JPS598497A - ト−ン検出器 - Google Patents
ト−ン検出器Info
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- JPS598497A JPS598497A JP58064642A JP6464283A JPS598497A JP S598497 A JPS598497 A JP S598497A JP 58064642 A JP58064642 A JP 58064642A JP 6464283 A JP6464283 A JP 6464283A JP S598497 A JPS598497 A JP S598497A
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- tone
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04Q—SELECTING
- H04Q1/00—Details of selecting apparatus or arrangements
- H04Q1/18—Electrical details
- H04Q1/30—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents
- H04Q1/44—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current
- H04Q1/444—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies
- H04Q1/45—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling
- H04Q1/457—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling with conversion of multifrequency signals into digital signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔本発明の技術的分野〕
本発明はトーン検出器、特に多重周波数受信装置におけ
るトーン検出器に係る。
るトーン検出器に係る。
検出されるべき信号は有限の周波数の組から選択された
少なくとも１つの周波数から成る。
少なくとも１つの周波数から成る。
本発明では特に、通常２つの単一周波数の信号の組合わ
せから成る多重周波数信号について処理する。これらの
信号は、例えば電話キーボードのダイヤル信号である。
せから成る多重周波数信号について処理する。これらの
信号は、例えば電話キーボードのダイヤル信号である。
この場合、キーボードのキーの１つを押下けることによ
って、多重周波数信号が所定の８周波数の中から選択さ
れた２周波数の組合わせに対応して、電話局（ＰＢＸま
たはＣＸ）に伝送される。押下けられたキーの識別、従
って要求された電話番号の識別は、電話局で、いわゆる
多重周波数受信装置（ＭＦＲ）Ｋよって実施される。Ｍ
ＦＨの動作は受信された波で多重周波数信号の存在を検
出し、受信された多量周波数信号を形成する２周波数を
識別することである。
って、多重周波数信号が所定の８周波数の中から選択さ
れた２周波数の組合わせに対応して、電話局（ＰＢＸま
たはＣＸ）に伝送される。押下けられたキーの識別、従
って要求された電話番号の識別は、電話局で、いわゆる
