DE69919924T2

DE69919924T2 - Anpassbares Erfassungssystem für Speizspektrumübertragungen mit Kompensation von Frequenzversatz und Rauschen

Info

Publication number: DE69919924T2
Application number: DE69919924T
Authority: DE
Inventors: Sanguoon MZ 7315 San Diego Chung
Original assignee: Sony Electronics Inc
Current assignee: Sony Electronics Inc
Priority date: 1998-03-25
Filing date: 1999-03-17
Publication date: 2005-09-22
Anticipated expiration: 2019-03-18
Also published as: HK1023006A1; KR19990078150A; CN1134924C; EP1447917A1; EP0945994A3; EP0945994B1; US6363049B1; JPH11313382A; EP0945994A2; DE69919924D1; JP4253066B2; KR100473679B1; CN1241857A

Description

Die Erfindung betrifft allgemein ein Pseudo-Rauschcode-Erfassungssystem für Codemultiplex-("CDMA")- und Direktsequenz-Spreizspektrum-(DSS)-Systeme, z.B. für die Verwendung in Verbindung mit einer zellularen Kommunikationseinrichtung. Sie bezieht sich insbesondere auf ein Erfassungssystem, das den Betrieb in einer Umgebung sowohl mit weißem Gaußschem Rauschen als auch mit Frequenzoffset verbessert und das Signal-/Rauschverhältnis (SNR) ermittelt, um festzustellen, wann der Suchprozeß gestoppt und die Suchrate justiert werden soll.
Herkömmliche Erfassungssysteme benutzen eine nichtkohärente Addition der partiellen Korrelation des gesendeten und empfangenen Pseudo-Rausch-(PN)-Signals, um die Auswirkung des Frequenzoffsets während der Synchronisierung und der Erfassung abzumildern. Die primäre Funktion der Synchronisierung in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem besteht darin, für die Demodulation des empfangenen Signals den Pseudo-Rausch-(PN)-Code rückzuspreizen. Dies wird dadurch erreicht, daß in dem Empfänger eine lokale Replik des PN-Codes erzeugt und das lokale PN-Signal dann mit dem einem ankommenden Empfangssignal überlagerten PN-Signal synchronisiert wird. Der Synchronisationsprozeß wird üblicherweise in zwei Schritten durchgeführt. Der erste Schritt, der als Erfassung bezeichnet wird, besteht darin, daß die beiden Codes innerhalb eines Code-Chip-Intervalls zeitlich grob ausgerichtet werden. In dem zweiten Schritt, der als Tracking bezeichnet wird, wird dann die bestmögliche Wellenformausrichtung zwischen dem überlagerten PN-Signal und dem lokal erzeugten PN-Signal mit Hilfe einer Rückkopplungsschleife übernommen und kontinuierlich aufrechterhalten. Die vorliegende Erfindung konzentriert sich auf den Erfassungsaspekt des Synchronisationssystems.
Wegen der Wichtigkeit der Synchronisation (oder der Erfassung) wurden zahlreiche Schemata vorgeschlagen, die in verschiedenen Anwendungsbereichen unterschiedliche Arten von Detektoren und Entscheidungsstrategien benutzen. Ein gemeinsames Merkmal der meisten Synchronisations-Schemata besteht darin, daß das empfangene Signal und das lokal erzeugte Signal zunächst korreliert werden, um ein Maß für die Ähnlichkeit zwischen beiden zu erzeugen. Als zweites wird dieses Maß dann mit einem Schwellwert verglichen, um zu entscheiden, ob die Signale zueinander synchron sind. Wenn Synchronisation detektiert wird, übernimmt die Tracking-Schleife. Wenn keine Synchronisation gegeben ist, sieht die Erfassungsprozedur eine Phasenänderung des lokal erzeugten PN-Codes vor, und es als Teil einer systematischen Suche durch alle möglichen Phasen des PN-Signals des Empfängers wird eine andere Korrelation versucht.
Die Erfassungsgeschwindigkeit und -genauigkeit bilden einen der Hauptfaktoren, die die Leistung von CDMA-Empfängern begrenzen. Wegen der Faktoren, die die Systemleistung beeinträchtigen, z.B. ein niedriges Signal-/Rauschverhältnis (SNR), Frequenzoffset aufgrund der Unvollkommenheit des Frequenzgenerators (Quarzoszillator), der Doppler-Frequenzverschiebung und der Schwundumgebung ist die anfängliche Code-Erfassung im allgemeinen die schwierigste Operation, die in einem Spreizspektrumsystem durchzuführen ist. Die vorliegende Erfindung ist primär darauf gerichtet, die Erfassungsgeschwindigkeit und -genauigkeit in einer Umgebung mit niedrigem SNR und mit Frequenzoffset zu verbessern.
Wenn man es mit einer Umgebung mit additivem weißem Gaußschen Rauschen (AWGN) zu tun hat, ist der Maximum-Likelihood-Lösungsweg ein herkömmlicher und der robusteste Lösungsweg für die Erfassung. Für lange PN-Codes mit großem Verfahrensgewinn, wie sie in Spreizspektrumsystemen benutzt werden, ist jedoch die Komplexität der parallelen Implementierung oder die Zeit für das Durchsuchen des gesamten Code-Raums bei einer seriellen Implementierung häufig prohibitiv.
Ein zweiter Lösungsweg benutzt eine serielle Suche, die durchgeführt wird, indem die Zeitdifferenz zwischen dem PN-Code mit einem kontinuierlichen Entscheidungsprozeß linear variiert wird, wobei festgestellt wird, wann Synchronisation erreicht ist. Ein solches System wird in der Literatur auch als "Single-Dwell-Sliding"-Erfassungssystem bezeichnet und ist in 1 dargestellt. Da der Test für die Synchronisation auf der Überquerung eines Schwellwert basiert, ist bei diesem Schema im Vergleich zu dem oben diskutierten seriellen Maximum-Likelihood-Erfassungssystem (das eine Durchsuchung des gesamten Spektrums erfordert) die Erfassungszeit kürzer, allerdings auf Kosten einer reduzierten Genauigkeit bei der Detektierung der Synchronisation.
Diese herkömmliche serielle Suche (oder Algorithmus) benutzt einen vorbestimmten festen Schwellwert für die Synchronisations-Detektierung. Wie für die einschlägige Technik bekannt ist, kann bei dem Lösungsweg (oder dem System) mit serieller Suche die beste Erfassungsleistung jedoch durch Benutzung eines optimalen Werts für den Schwellwert erreicht werden. In einer praktischen Kommunikationsumgebung ist der optimale Schwellwert eine Funktion des Signal-/Rauschverhältnisses (SNR), das von einer Zeit zur anderen und von einer Stelle zur anderen verschieden sein kann.
