KR100473679B1 - 주파수 오프셋 및 잡음을 보상하는 코드 분할 다중 접속 및 분산 스펙트럼 시스템을 위한 적응 획득 방법 및 장치 - Google Patents

주파수 오프셋 및 잡음을 보상하는 코드 분할 다중 접속 및 분산 스펙트럼 시스템을 위한 적응 획득 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 퓨리에 변환을 사용하고 부가적인 백색 가우시안 잡음(AWGN)과 주파수 오프셋 환경에서도 작동하는 CDMA 직접 시퀀스 분산 스펙트럼(DSSS) 시스템용의 개선된 의사잡음 (PN) 코드 획득 시스템 및 방법에 관한 것이다. 신호대 잡음비(SNR)는 신호 검색 과정을 중단하는 시간을 결정하는 것뿐만 아니라 검색율을 조정하기 위해서 생성되어 사용된다. 퓨리에 변환은 주파수 오프셋을 추정하기 위해 ASIC 하드웨어에서 실행된다. 하드웨어의 더 빠른 처리 속도를 위해서, 퓨리에 변환은 퓨리에 변환의 고유 벡터의 정규부호(디지트자리)표시를 이용하여 이동 및 덧셈 동작을 사용하여 수행된다. 특히 주파수 오프셋 환경에서, 검출 가능성은 증가되고, 허위 경보 가능성은 상당히 감소한다.

Description

주파수 오프셋 및 잡음을 보상하는 코드 분할 다중 접속 및 분산 스펙트럼 시스템을 위한 적응 획득 방법 및 장치{Adaptive acquisition method and apparatus for CDMA and spread spectrum systems compensating for frequency offset and noise}
본 발명은 셀룰러 통신 장치를 사용하기 위한 코드분할다중접속(CDMA) 및 직접 시퀀스 분산 스펙트럼(DSSS: Direct Sequence Spread Spectrum)시스템용 의사잡음코드 획득 시스템에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 백색 가우스 잡음 및 주파수 오프셋(offset)의 두 상황에서 기능을 개선시키고, 검색과정 중단과 검색율 조정의 시기를 결정하기 위해 신호대 잡음비(SNR)를 결정하는 획득 시스템에 관한 것이다.
종래의 획득 시스템들은 동기 및 획득 과정 중 주파수 오프셋의 영향을 완화하기 위해 송신된 의사잡음(PN) 신호와 수신된 의사잡음 신호의 부분적인 상관관계의 코히어런트하지 않은(non-coherent) 추가를 사용한다. 분산 스펙트럼 통신시스템에 있어 동기화의 기본적인 기능은 수신된 신호의 복조를 위해 의사잡음 (PN) 코드를 조합하는 것이다. 이러한 기능은 수신기에서 PN 신호의 국부적인 복제를 생성하고, 그런 후에 들어오는 수신된 신호상에 겹쳐지는 PN 신호에 국부 PN 신호를 동기화 함으로써 이루어진다. 동기과정은 일반적으로 두 단계로 이루어진다. 획득이라 명명되는 제 1단계는 하나의 코드 칩 간격 사이에서 두 개의 코드를 거친 시간 조정을 거치게 하는 것으로 구성된다. 다음으로 트랙킹(tracking)이라 명명되는 제 2단계가 처리를 인계받아, 피드백-루프를 통해, 겹쳐진 PN 신호와 국부적으로 생성된 PN 신호 사이에서 가능한 최상의 파형 조정을 계속해서 유지한다. 본 발명의 초점은 동기 시스템의 획득양상에 존재한다.
동기(또는 획득)의 중요성으로 인하여, 다양한 형태의 검출기 및 다른 응용분야에서 결정전략을 사용하는 많은 구성이 제시되었다. 대부분의 동기화 구성들의 공통된 특징은, 수신된 신호와 국부적으로 생성된 신호가 두 신호사이의 유사치를 산출하기 위해 첫 번째로 연관관계를 갖는다는 것이다. 두 번째로 이 유사치는 신호들이 동기 중에 있는지를 결정하기 위해서 임계값과 비교된다. 만약 동기가 검출되면, 트랙킹-루프가 처리를 인계 받는다. 그러나 어떠한 동기도 없다면, 획득 절차는 국부적으로 생성된 PN 코드의 위상변화를 제공하고 다른 상관관계는 수신기의 PN 신호의 가능한 모든 위상을 통한 조직적인 검색의 일부로써 시도된다.
획득의 속도와 정확도는 CDMA 수신기들의 성능을 제한하는 중요한 요인들 중의 하나이다. 초기의 코드 획득은, 일반적으로, 낮은 SNR, 주파수 생성기(수정 발진기)의 결함으로 인한 주파수 오프셋, 도플러 주파수 이동 및 페이딩 환경과 같은 시스템 성능 손상요인들 때문에 임의의 분산 스펙트럼 시스템에서 수행되기에는 가장 어려운 기능이다. 본 발명은 기본적으로 낮은 SNR 및 주파수 오프셋 환경에서 획득속도 및 정확도를 개선시키는 것에 관한 것이다.
가장 가능성 있는(maximal likelyhood) 접근방법은 종래의 접근법, 특히 부가적인 백색 가우시안 잡음(AWGN) 상황을 다룰 때의 가장 강력한 획득 접근법이다. 그러나, 분산 스펙트럼 시스템에서 사용된 것과 같은 큰 처리이득을 갖는 긴 PN 코드에 대해서, 병렬 실행의 복잡도 또는 직렬 실행에서의 전체적인 코드 공간의 검색시간은 간혹 너무 과도하다.
제 2의 해결방법은 동기가 이루어지는 때를 결정하는 연속적인 결정 과정으로 PN 코드 사이의 시간 차이를 선형적으로 변화시킴으로써 수행되는 직렬의 검색에 사용한다. 이러한 시스템은 또한 단일 휴지 슬라이딩 획득(single dwell sliding acquisition) 시스템으로써 문헌에서 언급되고 도1에 도시되어 있다. 동기에 대한 테스트는 임계값을 교차하는 것에 기초하기 때문에, 이전에 논의된 가능한 직렬의 가장 가능성 있는 획득 시스템(전체적인 스펙트럼의 검색을 요구하는)과 비교되었을 때, 이 구성은 동기의 검출에 있어서의 감소된 정확도에 반해 더 짧아진 획득시간으로 절충한다.
이러한 종래의 직렬 검색(혹은 알고리듬)은 동기의 검출을 위해 사전에 결정된 고정 임계값을 사용한다. 그러나, 해당 분야 기술에서 공지된 것처럼, 직렬의 검색방법(혹은 시스템)의 최고의 획득성능은, 임계값에 대한 최적의 값을 사용함으로써 얻어질 수 있다. 실질적인 통신 환경에서, 최적의 임계값은 한 시간 및 한 장소로부터 다른 시간 및 다른 장소까지 다를 수 있는 SNR의 함수이다.
