen beschränkt und ist lediglich eine Frequenz in jedem dieser spezifischen Bänder enthalten.

Diese Tatsache ist wichtig, um ein Verfahren anzugeben, durch das die beiden Frequenzen bei einem derarti- gen PB-Signal bestimmbar sind. Bei diesen Verfahren wird ein empfangenes Eingangssignal einer Frequenzspektralanalyse unterworfen, wobei von dem Frequenzspektrum selektiv der Spektralteil des spezifischen Frequenzbandes abgeleitet wird, der nur eine Signalfre- quenz enthält, wobei partielle Autokorrelationskoeffizienten auf der Grundlage der Leistungsspektren der spezifischen Frequenzbänder berechnet werden und wobei eine lineare Gleichung so gelöst wird, daß die Signalfrequenz bestimmt wird, die in dem spezifischen

Frequenzband enthalten ist

Das Grundprinzip wird im folgenden erläutert, wobei die indirekte Methode zum Lösen der linearen Gleichung verwendet wird. Es sei angenommen, daß die Lösung einer linearen algebraischen Gleichung, die Auttokorrelationskoeffizienten Vo bis v_p der Zeitfolge 0 bis ρ enthält, durch einen linearen Vorhersagekoeffizienten «/W gegeben ist, wobei Ar,- ein partieller Autokorrelntionskoeffizicnt ist. Folglich besteht dazwischen folgende Beziehung:

Ar₁ = «f9

(9)

das heißt

Ar, = λ, · (p = i)

Daraus ergibt sich, daß der partielle Autokorrelationskoeffizient Ar, der Zeitfolge oder Zeitordnung ;' gleich dem linearen Vorhersagekoeffizienten «/''/-ten Grades ist, der durch Lösen der linearen algebraischen Gleichung erhalten wird, die die Autokorrelationskoeffizienten vo bis v,der Zeitfolgen oder Zeitordnung 0 bis i enthält. Folglich wird eine Beziehung gemäß den bei-

15 16

spielsweise folgenden erhalten: gestellt werden. Aufgrund des Wertes für k_t kann die

Signalfrequenz ω = Titf berechnet werden. Weiter

k\ =<*i<¹> kann abhängig davon, ob der Wert für £2 nahe —1 ist,

Jt₂=^₂P) (10) das empfangene Signal daraufhin unterschieden wer-

5 den, ob es ein einfaches Sinussignal ist oder ein Signal,

Der lineare Vorhersagekoeffizient «i<'> ersten Grades wie ein Sprachsignal, das ein expandiertes oder gedehn- oder erster Ordnung, der durch Lösen der linearen alge- tes Frequenzspektrum besitzt, das sich kontinuierlich braischen Gleichung erhalten wird, die die Autokorrela- über einen bestimmten Frequenzbereich erstreckt
tionskoeffizienten v₀ und K₁ der Zeitfolgen oder Zeit- Die Art, wie ein Signalempfängersystem ausgebildet

Ordnungen 0 und 1 enthält, ergibt sich zu: " 10 sein kann, das auf dem genannten Prinzip besteht, wird

nun erläutert

_Λ,(ΐ) = v_xiv₀ (H) F i g. 6 zeigt ein Flußschema, das eine Verarbeitungs

folge bei einem derartigen Signalempfängersystem

Die lineare algebraische Gleichung, die die Autokor- zeigt, wobei die F i g. 7A bis 7D die aufeinanderfolgenrelationskoeffizienten vo bis v₂ der Zeitfolgen oder -ord- 15 den Schritte bei der Verarbeitung eines empfangenen nungen 0 bis 2 enthält ergibt sich zu: Signalverlaufes und dessen Frequenzspektrum gemäß

— der Verarbeitungsfolge nach F i g. 6 zeigen.

/_V() V|\ /<Z|²⁾\ /^vi\ *^m Verarbeitungsschritt (1) gemäß Fi₁J. 5 wird ein

( ) (_i2)) ^{= +} ( ) (¹²) empfangenes Signal mit dem Signalverlauf f(t), wie in

\vi V₀J \ct₂ J \vij j,, Fig.7A dargestellt, durch ein Abtastsignal bei einer

Abtastfrequenz /J[Hz] abgetastet Diese Abtastung dau-

Der lineare Vorhersagekoeffizient tx-p) zweiten Gra- ert während einer Mindestzeit an, die zumindestens zum des oder zweiter Ordnung, der durch Lösung der ge- Erfassen des Vorhandenseins eines Eingangssignals ernannten Gleichung (12) erhalten wird, ergibt sich zu: forderlich ist Es sei angenommen, daß diese Zeitdauer

25 eines Zeitfensters ?fs] beträgt Dann ergibt sich die An-

42) _ ^v° ^v*~^Vx* (13) ^za^ N ^an Abtastungen oder Proben, die während dieser

~ vo² — Vi² * ' Periode verarbeitet werden zu:

Es sei nun angenommen, daß das im gewählten spezi- N = r · f_s (20)

fischen Frequenzband enthaltene Signal auf ein einzel- 30

nes sinusförmiges Signal begrenzt ist nämlich das Signal Unter Berücksichtigung der weiter unten erläuterten

Fourier-Transformation wird zweckmäßigerweise die f(t)[=a sin a)t\ Zahl N so gewählt, daß sie Potenzen von 2 entspricht,

d.h. JV =2"».

