CN1134924C - 码分多址自适应探测以及补偿频偏和噪声的扩展频谱系统 - Google Patents

Abstract

码分多址(CDMA)系统和直接系列扩展频谱系统的一种经改进的伪噪声(PN)码探测设备和有关的方法，采用付里叶变换，能在附加白高斯噪声环境和频偏环境中工作。产生信噪比(SNR)，不仅用此信噪比决定何时停止信号搜索过程，而且用以调整频偏。为进一步加快处理过程，付里叶变换采用位移和用标准符号位表示其本征矢量进行加法运算。检测概率和误报警概率，特别是在频偏环境中，分别显著得到提高和减小。

Description

码分多址自适应探测以及 补偿频偏和噪声的扩展频谱系统

技术领域

本发明总的说来涉及码分多址(CDMA)系统和直接系列扩展频谱(DSSS)系统例如用来与蜂窝式通信设备配用的一种伪噪声编码探测系统，更具体地说，涉及一种在白高斯噪声和频偏环境中工作性能有所提高、确定信噪比(SNR)以便确定何时停止搜索程度和调整搜索速度的探测系统。

背景技术

一般探测系统在同步和探测过程中缓和频偏影响的办法是将所传送和所接收的伪噪声(PN)信号的部分相关性非相干相加。在扩展频谱通信系统中同步的主要作用是使伪噪声(PN)码不扩散，以解调所收到的信号。这是通过在接收机中产生PN码的局部复制码再使本机PN信号与叠加到所收到的输入信号上的PN信号同步进行的。同步过程通常分两步进行。第一步叫做探测过程，是使该两代码在一个码片时间内在时间上大致一致。第二步叫做跟踪，是再用反馈回路开始起作用并不断保持所叠加的PN信号与本机产生的PN信号之间波形可能有的最佳一致状态。本发明着重于同步系统的探测方面。

同步(或探测)很重要，因而迄今不同应用领域提出的利用各种类型检测器和决策策略的方案很多。大多数同步化方案的共同特点是将所收到的信号和本机产生的信号先联系起来，使两者在量度上彼此类似。接着，将此量度值与阈值相比较，以判定两信号是否同步。若检测出同步，跟踪回路就起作用。若不同步，探测程序和改变本机产生的PN码的相位，并试图在接收机PN信号所有可能有的相位期间以另一相关性作为系统搜索的一部分。

探测的速度和精度是限制CDMA接收机性能的主要因素之一。任何扩展频谱系统都有许多危害系统性能的因素，例如低信噪比(SNR)、频率发生器(晶体振荡器)不完美引起的频偏多普勒频移、和衰减的环境，正是这些因素使代码的初始探测通常成了任何扩展频谱系统中最难以进行的操作。本发明的主要目的是提高低SNR和频偏环境下的探测速度和精度。

处理附加白高斯噪声(AWGN)环境时，最大似然法是一般最实用的探测法。然而，当PN码长且处理增益大时(例如扩展频谱系统中使用的PN码就是这样)，并行处理的复杂性或串行处理时搜索整个代码空间的时间，都使人望而却步。

第二种方法采用串行搜索，这是通过线性改变PN码之间的时差用确定何时达到同步的连续判定法进行的。这种系统文献上通常也叫做单静态滑动探测系统，如图1中所示。由于同步化的测试是根据是否超过阈值进行的，因而与先前讨论过(需要搜索整个频谱)的串行最大似然探测系统相比，这种方案放弃了同步检测上精度的下降而换取探测时间的缩短。

这种常规的串行搜索(或规则系统)采用预定的固定阈值检测同步。但如本技术领域中所周知的那样，串行搜索法(或系统)的最佳探测性能可以通过采用阈值的最佳值达到。在实际通信环境中，最佳阈值随信器噪比(SNR)的变化而变化，信噪比又可能因时因地而异。

在这种实际通信环境中，要使直接系列扩展频谱(DSSS)接收机高效工作，必须采用自动电平控制来确定判断阈值。目前已出版的提出自动控制判断阈值的文章有好几篇，其中包括S.Chung和S.Czaja的美国专利5,440,597；S.Chung在1995年7月的“电气与电子工程师协会(IEEE)VTC国际会议记录”第530-536页上发表的题为“判断阈值自动控制的新串行探测法”的文章；S.G.Glisic在1988年4月第36卷的“IEEE通信学报”第519-528页上发表的题为“直接系列频谱系统中按匹配滤波进行的自动判断阈值电平控制(ADTLC)”的文章；S.G.Glisic在1991年2月“TEEE通信学报”第187-192页上发表的题为“直接系列扩展频谱系统中的自动判断阈值电平控制(ADTLC)”的文章，这里都把这些文献包括进来，以供参考。第三和第四的这些自动阈值控制规则系统都采用两并联的信号能量检测器来利用系统中噪声的特性。噪声特性是通过给两并联信号检测器加上两次置换式本机PN码并从检测器的两输出选取较小的信号能量，从而使所收到的信号不扩散得出的。因此，这些自动阈值控制规则系统采用滤波式统计的瞬时噪声特性控制其判断阈。此外，这些规则系统还要求根据预期的SNR或通信环境优化各设计参数，因而对信号仍然不是完全自适应的。第二个这些自动控制规则系统是个信号自适应系统，通过实时噪声估计和信号估计并根据SNR估计进行判断应用实时SNR统计资料。然而，即使这种探测系统也不能充分解决频偏环境中的探测问题，从而确保提高探测的可靠性。