多重周波数受信装置（ＭＦＲ）Ｋよって実施される。Ｍ
ＦＨの動作は受信された波で多重周波数信号の存在を検
出し、受信された多量周波数信号を形成する２周波数を
識別することである。
一般に、多重周波数信号を形成するように組合わせられ
た２周波数のうち、１つはいわゆる低周波数帯域（例え
ば、約７００乃至１ＤＯＤＨｚ）に属し、他の１つはい
わゆる高周波数帯域（例えば、約１２００乃至１７００
Ｈｚ）に属する。従って、最も簡単なＭＦＲは２個のフ
ィルタ、すなわち低域フィルタ（ＬＰＦ）および高域ラ
レルタ（ＨＰＳ）のみから成ることがあり、両フィルタ
とも１０００Ｈｚと１２ Ｄ Ｄ Ｈｚの間でカッ）・
オフされる。このようにして得られた帯域の各々は更に
４副帯域に分割され、その各々は前記所定の８周波数の
うちの１周波数のみを含むように規定される。ＭＦ’Ｒ
の問題はこのようにして２つの単一周波数信号（純音と
呼ばれる）−一方は低帯域内にあり（ＬＰＦフィルタ・
バンド）、他方は高帯域内にある（ＨＰＦフィルタ・バ
ンド）−を検出する問題に集約される。従って、ＭＦＲ
は２つの類似のトーン受信装置で構成され、一方は高い
周波数を検出、識別し、他方は低い周波数を検出、識別
する。よって、ＭＦＨの機能は前記副帯域の各々でのエ
ネルギを測定し、高低の２周波数帯域の各々で最も高い
エネルギを搬送する副帯域を識別することによって達成
される。
た２周波数のうち、１つはいわゆる低周波数帯域（例え
ば、約７００乃至１ＤＯＤＨｚ）に属し、他の１つはい
わゆる高周波数帯域（例えば、約１２００乃至１７００
Ｈｚ）に属する。従って、最も簡単なＭＦＲは２個のフ
ィルタ、すなわち低域フィルタ（ＬＰＦ）および高域ラ
レルタ（ＨＰＳ）のみから成ることがあり、両フィルタ
とも１０００Ｈｚと１２ Ｄ Ｄ Ｈｚの間でカッ）・
オフされる。このようにして得られた帯域の各々は更に
４副帯域に分割され、その各々は前記所定の８周波数の
うちの１周波数のみを含むように規定される。ＭＦ’Ｒ
の問題はこのようにして２つの単一周波数信号（純音と
呼ばれる）−一方は低帯域内にあり（ＬＰＦフィルタ・
バンド）、他方は高帯域内にある（ＨＰＦフィルタ・バ
ンド）−を検出する問題に集約される。従って、ＭＦＲ
は２つの類似のトーン受信装置で構成され、一方は高い
周波数を検出、識別し、他方は低い周波数を検出、識別
する。よって、ＭＦＨの機能は前記副帯域の各々でのエ
ネルギを測定し、高低の２周波数帯域の各々で最も高い
エネルギを搬送する副帯域を識別することによって達成
される。
しかしながら、予防策を講じないで前記方法と押し進め
ると、誤った検出に陥り易い回路となることがある。こ
のような回路では、本当の番号信号を周辺雑音、すなわ
ち音声信号から見分けることが不可能である。
ると、誤った検出に陥り易い回路となることがある。こ
のような回路では、本当の番号信号を周辺雑音、すなわ
ち音声信号から見分けることが不可能である。
前記ＭＦＨの改善策として、ＬＰＦおよびＨＰＦの出力
部にリミッタ回路を付加するという案が提起された。こ
れはＢｅ１ｌ Ｓｙｓｔｅｍ ＴｅｃｈｎｉｃａｌＪ
ｏｕｒｎａｌ （ＢＳＴ） ｏｆ Ｓｅｐｔｅｍ
ｂｅｒ １９８１、ｖｏｌｕｍｅ ６０、Ｎｏ、７
、ｐｐ １５７．４−１５７６に記述されている。リ
ミッタ回路は２つの役割を演する。第１は振幅リミッタ
として動作しＬＰＦおよびＨＰＦの出力信号の振幅を正
規化することである。第２は複数の周波数を含む副帯域
信号（雑音）よりも単一周波数を含む副帯域信号（ＭＦ
Ｒによって検出される信号の場合）を優先するように動
作することである。