Dann ergibt sich in diesem Fall der Autokorrelations- 35 Im Verarbeitungsschritt (2) werden die durch das Abkoeffizient v,zu: tasten erhaltenen A/-Abtastwerte einer Fourier-Trans-

forrnaiion unterworfen, um ein Frequenzspekirurn Ρ\ω)

_Vj=\f(t). f(t + \T)di zu erhalten, wie in Fig.7B dargestellt. In diesem Fall

= Ja sind oft ■ a sind co(t + iT)dt ergibt sich das Frequenzauflösevermögen Δ( aufgrund

1 , _. „,. 40 der Fourier-Transformation der N-Abtastwerte zu:

= ya' cos ωιΤ (14)

Af = fJN (21)

wobei Tdie Abtastperiode ist Aus Gleichung (14) ergeben sich die Autokorrelationskoeffizienten vo bis v₂ der Im Verarbeitungsschritt (3) wird das gewünschte Si-Zeitfolgen oder -Ordnungen 0 bis 2 jeweils zu: 45 gnalfrequenzband, d. h. das niedere oder das hohe Frequenzband des PB-Signals bestimmt, um das Leistungs-

1_ ₂ . . spektrum des gewählten Frequenzbandes zu finden. Mit

^Vo= T^a * ' 4[Hz] und /«[Hz] als die untere Grenzfrequenz bzw.

die obere Grenzfrequenz dieses Frequenzbandes erge-

1 , _ .... 50 ben sich die gewählte Bandbreite 5[5*z] und die Mitten-

v, = _Ta'cosa>r (16) f_requenz Zc[Hz] jeweils zu:

r₂= \ * cos 2ωΤ =\a*(2 cos'oT-1) ^{B = f}"~^{h (22)}

(17) Folglich ergeben sich aus den Gleichungen (11), 55
(13) und (15) bis (17) die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k\ und ki jeweils zu:

Es sei nun angenommen, daß Nl und Nh die Kanal-

A-, = ν, / V₀ = cos ωΤ (18) zahlen sind, die der unteren Grenzfrequenz ft [Hz] bzw.

60 der oberen Grenzfrequenz /Ή[Ηζ] entsprechen. Dann

. _ (V₀ "2-Vi²) _ _ /,Q^ werden die Kanalzahlen Nl und Nh so gewählt, daß sie

²~ V₀ ¹- vx² ~ ' ^¹³' folgende Gleichungen erfüllen:

Auf diese Weise können der partielle Autokorrela- N_L = \-^- +0,5 = Λ'(-^-) +0,5 (24)

tionskoeffizient k\ ersten Grades oder erster Ordnung 65 L Δ/ J \_ \ fs J J
und der partielle Autokorrelationskoeffizient fo zweiten

Grades oder zweiter Ordnung aus dem empfangenen yy = Γ/w +qsI = i/v (Jjl\+q 5Ί Π5)

Sienalabschnitt in dem spezifischen Frequenzband fest- LAf ' J \_ \ fs J 'J

17 18

wobei in den Gleichungen (24) und (25) durch die Sym- frequenten Band im Verarbeitungsschritt {9) bestimmt bole [ ] ausgedrückt ist, daß der Wert auf dem nächstlie- oder erfaßt worden ist, springt die Verarbeitung zurück genden ganzzahligen Wert abgerundet ist Folglich er- zum Verarbeitungsschritt (3) zum Wählen des höheren gibt sich die Zahl Λ/der Kanäle im gewählten Frequenz- Frequenzbandes, wobei ähnliche Verarbeitungsschritte band zu: 5 wiederholt werden. Das als Ergebnis der obigen Verarbeitung erfaßte PB-Signal wird schließlich im Verarbei- M = Nh- N_l+ 1 (26) tungsschritt (10) dekodiert