In einer solchen praktischen Kommunikationsumgebung muß für der effizienten Betrieb eines Empfängers mit direktem Sequenz-Spreizspektrum (DSSS-Empfänger) für die Bestimmung der Entscheidungsschwelle eine automatische Pegelsteuerung benutzt werden. Es wurden einige Artikel veröffentlicht, in denen eine automatische Steuerung für die Entscheidungsschwelle vorgeschlagen wurde. Dazu gehören das US-Patent 5 440 597, S. Chung and S. Czaja; S. Chung "A New Serial Search Acquisition Approach with Automatic Decision Threshold Control", Proc. IEEE Inter. Conf. On VTC, Seiten 530-36, Juli 1995; S.G. Glisic, "Automatic Decision Threshold Level Control (ADTLC) In Direct Sequence Spectrum Systems Based on Matched Filtering", IEEE Trans. on Commun., Band 36, Seiten 519-28, April 1988; S.G. Glisic "Automatic Decision Threshold Level Control (ADTLC) In Direct Sequence Spectrum Systems", IEEE Trans. on Commun., Seiten 187-92, Februar 1991. Der dritte und vierte dieser automatischen Schwellwert-Steueralgorithmen nutzen die Rauscheigenschaften in dem System, indem sie zwei parallele Signalenergiedetektoren verwenden. Die Rauscheigenschaften werden durch Rückspreizen eines empfangenen Signals gewonnen, indem zwei zeitversetzte Versionen des lokalen PN-Codes auf die zwei parallelen Signaldetektoren angewendet werden und aus den beiden Ausgangssignalen der Detektoren die kleinere Signalenergie ausgewählt wird. Diese automatischen Schwellwertsteueralgorithmen benutzen so die momentanen Rauscheigenschaften einer gefilterten Version der Rauschstatistiken, um ihre Entscheidungsschwelle zu steuern. Diese Algorithmen erfordern auch die Optimierung der Entwurfsparameter auf der Basis des erwarteten SNR-Werts oder der Kommunikationsumgebung und sind deshalb noch nicht voll signaladaptiv. Der zweite dieser automatischen Steueralgorithmen ist ein signaladaptiver Algorithmus und benutzt Echtzeit-SNR-Statistiken, indem er Echtzeitrauschen und einen Signalschätzwert abschätzt und die Entscheidungen auf der Basis der SNR-Schätzwerte trifft. Jedoch verfehlt auch dieses Erfassungssystem eine adäquate Lösung der Erfassungsprobleme in einer Umgebung mit Frequenzoffset, um eine zuverlässigere Erfassung sicherzustellen.
Obwohl bisher bereits zahlreiche Lösungswege für die Erfassung bekannt wurden, die sich mit dem Problem einer Umgebung mit additivem weißem Gaußschen Rauschen (AWGN) befassen, gibt es keine Lösungswege für die Erfassung, die diejenigen Probleme adäquat angehen, die in einer Frequenzoffset-Umgebung angetroffen werden. Es wäre deshalb nützlich, einen Lösungsweg für die Erfassung zur Verfügung zu stellen, der sowohl die AWGN- als auch die Frequenzoffset-Probleme angeht und die Leistung vorhandener Lösungswege zur Erfassung sowohl in AWGN- als auch in Frequenzoffset-Umgebungen verbessert.
Es ist ein Ziel der Erfindung, ein verbessertes adaptives Erfassungssystem für CDMA- und Spreizspektrumsysteme zur Verfügung zu stellen, die speziell in einer Frequenzoffset-Um gebung die Detektierungswahrscheinlichkeit vergrößern und die Wahrscheinlichkeit von Fehlalarm signifikant reduzieren.
US 5 579 338 offenbart ein Verfahren zum Suchen und Erfassen eines Code-Division-Multiple-Access-("CDMA")-Signals mit den Verfahrensschritten
Empfangen eines CDMA-Signals,
Extrahieren eines Pseudo-Rausch-(PN)-Signals aus dem empfangenen CDMA-Signal,
Generieren eines lokalen PN-Signals,
Feststellen des Frequenzversatzes zwischen dem aus dem empfangenen Signal extrahierten PN-Signal und dem lokal generierten PN-Signal,
Feststellen, ob das empfangene Signal ein richtiges Sendesignal ist,
Dekodieren des empfangenen Signals und Herleiten einer partiellen Korrelation zwischen dem empfangenen Signal und dem lokal generierten PN-Signal.
Nach einem Aspekt ist das Verfahren gemäß der Erfindung gekennzeichnet durch
Anwenden eines schnellen Fourier-Transformations-(FFT)-Prozesses auf die genannte partielle Korrelation,
Verwenden einer kurzen Korrelationslänge (N1) in dem FFT-Prozeß zum Schätzen eines Signal-/Rausch-Verhältnisses (SNR),
Feststellen auf der Basis der Ergebnisse des FFT-Prozesses mit der kurzen Korrelationslänge, ob in einem zweiten FFT-Prozeß eine lange Korrelationslänge (N2) zu benutzen ist, um ein zweites geschätztes SNR zu bestimmen.
US 5 579 338 offenbart ferner ein Gerät zum eines Code-Multiplex-(CDMA)-Signals
mit einem Emfänger zum Empfangen eines CDMA-Signals,
mit einer Einrichtung zum Extrahieren eines Pseudo-Rausch-Signals aus dem empfangenen CDMA-Signal,
mit einem Signalgenerator zum Generieren eines lokalen PN-Signals,
mit einer ersten Einrichtung zum Feststellen des Frequenzversatzes und einer partiellen Korrelation zwischen dem aus dem empfangenen Signal extrahierten PN-Signal und dem lokal generierten PN-Signal,
mit einer zweiten Einrichtung zum Feststellen, ob das empfangene Signal ein richtiges Sendesignal ist,
und mit einem Dekodierer zum Dekodieren des empfangenen Signals.
Nach einem anderen Aspekt ist das Gerät gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Einrichtung so angeordnet ist, daß sie schnelle Fourier-Transformation (FFT) auf die genannte partielle Korrelation anwendet und in dem FFT-Prozeß eine kurze Korrelationslänge benutzt, um ein Signal-/Rausch-Verhältnis (SNR) zu schätzen,
sowie gekennzeichnet durch eine dritte Einrichtung, um auf der Basis der Ergebnisse des FFT-Prozesses mit der kurzen Korrelationslänge festzustellen, ob in einem zweiten FFT-Prozeß eine lange Korrelationslänge zu benutzen ist.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel schätzt das Erfassungssystem gemäß der Erfindung einen optimalen Schwellwert, indem es die Statistiken des Signals und des Rauschens ausnutzt und dadurch eine optimale Entscheidung auf der Basis des Schwellwerts trifft. Dieser Schwellwert wird durch Anwendung der Maximal-Likelihood-(ML)-Schätzung geschätzt. Der Schwellwert wird in einer Erfassung mit serieller Suche (SS) benutzt und trifft eine Entscheidung, indem der aktualisierte Schwellwert mit der laufenden Signalstärke verglichen wird.
