JPS5816838B2 - 多周波信号受信方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、伝送された多周波信号を受信する多周波信号
受信方式特に、押ボタン信号を受信するに好適な多周波
信号受信方式に関するものである。

押ボタン電話機では、押ボタンダイヤル信号（以下、Ｐ
Ｂ倍信号いう）を交換機に送出し、交換機の多周波信号
受信機で受信して、受信４号の同定を行なっている。

このＰＢ倍信号、例えば、６９７Ｈｚ、７７０Ｈｚ、８
５２Ｈｚ、９４１Ｈｚの低周波群と、１２０９Ｈｚ、
１３３６Ｈｚ、 １４ ’１７Ｐｉｚの高周波群とのそ
れぞれから、１周波ずつを選び、その２周波の組み合わ
せにダイヤル数字を対応させたものである。

このようなＰＢ倍信号受信する受信方式として、従来よ
り、信号周波帯域毎に設けられた帯域通過型フィルタの
出力レベルから信号周波数を検出する方式、ディスクリ
ート・フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いる方式、特殊な関
数で波形を展開後、相関を取る方式、零交叉間隔を測定
する方式などが知られているが、このような従来の方式
では、入力信号成分のない周波数帯域に対しても無駄な
演算を必要としたり、通常のサンプリング周波数、例え
ば、８ＫＨｚでは充分な精度が得られないなどの問題が
あった。

そのため、前者の場合は、処理のための部品点数、時間
の増大を招き、受信機のコストが高くなるという欠点が
あり、後者の場合−受信機の多重処理能力を低下させ受
信機のコストの増大を招くという欠点があった。

このような欠点を除去するために、本発明者らは、先に
、特願昭５２−１１０５９０号のような受信方式を提案
した。

この受信方式は、線形予測分析技法の１っであるＰＡＲ
ＣＯＲ分析法（例えば、特公昭４９−１８０ｍ号公報に
示されている。

）を応用し、受信されたＰＢ倍信号分析し、偏自己相関
係数（ＰＡＲＣＯＲ係数、Ｋパラメータとも呼ばれてい
る。

）からなるパラメータを２周波の正弦波信号の波形を同
定するに必要な数、基本的には、４個抽出し、それに基
づいて、受信周波数を同定するもので、従来の方式に比
べて、受信信号自体の処理から受信周波数を決定し得る
こと、低いサンプリング周波数例えば、４ＫＨｚで充分
処理できることなどのために、高精度かつ高多重度の受
信が可能となり、また、マイクロコンピュータなどでの
処理に向いていることから、受信機のコスト低下を計る
ことができ、さらには、多周波信号以外の音声波形など
を誤って信号として見なして受信する、いわゆる擬似信
号化に対して強いという特徴がある。

しかしながら、このようなＰＡＲＣＯＲ分析法に基づく
受信方式は、受話器を取り上げた時に、通話可能である
か話中であるかを示す、４００Ｈｚの信号が現実に受信
信号に含まれているため、それを除くための、高域フィ
ルタあるいは帯域フィルタを設ける必要があるという欠
点があった。

また、上記受信方式では、２周波の信号周波数を決定す
るために、原理的には４次方程式、根の共役複素対称性
と周波数のみを求めればよいという条件を考慮しても、
２次方程式を解く必要があるため、信号処理が複雑にな
り、処理時間が長くなるとともに、２次方程式を解くた
めの回路を設けた場合は、回路が複雑、高価になるとい
う欠点があった。

本発明の目的は、４００Ｈｚの信号を除去できるととも
に、処理時間を短縮し、かつ、装置のコスト低減を計っ
た多周波信号受信方式を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明では、ＰＢ倍
信号ような多周波信号では、低域および高域の特定帯域
に信号周波数帯域が限定され、それぞれの帯域内には１
周波のみしか含まれていないことに着目し、受信信号を
周波数スペクトル分析し、そのスペクトルから、その内
に１周波の信号のみを含む特定帯域のスペクトル部分を
選択的に取り出し、その帯域内のパワースペクトルから
偏自己相関係数を求めることにより、その帯域に含まれ
る信号周波数を一次方程式を解くことによって決定でき
るようにしたことに特徴がある。