Die F i g. 8 und 9 zeigen als Beispiel VerEuchsergeb-

Diese Zahl Mist zweckmäßigerweise so gewählt, daß nisse in bezug auf ein PB-Signal und ein Sprauhsignal, sie Potenzen von 2 entspricht, d. h. M — 2^b zum Zweck io die gemäß der Verarbeitungsfolge nach F i g. 6 verarder weiter unten näher erläuterten inversen Fourier- beitet worden sind, wobei Fig.8 die Signalfrequenzer-Transformation. fassungcharakteristik für das PB-Signal und F i g. 9 die

Im Verarbeitungsschritt (4) wird der Teil des Spek- Werte der partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₂ trums, der den Kanalzahlen N_L bis N_H gemäß F i g. 7B des PB-Signals und des Sprachsignals zeigen,
entspricht, gewählt, wobei festzustellen ist, daß dessen 15 In F i g. 8 sind längs der vertikalen Achse die Fre-Leistungsspektrum das Leistungsspektrum der Kanäle 1 quenzgruppe der höheren Frequenzen HX (1209 Hz), bis M darstellt Dieses Leistungsspektrum wird durch H 2 (1336 Hz) und HZ (1477 Hz) und die Frequenzgrupeine Frequenzverschiebung des aus F i g. 7B erhaltenen pe der niederen Frequenzen L1 (697 Hz), L 2 /770 Hz), Leistungsspektrums erreicht, derart, daß die Kanalzahl L 3 (852 Hz) und L 4 (941 Hz) des PB-Signals dargestellt, Ni. der neuen Küialzah! 1 entspricht und daß die Kanal- 20 wobei an der Horizontalachse die relative Genauigkeit zahl Nfi der neuen Kanalwahl M entspricht Dann wird der Frequenzerfassung in Prozenten aufgetragen ist das Leistungsspektrum der Kanäle 1 bis M gefaltet, um Die Vollinien in F i g. 8 zeigen die erfaßten Frequenzbeein Leistungsspektrum von Kanälen (M + 1) bis 2M zu reiche, wenn zugelassen ist, daß die sich innerhalb des erhalten. Folglich wird eine symmetrische Leistungs- Bandes befindenden Signalfrequenzen der beiden Sispektrum-Folge bzw. ein symmetrischer Leistungsspek- 25 gnale in allen Kombinationen von hohen und niederen trum-Verlauf erhalten, wie in F i g. 7C dargestellt Frequenzbändern sich bis zu ± 2% ändern können und

Im Verarbeitungsschritt (5) werden die Autokorrela- sich die relativen Amplituden der beiden Signale bis zu tionskoeffizienten vo, vi und v₂ berechnet, wie in ± 15 dB ändern können, während die Symbole χ die Fig. 7D dargestellt, mittels der inversen Fourier-Trans- erfaßten Frequenzen von sich außerhalb des Bandes formation in bezug auf die Leistungsspektren der IM 30 befindenden Signalen zeigen, die Frequenzen besitzen, Kanäle. Anstelle dsr inversen Fourier-Transformation die höher als mindestens 2,8% als diejenigen des PB-Sikann die dazu äquivalente Cosinus-Transformation im gnals sind. An der Horizontalachse, die die relative Ge-Verarbeitungsschritt (5) verwendet werden, um diese nauigkeit der Signalfrequenzerfassung darstellt, ergibt Autokorrelationskoeffizienten au berechnen. sich der Prozentsatz zu (f/fo—1) χ 100, mit /ist gleich

Im Verarbeitungsschritt (6) werdt.i die partiellen Au- 35 erfaßte Ist-Frequenz und /₀ ist gleich die entsprechende tokorrelationskoeffizienten k\ und k₂ aufgrund der Au- PB-Signalfrequenz. Bei diesem Ausführungsbeispiel betokorrelationskoeffizienten ve v\ und v₂ berechnet ge- trug die Abtastfrequenz f, = 4 kHz und betrug die Zahl maß den Gleichungen (18) und (19). der Abtastungen N =128.

Im Verarbeitungsschritt (7) wird beurteilt, ob der Aus F i g. 8 ergibt sich, daß das so?, unsichere Band,

Wert des partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₂ 40 d. h. ein Bereich der vorzugsweise keinerlei Signal empder auf diese Weise berechnet worden ist, größer oder fängt, zwischen dem Signalfrequenzerfassungsbereich kleiner ist als -0,9, und wenn das Ergebnis der Beurtei- des zulässigen Bandes, der eine bis zu ±2% betragende lung zeigt, daß der Wert für A2 größer ist als —0,9 wird Frequenzschwankung erlaubt und jedem der benachentschieden, daß das Signal im gewählten Frequenz- barten Signalfrequenzbereiche von unzulässigen Bänband nicht das PB-Signal ist, das Sinussignalverlauf be- 45 dern, in denen die erfaßte Frequenz um mindestens sitzt, wobei dann die Verarbeitung zum Verarbeitungs- ±2,8% höher ist als die PB-Signalfrequenz, ist. Auf dieschritt (3) zurückspringt. Wenn andererseits der Wert se Weise kann das PB-Signal im zulässigen Band leicht für ki geringer ist als —0,9, findet der Verarbeitungs- oder deutlich von dem Signal im unzulässigen Band unschritt (8) statt, in dem der berechnete Wert des par- terschieden werden.