部にリミッタ回路を付加するという案が提起された。こ
れはＢｅ１ｌ Ｓｙｓｔｅｍ ＴｅｃｈｎｉｃａｌＪ
ｏｕｒｎａｌ （ＢＳＴ） ｏｆ Ｓｅｐｔｅｍ
ｂｅｒ １９８１、ｖｏｌｕｍｅ ６０、Ｎｏ、７
、ｐｐ １５７．４−１５７６に記述されている。リ
ミッタ回路は２つの役割を演する。第１は振幅リミッタ
として動作しＬＰＦおよびＨＰＦの出力信号の振幅を正
規化することである。第２は複数の周波数を含む副帯域
信号（雑音）よりも単一周波数を含む副帯域信号（ＭＦ
Ｒによって検出される信号の場合）を優先するように動
作することである。
更に、ＭＦＲの全動作は実際にはディジタル・モードで
実行される点に留意しなければならない。
実行される点に留意しなければならない。
これは次のことを意味する。すなわち、信号は、ＬＰＦ
およびＨＰＦに現われる前に、約８ＫＨｚのナイキスト
周波数でサンプリングされ、１２″ｉ！たは１６ピツト
でディジタル符号化される。従って、ＭＦＲによって実
行される全フィルタ動作はマイクロプロセッサによって
ディジタル・モードで実行される。マイクロプロセッサ
の使用は計算雑音を生じ、ＭＦＨの動作が不安定になる
。更に・毎秒ａｏｏｏのディジタル・サンプルの処理に
はかなりの計算能力を必要とし、これはＭＦＨの費用に
大きく影響する。
およびＨＰＦに現われる前に、約８ＫＨｚのナイキスト
周波数でサンプリングされ、１２″ｉ！たは１６ピツト
でディジタル符号化される。従って、ＭＦＲによって実
行される全フィルタ動作はマイクロプロセッサによって
ディジタル・モードで実行される。マイクロプロセッサ
の使用は計算雑音を生じ、ＭＦＨの動作が不安定になる
。更に・毎秒ａｏｏｏのディジタル・サンプルの処理に
はかなりの計算能力を必要とし、これはＭＦＨの費用に
大きく影響する。
本発明によって比較的低価格のトーン検出器および該検
出器を使用する多重周波数受信装置が実現され、多重周
波数信号の誤った検出に対して十分な保護を与えること
ができる。
出器を使用する多重周波数受信装置が実現され、多重周
波数信号の誤った検出に対して十分な保護を与えること
ができる。
本発明のトーン検出器は下記のものを含む。
値）検出される単数または複数のトーン周波数を含む帯
域幅を有するバンドパス・フィルタ。このフィルタは受
信信号をフィルタし、フィルタされた信号の同相成分お
よび直交成分を供給する。
域幅を有するバンドパス・フィルタ。このフィルタは受
信信号をフィルタし、フィルタされた信号の同相成分お
よび直交成分を供給する。
（ｂｌ フィルタされた信号の前記成分を結合し、そ
の位相および振幅データを取出す手段。
の位相および振幅データを取出す手段。
（ｃｌ 前記位相および振幅データを解析し、前記振
幅データが所定の期間中はぼ一定であって位相変化が前
記所定の期間中はぼ一定であるときにトーン信号受信を
表示する手段。
幅データが所定の期間中はぼ一定であって位相変化が前
記所定の期間中はぼ一定であるときにトーン信号受信を
表示する手段。
本発明の応用として、下記ヲ含む多重周波数受信装置（
ＭＦＲ）が得られろ。
ＭＦＲ）が得られろ。
（ａ） 前記定義の第１トーン検出器。これはいわゆ
る高周波数範囲をカバーする帯域幅を有する。
る高周波数範囲をカバーする帯域幅を有する。
（ｂ） 第１トーン検出器に類似の第２トーン検出器
。
。
これはいわゆる低周波数範囲をカバーする帯域幅を有す
る。
る。
（ｃ） 受信されたＭＦＲ信号を前記位相変化の解析
によって識別し、前記検出器の各々によって検出された
信号の周波数の値を取出す手段。