이러한 실질적인 통신 상황에서, 결정임계값을 결정하기 위한 자동레벨제어는 직접 시퀀스 분산 스펙트럼 수신기의 효과적인 작동을 위해 사용되어야 한다. 결정임계값에 대한 자동조절을 제안하는 문헌이 개시되었는데, 이들은 S. Chung과 S.Czaja에 의해 출원된 미국특허(제 5,440,597호), S.Chung의 "자동결정임계값레벨제어를 갖는 새로운 직렬의 검색 획득 방법", (VTC에 대한 IEEE. 국제 회의 회보, 530-536쪽, 1995년 7월), S.G.Glisic의 "정합필터링에 기초한 직접시퀀스 스펙트럼 시스템에서의 자동결정임계값 레벨제어(ADTLC)"(통신에 대한 IEEE 회보, Vol.36, 519-528쪽, 1988년 4월) 및 S.G.Glisic의 "직접시퀀스 분산 스펙트럼 시스템에서의 자동결정임계값 레벨제어(ADTLC)"(통신에 대한 IEEE 회보, 187-192쪽, 1991년 2월)등을 포함하고, 각각 본 명세서에서 참조문헌으로써 병합된다. 이러한 제 3 및 제 4의 자동임계값 제어 알고리즘은 두 개의 병렬 신호 에너지 검출기를 사용하여 시스템에서의 잡음의 특성을 활용한다. 잡음 특성은, 두 개의 병렬 신호 검출기에 국부 PN 코드의 두 개의 시간 변형된 버전을 인가하고, 검출기의 두 출력으로부터 더 작은 신호 에너지를 선택함으로써, 수신된 신호를 조합(dispreading)하여 얻어진다. 다음으로 이들 자동임계값 제어알고리듬은 그들의 결정임계값을 제어하기 위해 필터링 된 잡음 통계치 버전의 순간적인 잡음특성을 이용한다. 이들 알고리즘은 또한 예상되는 SNR이나 통신 상황에 기초한 설계 매개변수의 최적화를 요구하고, 그런 까닭에 여전히 신호에 완전히 적응적이지는 않다. 제 2의 이러한 자동제어 알고리즘은 신호 적응 알고리즘이고, 실시간 잡음과 신호 추정치를 추정하고, SNR 추정치에 기초한 결정을 내림으로써 실시간 SNR 통계치를 이용한다. 그러나 심지어 이러한 획득 시스템은 더욱 믿을 수 있는 획득을 보장하기 위해 주파수 오프셋 환경에서의 획득의 문제점을 적절하게 처리하지 못한다.
따라서, 지금까지 AWGN 환경의 문제점을 처리하는 많은 획득 방법들이 공포되어 왔지만, 주파수 오프셋 환경에서 마주쳤던 문제점들을 적절하게 처리하는 획득 방법은 공포되지 않았다. 따라서, AWGN과 주파수 오프셋 문제점 모두를 적절하게 처리하고, AWGN과 주파수 오프셋 환경에서 기존 획득 방법의 성능을 개선시키는 획득 방법을 제공하는 것은 유익할 것이다.
그러므로, 본 발명의 목적은 CDMA 및 분산 스펙트럼 시스템을 위한 개선된 적응 획득 시스템을 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 주파수 오프셋 환경에서도 효과적으로 동작할 수 있는 CDMA 및 분산 스펙트럼 시스템을 위한 개선된 적응 획득 시스템을 제공하는데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 특히 주파수 오프셋 환경에서도 검출 가능성을 증가시키고 허위경보 가능성을 상당히 감소시키는 CDMA 및 분산스펙트럼 시스템을 위한 개선된 적응 획득 시스템을 제공하는데 있다.
또한 본 발명의 다른 목적은 주파수 오프셋을 추정하는 것을 촉진하고, 따라서 검출 가능성을 개선하며 허위경보 가능성을 줄이기 위해 퓨리에 변환을 사용하는, CDMA 및 분산 스펙트럼 시스템을 위한 개선된 적응 획득 시스템을 제공하는데 있다.
본 발명의 또 다른 목적 및 이점들은 대부분 명세서와 도면을 통해 분명하고 명백해 질 것이다.
일반적으로 말해서, 본 발명에 따라, 개선된 적응획득 시스템은 CDMA 신호를 획득하기 위해서 제공되며, 주파수 오프셋 bin상에 부분적인 상관관계의 코히어런트한 부가를 이용함으로써 주파수 오프셋을 추정하고 에너지를 결정하기 위해 부분적인 상관관계에 있어 퓨리에 변환을 사용한다. 그후, 본 발명의 획득 시스템은 신호 및 잡음의 통계치를 이용하여 최적의 임계값을 적절하게 추정함으로써, 상기 임계값에 근거한 최적의 결정을 내린다. 이 임계값은 가장 가능성 있는(ML) 추정치를 이용하여 추정된다. 이 임계값은 직렬의 검색(SS) 획득에 적용되고 갱신된 임계값과 현재의 신호 세기를 비교하여 결정을 내린다.
본 발명의 새로운 획득 방법에 따라서, 고속 퓨리에 변환(FFT) 과정은 AWGN 환경에서뿐만 아니라 주파수 오프셋 환경에서의 획득과정 중에 문제를 적절하게 처리하게 위해 사용된다. 새로운 획득 시스템은 몇 가지 종래 기술과 다수의 새로운 특성을 이용한다. 종래의 특성은 신호 검출 및 추정 등과, SNR 추정에 이용되는 잡음 에너지 추정기를 포함한다. SNR은 최적의 임계값과 해당 허위 경보율을 계산하기 위해 사용되고, 상기 허위 경보율은 동기화 후보의 검출 후, 검색 중단 과정 이전에 테스트 될 잡음 bin의 수를 결정하기 위해 이용된다.
또한 본 발명의 새로운 획득 시스템은 주파수 오프셋 추정기를 포함하는 새로운 특징을 포함하는데, 상기 주파수 오프셋 추정기는 국부적으로 생성된 PN 시퀀스와 수신된 신호상에 겹쳐진 PN 신호 사이의 부분적인 상관관계에 고속 퓨리에 변환을 적용함으로써 주파수 오프셋 추정치를 결정한다. FFT는 하드웨어에서 실행되고, 고속처리를 위한 곱셈연산 대신에 이동 및 덧셈 연산을 이용하여 수행된다. 상관관계의 짧은 길이(제 1휴지(the first dwell))에 기초한 계산으로부터 얻어진 추정된 SNR은 상관관계의 긴 길이(제 2휴지)에 기초한 계산을 사용할 것인가를 결정하기 위해 이용된다. 상관관계의 긴 길이(제 2휴지)로부터 얻어진 추정된 SNR은 검색 처리를 중단할 것인가를 결정하기 위해 보조 매개변수로서 사용된다. 이러한 처리는 획득을 더 빠르고 더 신뢰할 수 있게 한다. 긴 상관관계 신호(제 2휴지)경로에서 추정된 SNR은 더욱 신뢰할 만한 상관관계를 허용한다. 상기 획득 처리의 출력에서 얻어진 추정된 SNR은 검색율을 조정하기 위해 이용된다. 이것은 전력을 절약하기 위하여 슬롯(slotted)모드 중에 또는 획득 과정의 개시 시점에 파일럿 신호의 검색율 일 수도 있다.
본 발명에 따라서 구성된 새로운 획득 시스템은, 만약 수신된 신호와 국부적으로 생성된 신호 사이의 PN 시퀀스가 동기적이라면, 일부 상관관계에 FFT 절차를 적용하고 주파수 오프셋 bin의 에너지를 추정한다. 종래의 가장 가능성 있는 시스템들과는 달리, 본 발명에 따라서 구성된 시스템은, 믿을만한 확실한 동기가 전체 PN 공간을 검색할 필요 없이 검출될 때면, 언제든지 결정한다. 종래의 직렬 검색 시스템과는 달리, 본 발명에 따라서 구성된 새로운 획득 시스템은 신호에 의존하는 적응 최적임계값을 사용하고 신호가 획득되었다는 것이 확인되면 획득 과정을 중단한다. 이러한 과정은 획득절차의 부산물로써 얻어진 추정된 SNR과 적절한 획득을 확인하기 위한 사전 검증논리회로를 사용한다. 본 발명에 따른 FFT 과정을 이용함으로써, 획득방법은 주파수 오프셋 환경에서도 종래의 획득방법에 비해서 상당히 더 빠른 획득을 이룬다.