tiellen Autokorrelationskoeffizienten Jti zur Bestim- 50 In F i g. 9 zeigen die Punkte · als Beispiel die Werte mung der Signalfrequenz /"verwendet wird gemäß: der partiellen Autokorrelationskoeffizienten k₂, die er

halten werden, wenn die PB-Signalfrequenzen L\ bis Lt

/ = 4 + i?cos- ^](k\)/& (27) und Ht bis //3 empfangen werden, während die Sterne *

als Beispiel die Werte der partiellen Autokorrelations-

Im Verarbeitungsschritt (9) wird das Vorhandensein 55 koeffizienten k₂ zeigen, die erhalten werden, wenn einider berechneten Signalfrequenz /innerhalb des gewähl- ge Frequenzen eines Sprachsignals empfangen werden, ten zulässigen Bandes, des Frequenzbereiches, in dem Aus F i g. 9 ergibt sich, daß die Werte für k₂ notwendi-

das PB-Signal zu empfangen ist, beurteilt, und wenn die gerweise kleiner als ± 0,9 sein müssen, wenn ein PB-Siberechnete Signalfrequenz /nicht innerhalb des zulässi- gnal empfangen wird, während sie größer als -0,9 sind, gen Bandes liegt, wird entschieden, daß das Signal ein 60 wenn ein Sprachsignal empfangen wird. Auf diese Weianderes ist als das PB-Signal. se kann ein Sprachsignal zuverlässig zurückgewiesen

Die Signalfrequenz im Hochfrequenzband des PB-Si- werden durch Wählen eine Schwellenwertes für k₂ zu gnals wird in ähnlicher Weise in den Verarbeitungs- —0,9.
schritten(3)bis(9)erfaßt. Fig. 10 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des

Im Verarbeitungsschritt (10) wird das so erfaßte PB- 65 erfindungsgemäßen Mehrfrequenzsignalempfangssy-Signal dekodiert. Das heißt, wenn beispielsweise zu- stems, das zur Durchführung der Verarbeitungsfolge nächst das niederfrequente Band des PB-Signals ge- gemäßFig. 6geeignet ist.
wählt worden ist und eine Signalfrequenz in dem nieder- Das in F i g. 10 dargestellte Mehrfrequenzsignalemp-

fangssystem weist einen Signaleingangsanschluß 31, Umschalter 32,35, Pufferspeicher 33,34,37,38,39,42, 43, 46, 47, Hochgeschwindigkeits-Fourier-Transformatoren 36,40,41, Betriebsschaltungen 44,45, Schwellenwertschaltungen 48, 49, Vergleicher 50, 51, Signalfrequenzdetektoren 52,53, Einstell-Speicher 54,55, SignalausgangsanschlQsse 56,57 und einen Zähler 58 auf.

fm Betrieb wird ein digitales Signal, das durch Abtasten eines ursprünglichen oder Originalsignals mit einer Abtastfrequ^nz von beispielsweise 8 kHz erhalten wird, dem Eingangsanschluß 31 zugeführt und wird dann in dem Pufferspeicher 33 oder dem Pufferspeicher 34 über den Umschalter 32 gespeichert Dieser Umschalter 32 wird in Zeitintervallen von beispielsweise 32 ms umgeschaltet und die einen abgetasteten Daten von jeweils zwei abgetasteten Daten im digitalen Eingangssignal, die dem Eingangsanschluß 31 zugeführt sind, werden weggelassen, um die mit einer Abtastfrequenz von beispielsweise 4 kHz abgetasteten Eingangsdaten zu erzeugen, wobei derartige Dateneingänge in den Pufferspeichern 33 oder 34 gespeichert werden. Folglich werden Eingangssignaiabschnitte, die jeweils einer vorgegebenen Analysenzeitdauer von beispielsweise 32 ms entsprechen in den Pufferspeichern 33 bzw. 34 gespeichert Auf diese Weise werden die 128 abgetasteten Daten des digitalen Eingangssignals in jedem von den Pufferspeichern 33,34 gespeichert, wenn die Analysenzeitdauer 32 ms beträgt und die Abtastfrequenz der Pufferspeicher 33,34 wie erläutert 4 kHz beträgt