によって識別し、前記検出器の各々によって検出された
信号の周波数の値を取出す手段。
以下説明する電話の番号指定機能で使用されろ多重、′
周１ノ波′数侶景は１．２つの単一周波数信号から成る
。これらの信号の一方はいわゆる低周波数グループに属
し、６９７Ｈｚ、７７０Ｈｚ、８５２Ｈｚおよび９４１
Ｈｚの４周波数中のいずれか１つを有することができる
。他方の信号はいわゆる高周波数グループに属し、１２
０９Ｈｚ、１ろ３＜ＳＨ７゜１４７７Ｈｚおよび１６６
３Ｈｚの４周波数中のいずれか１つを有することができ
る。これらを組合わせると１６種類の多重周波数信号が
得られる。
周１ノ波′数侶景は１．２つの単一周波数信号から成る
。これらの信号の一方はいわゆる低周波数グループに属
し、６９７Ｈｚ、７７０Ｈｚ、８５２Ｈｚおよび９４１
Ｈｚの４周波数中のいずれか１つを有することができる
。他方の信号はいわゆる高周波数グループに属し、１２
０９Ｈｚ、１ろ３＜ＳＨ７゜１４７７Ｈｚおよび１６６
３Ｈｚの４周波数中のいずれか１つを有することができ
る。これらを組合わせると１６種類の多重周波数信号が
得られる。
ＭＦＲはこの信号を雑音、例えば１５Ｈｚから４８０Ｈ
ｚ までの範囲のダイヤル・トーン雑音が存在する中で
検出し識別しえなければならない。ＭＦＲのもう１つの
重要な特性は音声信号または音楽が有効なＭＦ倍信号し
て検出されてはならないといりことである。言い換えれ
ば、誤ったダイヤル検出は回避されなければならない。
ｚ までの範囲のダイヤル・トーン雑音が存在する中で
検出し識別しえなければならない。ＭＦＲのもう１つの
重要な特性は音声信号または音楽が有効なＭＦ倍信号し
て検出されてはならないといりことである。言い換えれ
ば、誤ったダイヤル検出は回避されなければならない。
第１図は本発明の多重周波数受信装置の基本的回路図を
示す。ＡＤＣ（アナログ・ディジタル・コンバータ）１
０によって入力信号は８ＫＨｚでサンプリングされ、デ
ィジタル信号に変換されろ。
示す。ＡＤＣ（アナログ・ディジタル・コンバータ）１
０によって入力信号は８ＫＨｚでサンプリングされ、デ
ィジタル信号に変換されろ。
ＡＤＣＩＯの出力はヒルベルト変換器型の２つのフィル
タ１２および１４に同時に送られる。フィルタ１２は低
周波数グループ６９７ Ｈｚ乃至９４１Ｈｚをカバーす
る帯域幅を有するバンドパス・フィルタである。フィル
タ１４は高周波数グループ１２０９Ｈｚ乃至１６６６Ｈ
ｚをカバーする帯域幅を有するバンドパス・フィルタで
ある。フィルタ１２および１４の各々はカルテンアン座
標における信号、すなわち一方が同相成分（ＸＡ（ｔ）
またはｘ（ｔ））で、他方が直交成分（ｙ（ｔ）または
ｙ Ｂ （ｔ） ）Ｂ
Ａの２成分によって定義される信号
を供給する。（ｘ、ｙ）の各々の対はいわゆる解析信号
Ｓを下記のように定義する。
タ１２および１４に同時に送られる。フィルタ１２は低
周波数グループ６９７ Ｈｚ乃至９４１Ｈｚをカバーす
る帯域幅を有するバンドパス・フィルタである。フィル
タ１４は高周波数グループ１２０９Ｈｚ乃至１６６６Ｈ
ｚをカバーする帯域幅を有するバンドパス・フィルタで
ある。フィルタ１２および１４の各々はカルテンアン座
標における信号、すなわち一方が同相成分（ＸＡ（ｔ）
またはｘ（ｔ））で、他方が直交成分（ｙ（ｔ）または
ｙ Ｂ （ｔ） ）Ｂ
Ａの２成分によって定義される信号
を供給する。（ｘ、ｙ）の各々の対はいわゆる解析信号
Ｓを下記のように定義する。
Ｓ ｍ−ｘ ｍ ＋ ｊ ｙＡ（ｔ） （１
）Ａ Ａ Ｓ （ｔ） −ｘ （ｔ） ＋ｊ Ｙ Ｂ（ｔｌ