따라서 본 발명은 다음 설명에서 예시될 구성의 특성, 요소들의 조합 및 성분들의 배열을 포함하며 본 발명의 범위는 청구항에서 명시될 것이다.
본 발명에 대한 더 완전한 이해를 위해, 이하에 나오는 설명부분과 첨부된 도면을 참조하기로 한다.
본 발명에 따라 구성된 퓨리에 변환 지원 연속 감시 검색 상관관계(FTACMSC: Fourier Transform Aided Continuous Monitoring Search Correlation) 획득 알고리즘을 도시하는 도 2를 우선 참조한다. 도 2에 도시된 것처럼 본 발명에 따른 획득 시스템은 상관관계 길이가 N1인 짧은 제 1 상관기(short correlator)와 상관관계 길이가 N2인 길이가 긴 제 2 상관기(long correlator)를 사용한다. 획득 시스템은 또한 짧은 상관기와 긴 상관기의 출력과의 비교를 위한 4개의 적응 임계값(Tsc1, Tsd1, Tsc2, Tsd2)을 각각 사용한다. 도 2의 블록도에서 임의의 수의 블록이 하드웨어 또는 소프트웨어로 실현될 수 있다는 것을 유념하자. 그러나, 바람직한 실시예 블록(200∼212, 226, 228, 236, 238 및 240∼256)은 처리 속도를 높이기 위해 하드웨어로 구현된다.
도 2에서 도시되는 것처럼, PN 코드신호(S(t))와 잡음(n(t))의 합은 신호(S20)로서 수신되고 수신기의 곱셈 노드(201)에서 국부적으로 생성된 PN 코드와 곱하여 진다. 상기 결과는 블록(200)에서 부분 상관관계 크기(Np)의 적분에 공급된다. J개의 부분 상관관계 값은 블록(202 및 204)에서 상기 부분 상관관계(partial correlation) 과정을 N1개의 샘플에 대한 시적분(trial integration)(혹은, 단(short) 적분)에 적용함으로써 얻어진다. 이러한 과정의 완료 후에, L~J개의 "0"는 블록(206)에서의 상관관계 버퍼에 위치한다. 그 때 L포인트 FFT는 블록(208)에서 결정된다. J와 K의 수는 ASIC 하드웨어에서 J=N1/(부분 상관관계 크기, Np) 와 K=N2/(부분 상관관계 크기, Np)를 각각 취함에 의해 얻어진다. ASIC 하드웨어에서 FFT의 실행은 이제 도 3을 참조하여 설명될 것이다.
도 3에서 보듯이, FFT는 다음에서처럼 단지 비트 이동 및 가산 동작을 사용하여 하드웨어에서 실행된다. 한 예로써, 8포인트 FFT 실행이 기술되어 졌지만, 다른 포인트의 FFT 실행도 본 발명의 사상의 범주에서 벗어남이 없이 사용 될 수 있다. 우선, L=8인 부분 상관관계 값들(R(1), R(2),....., R(8))은 획득 과정(도 2의 블록 202 와 206)으로부터 얻어진다. 이 때, 이러한 상관관계 값들은 다음과 같이 L FFT 입력 버퍼의 입력으로써 저장된다:
8포인트 FFT가 이용되고 있기 때문에, 도 3 에서 도시된 것처럼 3단계 FFT 나비선도(butterfly)가 요구된다. 기호 Wj는 도 3에서의 FFT에 대한 고유벡터(eigen vector)를 나타낸다. Wj의 값은 다음과 같다.
고유 벡터의 값은 다음과 같이 비트 이동과 합산을 이용해 구할 수 있다.
제 5의 주파수 bin(X3(4))의 에너지의 크기는 다음과 같이(예를 통해) 구해질 수 있다. 다른 주파수 bin의 에너지 값도 이와 유사한 방법으로 구해질 수 있다.
따라서, 간략화를 위해, 기호 가 사용될 수도 있다. 0.70703Z의 결과는 도 5에서 도시되는 것처럼 다음의 10단계를 이용해서 구할 수 있다.
위에서 숫자 0.70703Z는 다음의 합성 연산(synthesize operation)을 사용함으로써 단지 하드웨어 덧셈, 뺄셈 및 비트 이동을 이용하는 본 발명에 따라 구해질 수 있다.
(1) Z를 1비트만큼 우측으로 이동하여 A를 구함:
(2) Z에서 A를 감산함으로써 B를 구함:
(3) B를 1 비트만큼 우측으로 이동하여 C를 구함:
(4) Z에 C를 가산함으로써 D를 구함:
(5) D를 2 비트만큼 우측으로 이동하여 E를 구함:
(6) Z에서 E를 감산함으로써 F를 구함:
(7) F를 2 비트만큼 우측으로 이동하여 G를 구함:
(8) Z에 G를 가산함으로써 H를 구함:
(9) H를 2 비트만큼 우측으로 이동하여 I를 구함:
(10) Z에서 I를 감산함으로써 J를 구함:
따라서, 이러한 과정을 통해, J=0.70703Z의 값이 결정된다. 또한 이러한 실행을 통해서, 계산 속도를 높이기 위해 하드웨어에서 실행될 수 있는 연산인 덧셈, 뺄셈 및 비트 이동만을 이용하여 FFT를 결정하는 것이 가능해 진다.
도 2와 단계(208)를 다시 한번 참조하면, L은 FFT를 수행하기 위해 필요로 하는 단계의 최소 수인 2의 제곱(power of 2)이며, 적어도 (J+K)와 같거나 그보다 커야한다. 단계(210)에서, 주파수 영역 에너지는 Z1을 모든 L개의 주파수 bin의 전체(S(n))에서 최고 에너지로 지정함으로써 구해질 수 있고, 여기서 n=1,2...,L이다. 만약, 단계(212)에서, 임의 시간(t)에서의 주파수 영역 에너지 출력 값이 신호검출 임계값(Tsd1)의 1-X배를 초과하지 않는다면(여기서 X는 1/16과 1/8의 사이 값이며, 위의 숫자는 시간 t-1까지 사전에 구해진 최대 에너지 출력), 단계(214)에서 획득 시스템은 제 1주파수 영역 최대 에너지 출력(Z1)과 신호 구분 임계값(Tsc1)을 비교한다(여기서 Tsc1은 잡음 추정치와 신호 검출 임계값(Tsd1) 사이의 최적의 임계값이다.). 만약 제 1주파수 영역 에너지 출력(Z1)이 신호 구분 임계값을 초과한다면, 그 때는 단계(232)에서 본 발명의 시스템은 잡음 bin 카운터(혹은 부정확한 셀 카운터)의 값(m)을 "0"으로 리셋 시킨다.
그 때 단계(234)에서 상기 획득 시스템은 모든 PN 위상이 검색되었는지를 확인하기 위해 현재의 위상(i)과 모든 PN 공간(space)(q)에서의 PN 위상의 수를 비교한다. 상기 "q"는 칩분해도(chip resolution)에 의해 분리된 PN 공간의 총 수를 나타낸다. 바람직한 실시예에서는 절반-칩 분해도(half chip resolution)가 사용된다. 따라서, 만약 현재의 PN 위상(i)이 PN 공간의 총수(q)에 이르면, 그 때 획득 시스템은 검색 과정을 중단하고, 검증논리회로(verification logic)(이하에 설명될)가 적용되는 단계(224)로 진행하도록 제어되며 상기 과정이 완성된다. 이것은 획득 시스템이 모든 가능한 PN 공간을 검색하고, 그때 신호, 즉 결정품질을 테스트한다는 것을 의미한다.