Bei Beendigung des Einschreibens der Daten in einen der Pufferspeicher 33,34 wird der Umschalter 32 umgeschaltet, um das Einschreiben der Daten in den anderen Pufferspeicher 34 bzw. 33 auszulösen. Zum gleichen Zeitpunkt wird der Schalter 35 so umgeschaltet, daß die im Pufferspeicher 33 oder 34 gespeicherten Daten dem Hochgeschwindigkeits-Fourier-Transformator 36 zugeführt werden, wo säe der Fourier-Transformation unterworfen werden. Das als Ergebnis der Fourier-Transformation erhaltene Frequenzspektrum wird im Pufferspeicher 37 in der Folge der Kanäle gespeichert, die den Bereichen 0 Hz bis zu hohen Frequenzen entsprechen. Das Ausgangssginal des Fourier-Transformators 36 gibt eine komplexe Zahl wieder einschließlich eines Realtcils, der sich aus der Cosinus-Transformation, und eines Imaginärteils, der sich aus der Sinus-Transformation ergibt.

Anschließend werden die Kanäle, die dem niederfrequenten Band des PB-Signals entsprechen, beispielsweise die 16 Kanäle von Nl =18 bis Nh =33, uno die Kanäle, die dem höheren Frequenzband des PB-Signals entsprechen, beispielsweise die 16 Kanäle von Nl = 34 bis Nn = 49, von der Frequenzspektrum-Information ausgewählt die im Pufferspeicher 37 gespeichert ist und werden in Leistungsspektren umgesetzt, die in dem Tiefband-Pufferspeicher 38 bzw. dem Hochband-Pufferspeicher 39 gespeichert werden. In jedem dieser Pufferspeicher 38, 39 wird das darin gespeicherte Leistungsspektrum der Kanäle 1 bis 16 gefaltet um den letzten oder den 16. Kanal des gespeicherten Leistungsspektrums, um ein Leistungsspektrum für Kanäle 17 bis 32 zu erzeugen. Das auf diese Weise in den Pufferspeichern 38 bzw. 39 gespeicherte symmetrische Leistungsspektrum wird verwendet, um eine parallele Erfassung des Signals im niederen Frequenzband bzw. des Signals in dem höheren Frequenzband durchzuführen. Da die Art der Signalerfajsung in dem niederen und dem höheren Frequenzband vollständig gleich ist, wird die Art und Weise der Signalerfassung im niederen Frequenzband beispielsweise ausführlich erläutert

Die in dem Pufferspeicher 38 gespeicherte Information, d. h. die Information des symmetrischen Leisuingsspektrums der Kanäle 1 bis 2 M, beispielsweise 1 bis 32, wird der inversen Fourier-Transformation im Hochgeschwindigkeits-Fourier-Transformator 40 unterworfen, um zum Anfang drei Komponenten herauszuführen, die die Autokorrelationskoeffizienten vo, v\ und v> sind. Diese Autokorrelationskoeffizienten vo, vi und v₂ werden im Pufferspeicher 42 gespeichert. Die Betriebsschaltung 44 berechnet die partiellen Autokorrdationskoeffizienten ki und ki auf der Grundlage der Werte für die Autokorrelationskoeffizienten vq, v_x und V2 gemäß den Gleichungen (18) und (19), und die berechneten Werte für die partiellen Autokorrelationskoeffizienten jt| und ki werden im Pufferspeicher 46 gespeichert

Die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k\ und ÄT2, die den einzelnen Signalfrequenzen des niederen und des höheren Frequenzbandes des PB-Signals entsprechen, können die in der Tafel 1 dargestellten Werte einnehmen.

Tafel 1

25	Niederes	Signalfre	Bereich für	0,50	ki
	30 Band	quenz
		[HZ]		0,07	<-0,9
	697	0,65 -	0,44
			0,85	<-0,9
35 höheres	770	0,27 -	038	<-0,9
Band	852	-0,23 -		<-0,9
	941	0,69 -	-0,40	<-0ß
	1209	0,65 -	-0,96
			<-0,9
1336	0,07 -	<-0,9
1477	-0,08 -

Die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k\ und ki nehmen die in der Tafel 1 spezifizierten Werte ein, «renn die Abtastfrequenz 4 kHz beträgt, wobei die Anzahl der Abtastungen 128 ist, entsprechend der Analysezeitdauer von 32 ms, wobei die gewählten Kanäle von niederem und höherem Band die Kanäle 18 bis 33 bzw. die Kanäle 34 bis 49 sind, wobei der Signalfrequenzschwankungsbereich für das zulässige Band innerhalb ±2,0% liegt und wobei der Frequenzschwankungsbereich für das unzulässige Band über ±2,8% liegt.