まず、本発明による多周波信号受信方式の原理について
以下に説明する。

ＰＡＲＣＯＲ分析法によれば、０〜Ｐ次おくれの自己相
関係数Ｖ。

−Ｖ を係数とする線形代数方程式の解、すなわち、線
形予測係数をα１（ｐ）とし、偏自己相関係数をに、と
すれば、両者の間には、次の（１）式の関係がある。

ｋ・−α （ｉ）・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１，）１ すなわち、ｉ次の偏自己相関係数に、は、ｏ−ｉ次おく
れの自己相関係数Ｖ。

−Ｖｉを係数とする線形代数方程式を解いて得られるｉ
次の線形予測係数に等しいという関係がある。

したがって、例えば次の（２）式の関係が得られる。

また、０，１次おくれの自己相関係数ｖｏ、ｖｌを係数
とする線形代数方程式を解いて得られる線形予測係数α
１１は次の（３）式のようになる。

αＩ（１） −ｖｌ ／ｖｏ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）さらに、０
〜２次おくれの自己相関係数Ｖ。

−ｖ２を係数とする線形代数方程式は次の（４）式で表
わされる。

ｌ＋、） この（４）式を解いて得られる、２次の線形予測係数α
２２は次の（５）式のようになる。

いま、選択された特定帯域内の信号が単一の正弦波信号
ｆ （ｔ） 〔＝ ａｓｉｎωりに限られているとする
と、その時の自己相関係数ｖ１は、サンプリング周期を
Ｔとすれば、次の（６）式のようになる。

この（６）式より、０〜２次おくれの自己相関係数Ｖｏ
−Ｖ２は次の（力〜（９）式のように求められる。

したがって、上述した、（３） 、 （５） 、 （力
〜（９）式から、偏自己相関係数に１．に２は次の（１
０）、（１１）式のように表わされる。

したがって、特定帯域の受信信号から１次の偏自己相関
係数に、および２次の偏自己相関係数に２が求められる
と、その内の、ｋｌから信号周波数ｗ＝２πｆが求めら
れ、またに２から、受信信号が単一正弦波か、音声のよ
うに拡がりを持ったスペクトルを有する信号かが区別で
きることになる。

このことを以下に説明する。

線形予測分析によれば、ｉ段までの誤差（残差）電力γ
ｉは、 となり、もし、ｋｉ−十１であれば、１段目でγ１−０
となり、完全に予測可能となり、元の信号のスペクトル
Ｆ（ω）は次のようになる。

ｋ２−−１なら、２段で完全予測できることになり、ス
ペクトルＨ（ｚ）は、 となる。

次に、線形予測係数αと偏自己相関係数にとの関係は、 であるので、 となる。

もし、ｋ２−−１とすれば、 となり、この式より、スペクトルＨ（ｚ）は、となる。

この式より、極点においては、 ｌ−２ １−２ｋｌｚ＋ｚ＝０ となり、２＼０とすれば、 ｚ −２ｋ ｉ’ ｚ ＋ １ ＝ ０と表わされる
。

この式より２を求めると、となる。

この根を・１＝−γ・ｊθ、・２−γ・−ｊθとおけば
、 となる。

すなわち、根は２平面上で半径１の単位円周上にあるこ
とになる。

このことは、非減衰の正弦波であることを意味する。

よってに２−−１は、信号が正弦波であることを意味し
、拡がりのあるスペクトルでは（安定である限り）１γ
１〈１であり、絶対にに２−−１とはなり得ない。

上述した原理に基づいて、本発明による受信方式を実現
する方法の一例について、以下に述べる。

第１図は、本発明による受信方式の一例の処理手順を示
すフローチャートを示しており、第２図は、受信信号の
周波数スペクトルの例を示している。

まず、第１図の処理ステップ１のように、第２図ａに示
す受信信号波形ｆｔをサンプリング周波数ｆｓＨｚの信
号でサンプリングする。

このサンプリングは少なくとも信号の有無を検出するに
必要な最小時間だけ続行され、この切り出し時間をτ秒
とすれば、その間の処理サンプル数Ｎは、次の（１２）
式のようになる。