Der schnelle Fourier-Transformations-("FFT")-Prozeß kann benutzt werden, um Probleme während der Erfassung nicht nur in einer AWGN-Umgebung sondern auch in einer Frequenzoffset-Umgebung adäquat anzugehen. Das neue Erfassungssystem benutzt verschiedene konventionelle und eine Anzahl von neuen Merkmalen. Die konventionellen Merkmale umfassen: Signaldetektierung und -schätzung usw. und einen Rauschenergieschätzer, der bei der Schätzung des Signal-/Rauschverhältnisses (SNR) benutzt wird. Das SNR wird für die Berechnung der optimalen Schwelle und der entsprechenden Fehlalarmrate benutzt, und die Fehlalarmrate wird zur Bestimmung der Zahl der rauschbehafteten Bins benutzt, die getestet werden sollen, bevor der Suchprozeß nach der Detektierung des Synchronisations-Kandidaten stoppt.
Das neue Erfassungssystem gemäß der Erfindung enthält auch neue Merkmale, einschließlich eines Frequenzoffset-Schätzers, der einen Frequenzoffset-Schätzwert bestimmt, indem er schnelle Fourier-Transformation (FFT) auf die partielle Korrelation zwischen der lokal erzeugten PN-Sequenz und dem dem empfangenen Signal überlagerten PN-Signal anwendet. Die schnelle Fourier-Transformation kann in Hardware implementiert sein und wird zur schnellen Verarbeitung mit Hilfe von Verschiebungs- und Addieroperationen anstelle von Multiplikation durchgeführt. Das geschätzte SNR, das aus Berechnungen auf der Basis der kurzen Korrelationslänge (dem ersten Dwell) gewonnen wird, kann benutzt werden, um festzustellen, ob Berechnungen auf der Basis der langen Korrelationslänge (zweiter Dwell) zu benutzen sind oder nicht. Das geschätzte SNR, das aus der langen Korrelationslänge (dem zweiten Dwell) gewonnen wird, kann als Hilfsparameter benutzt werden, um eine Entscheidung zu treffen, ob der Suchprozeß gestoppt werden soll. Dieser Prozeß macht die Erfassung schneller und zuverlässiger. Das geschätzte SNR in dem Pfad des langen Korrelationssignals (zweiter Dwell) erlaubt eine zuverlässigere Korrelation. Das geschätzte SNR, das an dem Ausgang des Erfassungsprozesses gewonnen wird, kann zur Justierung der Suchrate benutzt werden. Dies kann die Suchrate des Pilotsignals entweder in einem Zeitschlitzmodus oder am Beginn der Erfassungsprozedur sein, um Energie zu sparen.
Anders als die konventionellen Maximum-Likelihood-Systeme kann das erfindungsgemäß aufgebaute System immer eine Entscheidung treffen, wenn eine zuverlässige Synchronisation detektiert wird, ohne daß der gesamte PN-Raum durchsucht werden muß. Das erfindungsgemäß aufgebaute neue Erfassungssystem benutzt vorzugsweise einen signalabhängigen, adaptiven optimalen Schwellwert und stoppt den Erfassungsprozeß, nachdem bestätigt wird, daß ein Signal erfaßt wurde. Dieser Prozeß benutzt das geschätzte SNR, das als Nebenprodukt des Erfassungsprozesses gewonnen wird, sowie eine Logik zur Vorverifizierung, um die richtige Erfassung zu bestätigen. Durch die Verwendung des FFT-Prozesses gemäß der Erfindung erreicht der Lösungsweg zur Erfassung eine signifikant schnellere Erfassung im Vergleich zu herkömmlichen Erfassungslösungen in einer Frequenzoffset-Umgebung.
Weitere vorteilhafte Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen definiert. Zum vollständigeren Verständnis eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung wird auf die folgende Beschreibung verwiesen, die lediglich ein Beispiel darstellt, sowie auf die anliegenden Zeichnungen.
1 zeigt ein Blockdiagramm eines konventionellen DS-Single-Dwell-Serial-Sliding-Erfassungssystems,
2 zeigt ein Blockdiagramm des erfindungsgemäß aufgebauten Erfassungsalgorithmus mit durch Fourier-Transformation unterstützter kontinuierlicher Überwachungs-Suchkorrelation (FTACMSC),
3 zeigt die Implementierung der schnellen Fourier-Transformation in Hardware gemäß der Erfindung,
4 zeigt die allgemeine Form eines erfindungsgemäß aufgebauten Signaldetektors,
5 zeigt die Schritte, die bei der Bestimmung einer FFT gemäß der Erfindung benutzt werden.
Zunächst wird auf 2 Bezug genommen, in der ein FTACMSC-(Fourier Transform Aided Continuous Monitoring Search Correlation)-Erfassungsalgorithmus gemäß der Erfindung dargestellt ist. Das Erfassungssystem gemäß der Erfindung, wie es in 2 dargestellt ist, benutzt einen ersten Kurzkorrelator mit der Korrelationslänge N1 und einen zweiten Langkorrelator mit der Korrelationslänge N2. Das Erfassungssystem benutzt weiterhin vier adaptive Schwellwerte Tsc1, Tsd1 und Tsc2, Tsd2 für den Vergleich mit den Ausgangssignalen des Kurz- bzw. Langkorrelators. Es ist zu beachten, daß eine Anzahl der Blöcke in dem Blockdiagramm von 2 entweder in Hardware oder in Software implementiert werden können. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind jedoch die Blöcke 200-212, 226, 228, 236, 238 und 240-256 in Hardware implementiert, um eine hohe Verarbeitungsgeschwindigkeit zu erzielen.
Wie 2 zeigt, wird als Signal S20 ein PN-Codesignal S(t) plus Rauschen n(t) empfangen und in dem Multiplikationsknoten 201 des Empfängers mit dem lokal erzeugten PN-Code multipliziert. Das Ergebnis wird auf die Integration der partiellen Korrelationsgröße Np in dem Block 200 angewendet. Durch Anwendung dieses partiellen Korrelationsprozesses über eine versuchsweise (oder kurze) Integration von N1 Abtastwerten in den Blöcken 202 und 204 werden J partielle Korrelationswerte gewonnen. Nach Abschluß dieses Prozesses werden in dem Block 206 L-J Nullen in den Korrelationspuffern angeordnet. Dann wird in dem Block 208 eine L-Punkt-FFT bestimmt. Die Zahlen J und K werden gewonnen, indem J = N1/(partielle Korrelationsgröße Np) bzw. K = N2/(partielle Korrelationsgröße Np) in ASIC-Hardware gesetzt werden. Die Implementierung der FFT in ASIC-Hardware wird nun anhand von 3 beschrieben.