因此，虽然迄今已经有许多解决附加白高斯噪声(ANGN)环境问题的探测方法，但还没有能充分解决频偏环境中遇到的问题的探测方法。因此，如果能提供一种能充分解决AWGN和频偏诸问题并在性能上比现有的在AWGN和频偏环境中的探测方法都有所提高的探测方法，则大有好处。

发明内容

因此，本发明的目的是提供CDMA和扩展频系统的一种经改进的自适应探测系统。

本发明的另一个目的是提供CDMA和扩展频谱系统的一种经改进、能有效地在频偏环境中工作的自适应探测系统。

本发明的又另一个目的是提供CDMA和扩展频谱系统的一种经改进、尤其是在频偏环境中能大大提高探测概率和大大减少误报警概率的自适应探测系统。

本发明还有另一个目的，即提供CDMA和扩展频谱系统的一种经改进、利用付里叶变换协助频偏估计从而提高检测概率和减少误报警概率的自适应探测系统。

从本说明书和附图可以更清楚地理解本发明的其它目的和优点。

一般说来，本发明提供供获取CDMA信号经改进的自适应探测系统，这种系统的本机相关性利用付里叶变换来估计频偏并利用频偏存储的部分相关的相干相加确定能量。接着，本发明的探测系统利用信号和噪声的统计资料自适应地估计量佳阈值，从而根据该阈值作出最佳的决定。此阈值是采用最大似然(ML)估计出来的。此阈值应用到串行搜索(SS)探测中，并通过经更新的阈值与现行信号强度的比较作出决定。

按照本发明的新探测法，利用快速付里叶变换(FFT)，充分解决了不仅AWGN环境中的问题而且也解决了频偏环境中的问题。这种新探测系统利用好几个一般特点和许多新特点。一般特点包括：信号检测和估计等和在信噪比(SNR)估计中使用的噪声能量估计器。SNR用来计算最佳阈值和相应的误报警率，误报警率用来确定检测候选同步对象之后停止搜索过程之前应测试噪声存储数。

本发明的新探测系统还包括一些新特点，这包括一个频偏估计器，由此频偏估计器通过对本机产生的PN系列与叠加到所收到的信号上的PN信号之间部分相关性进行快速付里叶变换，确定频偏估计值。快速付里叶变换在硬件中进行，采用移位和加法运算代替乘法，以便进行快速处理。用根据短相关长度(第一静态)计算得出的SNR估计值确定是否采用根据长相关长度(第二静态)得出的SNR估计值用作辅助参数来决定是否停止搜索处理。此处理使探测更快，更可靠。长相关信号(第二静态)通路中的SNR估计值使相关性更为可靠。探测处理输出端得出的SNR估计值用来调整搜索速度。这可以是引导信号在时隙模式下或探测程序开始时的搜索速度，其目的在于节电。

根据本发明的新探测系统在部分相关性上应用FFT处理，并在所收到的信号与本机产生的信号之间的PN系列处于同步状态时估计频偏存储的能量。与一般的最大似然系统不同，按本发明构制的系统无需搜索PN整个空间，每当检测出可靠的同步状态时就作出决定。和一般的串行搜索系统不同根据本发明的能搜索系统利用与信号有关的自适应最佳阈值，并在肯定了已获取信号之后停止探测过程。这种处理用作为探测过程的副产品得出SNR估计值以及预先检验逻辑来肯定探测过程是否妥当。本发明通过利用了FFT处理，使探测方法比起一般频偏环境中的探测方法来大大加快了探测过程。

根据本发明的第一方面，提供一种搜索和探测码分多址CDMA信号的方法，包括下列步骤：接收CDMA信号；从所述收到的CDMA信号提取伪噪声PN信号；产生本机PN信号；确定从所述收到的信号提取的所述PN信号与所述本机产生的PN信号之间的频偏；确定所述收到的信号是否为正确传送的信号；和对所述收到的信号进行解码；其中还包括对所述收到的信号与所述本机产生的PN信号之间的部分相关性进行快速付里叶变换FFT处理的步骤；所述FFT处理的步骤还包括下列步骤：在所述FFT处理中用短相关长度估计信噪比(SNR)；和根据所述用所述短相关长度进行FFT处理的结果确定是否在第二FFT处理中采用长相关长度确定第二SNR估计值；部分用所述第二SNR估计值确定是否应停止搜索的步骤；以及部分用所述第二SNR估计值确定搜索速度的步骤。