このサンプル数Ｎは、後述するフーリエ変換を考慮すれ
ば、２のべき乗（Ｎ＝２ｍ）に選ぶのが便利である。

次に、処理ステップ２では、切り出されたＮ個のサンプ
ル値をフーリエ変換して、第２図すに示すような周波数
スペクトルＦ（（ロ）を得る。

この時、Ｎ個のサンプル値のフーリエ変換による周波数
分解能Δｆは次の０３）式のようになる。

Δｆ＝ｆｓ／Ｎ ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・０３）処理ステップ３
では、選択したい信号周波数帯域すなわちＰＢ倍信号低
周波域あるいは高周波域を決め、その帯域内のパワース
ペクトルを求める。

この帯域の下限および上限の周波数をそれぞれｆＬＨ２
およびｆ ＨＨｚとすれば、選択帯域ＢＨｚおよび中心
周波数ｆｃＨｚは次の（１４）および０９式のように表
わされる。

この下限および上限周波数ｆＬＨ２よびｆ ＮＨ２に対
応するチャンネル番号をＮＬおよびＮＨとすれば、それ
らは次の０６）および（１７）式を満たすように選ばれ
る。

但し、式中の〔〕は整数化の記号で、最も近い整数を表
わす。

したがって、選択周波数帯域内のチャンネル数Ｍは、次
の（１８）式のようになる。

Ｍ＝ＮＨ−ＮＬ＋１ ・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・０８）このチャンネル数Ｍは後
述する逆フーリエ変換のために、２のべき乗（Ｍ＝２ｂ
）にとっておくのが便利である。

処理ステップ４では、第２図すのスペクトルの内、ＮＬ
−ＮＨチャンネル成分を選択し、そのパワースペクトル
を求め、それを１〜Ｍチャンネルのパワースペクトルと
する。

すなわち、ＮＬチャンネルを第１チヤンネルに、ＮＨチ
ャンネルを第１チヤンネルに対応するようにシフトして
パワースペクトルを作る。

さらに、この１〜Ｍチャンネルのパワースペクトルを対
称に折り曲げて、Ｍ＋１〜２Ｍチャンネルのパワースペ
クトルを作り、その結果、第２図Ｃに示すような対称パ
ワースペクトルを得る。

処理ステップ５では、２Ｍチャンネルのパワースペクト
ルから、逆フーリエ変換によって第２図ｄのように自己
相関係数Ｖ。

）Ｖ１７Ｖ２を求める。なお、処理ステップ５では、逆
フーリエ変換の代りに、それと等価なｃｏｓ ｉｎｅ変
換によって相関係数を求めるようにしてもよい。

処理ステップ６では、自己相関係数Ｖ。

−ｖ２から、００）および０１〕式に従って偏自己相関
係数ｋｌｊｋ２を求め、処理ステップ７では、その内の
に２の値が−０，９より小さいかどうかを判定し、それ
が−〇、９より太きければ、選択帯域内の信号はＰＢ倍
信号ない、すなわち非正弦波と判断し、処理ステップ３
に戻る。

また、ｋ２が−０，９より小さくなると、処理ステップ
８により、偏自己相関係数に１に基づいて、次の（１９
）式に従って、信号周波数ｆを決定する。

この０９）式は次のように求められる。

選択的線形予測分析（５ｅｌｅｃｔｉｖｅ １ｉｎｅａ
ｒｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ａｎａｌｙｓｉｓ）手法によ
れは、と表わされ、結局、（１９）式が得られる。