Die Speicher 54 und 55 speichern die Werte für k\ entsprechend der Signalfrequenzen im niederen bzw. im höheren Band gemäß Tafel 1. Der Vergleicher 50 vergleicht die Werte der partiellen Autokorrelationskoeffizitiiten k\, die im Pufferspeicher 46 gespeichert sind mit dem Wert für k_u der im Speicher 54 gespeichert ist, und wenn ersterer im Bereich des letzteren liegt,, der im Speicher 54 gespeichert ist, führt der Vergleicher 50 die entsprechende Signalfrequenz dem Signalfreq<uenzdetektor 52 zu. Der Wert des partiellen Autokorrelationskoeffizienten fa, der im Pufferspeicher 46 gespeichert ist, wird mittels der Schwellenwertschaltung 48 überprüft. Wenn der Wert für fa größer ist als der Schwellenwert von beispielsweise -0,9 bewirkt die Schwellenwertschaltung 48 eine Verhinderung oder Inhiibierung (Unterdrückung) des Ausgangssignals vom Signalfrequenzdetektor 52, das so erfaßt ist, daß das Eingangssignal nicht das PB-Signal ist. Wenn andererseits der Wert ki kleiner ist als der Schwellenwert von -0,9,

16 4U

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erlaubt oder ermöglicht die Schwellenwertschaltung 48 Selbstverständlich kann die Herausführung der Autodas Anlegen der Signalfrequenz, die dem Wert für Jt₁ korrelationskoeffizienten aus dem Leistungsspektrum entspricht, an den Ausgangsanschluß 56 vom Signalfre- auch durch die Cosinus-Transformation des Leistungsquenzdetektor 52. Folglich tritt nur dann, wenn die Wer- spektrums erhalten werden, weshalb es nicht notwendite für die partiellen Autokorrelationskoeffizienten k\ 5 gerweise erforderlich ist, das Leistungsspektrum zu fal- und ki innerhalb der vorgegebenen Bereiche liegen, d. h. ten, um das symmetrische Spektrum zu erhalten, das der lediglich dann, wenn der Wert für fa kleiner ist als —0,9 inversen Fourier-Transformation unterworfen wird, da und wenn der Wert k\ innerhalb des in Tafel 1 darge- das Leistungsspektrum selbst symmetrisch ist. stellten Bereiches liegt, die entsprechende Signalfre- Weiter kann, wenn auch die Signalfrequenz /"auf der quenz am Ausgangsanschluß 56 auf. io Grundlage das jetzt für den partiellen Autokorrela-

Der Zähler 58 zählt die Anzahl der Eingangsabtastun- tionskoeffizienten k\ bestimmt ist, der im Speicher 54 gen und erreicht ein Zeitsteuer-Ausgangssignal zum gespeichert ist, bei dem mit Bezug auf Fig. 10 erläuterkomplementären Umschalten der Umschalter 32 und 35, ten Ausführungsbeispiel, die Signalfrequenz /"direkt beum so eine kontinuierliche Signalverarbeitung zu errei- rechnet werden gemäß der Gleichung (27) auf der chen, wie in Fig. 11 dargestellt. Es sei nun angenom- 15 Grundlage des erfaßten Wertes für den partiellen Automen, daß # 1 und # 2 den Eingangspufferspeichern 32 korrelationskoeffizienten k\.

bzw. 34 zugeführten Daten sind. Die Daten # 1 werden Weiter kann eine Verarbeitungseinheit wie ein Mianfangs dem Pufferspeicher 33 zugeführt und nach Be- krorechner verwendet werden, um das Eingangssignal endigung des Speicherns der Daten # 1 im Pufferspei- gemäß einem vorgegebenen Programm zu verarbeiten, eher 33 werden die Daten # 2 dem Pufferspeicher 34 20 Der partielle Autokorrelationskoeffizient k? wird zugeführt. Gleichzeitig werden die im Pufferspeicher 33 durch Teilung berechnet, wie in den Gleichungen (13) gespeicherten Daten # 1 der Verarbeitungseinrichtung oder (19) dargestellt Jedoch gibt sich eine unerwünschte zugeführt die den Fourier-Transformator 36 enthält Verringerung der Genauigkeit aus einer einfachen Be- und werden verschiedenen Berechnungsarten, die oben rechnung durch Hardware unter Verwendung von ganerläutert sind, unterworfen. Nach Beendigung der Spei- 25 zen Zahlen, die jeweils durch eine begrenzte Anzahl von cherung der Daten # 2 im Pufferspeicher 34 werden die Bits dargestellt sind. Folglich kann die Gleichung (19) nächsten Daten # 1 dem Pufferspeicher 33 zugeführt modifiziert werden gemäß: und die in dem Pufferspeicher 34 gespeicherten Daten

# 2 werden der Verarbeitungseinrichtung zugeführt, k'i = £(voV2 — V|²) + (vo² — Vi²)]/vo² (28)

die den Fourier-Transformator 36 enthält, und werden 30

den notwendigen Berechnungen unterworfen. Diese Be- so daß festgestellt werden kann, ob das empfangene

triebsschritte werden zwecks kontinuierlicher Signal- Signal sinusförmig isi oder nicht aul der Grundlage von

verarbeitung wiederholt. beispielsweise | Jt^' | < 0,2.