하지만, 만약 현재의 PN 위상(i)이 PN 공간의 총수(q)에 도달하지 못하면, 그때 단계(224)에서 "i"는 "q"와 같지 않고, 제어는 단계(236)로 진행한다. 단계(236)에서 국부적으로 생성된 코드 신호의 위상은 칩의 절반만큼 변형되고 단계(238)에서 새로운 PN 코드가 생성되고, 상관관계가 재시험된다.
만약 단계(214)에서 제 1 주파수 영역 에너지 출력(Z1)이 신호구분 임계값(Tsc1)을 초과하지 않는다면, 제 1휴지에 대한 잡음 추정치는 단계(216)에서 주파수 영역 에너지 출력을 잡음 추정기(1-폴 (IIR) 혹은 평균 연산기)에 공급함으로써 갱신되고, 잡음 bin 카운터(m)는 단계(218)에서 1만큼 증가된다. 잡음 bin 카운터(m)는 그때 단계(220)에서 임계값(M)과 비교된다. 임계값(M)은 동기화 후보 검출 후, 검색을 중단하기 전에 카운트될 잡음 bin(또는 부정확한 셀)의 사전에 결정된 수이다. 상기 임계값(M)은 이제 설명되는 것처럼 허위 경보 확률(false alarm probability)을 이용하여 구해진다.
결정된 본 발명의 새로운 획득 알고리듬의 주요 시스템 매개변수들은 신호구분 임계값과 신호 후보 검출 후 검색과정을 중단하기 전에 테스트 될 부정확한 셀들의 수이다. 이산 시스템에서의 복소 신호 검출기의 일반적인 형태가 도 4에 도시되어 있다. 도 4에서, 수신기로의 입력 신호(rk)는 PN 코드 신호(pk)와 곱해진다. 곱해진 후의 출력(yk)은 N개의 칩에 대해 코히어런트하게 합산된다. 수신된 신호(rk)와 국부적으로 발생된 PN 신호(pk)는 다음과 같이 모델링된다.
,
여기서는 전송된 PN 신호이고 nk는 잡음이다. 아래첨자 은 전송된 PN 신호의 오프셋이다. 곱해진 출력(yk)은 동기 가설(synchronization hypothesis) (=H1), 즉 에 대해 다음의 수학식 1과 같이 표현되고,
비동기가설 (=H0), 즉 에 대해 다음의 수학식 2와 같이 표현된다.
아래첨자 c와 s는 신호의 실수부 및 허수부를 의미하고, 아래첨자 k는 코히어런트 적분 구간에서의 k번째의 샘플을 의미한다. nck 및 nsk는 편차에 따른 평균값이 "0"인 가우시안 랜덤 변수이고 EC가 칩당 에너지인 경우 이다. yck 및 ysk는 편차에 따른 가우시안 랜덤 변수를 나타내고 가설(H1 또는 H0)에 따른 두 평균값임을 기억하자. N개의 칩까지의 yk의 합인 y는 다음의 수학식 3과 같이 산출되고,
여기서 yc 및 ys는 신호가 속하는 가설에 따라 NA 혹은 "0"의 평균값 및 편차 을 갖는 가우시안 랜덤 변수이다. 제곱법 포락선 추정기(square law envelop estimator)의 출력에서의 에너지는 아래의 식으로 표현된다.
yc 와 ys는 통계상으로 독립적이고 동일하게 분포한 가우시안 랜덤 변수이기 때문에, 에너지()는 두 자유도를 갖는 비중앙적인(가설 H1에 대해) 카이-스퀘어(chi-square) 분포나 중앙적인(가설 H0에 대해) 카이-스퀘어 분포를 갖는다. 가설 H1 셀에 대해, 에너지()의 확률밀도함수(pdf)는 에너지()가 주어졌을 때 다음과 같이 구해진다.
여기서 은 다음의 식으로 구해진다.
의 평균값은 다음의 수학식으로 구해지며,
I0(.)는 제 1종류의 "0"차수 변형 베셀 함수(zero order modified Bessel function of first kind)이다. 적분후에 파일럿 신호를 놓칠 확률은 다음과 같다.
여기서 은 일반화된 말컴(Marcum)Q함수이다. 가설 H0 셀에 대해, 에너지(의 확률밀도함수는 다음과 같이 구해진다.
의 평균값은 다음의 식으로 구해진다.
적분후에 허위경보 확률은 다음과 같다.
그러므로, 최적의 임계값은 수학식 11의 허위경보 확률과 같은 수학식 8의 놓칠 확률의 원인이 되는 의 값을 결정함으로써 구해진다. 그러나, 이러한 고도의 집약적인 과정은 본 발명에서의 실시간 적용에 있어서는 실용적이지 못하다. 따라서, 실시간 적용에 있어서 임계값을 결정하기 위해서, 발견적 해결방법(heuristic approach)이 채택된다.
따라서, 본 발명에 따라서, 참조(reference)는 이전 섹션의 새 획득 시스템 동작으로 돌아가게 된다. 신호 에너지(혹은 최대 상관관계기 출력)는 신호검출 임계값 및 잡음 에너지가 잡음평균필터의 출력에서 얻어질 때 구해진다. 신호 검출기에 의해 검출된 신호 에너지는 순간적인 신호 에너지이고 수학식 7의 신호 에너지의 대략적인 추정치로 사용된다. 잡음평균필터의 출력에서의 잡음 신호 에너지는 수학식 10의 잡음 신호 에너지의 추정치이다. 실시간 적응 신호 구분 임계값은 신호 에너지 추정치와 잡음 에너지 추정치의 평균값으로써 얻어진다.
해당 허위경보 확률은 수학식 11의 z대신에 수학식 12의 임계값 Tsc을 이용하여 구해질 수 있다.
따라서, 본 발명에 따라서 SNR 추정치는 수학식 7의 신호 에너지 추정치 TSD 및 수학식 10의 잡음신호 에너지 추정치 을 사용하여 구해진다.
따라서, 추정된 SNR 및 그것의 해당 신호구분 임계값에 따라, 허위 경보 이벤트가 허위 경보율로 발생할 것이고, 그것은 허위 경보 확률의 역수이다. 유사적으로, 사전검증을 위한 신호검출 후에 테스트 될 부정확 셀의 수 (Cn)는 허위 경보 확률에 따라서 허위 경보율의 한 배 또는 두 배로 추정된다.
위의 수학식에서 CN은 위에서 언급된 M과 등가이다.
따라서, 단계(220)에서, 만약 잡음 bin(혹은 부정확한 bin)카운터(m)가 임계값(M)(위에서 CN으로 계산된)을 초과하였을 경우, 상기 획득 시스템은 단계(222)에서 제 2휴지의 SNR과 상수 임계값(Tse2)을 비교한다. 만약 SNR이 Tse2를 초과하였을 경우, 획득 시스템은 단계(224) (위에서 상술된 것처럼)에서 검색 과정을 중단하고 검증 논리회로를 적용한다. 이러한 현상은 상기 획득 시스템이 신뢰성 있는 PN 코드 신호(혹은 셀)를 구하고 그 신호(혹은 결정) 품질의 신뢰도를 테스트한 후에 잡음 bin의 적합한 수를 계산할 때 발생한다.