処理ステップ９では、求められた周波数ｆが選択された
感動帯域内（ＰＢ倍信号して受信すべき周波数範囲）に
あるかどうか判定し、帯域内になければ非ＰＢ信号と見
なす。

同じ操作（ステップ３以下）によって高域０信号周波数
を検出し、その結果とあわせて、ステップ１０でＰＢ倍
信号して解読する。

例えば、選択帯域がまず低周波域に選ばれたとすれば、
処理ステップ９で低周波域の１つの信号周波数であると
判断された時、処理ステップ３に戻り、高周波域を選択
して同じような処理を行なう。

その結果から処理ステップ１０により、ＰＢ信号を解読
する。

第３図および第４図は上述した方法による実験結果の１
例を示すもので、第３図はＰＢ倍信号信号周波数検出特
性を示し、第４図はＰＢ倍信号音声信号による偏自己相
関係数に２の値の例を示す１第３図では、ＰＢ倍信号低
域周波数Ｌ１〜Ｌ４および高域周波数Ｈ１〜Ｈ３のあら
ゆる組み合わせに対して、それぞれの帯域内信号周波数
が±２０％、それら２つの信号の相対振幅が±１５ｄＢ
まで変動した時の検出周波数の範囲を実線の直線で、上
記ＰＢ信号周波数に対して周波数が±２．８％まで近づ
いた帯域外信号が入った時の検出周波数をＸ印で示し、
かつ、横軸は、信号周波数検出相対精度を１００分率で
表わしたもので、検出周波数をｆ、上記ＰＢ信号周波数
をｆ。

とすれば、（ｆ／ｆｏ−υ×１００に相当する。

なお、この例では、サンプリング周波数ｆｓが４ＫＨｚ
、サンプリング数Ｎが１２８個の場合を示している。

ところで、第３図において、・印およびＸ印がそれぞれ
±２．０％および±２．８％の点に直線的に表われない
のは、サンプリング周期との関係によって生ずる相対演
算誤差のためである。

図から解るように、±２．０％以内の感動帯域内信号周
波数範囲の検出域と、±２．８％以上の不感動帯域近接
信号周波数範囲の検出域との中間に、いわゆる不確定帯
域（どちらともいえないが信号として受信しなくてもよ
い範囲）があるので、感動帯域内信号と不感動帯域信号
とを明確に区別して受信することができる。

第４図において、・印は各周波数Ｌ１〜Ｌ４、Ｈ１〜Ｈ
３のＰＢ倍信号受信した時の偏自己相関係数に２の一例
を示し、○印は、任意の音声信号を受信した時の偏自己
相関係数に２の値の数例（低群については４例、高群に
ついては３例）を示した。

なお、○印と・印との係数に２の値の比較を容易にする
ため、同一図面で示した。

したがって、ＬｉやＨ，の添字ｉ、ｊは、−印について
はＰＢ倍信号低群と高群の周波数順の番号を、○印につ
いては音声サンプルの番号を示しており便宜上同一の記
号で示しである。

図から解るように、ＰＢ倍信号受信した場合は、ｋ２の
値は必らず−０，９以下となり、音声信号を受信した場
合は−０，９以上となるので、ｋ２の閾値を−０，９と
することによって、明確に音声信号をリジェクトできる
ことになる。

第５図は本発明による多周波信号受信方式を実現する装
置の一実施例を示すものである。

図屹おいて、２１は入力信号端子、２２は切換スイッチ
、２３および２４はバッファメモリ、２５は切換スイッ
チ、２６は高速フーリエ変換装置、２７〜２９はバッフ
ァメモリ、３０．３１は高速フーリエ変換装置、３２．
３３はバッファメモ１バ ３４．３５は演算装置、３６
．３７はバッファメモリ、３８．３９は閾値回路、４０
，４１は比較回路、４２．４３は信号周波数検出回路、
４４．４５は設定用メモリ、４６，４７は出力信号端子
、４８はカウンタを示す。