Auf die oben erläuterte Weise treten die Signalfre- Aus der vorstehenden Beschreibung des Ausfüh-

quenzen des PB-Signals für das niedere und das höhere 35 rungsbeispiels der Erfindung, das in Fi g. 10 dargestellt

Band an den Ausgangsanschlüssen 56 bzw. 57 so auf, ist ergibt sich, daß die Autokorrelationskoeffizienten k\

daß das (Femsprech-) gewählte Signal erfaßt werden und h lediglich von den Signalfrequenzspektren des

kann. spezifischen Bands herausgeführt werden, das lediglich

Bei dem anhand F i g. 10 erläuterten Ausführungsbei- eine Frequenz enthält derart, daß diese partiellen Autospie! sind unabhängige Schaltungen für parallele Erfas- 40 korrelationskoeffizienten k\ und k₂ sehr einfach berechsung der Signalfrequenz im niederfrequenten Frequenz- net werden können gemäß den Gleichungen (18) und band und der Signalfrequenz im höherfrequenten Fre- (19). Auf diese Weise kann das empfangene Signal sehr quenzband des PB-Signals vorgesehen. Jedoch kann ei- einfach verarbeitet werden innerhalb einer sehr kurzen ne einzige gemeinsame Schaltung vorgesehen sein, um Zeitdauer, obwohl das System sehr einfach aufgebaut die Daten im Zeitvielfach oder Zeitmultiplex zu verar- 45 ist

beiten, wenn eine ausreichende Zeitmischung oder eine Der partielle Autokorrelationskoeffizient kj oder fo'.

ausreichende Zeitverschränkung für die Verarbeitung der gemäß der Gleichung (19) oder (28) berechnet ist.

in diesem Betriebsmodus vorhanden ist kann zum einfachen Beurteilen verwendet werden, ob

Beim mit Bezug auf Fig. 10 erläuterten Ausführungs- das empfangene Signal ein PB-Signal ist oder ein beispiel wurden Hochgeschwindigkeits-Fourier-Trans- 50 Sprachsignal, derart, daß der Empfang einer Imitation formatoren verwendet zur Durchführung der Fourier- vollständig verhindert werden kann. Transformation am Eingangssignal sowie auch zur Schließlich kann das Tonsignal von 400 Hz vollstän-Durchführung der inversen Fourier-Transformation des dig beseitigt werden, weil die Analyse bei lediglich dem Leistungsspektrums, um die Autokorrelationskoeffi- ausgewählten Band durchgeführt wird, zienten herauszuführen oder zu extrahieren. Anstelle 55 Bei dem mit Bezug auf Fig. 10 erläuterten Ausfühder Fourier-Transformatoren können Einrichtungen rungsbeispiel wird der partielle Autokorrelationskoeffiverwendet werden, die einen Mikrorechner und einen zient Ä2 oder £2'. der gemäß der Gleichung (19) oder (28) Speicher aufweisen, um die Cosinus-Transformation berechnet ist zur Beurteilung verwendet ob das emp- und die Sinus-Transformation von Daten durchzufüh- fangene Signal eine Imitation ist oder nicht Jedoch kann ren, um so die Fourier-Transformation und die Berech- 60 der Empfang einer Imitation in ähnlicher Weise auch nung der Autokorrelationskoeffizienten zu erreichen. In verhindert werden, wenn das Weiß-Filter 7 gemäß diesem Fall kann die Fourier-Transformation in bezug F i g. 2 verwendet wird und die Werte für k_h die gemäß auf die notwendigen Frequenzkanäle lediglich so durch- der allgemeinen Gleichung (9) berechnet sind, den Parageführt werden, daß die Autokorrelationskoeffizienten meter-Puffern 91,92 zugeführt werden, um die Vorherder Zeitfolgen oder -Ordnungen 0 bis 2 lediglich heraus- 65 sagerestfehler festzustellen, die zur Analyse dem Vorgeführt werden. Dies ist insoweit vorteilhaft daß die hersagefehieranalysator 2ö zugeführt werden. Speicherkapazität entsprechend verringert werden Wenn auch die Erfindung anhand einer Anwendung kann und daß die Berechnung vereinfacht werden kann. auf den Empfang eines PB-Signals als Beispiel erläutert

