CN115276712A

CN115276712A - 一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法

Info

Publication number: CN115276712A
Application number: CN202210868072.2A
Authority: CN
Inventors: 丁国栋; 陈晖照; 张伟; 杨建超
Original assignee: Shandong Institute of Space Electronic Technology
Current assignee: Shandong Institute of Space Electronic Technology
Priority date: 2022-07-22
Filing date: 2022-07-22
Publication date: 2022-11-01
Anticipated expiration: 2042-07-22
Also published as: CN115276712B

Abstract

本发明属于卫星通信技术领域，特别涉及一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法。步骤1.缓存；步骤2.载波‑伪码补偿；步骤3.1bit量化；步骤4.顺序读取M路乒乓缓存的数据进行N_fft点快速傅里叶变换；步骤5.从检测到有效的相关峰时刻开始以计数值标记时间，并根据均值、方差和时域重叠窗峰值产生联合门限，动态生成判决门限；步骤6.如果信号包络最大值超过联合判决门限，重置M路码初相和载波‑伪码补偿参数，重复步骤3‑5；步骤7.信号包络最大值与判决门限比较。本发明采用二维复合串行+并行相关的方法完成突发扩频信号捕获，成倍降低了并行规模和资源需求；有效补偿了捕获占用的同步头开销，实现了接收信号准实时处理。

Description

一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法

技术领域

本发明属于卫星通信技术领域，特别涉及一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法。

背景技术

伴随着卫星应用需求及卫星在轨数量的加速式增长，突发信号传输持续时间短、占用资源少、用户容量大，卫星可以通过突发信号传输状态信息、申请信息、接入信息或者协同信息。同时为有效降低卫星辐射的功率谱密度，采用突发扩频信号的传输方式在卫星测控通信、卫星物联网等领域逐渐成为重要的应用形式之一。

由于卫星移动速率快，受多普勒效应影响，载波频率不确定范围较大。扩频信号捕获是对接收信号的载波频率和伪随机码相位进行二维搜索的过程，使得本地复制的载波频率和伪随机码与接收信号之间误差满足精确跟踪解调的要求。快速精准的捕获是信息正确接收的基础，同时也能够降低同步头的开销从而提高传输效率。因此，如何快速、高效的捕获突发扩频信号的载波频率和伪码相位，是通信链路建立的关键环节。

扩频信号的捕获方法有很多。并行频率法采用FFT对载波一次完成搜索，且载波捕获精度高，但捕获时间与伪码长度成正比；并行码相位法采用FFT-IFFT或匹配滤波器对码相位完成一次搜索，搜索速度快，但载波搜索误差大；因此上述方法常用于连续扩频信号的捕获。如公开号为CN113225104的一种异步通信系统多用户突发扩频信号捕获方法及系统采用全并行搜索，用多个并行频率子槽和匹配滤波器支路实现对全部码相位和频率的一次搜索，具有捕获时间短的优势。缺点是随信噪比变低并行规模成倍增加，资源和功耗代价限制了星上应用。因此，传统方法难以同时满足信噪比、高动态、捕获时间和硬件资源的约束。

发明内容

为解决背景技术中提到的缺陷，本发明展示了一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法。

为实现上述目的，现提供技术方案如下：

一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法，包括以下步骤：

步骤1.缓存，将接收基带同相、正交信号分别累加重采样，放入缓存模块；

步骤2.即时产生的基带同相、正交信号以及上述步骤1所述缓存的基带同相、正交信号进行载波-伪码补偿，根据捕获阶段转换标记可选择即时数据或者延迟数据进入下一步处理；

步骤3.补偿后的信号进行1bit量化，量化一方面降低了信号动态，另一方面节省缓存资源。量化后信号与伪码进行相关累加，是否选择去调制处理可在线设置，相关累加的数据放入乒乓缓存；

步骤4.顺序读取M路乒乓缓存的数据进行N_fft点快速傅里叶变换，完成N_fft点并行频率-M路并行伪码的二次相干累积；

步骤5.以一定的时域重叠窗口搜索累积后的信号包络相关峰值，检测突发信号到达时间，从检测到有效的相关峰时刻开始以计数值标记时间，并根据均值、方差和时域重叠窗峰值产生联合门限，动态生成判决门限；

步骤6.如果信号包络最大值超过联合判决门限，则根据最大值对应的码相位和载波频率，重置M路码初相和载波-伪码补偿参数，同时通过捕获阶段转换标记切换为延迟路数据，延迟路深度则根据步骤5所述计数值动态选择，重复步骤3-5；