Wie 3 zeigt wird die FFT in Hardware implementiert, wobei ausschließlich Bitverschiebungs- und Addieroperationen in der folgenden Weise benutzt werden. Es wird eine 8-Punkt-FFT-Implementierung erläutert, wobei diese jedoch nur als Beispiel dient und auch andere FFTs benutzt werden können, ohne daß damit der Rahmen der Erfindung verlassen wird. Zunächst werden aus dem Erfassungsprozeß L=8 partielle Korrelationswerte R(1), R(2), ..., R(8) gewonnen (Block 202 und 206 in 2). Dann werden diese Korrelationswerte als Eingangsgrößen von L FFT-Eingangspuffern folgendermaßen gespeichert:
Xo(0) = R(1), Xo(1)= R(2), Xo(2) = R(3), Xo(3) = R(4),
Xo(4) = R(5), Xo(5) = R(6), Xo(6) = R(7), Xo(7) = R(8).
Da eine 8-Punkt-FFT angewendet wird, wird eine 3-Stufen-FFT-Butterflyschaltung benötigt, wie sie in 3 dargestellt ist. Die Schreibweise w^j repräsentiert den Eigenvektor für die FFT in 3. Der Wert von w^j ist der folgende:
w^ø = e^jø = 1
w¹ = e^-jπ/4 = 0,707107 – j0,707107
w² = e^-1π/2 = -j
w³ = e^-j3π/4 = -0,707107 – j0,707107
w⁴= e^-π= -1
w⁵ = e^-j5π/4 = -0,707107 + j0,707107
w⁶ = e^-j6π/4 = -j
w⁷ = e^-j7π/4 = 0,707107 + j0,707107
Der Wert des Eigenvektors wird durch folgendermaßen Bitverschiebung und -addition gewonnen: 0,707107 ≈ 1 – 2-2 < 1 + 2-2[1 – 2-2{1 + 2-2(1 – 1/2)}]> = 0,70703
Der Wert der Energie in dem fünften Frequenz-Bin X₃(4) kann (beispielsweise) folgendermaßen ermittelt werden. Der Wert der Energie in den anderen Frequenz-Bins kann ähnlich berechnet werden X3(4) = X2(4) + w1X2(5) = X2(4) + 0,707107(1 – j)X2(5) ≈ X2(4) + 0,70703(1 – j)X2(5) ⧋ X2(4) + 0,70703Z
Zur Vereinfachung kann die Schreibweise Z = (1 – j)X₂(5) benutzt werden. Das Ergebnis von 0,70703Z kann durch die folgenden zehn Schritte gewonnen werden, wie dies in 5 dargestellt ist. 0,70703 = 1 – 2-2 < 1 + 2-2 [1 – 2-2{1 + 2-1(1 – 2-1)}] >
Die obige Zahl 0,70703Z läßt sich erfindungsgemäß durch die folgende Syntheseoperation gewinnen, indem nur Hardware-Addition, -Subtraktion und -Bitverschiebung benutzt wird.

(1) Verschiebe Z um 1 Bit nach rechts: A D ⧋ 2^-1Z
(2) Subtrahiere A von Z um B zu erhalten: B ⧋ Z – A = Z(1 – 2-1)
(3) Verschiebe B um 1 Bit nach rechts, wodurch sich C ergibt: C ⧋ 2-1B = 2-1B = 2-1Z(1 – 2-1) = Z·2-1(1 – 21)
(4) Addiere C zu Z, wodurch sich D ergibt: D = Z + C = Z(1 + 2-1(1 – 21))
(5) Verschiebe D um 2 Bits nach rechts, wodurch sich E ergibt: E = 2-2D = Z·2-2(1 + 2-1(1 – 2-1)
(6) Subtrahiere E von Z, wodurch sich F ergibt: F = Z – E = Z(1 – 2-2(1 + 2-1(-2-1)))
(7) Verschiebe F um 2 Bits nach rechts, wodurch sich G ergibt: G = 2-2F = Z·2-2(1 – 2-2(1 + 2-1(1 – 2-1)))
(8) Addiere G zu Z, wodurch sich H ergibt: H = Z + G = Z(1 + 2-2(1 – 2-2(1 + 2-1(1 – 2-1))))
(9) Verschiebe H um 2 Bits nach rechts, wodurch sich I ergibt: I = 2-2H = Z·2-2(1 + 2-2(1 – 2-2(1 + 2-1(1 – 2-1))))
(10) Subtrahiere I von Z, wodurch sich J ergibt: J = Z – I = Z(1 – 2-2(1 + 2-2(1 – 2-2(1 + 2-1(1 – 2-1)))))

Somit wird durch diese Prozedur festgestellt, daß J = 0,70703Z. Durch diese Implementierung ist es also möglich, die FFT ausschließlich mit Hilfe von Addition, Subtraktion und Bitverschiebung zu bestimmen, die alle in Hardware implementiert werden können, um die Rechenzeit zu verkürzen.
Es sei noch einmal auf 2 und Schritt 208 Bezug genommen. L ist ein Exponent von 2, der die kleinste notwendige Zahl von Schritten für die Durchführung der FFT darstellt, jedoch größer oder zumindest gleich (J + K) ist. In dem Schritt 210 wird die Energie in der Frequenzdomäne gewonnen, indem Z₁ in allen L Frequenz-Bins S(n) auf die maximale Energie gesetzt wird, wobei n = 1, 2, ..., L. Wenn in dem Schritt 212 das Ausgangssignal der Frequenzdomänenenergie zur Zeit t nicht das (1-x)-fache der Signaldetektierungsschwelle Tsd1 überschreitet, wobei x zwischen 1/16 und 1/8 liegt (das das maximale Energie-Ausgangssignal darstellt, das vorher bis zur Zeit t-1 gewonnen wurde), vergleicht das Erfassungssystem in dem Schritt 214 das maximale Energie-Ausgangssignal Z₁ der ersten Frequenzdomäne mit der Signalklassifizierungsschwelle Tsc1 (dem optimalen Schwellwert zwischen dem Rausch-Schätzwert und der Signaldetektierungsschwelle Tsd1). Wenn das Energie-Ausgangssignal Z₁ der ersten Frequenzdomäne die Signalklassifizierungsschwelle überschreitet, setzt das System in dem Schritt 232 den Zähler m für die rauschbehafteten Bins (oder die inkorrekte Zelle) auf Null.
In dem Schritt 234 vergleicht das Erfassungssystem dann die laufende Phase "i" mit der Zahl der PN-Phasen in dem gesamten PN-Raum "q", um festzustellen, ob alle PN-Phasen durchsucht wurden. Das "q" repräsentiert die Gesamtzahl der PN-Räume, geteilt durch die Chip-Auflösung. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird Halbchip-Auflösung benutzt. Wenn die laufende PN-Phase "i" das gesamte "q" erreicht, stoppt das Erfassungssystem den Suchprozeß, und die Steuerung geht weiter zu dem Schritt 224, in welchem die (weiter unten erläuterte) Verifizierungslogik angewendet wird, und die Prozedur wird abgeschlossen. Dies ist ein Anzeichen dafür, daß das Erfassungssystem den ganzen möglichen PN-Raum durchsucht hat, das System muß dann das Signal oder die Entscheidungsqualität testen.