만약 단계(222)에서 상기 SNR이 Tse2를 초과하지 않았을 경우에는, 획득 시스템은 단계(234)로 진행한다. 이와 유사하게, 단계(220)에서는, 만약 잡음 bin 카운터(m)가 임계값 M을 초과하지 않았을 경우, 획득 시스템은 단계(234)로 진행하고 검색을 계속한다.
그때 단계(234)에서 획득 시스템은 모든 PN 위상이 검색되었는지를 확인하기 위해서 현재 위상(i)과 총 PN 공간에서의 PN 위상의 수(q)를 비교한다. 상기 "q"는 칩 분해도에 의해 분할된 PN 공간의 총 수를 나타낸다. 바람직한 실시 예에서는 절반-칩 분해도가 사용된다. 따라서, 만약 현재의 PN 위상(i)이 총 위상의 수 (q)와 같으면, 그때 획득 시스템은 검색 과정을 중단하고, 제어는 단계(224)로 진행하고, 여기에서 검증논리회로(아래에 설명될)가 적용되고 과정이 종료된다. 이것은 획득 시스템이 모든 가능한 PN 공간을 검색하고 있고, 또한 상기 시스템은 신호, 즉 결정품질을 테스트하게 된다는 것을 의미한다.
그러나, 만약 현재의 PN 위상 "i"가 총 위상 "q"와 같지 않으면, 그때는 단계(234)에서 "i"는 "q"와 동일하지 않을 것이고 제어는 단계(236)로 진행한다.
단계(236)에서, 국부적으로 생성된 PN 코드 신호의 위상은 칩의 절반만큼 증가(혹은 감소)되고, 새로운 PN 코드가 단계(238)에서 생성되며, 상관관계가 재시험된다. 상기 과정은 히트(hit)가 발생할 때 즉, 배의 제 1 신호 검출(Tsd1)이 짧은 상관관계 적분간격(short correlation integration interval)으로부터 초과될 때까지 이런 과정이 계속된다.
단계(212)에서, 만약 시간(t)에서의 주파수 영역 에너지 출력이 신호검출 임계값 (Tsd1)(여기서는 t-1 시간까지 사전에 획득된 최대 에너지 출력)의 배를 초과한다면 (여기서 x는 1/16과 1/8의 사이의 값), 단계(226)에서 적분기의 출력이 제 1신호 검출 임계값 (Tsd1)을 초과할 경우, 제 1 신호 검출 임계값 (Tsd1)은 단계(228)에서 적분기의 출력값으로 대체된다. 제 1 신호 구분 임계값 (Tsc1)은 갱신된 (Tsd1)의 평균값 및 잡음추정기의 출력에서 얻어진 잡음 추정치로 대체된다. 만약 적분기의 출력이 제 1신호 검출 임계값 (Tsd1)의 배를 초과하면(여기서 x는 1/16과 1/8의 사이의 값이고, 임계값(Tsd1)보다는 작은 값), 단계(228)는 생략되고 임계값은 갱신되지 않는다.
다음으로, 단계(230)에서, 획득 시스템은 제 1 휴지로부터 얻어진 SNR을 상수 임계값(Tse1)과 비교한다. 만약 SNR이 임계값(Tse1)을 초과하지 않는다면, 시스템은 단계(232)에서 잡음 bin(혹은 부정확한 셀) 카운터(m)를 "0"으로 리셋 시킨다. 그후, 위에서 기술된 것처럼, 단계(234)에서 라면, 획득 시스템은 검색 과정을 중단하고 단계(224)에서 검증 논리회로를 적용한다. 이러한 과정은 획득 시스템이 가능한 모든 PN 공간을 검색하고 그리하여서 신호의 신뢰성 및 결정의 품질을 테스트할 때 발생한다. 만약 단계(234)에서 "i"가 "q"와 같지 않다면, 단계(236)에서 국부적으로 생성된 코드 신호의 위상은 칩의 절반만큼 변형되고, 새로운 PN 코드는 단계(238)에서 생성되며, 상관관계는 재시험된다.
만약 단계(230)에서 SNR이 임계값(Tse1)을 초과한다면, PN 코드 위상을 변화시키지 않고 적분(휴지)기간은 단계(240)에서 N2개의 샘플만큼 증가한다. 다음으로, 단계(242와 244)에서는, K개의 부분 상관관계 값은 N2개의 샘플의 제 2(혹은 긴) 적분 구간에 대한 부분적인 상관관계 과정에 의해 구해진다. J+K개의 부분상관계 값을 제 1 및 제 2의 휴지로부터 구한 후에, 단계(202)에 대해서 상술한 하드웨어 처리과정을 이용하여, 단계(246)에서 상관관계 버퍼에 L-J-K개의 "0"을 더하고, 단계(248)에서 ASIC 하드웨어 내에서는 L 포인트 FFT를 계산한다. FFT와 함께 사용된 주파수 영역 에너지는 단계(250)에서 L개의 주파수 bin(S(n))상의(여기서 n=1, 2,...,L) 가장 큰 에너지를 선택함으로써 구해진다.
단계(252)에서, 만약 제 2신호 검출 임계값(Tsd2)이 초과되었다면, 단계(254)에서 Tsd2는 제 2휴지의 주파수 영역 에너지의 현 출력으로 대체된다. 또한 단계(220)에서 상술한 것처럼 신호 구분 임계값(Tsc2) 및 잡음 bin 카운터 임계값(M)은 단계(256)에서 갱신된다. 단계(232)에서 잡음 bin 카운터(m)는 "0"으로 초기화된다. 그후, 위에서 설명한 것처럼, 단계(234)에서 "i"가 "q"와 같다면, 획득 시스템은 검색 과정을 중단하고 단계(224)에 검증 논리회로를 적용한다. 만약 단계(234)에서 "i"가 "q"와 같지 않다면, 그 때는 단계(236)에서 국부적으로 발생된 코드 신호의 위상은 칩의 반만큼 변형되고, 새로운 PN 코드가 단계(238)에서 생성되며, 상관관계가 재검사된다. 따라서, 정확한 셀 후보가 검출되고 이제 정확한 셀 후보 이후의 부정확한 셀의 수는 신뢰도 확인을 위해 계산된다.
만약 제 2의 신호 검출 임계값(Tsd2)이 단계(252)에서 초과하지 않았다면, 단계(258)에서 획득 시스템은 현재의 에너지 출력을 신호 구분 임계값(Tsc2)(잡음 추정치와 신호 검출 임계값(Tsd2) 사이의 최적의 임계값)과 비교한다. 만약 현재의 에너지 출력이 신호 구분 임계값을 초과한다면, 상기 시스템은 단계(232)에서 잡음 bin 카운터(m)를 "0"으로 리셋 시킨다. 그때, 위에서 기술한 것처럼, 단계(234)에서 "i"가 "q"와 같다면, 획득 시스템은 검색 과정을 중단하고 단계(224)를 통해 검증 논리회로를 적용한다. 만약 단계(234)에서 "i"가 "q"와 같지 않다면, 그때는 단계(236)에서 국부적으로 발생된 코드 신호의 위상이 칩의 반만큼 변형되고, 새로운 PN 코드가 단계(238)에서 생성되며, 상관관계가 재시험된다.