根据第二方面，提供一种供搜索和探测码分多址CDMA信号的设备包括：一个接收机，供接收CDMA信号用；一个伪噪声PN信号提取装置，供从所述收到的CDMA信号提取PN信号；一个信号发生器，供产生本机PN信号用；第一装置，供确定从所述收到的信号提取的PN信号与所述本机产生的PN信号之间的频偏；第二装置，供确定所述从所收到的信号提取的PN信号是否为正确的PN信号；和一个解码器，供对所述收到的信号进行解码用。

在根据第二方面的设备中，优选地，所述第一装置对所述收到的信号与所述本机产生的PN信号之间的部分相关性进行快速付里叶变换。进一步优选的是，所述的设备，还包括FFT硬件，供在硬件中进行所述FFT处理用。继而，还优选地是所述FFT硬件还包括供进行移位操作的硬件和供进行加法运算的硬件。

在根据第二方面的设备中，优选地是，所述第一装置在所述FFT处理中用短相关长度估计信噪比，所述设备还包括第三装置，供根据所述用所述短相关长度进行所述FFT处理的结果确定是否在第二FFT处理中使用长相关长度。进一步优选的是，所述第一装置用所述长相关长度确定第二SNR估计值。进而，所述设备还包括部分用所述第二SNR估计值确定是否应停止所述搜索的装置。或者，所述设备还包括部分用所述第二SNR估计值确定搜索速度的装置。

根据第三方面，提供一种频偏环境中搜索和探测码分多址CDMA信号的方法，包括下列步骤；接收CDMA信号；从所述收到的CDMA信号中提取伪噪声PN信号；产生本机PN信号；在硬件中用移位操作和加法运算进行快速付里叶变换处理；用所述FFT处理的结果确定所述从所述收到的信号提取的PN信号与所述本机产生的PN信号之间的频偏；确定从所述收到的信号提取的PN信号是否为正确的PN信号；和对所述收到的信号进行解码。

根据第四方面，提供一种供在频偏环境中搜索和探测码分多址信号的设备，包括：一个接收机，供接收CDMA信号用；一个伪噪声信号提取装置，供从所述收到的CDMA信号中提取PN信号；一个信号发生器，供产生局部PN信号用；一个硬件，用移位操作和加法运算确定快速付里叶变换处理；第一装置，供确定从所述收到的信号提取的PN信号与所述本机产生的PN信号之间的频偏，确定所述频偏的装置对从所述收到的信号提取的PN信号与所述本机产生的PN信号之间的部分相关性进行所述FFT处理；第二装置，供部分根据进行所述FFT处理的结果确定从所述收到的信号提取的PN信号是否为正确的PN信号；和一个解码器，供对所述收到的信号进行解码用。

在根据第四方面的设备中，优选地是所述第一装置在进行所述FFT处理时用短相关长度估计信噪比，且所述设备还包括第三装置，供根据进行第一次提到的用所述短相关长度的FFT处理的结果确定是否在第二FFT处理中采用的长相关长度。

在根据第四方面的设备中，优选地是所述探测系统也能在附加白高斯噪声环境中工作。

因此，本发明包括了结构特点，各元件的组合和各部分的配置方式，这些在下面的结构中作为实例说明，本发明的范围则在权利要求书中说明。

附图简述

为更全面地理解本发明，让我们参阅下面的说明和附图。附图中：

图1是一般DS单静态串行滑动探测系统的方框图；

图2是本发明付里叶变换辅助的连续监控搜索相关(FTACMSC)探测规则系统的方框图；

图3是本发明硬件中进行快速付里叶变换的示意图；

图4是按本发明的构制的信号检测器一般形式的示意图；

图5是本发明确定FFT时采用的各步骤的示意图。

发明的具体实施方式

首先参看图2。图中按本发明构制的付里叶变换辅助的连续监控搜索相关(FTACMSC)探测规则系统的示意图。这里所述的探测规则可以在通信设备、电话和其它探测信号的设备中加以实现。本发明如图2所示的探测系统采用了相关长度为N1的第一短相关器和相关长度为N2的第二长相关器。本探测系统还采用了四个自适应阈值Tsc1、Tsd1和Tsc2、Tsd2，供分别与短相关器和长相关器各自的输出比较用。应该指出的是，硬件或软件中可以采用图2方框图中任意数目的方框。但在最佳实施例中，为快速处理，硬件中采用了方框200-212、226、228、236、238和240-256。

从图2中可以看到，PN信号s(t)加上噪声n(t)作为信号S20接收下来之后在接收机的倍增节点201与本机产生的PN码相乘。结果在方框200，对部分相关值NP进行积分。在方框202和204通过对N1个抽样进行检验或短积分进行上述部分相关处理得出J部分相关值。此程序完成之后，在方框206往相关缓存器中存入L-J个零。接着，在方框208确定L点FFT。分别在ASIC硬件中取J＝NI(部分相关值Np)的k＝N2/(部分相关值Np)得出数字J和K。现在参看图3说明在ASIC硬件中进行FFT的过程。