Falls die laufende PN-Phase "i" jedoch nicht das gesamte "q" erreicht, ist in dem Schritt 224i nicht gleich q, und die Steuerung geht weiter zu dem Schritt 236. In dem Schritt 236 wird die Phase des lokal erzeugten Codesignals um die Hälfte eines Chips geändert, in dem Schritt 238 wird ein neuer PN-Code erzeugt, und die Korrelation wird erneut geprüft.
Wenn in dem Schritt 214 das Energie-Ausgangssignal Z₁ der ersten Frequenzdomäne die Signalklassifizierungsschwelle Tsc1 nicht überschreitet, wird der Rausch-Schätzwert für den ersten Dwell in dem Schritt 216 aktualisiert, indem das Energie-Ausgangssignal der Frequenzdomäne dem Rausch-Schätzer (1-Pol-IIR- oder Mittelwertoperator) zugeführt wird, und der Zähler m für die rauschbehafteten Bins wird in dem Schritt 218 um 1 erhöht. Der Zähler m für die rauschbehafteten Bins wird dann in dem Schritt 220 mit dem Schwellwert M verglichen. Der Schwellwert M ist eine vorbestimmte Zahl von rauschbehafteten Bins (oder inkorrekten Zellen), die gezählt werden sollen, bevor eine Suche nach der Detektierung des Synchronisations-Kandidaten gestoppt wird. Der Schwellwert M wird durch die Auswertung der Fehlalarmwahrscheinlichkeit gewonnen, wie dies im folgenden erläutert wird.
Die Schlüssel-Systemparameter des neuen Erfassungsalgorithmus gemäß der Erfindung, die bestimmt werden, sind die Signalklassifizierungsschwelle und die Zahl der inkorrekten Zellen, die getestet werden sollen, bevor der Suchprozeß gestoppt wird, nachdem ein Signalkandidat detektiert wurde. Die allgemeine Form eines komplexen Signaldetektors in einem diskreten System ist in 4 dargestellt. In 4 wird ein dem Empfänger zugeführtes Eingangssignal r_k mit dem PN-Codesignal p_k multipliziert. Das multiplizierte Ausgangssignal y_k wird über N Chips kohärent integriert. Das empfangene Signal r_k und das lokal erzeugte PN-Signal p_k können folgendermaßen entwickelt werden:
r_k = s_k+ε + n_k und p_k = s_k+i
worin s_k+e das übertragene PN-Signal und n_k Rauschen bedeutet. Der Index ε ist der Offset des übertragenen (gesendeten?) PN-Signals. Das multiplizierte Ausgangssignal y_k kann entwickelt werden durch yk = Ak + nk = yck + jysk = (Ack + nck) + j(Ask + nsk) (1)für eine Synchronisationshypothese (= H1) d.h. ε = ε ^. yk = nk = yck + jysk = nck + jnsk (2)für eine Nichtsynchronisationshypothese (= H₀), d.h. ε = ε ^. Die Indizes c und s repräsentieren den Real- und Imaginärteil des Signals, und der Index k repräsentiert die k-te Abtastprobe in der kohärenten Integrationsperiode. n_ck und n_sk sind Null-Mittelwert-Gaußsche Zufallsvariable mit der Varianz σ² _n = N₀/2 und A² = E_c worin E_c die Energie pro Chip ist. Es ist zu beachten, daß y_ck und y_sk Gaußsche Zufallsvariable mit der Varianz σ² _n sind und in Abhängigkeit von der Hypothese (H₁ oder H₀) zwei Mittelwerte haben. Die Integration von y_k über N Chips ergibt
worin Y_c und Y_s Gaußsche Zufallsvariable mit dem Mittelwert NA oder Null sind, abhängig von der Hypothese, zu der das Signal gehört, und der Varianz σ² = Nσ² _n. Die Energie am Ausgang des Hüllkurvenschätzers mit quadratischem Gesetz ist gegeben durch z = Y2 c + Y2 s (4).
Da Y_c und Y_s statistisch unabhängig und identisch verteilte Gaußsche Zufallsvariable sind, hat die Energie z eine nichtzentrale (für die Hypothese Ni) oder eine zentrale (für die Hypothese H₀) chi-Quadrat-Verteilung mit zwei Freiheitsgraden. Für die Hypothese-H₁-Zelle ist die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion (pdf) der Energie z gegeben als
worin S2 = 2N2A2 und σ2 = Nσ2 n (6)
Der Mittelwert von z: E(z/H1) = 2σ2 + s2 (7)und I₀(.) ist die modifizierte Besselfunktion nullter Ordnung der ersten Art. Die Wahrscheinlichkeit, daß ein Pilotsignal nach der Integration fehlt, ist gegeben durch
worin Q_n(.) die verallgemeinerte Marcum-Q-Funktion ist.
Für die Hypothese-H₀-Zelle ist die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion (pdf) der Energie z gegeben durch
Der Mittelwert von z: E(z/H0) = 2σ2 (10)
Die Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms nach der Integration ist gegeben durch
Somit kann der optimale Schwellwert gewonnen werden, indem der Wert von z bestimmt wird, der die Ausfallwahrscheinlichkeit von Gleichung (8) gleich der Fehlalarmwahrscheinlichkeit von Gleichung (11) macht. Diese hochintensive Prozedur ist jedoch für die Echtzeit-Anwendung gemäß der Erfindung nicht praktikabel. Deshalb wird ein heuristischer Lösungsweg angewendet, um den Schwellwert für die Echtzeitanwendung zu bestimmen.
Erfindungsgemäß wird so auf die Wirkungsweise des neuen Erfassungssystems des vorangehenden Abschnitts zurückgegriffen. Die Signalenergie (oder das maximale Korrelator-Ausgangssignal) wird als Signaldetektierungsschwelle gewonnen, und die Rauschenergie wird am Ausgang des Rauschmittelwertfilters gewonnen. Die von dem Signaldetektor detektier te Signalenergie ist eine momentane Signalenergie und wird als hoher Schätzwert der Signalenergie von Gleichung (7) benutzt. Die Energie des Rauschsignals am Ausgang des Rauschmittelwertfilters ist der Schätzwert der Energie des rauschbehafteten Signals von Gleichung (10). Der Schwellwert für die adaptive Echtzeit-Signalklassifizierung wird als Mittelwert aus dem Signalenergie-Schätzwert und dem Rauschenergie-Schätzwert gewonnen.
Die entsprechende Fehlalarmwahrscheinlichkeit kann gewonnen werden, indem anstelle von z in Gleichung (11) der Schwellwert T_sc von Gleichung (12) benutzt wird.