（２）Ｂ Ｂ 解析信号の特性によって、各々のフィルタ１２または１
４の出力信号は高い方の周波数の２倍の周波数でサンプ
リングされる代りに、その帯域幅に等しいか、またはそ
れよりも高い周波数でサンプリング可能であり、かつこ
のサンプリングによって雑音を生じない。本実施例では
、各々のフィルタ１２または１４の出力されたサンプリ
ング周波数は、こうしていわゆるデ・／メーノヨン動作
によって５００Ｈｚまで低くすることができる。これは
第１図において、０．５ Ｋ Ｈｚの速度で作動されろ
複数のスイッチ１６で示されろ。従って、デンメーソヨ
ンされた信号を実際に処理するのに必要な計算能力は、
信号のサンプリング周波数が８ＫＨｚに保持された場合
に必要な計算能力よりもかなり低い。信号Ｓ （ｔｌ
および５Ｂ（ｔ）は極座標コンバータ１８および２０に
よって処理され、カルテシアン座標（Ｘ、ｙ）を極座標
（ρ、θ）に変換する。ただし、ρは処理された信号の
振幅、θはその位相である。低周波数帯域の振幅および
位相信号情報（すなわちρい、θＡ）および高周波数帯
域の振幅および位相信号情報（すなわちρ８、θＢ）は
論理回路２２に送られ、これらの情報が解析されてＭＦ
Ｈの信号の存在が検出され、かつこの信号が識別される
。識別された信号は出力信号として出力に現われる。
）Ａ Ａ Ｓ （ｔ） −ｘ （ｔ） ＋ｊ Ｙ Ｂ（ｔｌ
（２）Ｂ Ｂ 解析信号の特性によって、各々のフィルタ１２または１
４の出力信号は高い方の周波数の２倍の周波数でサンプ
リングされる代りに、その帯域幅に等しいか、またはそ
れよりも高い周波数でサンプリング可能であり、かつこ
のサンプリングによって雑音を生じない。本実施例では
、各々のフィルタ１２または１４の出力されたサンプリ
ング周波数は、こうしていわゆるデ・／メーノヨン動作
によって５００Ｈｚまで低くすることができる。これは
第１図において、０．５ Ｋ Ｈｚの速度で作動されろ
複数のスイッチ１６で示されろ。従って、デンメーソヨ
ンされた信号を実際に処理するのに必要な計算能力は、
信号のサンプリング周波数が８ＫＨｚに保持された場合
に必要な計算能力よりもかなり低い。信号Ｓ （ｔｌ
および５Ｂ（ｔ）は極座標コンバータ１８および２０に
よって処理され、カルテシアン座標（Ｘ、ｙ）を極座標
（ρ、θ）に変換する。ただし、ρは処理された信号の
振幅、θはその位相である。低周波数帯域の振幅および
位相信号情報（すなわちρい、θＡ）および高周波数帯
域の振幅および位相信号情報（すなわちρ８、θＢ）は
論理回路２２に送られ、これらの情報が解析されてＭＦ
Ｈの信号の存在が検出され、かつこの信号が識別される
。識別された信号は出力信号として出力に現われる。
各々の単一周波数の振幅ρおよびその位相変化は一定で
ある、というよりも実際上は所定の範囲内で変化すると
いう事実に基づいて検出動作が行なわれろ。
ある、というよりも実際上は所定の範囲内で変化すると
いう事実に基づいて検出動作が行なわれろ。
従って、解析信号Ｓ （ｔｌ−ｘ （ｔ） ＋ ｊ ｙ
（ｔｌが単一周波数ｆ 、初期位相φおよび振幅ρを
有する場合には次の関係式が得られる。
（ｔｌが単一周波数ｆ 、初期位相φおよび振幅ρを
有する場合には次の関係式が得られる。
ｘ （ｔ） −ρ ｃｏｓ （２πｆｔ ＋φ
） （ろ）ｙ（ｔｌ−ｏ ５ｉｎ
（２πｆｔ＋φ）（４）５（ｔｌ ＝ｐ ｅｘｐ
ｊθ（１）ただし、θ（ｔ） −２πｆｔ＋φ 振幅ρは定数であり、位相θ（１）は直線性を有する。
） （ろ）ｙ（ｔｌ−ｏ ５ｉｎ
（２πｆｔ＋φ）（４）５（ｔｌ ＝ｐ ｅｘｐ