步骤7.信号包络最大值与判决门限比较，如果超过门限则完成小范围捕获确认，输出捕获的码相位和载波频率；否则，放弃本次搜索结果，返回全遍历捕获状态。

进一步的，所述步骤2中，相干累积时间与并行频率搜索范围成反比，一次搜索范围大于载波捕获范围则为全并行频率搜索，载波-伪码补偿值固定。否则根据具体硬件资源，可选择两种实现方式：①动态设置载波-伪码补偿值以串行+并行频率搜索的方式覆盖载波捕获范围，或②以全并行频率搜索的方式覆盖载波捕获范围。

进一步的，所述步骤4中，M小于伪码长度L_PN，以串行+并行结合的方式覆盖全部L_PN个伪码相位，全遍历捕获阶段并行支路的码相位间隔为L_PN/M，捕获阶段转换后并行支路的码相位间隔为1。

本发明的有益效果：

本发明采用二维复合串行+并行相关的方法完成突发扩频信号捕获，相比全并行快速捕获系统，成倍降低了并行规模和资源需求；基于突发信号到达检测和从信号到达至一次捕获的时间估计，据此动态调整二次捕获回溯数据深度，有效补偿了捕获占用的同步头开销，实现了接收信号准实时处理。

传统的捕获判决门限基于均值、方差统计值以及虚警概率生成，但是在高信噪比下扩频码的残余互相关峰超过门限的概率提高。本发明在基于均值、方差统计及虚警概率的门限基础上，采用1bit量化降低信号动态并最大限度地利用缓存进一步扩展并行度，使用基于时域重叠相关窗峰值检测、均值和方差统计，结合虚警概率生成联合动态门限，保证高信噪比与低信噪比虚警概率的一致性。

附图说明

图1为本发明实施例中单个频率槽串行搜索的捕获框架图；

图2为本发明实施例中多个频率槽并行搜索的捕获框架图；

图3为本发明实施例中重叠窗峰值统计的示意图；

具体实施方式

为使本领域技术人员更加清楚和明确本发明技术方案，下面结合附图对本发明技术方案进行详细描述，但本发明的实施方式不限于此。

如图1和图2所示，二者的差异为频率搜索方式为串行+并行或者全并行，需根据灵敏度、硬件资源、载波捕获范围灵活选择，均为本发明所述方法的具体实施，本实施例提供一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法，包括以下步骤：

步骤1.多级缓存。根据系统工作时钟f_sys和信号重采样时钟f_samp，采用计算公式CW_samp＝f_samp×(2³²/f_sys)得到采样频率控制字CW_samp，通过直接数字频率合成器(DDS)生成控制脉冲，进行速率转换。同相、正交两路信号的结果放入串行多级缓存，每一级缓存的深度约等于扩频码周期的整数倍，缓存的总延迟时间应大于信号到达检测所需最短时间t_{acq_min}，同时小于单次捕获最长搜索时间t_{acq_max}。

步骤2.载波-码动态补偿。载波-码动态补偿模块，根据需要搜索的多普勒频率范围(最小多普勒频移f_{dopp_min}，最大多普勒频移f_{dopp_max})划分为K个子区间，K取值为≥1的正整数。当一次相干累积并行频率搜索范围为f_p，K取值应不小于(f_{dopp_max}-f_{dopp_min})/f_p。

采用计算公式CW_{freq_dopp}＝f_step ^K×(2³²/f_sys)得到载波多普勒频率控制字CWfreq_dopp，使用DDS生成本地载波与基带数据进行复乘运算，完成载波多普勒频率补偿；采用计算公式CW_{code_dopp}＝(f_step ^K–f_std)×R_c/f_RX×(2³²/f_sys)得到伪码频率控制字CW_{code_dopp}进行码率补偿，其中f_step ^K表示第K个搜索槽的载波多普勒频率，f_std表示残余信号中心频率的标称值，R_c为伪码速率，f_RX为接收射频信号频率。