So kann erfindungsgemäß der SNR-Schätzwert durch Verwendung des Signalenergie-Schätzwerts T_SD von Gleichung (7) und des Schätzwerts E(z/H₀) der Schätzwert aus Gleichung (10) gewonnen werden:
Mit dem geschätzten SNR und seiner entsprechenden Signalklassifizierungsschwelle tritt so ein Fehlalarmereignis mit einer Fehlalarmrate auf, die gleich dem Kehrwert der Fehlalarmwahrscheinlichkeit ist. Dementsprechend kann die Zahl C_N inkorrekter Zellen, die nach der Signaldetektierung für die Vorverifizierung zu testen ist, als das Ein- oder Zweifache der Fehlalarmrate geschätzt werden, abhängig von der Fehlalarmwahrscheinlichkeit:
Das C_N in diesen Gleichungen ist das Äquivalent zu dem oben erwähnten M.
Wenn in dem Schritt 220 der Zähler m für die rauschbehafteten Bins (oder inkorrekten Bins) den (oben als C_N berechneten) Schwellwert M überschreitet, vergleicht das Erfassungssystem das SNR des zweiten Dwells in dem Schritt 222 mit dem konstanten Schwellwert Tse2. Wenn das SNR den Schwellwert Tse2 überschreitet, stoppt das Erfassungssystem den Suchprozeß und wendet (wie oben erwähnt) in dem Schritt 224 die Verifizierungslogik an. Dies geschieht, wenn das Erfassungssystem nach der Gewinnung eines zuverlässigen PN-Codesignals (oder Zelle) und Testen der Zuverlässigkeit ihrer Signal-(oder Entscheidungs-)-Qualität eine angemessene Zahl von rauschbehafteten Bins bewertet.
Wenn SNR in dem Schritt 222 den Schwellwert Tse2 nicht überschreitet, geht das Erfassungssystem weiter zu dem Schritt 234. Ähnlich geht das Erfassungssystem weiter zu dem Schritt 234, wenn in dem Schritt 220 der Zähler m für die rauschbehafteten Bins den Schwellwert M nicht überschreitet, und setzt die Suche fort.
In dem Schritt 234 vergleicht das Erfassungssystem dann die laufende Phase "i" mit der Zahl der PN-Phasen in dem gesamten PN-Raum "q" um festzustellen, ob alle PN-Phasen durchsucht wurden. Das "q" repräsentiert die Gesamtzahl von PN-Räumen, geteilt durch die Chip-Auflösung. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird Halbchip-Auflösung benutzt. Wenn die laufende PN-Phase "i" die Gesamtzahl "q" erreicht, stoppt das Erfassungssystem den Suchprozeß und die Steuerung geht weiter zu dem Schritt 224, in dem die (weiter unten erläuterte) Verifizierungslogik angewendet und die Prozedur abgeschlossen wird. Dies ist ein Anzeichen dafür, daß das Erfassungssystem den ganzen möglichen PN-Raum durchsucht hat, und das System testet dann die Signal- oder die Entscheidungsqualität.
Falls die laufende PN-Phase "i" jedoch die Gesamtzahl "q" nicht erreicht, ist in dem Schritt 234i nicht gleich q, und die Steuerung geht weiter zu dem Schritt 236.
In dem Schritt 236 wird die Phase des lokal erzeugten PN-Codesignals um die Hälfte eines Chips inkrementiert (oder dekrementiert), in dem Schritt 238 wird ein neuer PN-Code erzeugt, und die Korrelation wird erneut geprüft. Der Prozeß setzt sich in dieser Weise fort, bis ein Treffer auftritt, d.h. das (1-x)-fache der ersten Signaldetektierungsschwelle Tsd1 von dem kurzen Korrelations-Integrationsintervall überschritten wird.
Wenn in dem Schritt 212 das Energie-Ausgangssignal der Frequenzdomäne zur Zeit t das (1-x)-fache der Signaldetektierungsschwelle Tsd1 überschreitet, (die das zuvor bis zur Zeit t-1 gewonnene maximale Energie-Ausgangssignal ist), wobei x zwischen 1/16 und 1/8 liegt, wird in dem Schritt 228 die erste Signaldetektierungsschwelle Tsd1 durch das Ausgangssignal des Integrators ersetzt, falls das Integrator-Ausgangssignal in dem Schritt 226 die erste Signaldetektierungsschwelle Tsd1 überschreitet. Die erste Signalklassifizierungsschwelle Tsc1 wird durch den Mittelwert des aktualisierten Tsd1 und den am Ausgang des Rausch-Schätzers gewonnenen Rausch-Schätzwerts ersetzt. Wenn das Integrator-Ausgangssignal das (1-x)-fache der ersten Signaldetektierungsschwelle Tsd1 überschreitet, wobei x zwischen 1/16 und 1/8 liegt, jedoch kleiner als der Schwellwert Tsd1 ist, wird der Schritt 228 übersprungen, und es wird kein Schwellwert aktualisiert.
Als Nächstes vergleicht das Erfassungssystem in dem Schritt 230 das aus dem ersten Dwell gewonnene SNR mit einem konstanten Schwellwert Tse1. Wenn SNR den Schwellwert Tse1 nicht überschreitet, setzt das System den Zähler m für die rauschbehafteten Bins (oder inkorrekte Zellen) in dem Schritt 232 auf Null zurück. Wenn in dem Schritt 234 i = q ist, stoppt das Erfassungssystem, wie oben erwähnt, den Suchprozeß und wendet in dem Schritt 224 die Verifizierungslogik an. Dies geschieht, wenn das Erfassungssystem den gesamten möglichen PN-Raum durchsucht hat und so die Zuverlässigkeit des Signals oder die Qualität der Entscheidung testet. Wenn in dem Schritt 234i nicht gleich q ist, wird dann in dem Schritt 236 die Phase des lokal erzeugten Codesignals um die Hälfte eines Chips geändert, in dem Schritt 238 wird ein neuer PN-Code erzeugt, und die Korrelation wird neu geprüft.
Wenn in dem Schritt 230 das SNR die Schwellwerte Tse1 überschreitet, wird, ohne Änderung der PN-Codephase, die Integrations-(Dwell)-Zeit in dem Schritt 240 um N2 Abtastproben vergrößert. Als Nächstes werden in den Schritten 242 und 244 K partielle Korrelationswerte gewonnen, wobei der partielle Korrelationsprozeß über das zweite (oder lange) Integrationsintervall von N2 Abtastproben benutzt wird. Nach der Gewinnung von J + K partiellen Korrelationswerten sowohl aus dem ersten als auch aus dem zweiten Dwell werden in dem Schritt 246 (L-J-K) Nullen zu den Korrelationspuffern addiert, und in dem Schritt 248 wird eine L-Punkt-FFT in ASIC-Hardware berechnet, wobei die oben anhand von Schritt 202 beschriebene Hardwareprozedur benutzt wird. Die Frequenzdomänenenergie, die bei der FFT benutzt wird, wird dadurch gewonnen, daß in dem Schritt 250 die größte Energie über L Frequenz-Bins S(n) gewählt wird, wobei n = 1, 2, ..., L ist.