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worden ist, so ist die Erfindung selbstverständlich nicht darauf beschränkt, sondern ist ganz allgemein auf den Empfang eines Mehrfrequenzsignals anwendbar, das eine Signalfrequtnz in jedem von mehreren Bändern enthält.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

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Claims (11)

Patentansprüche:

1. Mehrfrequenzsignalempfängersystem zum Identifizieren eines empfangenen Signals durch Erfassen von Frequenzen in dem empfangenen Signal, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Extrahieren an sich bekannter partieller Autokorrelaticnskoeffizienten fJt-Paramter), deren Anzahl der Zahl entspricht, die zum Wiedergeben des empfangenen Signals notwendig ist, und eine Einrichtung zum Erfassen der Frequenzen abhängig von den durch die Extrahiereinrichtung erhaltenen Koeffizienten.

2. Mehrfrequenzsignalempfängersystem zum Identifizieren eines empfangenen Signals durch Erfassen von Frequenzen in dem empfangenen Signal, gekennzeichnet durch

eine Einrichtung zum Extrahieren an sich bekannter linearer Vorhersagekoeffizienten («-Parameter), deren Anzahi aer Zahl entspricht, die zum Wiedergeben des empfangenen Signais notwendig ist, und eine Einrichtung zum Erfassen der Frequenzen abhängig von den durch die Extrahiereinrichtung erhaltenen Koeffizienten.

3. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Extrahiereinrichtung (4) ein Whiteningfilter (7) zur Extraktion eines Vorhersage-Restfehlers aus dem empfangenen Signal aufweist und daß die Vorhersagekoeffizienten aus dem Ausgangssignal des Whitening-Filters (T, extrahiert werden.

4. MehrfrequenzsignßJempfäPgersystem nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Beurteilungseinrichtung (20), die abhängig vr-m Ausgangssignal des Whitening-Filters (7) durch Analyse eines Vorhersage-Restfehlers feststellt, ob das Vorhandensein des erwünschten Empfangssignals gegeben ist, um dadurch den Empfang einer Imitation zu verhindern.

5. Mehrfrequenzsignalempfangssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Extrahiereinrichtung für partielle Autokorrelationskoeffizienten vorgesehen ist, um ein Linienspektrum aufgrund der partiellen Autokorrelationskoeffizienten zur Identifizierung des empfangenen Signals zu bestimmen.

6. Mehrfachfrequenzsignalempfängersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Extrahiereinrichtung Betriebsschaltungen (44,45) zur Bestimmung der partiellen Autokorrelationskoeffizienten auf der Grundlage von Autokorrelationskoeffizienten (v\... V₁) des empfangenen Signals aufweist.

7. Mehrfachfrequenzsignalempfängersystem nach den Ansprüchen 1 bis 6, bei dem das Mehrfrequenzsignal jeweils eine einzige Signalfrequenz in jedem von mehreren spezifischen Frequenzbändern besitzt, gekennzeichnet durch Pufferspeicher (37—39) zur Aufnahme nur von jeweils eines Teils des Spektrums entsprechend einem der spezifischen Frequenzbänder, in denen jeweils die eine Signalfrequenz liegt.

8. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Leistungsspektrum, das die eine Signalfrequenz des spezifischen Frequenzbandes enthält, einer Frequenzverschiebung unterworfen wird und daß ein durch Falten des frequenzverschobenen Leistungsspektrums erhaltenes Leistungsspektrum mit dem frequenzverschobenen Leistungsspektrum so kombiniert wird, daß ein symmetrisches Leistungsspektrum erhalten wird (Fig. 10, Fourier-Transformatoren40,41).

9. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein der einen Signalfrequenz innerhalb des spezifischen Frequ«:nzban- des auf der Grundlage des Wertes eines der partiellen Autokorrelationskoeffizienten (k\ ... k,) festgestellt wird (Fig. 10, Signalfrequenzdetektor 52, 53).

10. Mehrfrequenzsjgnalempfängersystem nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Mehrfrequenzsignal ein Tastenwahlsignal (PB-Signal) ist

11. Mehrfrequenzsignalempfängersystem nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeich- net,

daß das Leistungsspektrum einer inversen-Fourier-Transformation unterworfen wird, um mehrere Autokorrelationskoeffizienten (v\... νί)zu extrahieren, und

daß eine Berechnung der partiellen Autokorrelationskoeffizienten (k\ ... k) unter Verwendung der Werte der Autokorrelationskoeffizitnten (v\ ... v,) vorgenommen wird (F i g. 10).