如图3中所示，FFT在硬件中只采用下面所述的位移位和加法运算进行。这里，仅作为实例就8个点进行的FFT处理进行说明，但在不脱离本发明精神实质的前提下也可以采用其它点的FFT处理。首先，L＝8，从探测程序(图2的方框202和206)求出部分相关值R(1)，R(2)，…，R(8)。接着，这些相关值作为LFET的输入输入缓存器中存储起来如下：

Xo(0)＝R(1)，Xo(1)＝R(2)，Xo(2)＝R(3)，Xo(3)＝R(4)，

Xo(4)＝R(5)，Xo(5)＝R(6)，Xo(6)＝R(7)，Xo(7)＝R(8)。

由于采用8点FFT，因而需要图3所示的3级FFT活动目标探测器。符号W^j表示图3中FFT的本征矢量。W^j的值如下。

W^φ＝e^jφ＝1 $W^1=e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{4}}=0.707107-j0.707107$ $W^2=e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}=-j$ $W^3=e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{4}}=-0.707107-j0.707107$

W⁴＝e^-jπ＝-1 $W^5=e^{-j\frac{5\mathrm{\π}}{4}}=-0.707107+j0.707107$ $W^6=e^{-j\frac{6\mathrm{\π}}{4}}=j$ $W^7=e^{-j\frac{7\mathrm{\π}}{4}}=0.707107+j0.707107$

本征矢量的值用位移位和加法求出如下。0.707107≈1-2^-2＜1+2^-2[1-2^-2{1+2^-1(1-1/2)}]＞＝0.70703。

第五频率存储X₃(4)中的能量可(举例)求出如下。其它频率存储中的能量可同样计算出来。

X₃(4)＝X₂(4)+W¹X₂(5)

     ＝X₂(4)+0.707107(1-j)X₂(5)

     ≈X₂(4)+0.70703(1-j)X₂(5)

     ΔX₂(4)+0.70703Z

这样，为简单起见，可以采用符号Z＝(1-j)X₂(5)。0.70703Z的结果可采取图5所示的以下10个步骤求出。

0.70703＝1-2^-2＜1+2^-2[1-2^-2{1+2^-1(1-2^-1)}]＞

上述数字0.70703Z按本发明可只用硬件加法、减法和位移位，利用下列综合运算求出。

(1)将Z向右移1位：A Δ2^-1Z

(2)从Z减去A，得出B：

   B ΔZ-A＝Z(1-2^-1)

(3)将B向右移1位得出C：

   C Δ2^-1B＝2^-1B＝2^-1Z(1-2^-1)＝Z·2^-1(1-2^-1)

(4)给Z加上C得出D：

   D＝Z+C＝Z(1+2^-1(1-2^-1))

(5)将D向右移2位得出E：

   E＝2^-2D＝Z·2^-2(1+2^-1(1-2^-1))

(6)从Z减去E得出F：

   F＝Z-E＝Z(1-2^-2(1+2^-1(1-2^-1)))

(7)将F向右移2位得出G：

   G＝2^-2F＝Z·2^-2(1-2^-2(1+2^-1(1-2^-1)))

(8)给Z加上G得出H：

   H＝Z+G＝Z(1+2^-2(1-2^-2(1+2^-1(1-2^-1))))

(9)将H向右移2位得出I：

   I＝2^-2H＝Z·2^-2(1+2^-2(1-2^-2(1+2^-1(1-2^-1))))

(10)从Z减去I得出J：

   J＝Z-I＝Z(1-2^-2(1+2^-2(1-2^-2(1+2^-1(1-2^-1))))

这样，通过此程序，确定J＝0.70703Z。因此，通过这样做，只用加法、减法和位移位就可以确定FFT，为缩短计算时间，这一切可以在硬件中进行。

再参看图2和步骤208。L为2的乘方，是进行FFT所需要的最少步骤数，但大于或等于至少(J+K)。在步骤210，取Z₁为所有频率存储S(n)中最高的能量求出频域能，其中n＝1，2…，L。在步骤212，若在时间t输出的频域能不超过信号检测阈值T_sd1的(1-X)倍，其中X在1/16与1/18之间(即先前直到时间t-1得出的最大能量输出)，则在步骤214，探测系统将第一频域最高能量输出Z，与信号分类阈T_SC1(这是噪声估计值与信号检测阈值Tsd1之间的最佳阈值)相比较。若第一频域能量输出Z₁超过信号分类阈值，则在步骤232，系统就将噪声存储(或不正确单元)的计数器m清零。

接着，在步骤234，探测系统将现时的相位“i”与总PN空间“q”中PN相位的数目相比较，以核实所有的PN相位是否搜索过。“q”表示总PN空间数除以时间片分辨率。在一个最佳实施例中，采用了半个时间片分辨率。这样，若现时的PN相“i”达总“q”，则搜索系统停止搜索程序，控制过程就转到步骤224，应用校验逻辑(这下面即将说明)，整个程序就结束了。这表明，探测系统已搜索全部可能有的PN空间，于是系统就应测试信号或判定的质量。