步骤3.1bit量化。补偿后的基带同相、正交信号I(k)、Q(k)，按照如下公式进行量化：

(I(k)>＝0)&(Q(k)>＝0)&(abs(I(k))>＝abs(Q(k))＝1；

(I(k)>＝0)&(Q(k)>＝0)&(abs(I(k))<abs(Q(k))＝1+1j；

(I(k)<0)&(Q(k)>＝0)&(abs(I(k))>＝abs(Q(k))＝-1+1j；

(I(k)<0)&(Q(k)<0)&(abs(I(k))<abs(Q(k))＝1j；

(I(k)<0)&(Q(k)<0)&(abs(I(k))>＝abs(Q(k))＝-1；

(I(k)<0)&(Q(k)>＝0)&(abs(I(k))<abs(Q(k))＝-1-1j；

(I(k)>＝0)&(Q(k)<0)&(abs(I(k))>＝abs(Q(k))＝1-1j；

(I(k)>＝0)&(Q(k)<0)&(abs(I(k))<abs(Q(k))＝-1j；

其中，&表示逻辑与，j表示复数的虚部，这里也表示同相支路。

步骤4.本地伪码产生。如前所述，M小于伪码长度L_PN，并行支路的初始码相位间隔为L_PN/M向上取整的值。例如L_PN为1023，M为64，则相位间隔取16。

步骤5.相干累积及乒乓缓存。将本地伪码和量化的同相、正交信号进行M路并行相关累加处理，产生M×N的数据矩阵，放入M对乒乓缓存进行存储。

1bit量化后I、Q数据采用补码需要2bit来表示，累加后的同相和正交信号位宽≤9bit，其中n∈(1，N)。假设N≤1024则FPGA内一个36k的块RAM资源可一次存储L×M×N的数据(L＝2)，如果N≤512则FPGA内一个36k的块RAM资源可一次存储L×M×N的数据(L＝4)，依此类推。等效于伪码并行度乘以L，M个本地伪码产生支路初相的等效间隔变为L_PN/M/L向上取整值。即M个并行伪码生成模块，实际等效于L×M的并行度。

步骤6.快速傅里叶变换。将存储在乒乓缓存中准备好的数据块，按照1～M的顺序依次进行FFT处理，如果乒乓缓存中的数据深度N不满足2的指数，则在每次N个数据后面补零凑齐。FFT需要的并行通道数则根据前面步骤5所述的扩展因子L设置，FFT的长度N_fft应大于等于N同时为2的指数的最小值。

步骤7.计算包络。计算公式为

其中corr_I为FFT相干累积后的实部输出，corr_Q为FFT相干累积后的虚部输出。

步骤8.门限计算。基于时域重叠相关窗统计相关峰值，如图3所示，每个数据块遍历所有待搜索的频率和相位，假设信号从无到有数据块2S首次包含检测到的相关峰；则t_p+s-1时刻S个重叠窗的最大值(数据块1～2S-1)由噪声和载波伪码未对齐的残余相关值决定，t_p+s时刻S个重叠窗的最大值(数据块2～2S)首次检测到有效相关峰，依次在t_p+s+1～t_p+2s-1保持此峰值，约待到下一个窗口更新时刻t_p+2s更新峰值。可见，重叠相关窗口缩短了信号到达发现时间。统计峰值信号还需要与一个预设的阈值比较，超过阈值则认为检测到信号到达，并对数据块从0开始计数，进入均值、方差统计和门限计算阶段。

判决门限由均值、方差统计和前面所述的有效相关峰值共同决定。均值和方差的统计不再赘述，结合低信噪比的虚警概率生成第一类门限；根据有效相关峰值、数据块计数值和高信噪比的虚警概率产生第二类门限。

步骤9.捕获判决。取一次相关时间内K×L×N_fft个包络值的最大值，与动态产生的第一类门限和第二类门限比较，如果同时满足两种门限要求则启动捕获阶段转换，转入小范围捕获确认阶段；否则继续在全遍历搜索阶段完成其他的载波和相位搜索，并循环执行。

全遍历搜索阶段超过门限时刻，记录峰值对应的载波、伪码相位，产生定时清零信号，将本地伪码支路的相位按照1码片间隔初始化，同时根据步骤8所述的数据块计数值，选择不同深度的多级缓存数据用于小范围捕获确认，重复步骤3-8；

步骤10.小范围捕获确认阶段，取一次相关时间内L×N_fft个包络值的最大值与第一类门限比较，如果超过门限则完成捕获，输出捕获的码相位和载波频率；否则，放弃本次搜索结果，返回全遍历捕获状态。

以上所述，仅是本发明的最佳实施例而已，并非对本发明的任何形式的限制，任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围的情况下利用上述揭示的方法和内容对本发明做出的许多可能的变动和修饰，均属于权利要求书保护的范围。

Claims

1.一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤3.补偿后的信号进行1bit量化，量化一方面降低了信号动态，另一方面节省缓存资源；量化后信号与伪码进行相关累加，是否选择去调制处理可在线设置，相关累加的数据放入乒乓缓存；

2.根据权利要求1所述的一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法，其特征在于：所述步骤2中，相干累积时间与并行频率搜索范围成反比，一次搜索范围大于载波捕获范围则为全并行频率搜索，载波-伪码补偿值固定；否则根据具体硬件资源，可选择两种实现方式：①动态设置载波-伪码补偿值以串行+并行频率搜索的方式覆盖载波捕获范围，或②以全并行频率搜索的方式覆盖载波捕获范围。

3.根据权利要求1所述的一种低复杂度的突发扩频信号捕获方法，其特征在于：所述步骤4中，M小于伪码长度L_PN，以串行+并行结合的方式覆盖全部L_PN个伪码相位，全遍历捕获阶段并行支路的码相位间隔为L_PN/M，捕获阶段转换后并行支路的码相位间隔为1。