このような構成において、受信される原信号は例えば８
ＫＨｚでサンプリングしてディジタル信号化されており
、このディジタル信号を入力端子２１に入力し、切換ス
イッチ２２を介してバッファメモリ２３または２４に格
納する。

この切換スイッチ２２は、例えば、３２ミリ秒毎に切り
換えられ、また、入力端子２１からの、ディジタル信号
を１サンプル毎に間引いて、例えば４ＫＨｚのサンプリ
ングデータとしてバッファメモリ２３または２４に記憶
するようになっている。

したがって、バッファメモリ２３および２４には、所定
の分析時間長、例えば、３２ミリ秒の入力信号がそれぞ
れ記憶される。

上述したように、分析時間長が３２ミリ秒、バッファメ
モリのサンプリング周波数が４ＫＨｚとすると、バッフ
ァメモリに記憶される信号のサンプル数は１２８個とな
る。

データの一方のバッファメモリ２３または２４への読み
込みが完了すると、切換スイッチ２２を切り換えて他方
のバッファメモリ２４または２３への読み込みを開始し
、それと同時に、切換スイッチ２５を切り換えて、上記
一方のバッファメモリ２３または２４に記憶された内容
を高速フーリエ変換装置２６に入力し、フーリエ変換を
行ない、変換結果としての周波数スペクトルを、直流分
から高周波成分に向けてチャネル順にバッファメモリ２
７に記憶する。

この変換出力は複素数であり、ｃｏｓ ｉｎｅ変換成分
からなる実数部と、５ｉｎｅ変換成分からなる虚数部と
を有している。

次に、このバッファメモリ２７に記憶されたスペクトル
の中から、ＰＢ倍信号低周波域に対応するチャネル、例
えば、ＮＬ＝１８からＮＨ＝３３までの１６チヤネルお
よびＰＢ倍信号高周波域に対応するチャネル、例えば、
ＮＬ＝３４からＮＨ−４９までの１６チヤネルを選び、
それぞれを＜ワースベクトルに変換するとともに、低域
用および高域用バッファメモリ２８および２９に記憶す
る。

その時、バッファメモリ２８および２９内で記憶された
パワースペクトルの最後のチャネル、例えば、１６チヤ
ネル目を境として１〜１６チヤネルのパワースペクトル
を対称に折り返した１７〜３２チヤネルのパワースペク
トルを作り、記憶する。

このようにしてバッファメモリ２８および２９に記憶さ
れた対称パワースペクトルを用いて低周波域の信号検出
および高周波域の信号検出が並行して行なわれるが、両
者の検出方法は全く同じであるので、こＸでは、低域の
信号検出について詳細に説明する。

バッファメモリ２８の記憶内容、すなわち、１〜２Ｍチ
ャネル、例えば１〜３２チヤネルの対称パワースペクト
ルを高速フーリエ変換装置３０によって逆フーリエ変換
し、その最初の３成分として自己相関係数Ｖ。

７Ｖ１．Ｖ２を抽出し、バッファメモリ３２に記憶する
。

演算装置３４では、これらの自己相関係数から、（ＩＯ
Ｌ（１１式に従って、偏自己相関係数に１．に２を求め
、それをバッファメモリ３６に記憶する。

ところで、ＰＢ倍信号低周波域および高周波域の各周波
数信号に対応する偏自己相関係数に１゜ｋ２の値がとり
得る範囲は例えば第６図のように表わされる。

なお、この値は、サンプリング周波数が４ＫＨｚ、サン
プル数が１２８個（分析期間長３２ミリ秒）、選択され
た低域および高域のチャネルが１８〜３３および３４〜
４９チヤネル、感動信号周波数範囲が±２．０％以内、
不感動周波数範囲が±２．８以上である場合のものであ
る。