但若现时的PN相“i”未达总“q”，则在步骤224中，i就不会等于q，于是控制过程转入步骤236。在步骤236中，本机产生的代码信号，其相位改变半个时间片，在步骤238中产生新的PN码，同时再检验相关性。

若在步骤214中第一频域能量输出Z₁，没有超过信号分类阈值Tsc1，则在步骤216将频阈能量输出馈送到噪声估计器(单极IIR或平均值运算子)，并在步骤218将噪声存储计数器m的计数值递增1。接着噪声存储计数器m在步骤220与阈值m相比较。阈值m是停止搜索之前检测出同步后补对象之后应计出的噪声存储(或不正确单元)的预定数目。阈值M是利用现在就要说明的误报警概率求出的。

本发明新探测规则系统经确定的主要系统参数是停止搜索过程之前检测信号候补对象之后应测试的信号分类阈值和不正确单元的数目。图4示出了离散系统中复合信号检测器的一般形式。图4中，输入接收机的输入信号r_k乘以PN码信号p_k，乘得的输出y_k通过N个时间片进行相干积分。所收到的信号r_k和本机产生的PN信号p_k可模拟如下：

r_k＝S_k+∈+n_k和p_k＝S_k+i，其中S_k+∈为所传送的PN信号，n_k为噪声。下标∈是所传送PN信号的频偏。乘得的输出y_k在同步的前提下(＝H₁)可模拟为：

Y_k＝A_k+n_k＝Y_ck+jy_sk＝(A_ck+n_ck)+j(A_sk+n_sk)    (1)在不同步的前提下(＝Ho)，即 $\∈=\widehat{\∈}$ 可模拟为：

Y_k＝n_k＝Y_ck+jy_sk＝n_ck+jn_sk                   (2)下标C和S表示信号的实数部分和虚数部分，下标K表示相关积分期间的第K个抽样。n_ck和n_sk为方差 ${\mathrm{\σ}}_n^2=\mathrm{No}/2$ 和A²＝Ec时的零平均高斯随机变量，其中Ec为每时间片的能量。应该指出的是y_ck和y_sk为变量σ_n ²下的高斯随机变量，有两个平均值，这取决于假设条件(H₁或H₂)。Y_k通过N个时间片积分的结果为 $Y=Y_c+{\mathrm{jY}}_s=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{\mathrm{ck}}+j\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{\mathrm{sk}}---\left(3\right)$ 其中Y_c和Y_s为NA或零时的平均值的高斯随机变量，这取决于信号所属的假设和变量 ${\mathrm{\σ}}^2={\mathrm{N\σ}}_n^2.$ 平方律包络估计器输出端的能量可用(4)式求出： $Z=Y_c^2+Y_s^2---\left(4\right)$

鉴于Y_C和Y_S统计上是独立的，且为分布情况完全相同的高斯随机变量，因而能量Z的分布为非中心(假设条件为H₁时)或中心(假设条件为H₀时)X²分布，有两个自由度。单元的假设条件为H₁时，能量Z的概率密度函数(pdf)可用(5)式求出：其中S²＝2N²A²， ${\mathrm{\σ}}^2={\mathrm{N\σ}}_n^2---\left(6\right)$ Z的平均值：E(Z/H₁)＝2σ²+S²         (7)I_o(·)则为第一种经修正的零阶贝塞耳函数。积分之后失去引导信号的概率可用(8)式求出： $F_m\left(Z\right)=\underset{o}{\overset{z}{\∫}}\mathrm{px}(X/H_1)\mathrm{dx}=1-Q_1(\frac{S}{\mathrm{\σ}},\frac{\sqrt{z}}{\mathrm{\σ}})=1-Q_1(\frac{\sqrt{2N{E}_c^2}}{{\mathrm{\σ}}_n},\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{{\mathrm{N\σ}}_n}})---\left(8\right)$ 其中Q_n(·)为广义马康姆Q函数。单元的假设条件为Ho时，能量Z的概率密度函数(pdf)可用(9)式求出： $p(Z/H_o)=\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}\exp (-\frac{Z}{{2\mathrm{\σ}}^2})---\left(9\right)$ Z的平均值：E(z/H_o)＝2σ²            (10)积分后的误报警概率可用(11)式求出： $F_F\left(Z\right)=\underset{Z}{\overset{\∞}{\∫}}\mathrm{Px}(X/H_O)\mathrm{dx}=\exp (-\frac{Z}{{2\mathrm{\σ}}^2})---\left(11\right)$ 这样，最佳阈值可通过确定使(8)式的丢失概率等于(11)式的误报警概率的Z的值求出。但此高度频密的程序实时应用到本发明中就不实用了。因此，为确定实时应用时的阈值，采用探试法。