ｊθ（１）ただし、θ（ｔ） −２πｆｔ＋φ 振幅ρは定数であり、位相θ（１）は直線性を有する。
よって、２つの瞬時ｔおよびｔ＋τの間の位相変化は次
のようになる。
のようになる。
Δθ（τ）−２πｆ τ
（５）従って、τが一定ならばΔ０（τ）も一定であ
る。
（５）従って、τが一定ならばΔ０（τ）も一定であ
る。
論理回路２２には２ミリ秒ごとに振幅情報ρおよびその
ときの位相情報θが与えられる。前記条件において、ρ
は実質的に一定のままであり、θの変化も連続する２つ
のサンプリング時点の間で実質的に一定のままである。
ときの位相情報θが与えられる。前記条件において、ρ
は実質的に一定のままであり、θの変化も連続する２つ
のサンプリング時点の間で実質的に一定のままである。
更に、τの値がわかれば、Δθ（τ）の測定によってｆ
が計算可能である。このようにして、単一周波数信号
（すなわち単一正弦波トーン）の受信を検出し、その周
波数を識別することが可能である。
が計算可能である。このようにして、単一周波数信号
（すなわち単一正弦波トーン）の受信を検出し、その周
波数を識別することが可能である。
実際には、雑音によってこれらの測定が妨害を受ける。
従って、一定数のサンプリング期間にわたって測定され
たρおよびΔθの変化が所定範囲内にとどまっていると
きにトーンが検出されるものとする。
たρおよびΔθの変化が所定範囲内にとどまっていると
きにトーンが検出されるものとする。
このように、第１図に示すシステムは２つのトーン受信
装置から成るＭＦＲを表わし、各々のトーン受信装置は
４つの単一トーンを受信し、解析して受信されたトーン
を識別し、それからＭＦＲによって受信された多重周波
数信号の識別を取出すことが可能である。
装置から成るＭＦＲを表わし、各々のトーン受信装置は
４つの単一トーンを受信し、解析して受信されたトーン
を識別し、それからＭＦＲによって受信された多重周波
数信号の識別を取出すことが可能である。
第２図は高周波数帯域と低周波数帯域を分離するフィル
タ配列の実施例を示す。第２図には、第１図の極座標コ
ンバーター８および２０の左側の構成に、Ｏから２ Ｋ
Ｈｚ ”！での範囲の周波数帯域幅を有する低域フィル
タ（ＬＰＦ）２４が付加されて示されている。
タ配列の実施例を示す。第２図には、第１図の極座標コ
ンバーター８および２０の左側の構成に、Ｏから２ Ｋ
Ｈｚ ”！での範囲の周波数帯域幅を有する低域フィル
タ（ＬＰＦ）２４が付加されて示されている。
ＡＤＣ１０から毎秒８０００サンプル（τ１１、／８０
００＝１２５μｓ）の速度で送られる信号サンプルは低
域フィルタ２４に供給される。このフィルタは、各々１
２ビツトで符号化さｇた１５の係数−−７、−一６、・
。 １、・・・・−７を有するディジタル・ト
ランスバーサル・フィルタである。これらの係数はｗ
−Ｗ となるように−ｎ ｎ 選択される。Ｗ の値は次のとおりであろうｗｏ”
１０４５ ｗ＝ ６４４ ｗ −−１４ ｗ＝−２０６ Ｗ５−１４０ −−４６ ｗ＝−６５ 低域フィルタ２４の出力信号はヒルベルト変換器型のフ
ィルター２および１４に送られろ前に１／で２＝４ＫＨ
２の周波数で再びサンプリングされろ。フィルター２お
よび１４はそれぞれ、いわゆる低周波数グループ（６９
７，７７０，８５２および９４１Ｈ７）および高周波数
グループ（１２０９，１ろ６６．１４７７および１６３
３Ｈｚ）の信号の同相成分および直交成分を供給するバ
ンドパス・フィルタである。各々のフィルタは２組のデ
ィジタル・トランスバーサル・フィルタで形成され、同
じ遅延線を共有する。フィルター２および１４の係数も