그러나, 단계(258)에서, 만약 신호 에너지(예를 들면 최대 주파수 bin의 출력)가 신호 구분 임계값(Tsc2)을 초과하지 않는다면, 제 2휴지에 대한 잡음 추정치는 단계(260)에서 잡음 추정기(1-폴(IIR) 혹은 평균 연산기)에 주파수 영역 에너지 출력을 공급함으로써 갱신된다. 시스템은 잡음 bin 카운터(m)를 단계(218)를 통해 "1"만큼 증가시키고(위에서 기술한 것처럼), 그런 후 잡음 bin 카운터(m)는 단계(220)에서 임계값(M)과 비교된다. 단계(220)에서, 만약 잡음 bin(혹은 부정확한 bin)카운터(m)가 임계값(M)을 초과한다면, 획득 시스템은 단계(222)에서 제 2휴지의 SNR을 상수 임계값(Tse2)과 비교한다. 만약 SNR이 Tse2를 초과하였을 경우, 획득 시스템은 단계(224)에서 검색 과정을 중단하고 검증 논리회로를 적용하는데, 이것은 획득 시스템이 신뢰적인 신호(혹은 정확한 셀)를 구한 후에 적절한 수의 잡음 bin(혹은 부정확 셀)을 계산하고 있다는 것을 의미한다.
단계(222)에서, 만약 SNR이 Tse2를 초과하지 않는다면, 획득 시스템은 단계(234)로 진행된다. 이와 유사하게 단계(220)에서, 만약 잡음 bin 카운터(m)가 임계값(M)을 초과하지 않는다면, 획득 시스템은 단계(234)로 진행하고 검색이 계속된다.
그런 후에 단계(234)에서 획득 시스템은 모든 PN 위상이 검색되는지를 확인하기 위해 현재의 위상(i)을 총 PN 공간에서의 PN 위상의 수(q)와 비교한다. 여기서 "q"는 칩 분해도에 의해 분할된 PN 공간의 총수를 나타낸다. 바람직한 실시예에서는 절반 칩 분해도가 사용된다. 따라서, 만약 현재의 PN 위상(i)이 총 수(q)달하면, 이때 획득 시스템은 검색 과정을 중단하고, 제어는 검증 논리회로(아래에 기술될)가 적용되는 단계(224)로 진행하고, 과정이 완료된다. 이것은 획득 시스템이 가능한 모든 PN 공간을 검색하고 있다는 것을 의미하고, 상기 시스템은 그 다음으로 신호, 즉 결정 품질을 테스트한다.
그러나, 만약 현재의 PN 위상(i)이 총 수인 (q)에 도달하지 않으면, 단계(234)에서 "i"는 "q"와 동일하지 않을 것이고, 제어는 단계(236)로 진행한다.
따라서, 본 발명에 따라서, 수신된 입력 신호는 국부적으로 발생된 PN 코드 복제의 가능한 모든 코드 위치 및 해당하는 임계값에 연속적으로 상호 관련되고, 최대의 검출기 출력은 검출기 출력이 임계값을 초과할 때마다 갱신된다. 이러한 현상은 상호 관련된 에너지 출력이 검색 과정을 중단하기 위한 필요한 조건을 만족할 때까지 이루어지고, 그렇지 않을 경우 모든 PN 공간이 검색된다. 이러한 테스트의 종결시 혹은 검색 과정의 중단 결정후에, 정확한 PN 배열 후보가 신호에너지가 최대인 국부적인 PN 코드 위상 위치로써 선택된다.
다음으로는, 단계(224)에서 이용되는 검증 논리회로가 기술될 것이다. FTACMSC루틴이 PN 코드 위상을 선택한 후에, 검증 과정은 선택에 있어 확신을 제공하기 위해 이루어진다. 만약 받아들여질 수 있는 레벨의 확신이 이루어지지 못한다면, 검색 과정은 즉시 재시작 된다. 상기 검증 논리회로는 다음과 같은 단계들을 포함한다.
1. 국부(수신기) PN 코드 위상을 FTACMSC 선택 PN 코드 위상(시간 차이에 대해 조정된)으로 정렬.
2. L 상관관계 값을 수집.
3. 하드웨어(적절한 "0" 패딩을 갖고 있는) 내에서 L포인트의 FFT를 계산.
4. 최대 크기의 Ymaxj를 저장.
5. k개의 크기가 메모리 버퍼에 저장될 때까지 위의 단계를 반복:
Ymax=(Ymax1, Ymax2,........, Ymaxk).
6. Ymax의 각 성분을 제 2 휴지에서 얻어진 최대 값(TSD2)과 비교.
(Ymax > Thresh * TSD2)
7. 이런 테스트에서 제공되는 결과를 생성하기 위해 사용된 k 및 임계값의 값은 예로써 k=5, 임계값=0.8이다.
다음으로, 주파수 오프셋 환경에 대해 주파수가 추정되는 방법이 기술된다. FTACMSC 알고리즘에서의 FFT의 계산결과는 신호 크기와 그 크기의 상대적인 주파수 오프셋을 제공한다. FFT 출력 벡터에서 최대 요소가 발견될 때, 주파수 오프셋을 추정하기 위해 색인(index)이 사용될 수 있다. FFT는 단지 이산적인 주파수에서의 에너지를 축적한다. 따라서 단일 FFT의 주파수 분해도는 FFT 크기와 FFT의 샘플링 주파수의 함수이다. 검증 논리회로는, 추정을 향상시키기 위해 사용될 수 있는 수신된 신호의 크기 및 주파수의 k개의 추정값을 제공한다. 그런 적격의 주파수 bin은 더 나은 주파수 분해도를 제공하기 위하여 시도로써 평균 연산된다. 최대의 에너지가 발견되는 추정된 주파수 bin(K)에 따라서, 주파수 오프셋은 다음과 같은 식을 사용하여 추정될 수 있다.
만약 이라면
또는
이고, 여기서 Tc는 PN 칩 주기이고, Np는 상관관계 값의 추정을 위해 사용되는 부분적인 상관관계의 길이이다. 주파수 오프셋을 추정함에 의해, 획득은 수신기를 통해 정확하게 수행될 수 있는데, 왜냐하면 이러한 주파수 오프셋이 고려될 것이기 때문이다.
만약 예상되는 주파수 오프셋이 모호한 한계인 L/2에 접근한다면 부가적인 논리회로가 요구될 수 있다. 그러나, 여기에서 설명되는 예에 있어서는, 주파수 오프셋이 +/- 16KHz내에 있는 한 어떠한 부가적인 논리도 요구되지 않는다.
그러므로 본 발명에 따라, 종래의 획득 시스템에 대해 특히 주파수 오프셋 환경에서 이점들을 초래하는 개선된 획득 시스템이 제공되어진다.
따라서 본 발명의 사상과 범주를 벗어남이 없이 상술한 방법을 수행함에 있어서 또한 설명한 구성에 있어서 어느 정도의 변경이 이루어질 수 있기 때문에, 선행한 설명으로부터 명백한 것들 중 본 발명의 목적이 효과적으로 얻어질 수 있음을 알 수 있을 것이고, 위의 설명부에 포함되고 첨부된 도면에서 제시한 모든 내용은 제한하려는 차원이 아니고 설명하려는 것으로서 이해되어야 한다.
또한 다음의 청구항들은 여기서 기술된 본 발명의 모든 포괄적이고 구체적인 특징과 그것에 대해서 언급될 수 있는 언어적인 문제와 같은 본 발명의 범위에 대한 모든 설명을 포함하려 한다는 것을 이해해야 한다.
도 1은 종래의 DS 단일 휴지 직렬 슬라이딩(single dwell serial sliding) 획득 시스템을 도시하고 있는 블록도.
도 2는 본 발명에 따라 구성된 퓨리에 변환 지원 연속 감시 검색 상관관계(FTACMSC: Fourier Transform Aided Continuous Monitoring Search Correlation) 획득 알고리즘을 도시하고 있는 블록도.
도 3은 본 발명에 따라 FFT(Fast Fourier Trnasform)를 하드웨어로 실현하는 것을 도시하는 도면.