这样，按照本发明，就要回头参看上一部分新探测系统的工作过程。信号能量(或最大相关器输出)作为信号检测阈值求出，噪声能量则在噪声平均滤波器的输出端得出。信号检测器检测出的信号能量为瞬时信号能量，供粗略估计(7)式的信号能量用。噪声平均滤波器输出端有噪信号的能量为(10)式噪声信号能量的估计值。实时自适应信号分类阈值作为信号能量估计值与噪声能量估计值的平均值求出。相应的误报警概率可将(12)式的阈值T_sc代入(11)式中的Z求出。 $P_F\left(\mathrm{Tsc}\right)\≡P_{\mathrm{F\Δ}}\underset{\mathrm{Tsc}}{\overset{\∞}{\∫}}\mathrm{Px}(x/H_0)\mathrm{dx}=\exp (-\frac{{2\mathrm{\σ}}^2+S^2}{{2\mathrm{\σ}}^2})=\exp (-1-\frac{\mathrm{SNR}}{2})---\left(13\right)$ 这样，按照本发明，SNR估计值可用(7)式的信号能量估计值T_SD和(10)式的噪声信号能量估计值E(Z/H₀)求出： $\frac{\mathrm{SNR}}{2}=\frac{T_{\mathrm{SD}}}{E(z/H_0)}-1---\left(14\right)$

这样，在SNR估计值及其相应的信号分类阈值的情况下，误报警会以误报警率(即误报警概率的倒数)发生。因此，信号检测之后应测试以便可以预先鉴定的不正确单元C_N可估计为误报警率的一倍或两倍，这视乎误报警概率而定： $C_N=\frac{K}{P_F\left(\mathrm{Tsc}\right)}---\left(15\right)$ 这些式中的C_N与上述M等效。

因此，在步骤220，若噪声存储(或不正确存储)计数器的计数值m超过M(上面作为C_N计算出来)，探测系统就在步骤222将第二静态的SNR与恒定的阈值T_se2相比较。若SNR超过T_se2，探测系统就停止搜索过程并(如上述那样)在步骤224应用校验逻辑。这是在探测系统在获取可靠的PN码信号(或单元)和测试其信号(或制定)质量的可靠性之后求出噪声存储适当数目的值时发生的。

若在步骤222，SNR没有超过T_se2，探测系统就往前进入步骤234。同样，在步骤220，若噪声存储计数器的计数值m不超过阈值M，探测系统就往前进入步骤234，搜索继续进行下去。

接着，在步骤234，探测系统将现时的相应“i”与总PN空间“q”中的PN相位相比较，以核实所有的PN相位是否搜索过。“q”表示PN空间总数除以时间片分辨率，在一最佳实施例中，采用半个时间片分辨率。这样，若现时的PN相位“i”达总值“q”，探测系统就停止搜索过程，控制程序转入步骤224，应用校验逻辑(这下面即将说明)，于是整个程序就结果了。这表明探测系统已搜索所有可能有的PN空间，接着系统就对信号或判定质量进行测试。

但若现时的PN相位“i”未达到总“q”，则在步骤234i不会等于q，于是控制就转入步骤236。

在步骤236，本机产生的PN码信号的相位增加(或减少)半个时间片，在步骤238产生新的PN码，重新检验相关性。程序如此进行下去，直到发生瞬间波动即从短暂的相关积分时间起就超出第一信号检测阈值Tsd1的(1-x)倍为止。

在步骤212，若在时间t的频域能量输出超过信号检测阈值Tsd1的(1-x)倍(这是时间t-1之前早先获得的最大能量输出)，其中X在1/16与1/18之间，则在步骤226，若积分器输出超过第一信号检测阈值Tsd1，则在步骤228以积分器的输出代替第一信号检测阈值Tsd1。第一信号分类阈值Tsc1用更新的Tsd1和在噪声估计器输出端得出的噪声估计值的平均值代替。若积分器的输出超过第一信号检测阈值Tsd1的(1-x)倍(其中X在1/16和1/8之间)，但小于阈值Tsd1，则跳过步骤228，阈值都不更新。

接着，在步骤230，探测系统将获自第一静态的SNR与恒定阈值Tse1相比较。若SNR不超过阈值Tse1，系统就将噪声存储(或不正确单元)计数器m在步骤232清零。接着，如上所述，若在步骤234i＝q，探测系统就停止搜索过程，并在步骤224应用校验逻辑。这发生在探测系统已搜索所有可能的PN空间从而搜索测试依赖或判定质量的可靠性时。若在步骤234中i不等于q，则在步骤236，本机产生的代码信号的相位改变半个时间片，在步骤238产生新的PN码，重新检验相关性。

若在步骤230中SNR超过阈值Tse1，则无需改变PN码相位，在步骤240由N2个抽样增加积分(静态)时间。接着，在步骤242和244，用N2个抽样第二(或长)积分时间的部分相关程序获取K个部分相关值。从第一和第二静态得出J+K个部分相关值之后，在步骤246给诸相关缓存器加(L-J-K)个零，并用上述有关步骤202的硬件程序在步骤248在ASIC硬件中计算L点FFT。与FFT配用的频域能量是在步骤250从L个频率存储s(n)选取最大能量获得的，其中n＝1，2，…L。