Wenn in dem Schritt 252 die zweite Signaldetektierungsschwelle Tsd2 überschritten wird, wird sie in dem Schritt 254 durch das laufende Ausgangssignal der Frequenzdomänenenergie des zweiten Dwells ersetzt. Auch die Signalklassifizierungsschwelle Tsc2 und die Schwelle M für den Zähler der rauschbehafteten Bins werden in dem Schritt 256 aktualisiert, wie dies oben bei dem Schritt 220 beschrieben wurde. In dem Schritt 232 wird der Zähler m für rauschbehaftete Bins auf Null initialisiert. Wenn in dem Schritt 234i gleich q ist, stoppt das Erfassungssystem, wie oben beschrieben, den Suchprozeß und wendet in dem Schritt 224 die Verifizierungslogik an. Wenn in dem Schritt 234i nicht gleich q ist, wird in dem Schritt 236 die Phase des lokal erzeugten Codesignals um die Hälfte eines Chips geändert, in dem Schritt 238 wird ein neuer PN-Code erzeugt, und die Korrelation wird neu geprüft. Auf diese Weise wurde ein korrekter Zellenkandidat detektiert, und nun wird die Zahl der inkorrekten Zellen nach dem korrekten Zellenkandidaten gezählt, um die Zuverlässigkeit zu bewerten.
Falls die zweite Signaldetektierungsschwelle Tsd2 in dem Schritt 252 nicht überschritten wurde, vergleicht das Erfassungssystem in dem Schritt 258 das vorhandene Energie-Ausgangssignal mit der Signalklassifizierungsschwelle Tsc2 (die der optimale Schwellwert zwischen den Rausch-Schätzwerten und der Signaldetektierungsschwelle Tsd2 ist). Wenn das laufende Energie-Ausgangssignal die Signalklassifizierungsschwelle überschreitet, setzt das System in dem Schritt 232 den Zähler m für rauschbehaftete Bins auf Null zurück. Wenn in dem Schritt 234 i = q ist, stoppt das Erfassungssystem, wie oben beschrieben, den Suchprozeß und wendet in dem Schritt 224 die Verifizierungslogik an. Wenn in dem Schritt 234i nicht gleich q ist, wird in dem Schritt 236 die Phase des lokal erzeugten Codesignals um die Hälfte eines Chips geändert, in dem Schritt 238 wird der neue PN-Code erzeugt, und die Korrelation wird neu geprüft.
Wenn in dem Schritt 258 die Signalenergie (d.h. das Ausgangssignal des maximalen Frequenz-Bins) die Signalklassifizierungsschwelle Tsc2 jedoch nicht überschreitet, wird der Rausch-Schätzwert für den zweiten Dwell in dem Schritt 260 aktualisiert, indem dem Rausch-Schätzer (1-Pol-IIR- oder Mittelwert-Operator) das Energie-Ausgangssignal der Frequenzdomäne zugeführt wird. Das System vergrößert in dem Schritt 218 (wie oben beschrieben) den Zähler m der rauschbehafteten Bins um 1, und der Zähler m der rauschbehafteten Bins wird dann in dem Schritt 220 mit dem Schwellwert M verglichen. Wenn der Zähler m für rauschbehaftete Bins (oder inkorrekte Bins) in dem Schritt 220 den Schwellwert M überschreitet, vergleicht das Erfassungssystem in dem Schritt 222 das SNR des zweiten Dwells mit dem konstanten Schwellwert Tse2. Wenn das SNR den Schwellwert Tse2 überschreitet, stoppt das Erfassungssystem den Suchprozeß und wendet in dem Schritt 224 die Verifizierungslogik an, womit angezeigt wird, daß das Erfassungssystem eine angemessene Zahl von rauschbehafteten Bins (oder inkorrekten Zellen) bewertet hat, nachdem es ein zuverlässiges Signal (oder einen korrekten Zellkandidaten) erhalten hat.
Wenn SNR in dem Schritt 222 den Schwellwert Tse2 nicht überschreitet, geht das Erfassungssystem weiter zu dem Schritt 234. Ähnlich geht das Erfassungssystem weiter zu dem Schritt 234, wenn in dem Schritt 220 der Zähler m für die rauschbehafteten Bins den Schwellwert M nicht überschreitet, und setzt die Suche fort.
In dem Schritt 234 vergleicht das Erfassungssystem dann die laufende Phase "i" mit der Zahl der PN-Phasen in dem gesamten PN-Raum "q" um festzustellen, ob alle PN-Phasen durchsucht wurden. Das "q" repräsentiert die Gesamtzahl von PN-Räumen, geteilt durch die Chip-Auflösung. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird Halbchip-Auflösung benutzt. Wenn die laufende PN-Phase "i" dfe Gesamtzahl "q" erreicht, stoppt das Erfassungssystem den Suchprozeß und die Steuerung geht weiter zu dem Schritt 224, in dem die (weiter unten erläuterte) Verifizierungslogik angewendet und die Prozedur abgeschlossen wird. Dies ist ein Anzeichen dafür, daß das Erfassungssystem den ganzen möglichen PN-Raum durchsucht hat, und das System testet dann die Signal- oder die Entscheidungsqualität.
Falls die laufende PN-Phase "i" jedoch die Gesamtzahl "q" nicht erreicht, ist in dem Schritt 234i nicht gleich q, und die Steuerung geht weiter zu dem Schritt 236.
Auf diese Weise wird das empfangene Eingangssignal mit allen möglichen Codepositionen der lokal erzeugten PN-Code-Antwort seriell korreliert, und die entsprechenden Schwellwerte und das maximale Detektor-Ausgangssignal werden jedesmal aktualisiert, wenn das Detektor-Ausgangssignal den Schwellwert überschreitet. Dies geschieht solange, bis das korrelierte Energie-Ausgangssignal die notwendige Bedingung zum Stoppen des Suchprozesses erfüllt oder der ganze PN-Raum durchsucht ist. Am Ende dieses Tests oder nachdem das Stoppen der Suchverarbeitung angeordnet wurde, wird der korrekte PN-Fluchtungskandidat als die lokale PN-Codephasenposition ausgewählt, deren Signalenergie am größten ist.
Als Nächstes wird die in dem Schritt 224 angewendete Verifizierungslogik beschrieben. Nachdem die FTACMSC-Routine eine PN-Codephase auswählt, wird der Verifizierungsprozeß aufgerufen, um Vertrauen in die Auswahl zu verschaffen. Wenn kein akzeptabler Vertrauenspegel erreicht wird, wird der Suchprozeß unverzüglich neu gestartet. Die Verifizierungslogik umfaßt die folgenden Schritte:

1. Ausrichten der Phase des lokalen (Empfänger)-PN-Codes nach der durch FTACMSC ausgewählten (bezüglich der Zeitdifferenz justierten) PN-Codephase.