도 4는 본 발명에 따라 구성된 신호 검출기의 일반적인 형태를 도시하는 도면.
도 5는 본 발명에 따른 FFT 결정에 사용되는 단계를 도시하는 도면.

Claims (19)

  1. 코드 분할 다중 접속(CDMA) 신호의 검색 및 획득 방법에 있어서,
    CDMA 신호를 수신하는 단계와,
    상기 수신된 CDMA 신호로부터 의사잡음(PN) 신호를 추출하는 단계와,
    국부 PN 신호를 생성하는 단계와,
    상기 수신된 신호로부터 추출된 상기 PN 신호와 상기 국부적으로 생성된 PN 신호사이의 주파수 오프셋을 결정하는 단계와,
    상기 수신된 신호가 적절한 전송 신호인지를 결정하는 단계와,
    상기 수신된 신호를 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 수신된 신호와 상기 국부적으로 생성된 PN 신호 사이의 부분적인 상관관계에 고속 퓨리에 변환(FFT) 과정을 적용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 방법.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 FFT 과정은 이동 및 덧셈 연산을 사용하는 하드웨어에서 실행되는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 방법.
  4. 제 2항에 있어서, 신호대 잡음비(SNR)를 추정하기 위해 상기 FFT 과정에 상관관계의 짧은 길이를 사용하는 단계와,
    제 2의 추정된 SNR를 결정하기 위해 상기 상관관계의 짧은 길이를 갖는 상기 FFT 과정의 결과에 기초한 제 2의 FFT 과정에서 상관관계의 긴 길이를 사용할 것인가를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 방법.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 검색이 중단되어야 하는지를 결정하기 위해 상기 제 2의 추정된 SNR를 부분적으로 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 방법.
  6. 제 4항에 있어서, 상기 검색율을 결정하기 위해 상기 제 2의 추정된 SNR을 부분적으로 사용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 방법.
  7. CDMA 신호 검색 및 획득 장치에 있어서,
    CDMA 신호 수신용 수신기와,
    수신된 상기 CDMA 신호로부터 의사잡음(PN) 신호를 추출하기 위한 수단과,
    국부 PN 신호를 생성하기 위한 신호 생성기와,
    상기 수신된 신호로부터 추출된 상기 PN 신호와 상기 국부적으로 생성된 PN 신호 사이의 주파수 오프셋을 결정하기 위한 제 1수단과,
    수신된 신호로부터 추출된 상기 PN 신호가 적절한 PN 신호인지를 결정하기 위한 제 2수단과,
    상기 수신된 신호를 디코딩하기 위한 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 장치.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 제 1수단은 상기 수신된 신호와 상기 국부적으로 생성된 PN 신호사이의 부분적인 상관관계에 FFT을 적용하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 장치.
  9. 제 8에 있어서, 상기 FFT 과정을 하드웨어로 실행하기 위한 FFT 하드웨어를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 장치.
  10. 제 9에 있어서, 상기 FFT 하드웨어는 이동 연산(shift operation)을 수행하기 위한 하드웨어와 덧셈 연산을 수행하기 위한 하드웨어를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 장치.
  11. 제 8항에 있어서, 상기 제 1수단은 SNR을 추정하기 위해 상기 FFT 과정에 상관관계의 짧은 길이를 사용하는데, 상기 장치는 상기 상관관계의 짧은 길이를 갖는 상기 FFT 과정의 결과에 기초한 제 2의 FFT 과정에서 상관관계의 긴 길이를 사용할 것인가를 결정하기 위한 제 3수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 장치.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 제 1수단은 제 2의 추정된 SNR을 결정하기 위해 상기 상관관계의 긴 길이를 사용하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 장치.
  13. 제 12항에 있어서, 상기 검색이 중단되어야 하는지를 결정하기 위해 상기 제 2의 추정된 SNR을 부분적으로 사용하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 장치.
  14. 제 12항에 있어서, 상기 검색율을 결정하기 위해 상기 제 2의 추정된 SNR를 부분적으로 사용하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 신호 검색 및 획득 장치.
  15. 주파수 오프셋 환경에서의 CDMA 신호의 검색 및 획득 방법에 있어서,
    CDMA 신호를 수신하는 단계와,
    상기 수신된 CDMA 신호로부터 의사잡음(PN) 신호를 추출하는 단계와,
    국부 PN 신호를 생성하는 단계와,
    이동연산 및 덧셈 연산을 사용하는 하드웨어에서 FFT 과정을 실행하는 단계와,
    상기 FFT 과정의 결과를 사용하여, 상기 수신된 신호로부터 추출된 상기 PN 신호와 상기 국부적으로 생성된 PN 신호 사이의 주파수 오프셋을 결정하는 단계와,
    상기 수신된 신호로부터 추출된 상기 PN 신호가 적절한 PN 신호인가를 결정하는 단계와,
    상기 수신된 신호를 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 환경에서의 CDMA 신호의 검색 및 획득 방법.
  16. 제 15항에 있어서,
    SNR를 추정하기 위해 상기 FFT 과정에 상관관계의 짧은 길이를 사용하는 단계와,
    제 2의 추정된 SNR을 결정하기 위해 상기 상관관계의 짧은 길이를 갖는 상기 FFT 과정의 결과에 기초한 제 2의 FFT 과정에서 상관관계의 긴 길이를 사용할 것인가를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 환경에서의 CDMA 신호 검색 및 획득을 위한 방법.
  17. 주파수 오프셋 환경에서의 CDMA 신호의 검색 및 획득 장치에 있어서,
    CDMA 신호 수신용 수신기와,
    수신된 상기 CDMA 신호로부터 의사잡음(PN) 신호를 추출하기 위한 수단과,
    국부 PN 신호를 생성하기 위한 신호 생성기와,
    FFT 과정을 결정하기 위해 이동연산과 덧셈 연산을 사용하는 하드웨어와,
    상기 수신된 신호로부터 추출된 상기 PN 신호와 상기 국부적으로 생성된 PN 신호 사이의 주파수 오프셋을 결정하기 위한 제 1수단으로써, 상기 수신된 신호로부터 추출된 PN 신호와 상기 국부적으로 생성된 PN 신호 사이의 부분적인 상관관계에 상기 FFT 과정을 적용하는 제 1수단과,
    상기 수신된 신호로부터 추출된 상기 PN 신호가 상기 FFT 과정 적용 결과의 일부에 기초한 적절한 PN 신호인가를 결정하는 제 2수단과,
    상기 수신된 신호를 디코딩하기 위한 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 환경에서의 CDMA 신호의 검색 및 획득 장치.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 제 1수단은 SNR을 추정하기 위하여 상기 FFT 과정의 적용에서 상관관계의 짧은 길이를 사용하고,
    상기 장치는 상기 상관관계의 짧은 길이를 갖는 제일 먼저 기술된 FFT 과정 적용의 결과에 기초한 제 2의 FFT 과정에서 상관관계의 긴 길이를 사용할 것인가를 결정하기 위한 제 3수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 환경에서의 CDMA 신호의 검색 및 획득 장치.