在步骤252，若超过第二信号检测阈值Tsd2，则在步骤254用第二静态频域能量的现时输出代替。此外，如上面就步骤220所述的那样，在步骤256更新信号分类阈值Tsc2和噪声存储计数阈值M。在步骤232，将噪声存储计数器m清零。接着，如上所述，若在步骤234中i＝q，探测系统就停止搜索过程，并在步骤224应用校验逻辑。若在步骤234中i不等于q，则在步骤236中，本机产生的代码信号的相位改变半个时间片，在步骤238产生新的PN码，重新检验相关性。这样，正确的单元候补对象检测出来了，这时就可以在计算出正确单元候补对象之后检测出正确单元的数目，以核实可靠性。

若在步骤252没有超过第二信号检测阈值Tsd2，则在步骤258，探测系统将目前的能量输出与(噪声估计值与信号检测阈值Tsd2之间的最佳阈值的)信号分类阈值Tsc2相比较。若目前的能量输出超过信号分类阈值，系统就在步骤232将噪声存储计数器m清零。接着，如上所述，若在步骤234i＝q，探测系统就停止搜索过程，在步骤224应用校验逻辑。若在步骤234i不等于q，则在步骤236改变本机产生代码信号的相位半个时间片，在步骤238产生新的PN码，重新检验相关性。

但在步骤258中，若信号能量(即最大频率存储的输出)不超过信号分类阈值Tsc2，则在步骤260将频域能量输出馈送到噪声估计器(单极IIR或平均值运算子)更新第二静态的噪声估计值。系统在步骤218(如上所述)将噪声存储计数器m的计数值递增1，接着在步骤220将噪声存储计数器m的计数值与阈值m相比较。在步骤220，若噪声存储(或不正确存储)计数器m的计数值超过阈值m，探测系统就在步骤222将第二静态的SNR与恒定阈值Tsc2相比较。若SNR超过Tsc2，探测系统就停止搜索过程，在步骤224应用校验逻辑，表明探测系统在获得可靠信号(或正确单元候补对象)之后已评价适当数量的噪声存储(或不正确单元)。

若在步骤222中SNR没有超过Tse2，探测系统就往前进入步骤234。同样，在步骤220，若噪声存储计数器M的计数值没有超过阈值m，探测系统就往前进入步骤234，搜索继续进行。

在步骤234，探测系统接着将当前的相位“i”与总PN窨中的PN相位数“q”相比较，以核实所有的PN相应是否已搜索过。“q”表示PN空间总数除以时间片分辨率。在一最佳实施例中采用了半个时间片分辨率。这样，若当前的PN相位“i”达总“q”，则探测系统停止搜索过程，控制转入步骤234，应用校验逻辑(下面即将说明)，整个程序就结束了。这表明，探测系统已搜索所有可能的PN空间，接着系统就测试信号或的判定的质量。

但若当前的PN相位“i”未达总“q”，则在步骤234中i不会等于q，控制转入步骤236。

这样，按照本发明，所收到的信号与本机产生的PN码复制码的所有可能代码位置串行相关起来，相应的阈值和检测器的最大输出则每当检测器输出超过阈值时经过更新。这样做直到相关的能量输出满足停止搜索过程所需要的条件或整个PN空间搜索过为止。此测试结束时或确定停止搜索处理之后，选取PN正确的调准的候补对象作为信号能量最大的本机PN码相位位置。

接下来，说明一下在步骤224应用校验逻辑的过程。FTACMSC程序选择PN码相位之后，为把握选择的正确性，就要履行校验程序。若选择的可信度达还到可接受的程度。就即刻再启动搜索程序。校验逻辑包括下列步骤：

1.调整本机(接收机)PN码的相位使其与FTACMSC选择的(时差上调节过的)PN码相位一致。

2.收集L相关值。

3.在硬件中(以适当的零垫整)计算L点FFT。

4.存储最大值Ymaxj。

5.重复以上各步骤直到K值存入存储缓存器中为止：

  Ymax＝(Ymax1，Ymax2，……，Ymaxk)。

6.将Ymax的各组成部分与第二静态中达到的最大值相比较。

  (Ymax＞阈值×T_SD2)。

7.产生本测试所提供的结果所使用的K值和阈值为，举例说，k＝5，或阈值＝0.8。

接下去，说明一下步骤偏条件下估计频率的方法。FTACMSC规则系统中FFT的计算得出信号大小信其相对频偏。求出FFT输出矢量中最大分量时，可以用这个系数估计频偏。单靠FFT就可以累积离散频率下的能量，因此单一FFT的频率分辨率随FFT规模及其抽样频率而变化。校验逻辑提供了所收到信号幅值的K个估计值和可用以改进估计效果的频率。使频率存储平均，其目的是提供更好的频率分辨率。估计出的频率存储为最大能量所在的频率存储时，频偏可用下式估算出来：若(K＜(L/2)) $\hat{f}=\frac{k}{\mathrm{Tc}\·L\·\mathrm{NP}}$ 或 $\hat{f}=\frac{k-L}{\mathrm{Tc}\·L\·\mathrm{NP}}$ 其中Tc为PN时间片周期，Np为估计相关值时使用的部分相关长度。通过估计频偏，由于会考虑到这个频偏，接收机能精确进行探测。