メモリ４４および４５には、第６図に示すような、低域
および高域の各信号周波数に対応するに１の値の範囲が
記憶されている。

比較回路４０では、バッファメモリ３６に記憶されてい
る偏自己相関係数に１をメモリ４４に記憶されている値
と比較し、メモリ４４の設定範囲内にあれば、対応する
信号周波数を信号周波数検出回路４２に送出する。

また、バッファメモリ３６に記憶されている偏自己相関
係数に２を閾値回路３８でチェックし、ｋ２が閾値、例
えば、−〇、９より太きい時は、ＰＢ信−号でないとし
て、検出回路４２の出力を抑え、閾値、例えば−０，９
より小さい時は、検出回路４２から信号周波数に対応す
る値を出力端子４６に出力する。

したがって、偏自己相関係数に１．に２が所定の範囲、
例えば、ｋ２＜−０，９で、かつ、ｋｌが第６図に示す
範囲にある時にのみ、対応する信号周波数が出力される
。

なお、カウンタ４８において入力サンプル数をカウント
することによって、カウンタ４８からタイミング信号を
出力し、切換スイッチ２２および２５を相補的に切り換
えることにより、第７図に示すような連続的信号処理を
行なっている。

すなわち、２つの入力バッファメモリ２３および２４に
入力されるデータをそれぞれ＃１．＃２とすれば、まず
、＃１をバッファメモリ２３に入力し、その入力が完了
すると、次に、＃２をバッファメモリ２４に入力すると
ともに、バッファメモリ２３に記憶された＃１をフーリ
エ変換装置２６などの処理装置に送出して、上述した各
種の演算を行なわせる。

そして、＃２をバッファメモリ２４に入力し終ると、次
に、＃１をバッファメモリ２３に入力するとともに、バ
ッファメモリ２４の＃２を処理装置に送り、＃２の演算
を行なう。

このような動作を繰り返すことにより、連続的な信号処
理が行なえる。

このようにして、出力端子４６および４７には、ＰＢ倍
信号低域および高域の信号周波数が得られ、それによっ
て、ダイヤル信号を検出することができる。

なお、上述した実施例では、低域の信号検出と高域の信
号検出をそれぞれ別個の回路を用いて、並列的に行なう
場合について述べたが、演算処理が時間的に間に合えば
、共通の１個の回路を設けて、時分割的に処理するよう
にしてもよい。

また、上述した例では、高速フーリエ変換装置により、
入力信号のフーリエ変換を行なうとともに、パワースペ
クトルを逆フーリエ変換して相関係数を求めているが、
その代りに、マイクロコンピュータ、メモリなどを利用
して、ｃｏｓ ｉｎｅ変換、５ｉｎｅ変換により、フー
リエ変換、相関係数算出を行なうようにしてもよい。

その場合は、例えば、必要とする周波数チャネルのみに
ついてフーリエ変換を行なうこと、０〜２次の時間遅れ
の相関係数のみを求めることができ、それによって、メ
モリ容量を節約し、演算を簡単化できるという利点を持
っている。

また、パワースペクトルから相関係数を求めるには、パ
ワースペクトルが対称であることから、必ずしもパワー
スペクトルを折りかえして対称スペクトルを求めてその
逆フーリエ変換をとらなくても、パワースペクトルのｃ
ｏｓｉｎｅ変換から求まることもよく知られている。