  19. 제 17항에 있어서, 상기 획득 시스템은 또한 부가적인 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise) 환경에서도 동작할 수 있는 것을 특징으로 하는 주파수 오프셋 환경에서의 CDMA 신호의 검색 및 획득 장치.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8718960B2 (en) 2009-09-30 2014-05-06 Electronics And Telecommunications Research Institute System and method of selecting white gaussian noise sub-band using singular value decomposition

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6965630B1 (en) * 2000-10-10 2005-11-15 Freescale Semiconductor, Inc. Mode Controller for signal acquisition and tracking in an ultra wideband communication system
JP3251261B2 (ja) * 1999-04-21 2002-01-28 エヌイーシーモバイリング株式会社 Ｃｄｍａ受信装置
JP2001061176A (ja) * 1999-08-20 2001-03-06 Pioneer Electronic Corp 通信装置
FI20002134A (fi) 2000-02-09 2001-08-10 Nokia Networks Oy Koodisynkronointimenetelmä ja vastaanotin
FI20000273A (fi) * 2000-02-09 2001-08-10 Nokia Networks Oy Menetelmä suorittaa koodisynkronointi ja vastaanotin
JP3418981B2 (ja) 2000-02-16 2003-06-23 日本電気株式会社 スペクトラム拡散通信同期捕捉回路
US6735243B1 (en) * 2000-11-08 2004-05-11 Nokia Corporation Method, apparatus and system for fast acquisition of a spread spectrum signal
GB2369017B8 (en) * 2000-11-10 2006-04-06 Ubinetics Ltd Time alignment
US6965632B2 (en) * 2001-06-08 2005-11-15 Sony Corporation Method and apparatus for using adaptive threshold with initial acquisition
KR100869500B1 (ko) * 2001-12-29 2008-11-19 엘지전자 주식회사 통신 시스템에서 주파수 에러 정정 장치 및 방법
US20060129410A1 (en) * 2002-07-05 2006-06-15 Sam Reisenfeld Frequency estimation
US7042961B2 (en) * 2002-07-12 2006-05-09 Applied Micro Circuits Corporation Full rate error detection circuit for use with external circuitry
RU2234135C1 (ru) * 2003-02-27 2004-08-10 Закрытое акционерное общество "КАСИСС" Устройство охранной сигнализации
US7292619B2 (en) * 2003-03-03 2007-11-06 Mitsubishi Electric Research Laboratories Method and system for acquiring ultra-wide-bandwidth communications signals using sequential block searches
US7221696B1 (en) * 2003-03-03 2007-05-22 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Communication system and method for acquiring pseudonoise codes or carrier signals under conditions of relatively large chip rate uncertainty
KR100523671B1 (ko) * 2003-04-30 2005-10-24 매그나칩 반도체 유한회사 이중 게이트절연막을 구비하는 씨모스 이미지 센서 및그의 제조 방법
KR100620889B1 (ko) 2004-07-28 2006-09-19 한국과학기술원 어림 최대 비슷함 비율을 이용한 부호획득 기법
FR2875658B1 (fr) * 2004-09-21 2007-03-02 Commissariat Energie Atomique Estimation du rapport signal a interference plus bruit en sortie d'un recepteur ofdm-cdma.
US7720162B2 (en) * 2005-03-10 2010-05-18 Qualcomm Incorporated Partial FFT processing and demodulation for a system with multiple subcarriers
US7561615B2 (en) 2005-03-18 2009-07-14 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for compensating for phase noise of symbols spread with a long spreading code
US20060222056A1 (en) * 2005-03-29 2006-10-05 Hitachi Kokusai Electric Inc. Base station device
KR100821938B1 (ko) * 2006-04-14 2008-04-15 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 상향링크 주파수 옵셋 추정 장치 및방법
US7864898B2 (en) * 2006-05-17 2011-01-04 Sirf Technology Holdings, Inc. Systems and methods for signal acquistion in navigational satellite signal receivers
CN101192881A (zh) * 2006-11-30 2008-06-04 昂达博思公司 用于快速上行链路空中接口同步的系统和方法
US20090041096A1 (en) * 2007-08-02 2009-02-12 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Efficient synchronization of a spread spectrum signal in the presence of delay and frequency uncertainty
US7937741B2 (en) * 2007-09-29 2011-05-03 Intel Corporation Platform noise estimation and mitigation
CA2704353A1 (en) * 2009-05-13 2010-11-13 Ron Kerr Spreading code acquisition for direct sequence spread spectrum signals
CN101944930B (zh) * 2010-07-16 2013-11-13 北京交通大学 一种能量检测的方法和装置
US9143190B2 (en) * 2013-03-11 2015-09-22 Freescale Semiconductor,Inc System and method for demodulating an incoming signal
FR3045167B1 (fr) * 2015-12-11 2018-01-26 Thales Procedes et dispositifs de validation de synchronisation entre un recepteur de geolocalisation et un satellite emetteur
KR101811221B1 (ko) * 2016-02-17 2017-12-21 주식회사 이노와이어리스 신호 분석기의 ｗｃｄｍａ 신호 타이밍 오프셋 처리 방법
KR101779584B1 (ko) * 2016-04-29 2017-09-18 경희대학교 산학협력단 복잡도 감소에 기반한 ds-cdma 시스템에서의 원신호 복원 방법
CN106230468A (zh) * 2016-09-13 2016-12-14 成都创慧科达科技有限公司 一种基于超宽带技术的无线传感器网络系统
US10735046B1 (en) 2019-10-10 2020-08-04 United States Government As Represented By The Secretary Of The Navy Method of spread code acquisition using phase multiplexed shuffled correlation and concurrent two parameter alignment screening
KR102614178B1 (ko) 2020-11-04 2023-12-15 한국전자통신연구원 무선 통신 시스템에서의 무선 신호 수신 방법 및 장치

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4701934A (en) * 1985-09-03 1987-10-20 Motorola, Inc. Method of doppler searching in a digital GPS receiver
US5175743A (en) * 1991-11-22 1992-12-29 Bell Communications Research, Inc. Spread-time code division multiple access technique with arbitrary spectral shaping
US5579338A (en) * 1992-06-29 1996-11-26 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Spread spectrum receiver using partial correlations
DE4318368C1 (de) * 1993-05-28 1994-07-14 Siemens Ag Verfahren zum Gewinnen eines einen Ausfall der Synchronisation zwischen einer Pseudozufallssignalfolge eines Senders und einer Referenz-Pseudozufallssignalfolge eines Empfängers anzeigenden Signals
US5440597A (en) * 1993-11-23 1995-08-08 Nokia Mobile Phones Ltd. Double dwell maximum likelihood acquisition system with continuous decision making for CDMA and direct spread spectrum system
US5577022A (en) * 1994-11-22 1996-11-19 Qualcomm Incorporated Pilot signal searching technique for a cellular communications system
US5732111A (en) * 1995-12-06 1998-03-24 Rockwell International Corporation Frequency error compensation for direct sequence spread spectrum systems
US6097770A (en) * 1996-10-31 2000-08-01 Lucent Technologies Inc. Frequency offset estimation for wireless systems based on channel impulse response
US6005889A (en) * 1997-07-17 1999-12-21 Nokia Pseudo-random noise detector for signals having a carrier frequency offset
US6055264A (en) * 1997-08-01 2000-04-25 Nokia Mobile Phones Limited Method and apparatus for fast acquisition and multipath search in a spread spectrum system
US6144691A (en) * 1997-09-30 2000-11-07 Nokia Mobile Phones Limited Method and apparatus for synchronizing to a direct sequence spread spectrum signal
US6091703A (en) * 1997-10-10 2000-07-18 Trw Inc. Bulk despreading of multiple independent CDMA sources
US6266361B1 (en) * 1998-07-21 2001-07-24 Chung-Shan Institute Of Science And Technology Method and architecture for correcting carrier frequency offset and spreading code timing offset in a direct sequence spread spectrum communication system

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8718960B2 (en) 2009-09-30 2014-05-06 Electronics And Telecommunications Research Institute System and method of selecting white gaussian noise sub-band using singular value decomposition

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