若预期的频偏接近L/2模糊边界，则可能需要另外的逻辑。但在这里所举的一些实例中，只要频偏在±16千赫的范围内，就无需另外的逻辑。

因此，本发明提供了经改进、比现有的探测系统尤其是在频偏环境中更好的探测系统。

由此可见，这里有效地达到了上面所述的发明目的，这些目的在上面的说明中都说明清楚了。另一方面，由于在不脱离本发明精神质和范围的前提下可以在运用上述方法和制造过程中进行某些改动，因而上述说明中和附图中所示的一切资料应视为举例说明的性质，不应视其为对本发明的限制。

此外，不言而喻，下面的权利要求书包括了本发明在说明书中所述的所有一般和特殊的特点和本发明范围的所有论点，这也包括所有这方面的措辞在内。

Claims (13)

1.一种搜索和探测码分多址(CDMA)信号的方法，包括下列步骤：

接收CDMA信号；

从所述收到的CDMA信号提取伪噪声(PN)信号；

产生本机PN信号；

确定从所述收到的信号提取的所述PN信号与所述本机产生的PN信号之间的频偏；

确定所述收到的信号是否为正确传送的信号；和

对所述收到的信号进行解码；

其中还包括对所述收到的信号与所述本机产生的PN信号之间的部分相关性进行快速付里叶变换(FFT)处理的步骤；

所述FFT处理的步骤还包括下列步骤：

在所述FFT处理中用短相关长度估计信噪比(SNR)；和

根据所述用所述短相关长度进行FFT处理的结果确定是否在第二FFT处理中采用长相关长度确定第二SNR估计值；

部分用所述第二SNR估计值确定是否应停止搜索的步骤；以及

部分用所述第二SNR估计值确定搜索速度的步骤。

2.如权利要求1所述的方法，所述FFT处理在硬件中采用移位和加法运算进行。

3.一种供搜索和探测码分多址(CDMA)信号的设备包括：

一个接收机，供接收CDMA信号用；

一个伪噪声(PN)信号提取装置，供从所述收到的CDMA信号提取PN信号；

一个信号发生器，供产生本机PN信号用；

第一装置，供确定从所述收到的信号提取的PN信号与所述本机产生的PN信号之间的频偏；

第二装置，供确定所述从所收到的信号提取的PN信号是否为正确的PN信号；和

一个解码器，供对所述收到的信号进行解码用。

4.如权利要求3所述的设备，所述第一装置对所述收到的信号与所述本机产生的PN信号之间的部分相关性进行快速付里叶变换(FFT)。

5.如权利要求4所述的设备，还包括FFT硬件，供在硬件中进行所述FFT处理用。

6.如权利要求5所述的设备，所述FFT硬件还包括供进行移位操作的硬件和供进行加法运算的硬件。

7.如权利要求4所述的设备，所述第一装置在所述FFT处理中用短相关长度估计信噪比(SNR)所述设备还包括第三装置，供根据所述用所述短相关长度进行所述FFT处理的结果确定是否在第二FFT处理中使用长相关长度。

8.如权利要求7所述的设备，所述第一装置用所述长相关长度确定第二SNR估计值。

9.如权利要求8所述的设备，还包括部分用所述第二SNR估计值确定是否应停止所述搜索的装置。

10.如权利要求8所述的设备，还包括部分用所述第二SNR估计值确定搜索速度的装置。

11.一种供在频偏环境中搜索和探测码分多址(CDMA)信号的设备，包括：

一个接收机，供接收CDMA信号用；

一个伪噪声(PN)信号提取装置，供从所述收到的CDMA信号中提取PN信号；

一个信号发生器，供产生局部PN信号用；

一个硬件，用移位操作和加法运算确定快速付里叶变换(FFT)处理；

第一装置，供确定从所述收到的信号提取的PN信号与所述本机产生的PN信号之间的频偏，确定所述频偏的装置对从所述收到的信号提取的PN信号与所述本机产生的PN信号之间的部分相关性进行所述FFT处理；

第二装置，供部分根据进行所述FFT处理的结果确定从所述收到的信号提取的PN信号是否为正确的PN信号；和

一个解码器，供对所述收到的信号进行解码用。

12.如权利要求11所述的设备，所述第一装置在进行所述FFT处理时用短相关长度估计信噪比(SNR)，且所述设备还包括第三装置，供根据进行第一次提到的用所述短相关长度的FFT处理的结果确定是否在第二FFT处理中采用的长相关长度。

13.如权利要求11所述的设备，所述探测系统也能在附加白高斯噪声环境中工作。

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