さらに、上述した例では、メモリ４４の設定値により信
号周波数を求めているが、偏自己相関係数に１から直接
、吐式に従って信号周波数ｆを求めるようにしてもよい
。

さらに、装置６〜２８の代りにマイクロコンピュータ等
の処理装置を使用して、処理装置のプログラムで信号処
理を行なうようにしてもよい。

またに２を求めるには式（５）または弐〇〇に示すよう
に割算が必要でバードで簡単にしかも有限ビット数の整
数演算で求めるには精度の低下をともなう。

そこで、 とし、例えばｌ ｋ２′＋ ＜０．２として、受信信号
の正弦波性をチェックするようにしてもよい。

以下にこのこ吉を説明する。

（２０）式は、０υ式を解いて、 としたもので、上述したようにに２−−１であれば、（
２０）式のに２１はＯとなる。

しかし、一般に、演算誤差等によりに２キー〇、９程度
であるから、実際には（２０）式のに２′は０とはなら
ないで、小さな値となる。

それを実験的にチェックして、’に２’ｌ＜０．２と定
めたものである。

要するに、ここでは、Ｉｋ２’ｌがＯに近いことによっ
て、ｋ２が−１に近いことを示している。

上述した実施例からも解るように、本発明では、１周波
のみを含む特定帯域の信号のスペクトルから１次、２次
の偏自己相関係数だけを求めているので、偏自己相関係
数を（１，０） 、 （１υ式のように極めて簡単に求
めることができ、信号処理を極めて簡単かつ短時間に行
なうことができるとともに、極めて簡単な装置で信号処
理が可能となる。

また、求められた偏自己相関係数に２またはに２′によ
り、受信された信号がＰＢ倍信号音声信号かが簡単に判
定でき、擬似信号化を防止できる。

さらに、特定帯域のみを選択して分析しているので、４
００Ｈｚの信号音を完全に除くことができる。

なお、上述した実施例では、ＰＢ倍信号受信の例につい
て説明したが、それに限定されるものでなく、一般に、
複数の帯域のそれぞれに１周波の信号を含む多周波信号
の受信に適用できることは言うまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による多周波信号受信方式の一例の処理
手順を示すフローチャート、第２図は第１図で処理され
る信号、スペクトルを示す図、第３図および第４図は本
発明の実験結果の一例を示すグラフ、第５図は本発明に
よる多周波信号受信方式を実現する装置の一例の構成図
、第６図は第５図の並行処理を説明する図、第７図は各
信号周波数に対応する偏自己相関係数の関係を示す図で
ある。 ２３．２４はバッファメモリ、２２．２５は切換スイッ
チ、２６，３０．３１は高速フーリエ変換装置、３４．
３５は演算装置、４２．４３は信号周波数検出回路であ
る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 複数の特定周波数帯域内に、それぞれ１周波の信号
   を含む多周波信号を受信する多周波信号受信方式におい
   て、入力された前記多周波信号を周波数スペクトル分析
   し、該分析で得られたスペクトルから、１周波の信号の
   みを含む前記特定周波数帯域のスペクトル部分を抽出し
   て、対応するパワースペクトルを求め、該パワースペク
   トルから偏自己相関係数を求め、該偏自己相関係数から
   前記特定周波数を決定するようにしたことを特徴とする
   多周波信号受信方式。 ２ 前記特定周波数帯域のスペクトル部分から対応する
   パワースペクトル成分を求め、該パワースペクトル成分
   を周波数シフトした成分と、その成分を折り返して得ら
   れるパワースペクトル成分とからなる対称パワースペク
   トルを求めるようにしたことを特徴とする特許請求範囲
   第１項記載の多周波信号受信方式。 ３ 前記偏自己相関係数の２次係数の値に応じて前記特
   定周波数帯域内に１周波の信号が存在するかどうかを判
   定することを特徴とする特許請求範囲第１項記載の多周
   波信号受信方式。 ４ 前記多周波信号が押ボタンダイヤル信号からなるこ
   とを特徴とする特許請求範囲第１項記載の多周波信号受
   信方式。 ５ 前記パワースペクトル成分を逆フーリエ変換して自
   己相関係数を求め、該自己相関係数から偏自己相関係数
   を求めるようにしたことを特徴とする特許請求範囲第１
   項記載の多周波信号受信方式。