2. Sammeln von L Korrelationswerten.
3. Berechnen der L-Punkt-FFT in Hardware (mit geeignetem Null-Stopfen).
4. Speichern der maximalen Magnitude Ymaxj.
5. Die obigen Schritte wiederholen, bis k Magnituden in dem Speicherpuffer gespeichert sind: Ymax = (Ymax1, Ymax2, ..., Ymaxk).
6. Vergleichen jedes Elements von Ymax mit dem in dem zweiten Dwell erreichten Maximalwert T_SD2. (Ymax > Thresh·T_SD2).
7. Die Werte für k und der Schwellwert, der zur Erzeugung der in diesem Test gewonnenen Ergebnisse sind beispielsweise k = 5 und Schwellwert = 0,8.

Als Nächstes wird das Verfahren beschrieben, mit dem die Frequenz für die Frequenz-Offsetbedingung geschätzt wird. Die Berechnung der FFT in dem FTACMSC-Algorithmus liefert sowohl die Signalmagnitude als auch den relativen Frequenzoffset der Magnitude. Wenn die maximale Komponente in dem FFT-Ausgangsvektor ermittelt ist, kann der Index für das Schätzen des Frequenzoffsets benutzt werden. Die FFT allein akkumuliert die Energie bei diskreten Frequenzen. Somit ist die Frequenzauflösung einer Einzel-FFT eine Funktion der FFT-Größe und ihrer Abtastfrequenz. Die Verifizierungslogik liefert k Schätzwerte der Magnitude und Frequenz der empfangenen Signale, die zur Verbesserung des Schätzwerts benutzt werden können. In dem Versuch, eine bessere Frequenzauflösung zu erreichen, werden die qualifizierenden Frequenz-Bins gemittelt. Mit dem geschätzten Frequenz-Bin K, bei dem die maximale Energie ermittelt wird, kann der Frequenzoffset mit Hilfe der folgenden Gleichungen geschätzt werden:
worin Tc die PN-Chip-Periode und Np die partielle Korrelationslänge sind, die für das Schätzen der Korrelationswerte benutzt werden. Durch das Schätzen des Frequenzoffsets kann die Erfassung durch den Empfänger akkurat durchgeführt werden, da dieser Frequenzoffset in Rechnung gestellt wird.
Eine zusätzliche Logik kann erforderlich sein, falls der erwartete Frequenzoffset sich der L/2-Unbestimmtheitsgrenze nähert. Für die hier angegebenen Beispiele ist jedoch keine zusätzliche Logik erforderlich, solange der Frequenzoffset innerhalb +/-16 KHz liegt.
Somit liefert die Erfindung ein verbessertes Erfassungssystem, das gegenüber früheren Erfassungssystemen, speziell in einer Umgebung mit Frequenzoffset, Vorteile bietet.

Claims

Verfahren zum Suchen und Erfassen eines Code-Multiplex-(CDMA)-Signals mit den Verfahrensschritten: Empfangen eines CDMA-Signals (S20), Extrahieren eines Pseudo-Rausch-(PN)-Signals aus dem empfangenen CDMA-Signal, Generieren eines lokalen PN-Signals, Feststellen des Frequenzversatzes zwischen dem aus dem empfangenen Signal extrahierten PN-Signal und dem lokal generierten PN-Signal, Feststellen, ob das empfangene Signal ein richtiges Sendesignal ist, Dekodieren des empfangenen Signals und Herleiten einer partiellen Korrelation zwischen dem empfangenen Signal und dem lokal generierten PN-Signal, gekennzeichnet durch Anwenden eines schnellen Fourier-Transformations-(FFT)-Prozesses auf die genannte partielle Korrelation, Verwenden einer kurzen Korrelationslänge (N1) in dem FFT-Prozeß zum Schätzen eines Signal-/Rausch-Verhältnisses (SNR), Feststellen auf der Basis der Ergebnisse des FFT-Prozesses mit der kurzen Korrelationslänge, ob in einem zweiten FFT-Prozeß eine lange Korrelationslänge (N2) zu benutzen ist, um ein zweites geschätztes SNR zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der FFT-Prozeß unter Verwendung von Verschiebungs- und Addieroperationen in Hardware implementiert wird.
Verfahren nach Anspruch 1 mit dem weiteren Verfahrensschritt, daß das zweite geschätzte SNR teilweise benutzt wird, um festzustellen, ob die Suche gestoppt werden soll.
Verfahren nach Anspruch 1 mit dem weiteren Verfahrensschritt, daß das zweite geschätzte SNR teilweise dazu benutzt wird, die Suchrate zu bestimmen.
Gerät zum Suchen und Erfassen eines Code-Multiplex-(CDMA)-Signals mit einem Emfänger zum Empfangen eines CDMA-Signals (S20), mit einer Einrichtung zum Extrahieren eines Pseudo-Rausch-(PN)-Signals aus dem empfangenen CDMA-Signal, mit einem Signalgenerator (238) zum Generieren eines lokalen PN-Signals, mit einer ersten Einrichtung (200-210; 240-250) zum Feststellen des Frequenzversatzes und einer partiellen Korrelation zwischen dem aus dem empfangenen Signal extrahierten PN-Signal und dem lokal generierten PN-Signal, mit einer zweiten Einrichtung (212-222) zum Feststellen, ob das empfangene Signal ein richtiges Sendesignal ist, und mit einem Dekodierer zum Dekodieren des empfangenen Signals, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Einrichtung (200-210; 240-250) so angeordnet ist, daß sie schnelle Fourier-Transformation (FFT) auf die genannte partielle Korrelation anwendet und in dem FFT-Prozeß eine kurze Korrelationslänge (N1) benutzt, um ein Signal-/Rausch-Verhältnis (SNR) zu schätzen, sowie gekennzeichnet durch eine dritte Einrichtung (226-230), um auf der Basis der Ergebnisse des FFT-Prozesses mit der kurzen Korrelationslänge festzustellen, ob in einem zweiten FFT-Prozeß eine lange Korrelationslänge (N2) zu benutzen ist.
Gerät nach Anspruch 5, das außerdem Hardware aufweist, um den FFT-Prozeß in Hardware zu implementieren.
Gerät nach Anspruch 5, bei dem die FFT-Hardware ferner Hardware für die Durchführung von Verschiebungsoperationen sowie Hardware für Addieroperationen aufweist.
Gerät nach Anspruch 5, bei dem die erste Einrichtung (200-210; 240-250) die lange Korrelationslänge (N2) dazu benutzt, ein zweites geschätztes SNR zu bestimmen.
Gerät nach Anspruch 8, ferner mit einer Einrichtung (220), die das zweite geschätzte SNR teilweise benutzt, um festzustellen, ob die Suche gestoppt werden soll.
Gerät nach Anspruch 8, ferner mit einer Einrichtung, die das zweite geschätzte SNR teilweise dazu benutzt, die Suchrate zu bestimmen.