１２ビツトで符号化されており、それぞれ第１表および
第２表に示す値を有する。
００＝１２５μｓ）の速度で送られる信号サンプルは低
域フィルタ２４に供給される。このフィルタは、各々１
２ビツトで符号化さｇた１５の係数−−７、−一６、・
。 １、・・・・−７を有するディジタル・ト
ランスバーサル・フィルタである。これらの係数はｗ
−Ｗ となるように−ｎ ｎ 選択される。Ｗ の値は次のとおりであろうｗｏ”
１０４５ ｗ＝ ６４４ ｗ −−１４ ｗ＝−２０６ Ｗ５−１４０ −−４６ ｗ＝−６５ 低域フィルタ２４の出力信号はヒルベルト変換器型のフ
ィルター２および１４に送られろ前に１／で２＝４ＫＨ
２の周波数で再びサンプリングされろ。フィルター２お
よび１４はそれぞれ、いわゆる低周波数グループ（６９
７，７７０，８５２および９４１Ｈ７）および高周波数
グループ（１２０９，１ろ６６．１４７７および１６３
３Ｈｚ）の信号の同相成分および直交成分を供給するバ
ンドパス・フィルタである。各々のフィルタは２組のデ
ィジタル・トランスバーサル・フィルタで形成され、同
じ遅延線を共有する。フィルター２および１４の係数も
１２ビツトで符号化されており、それぞれ第１表および
第２表に示す値を有する。
”Ｏｒ％ ｆｆｉへ寸−り寸α０へ口へ℃Ｉ＋
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ＩＩ ＩＩ ＩＩ ＩＩへＭ寸Ｉｎ＋Ｏｈのさ
０賢への寸の ＦＰＦＦ−一−ＦへへへヘヘＮ −一一聞員一員（社）員−―−一（社）カルテシアン座
標（Ｘ、ｙ）から極座標（ρｏ１θ。）への信号の変換
は次式に基づき、極座標コンバータ１８および２ｏで実
行される。
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１ １１ ＩＩ ＩＩ ＩＩ ＩＩ
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ＩＩ ＩＩへ（イ）寸Ｌ１′）′−ＯＮのさ０−へ
（イ）寸岨ぶ、ｘ：淵淵二二淵ぶ石ぷ淵二二淵 ＩＩ ＩＩ ＩＩ ＩＩ ＩＩ
ＩＩ ＩＩ ＩＩ ＩＩ ＩＩ
ＩＩ ＩＩ ＩＩ ＩＩへＭ寸Ｉｎ＋Ｏｈのさ
０賢への寸の ＦＰＦＦ−一−ＦへへへヘヘＮ −一一聞員一員（社）員−―−一（社）カルテシアン座
標（Ｘ、ｙ）から極座標（ρｏ１θ。）への信号の変換
は次式に基づき、極座標コンバータ１８および２ｏで実
行される。
０ ０ （６）ｙ −ρｏ８１
ｉ１ θｏ（７） 極座標コンバータ１８および２０の目的は９口およびθ
。を決定することである。変換は各々のサンプルの成分
（Ｘ、ｙ）を第６図に示す２分法演算にゆだねることに
よって行なわれろう第６図の上部に示す動作の目的は（
ｘ、ｙ）のベクトルをその最初の位置から回転しく受信
され、フィルタされた信号の第１の回転）、実際の回転
の大きさを測定しながら、前記ベクトルを三角法の円の
第一象限にもってゆく。次に第１の回転のベクトルはπ
／８、π／１６、π／６２、π／６４およびπ／１２８
ずつ連続して回転される（第２の回転）。
ｉ１ θｏ（７） 極座標コンバータ１８および２０の目的は９口およびθ
。を決定することである。変換は各々のサンプルの成分
（Ｘ、ｙ）を第６図に示す２分法演算にゆだねることに
よって行なわれろう第６図の上部に示す動作の目的は（
ｘ、ｙ）のベクトルをその最初の位置から回転しく受信
され、フィルタされた信号の第１の回転）、実際の回転
の大きさを測定しながら、前記ベクトルを三角法の円の
第一象限にもってゆく。次に第１の回転のベクトルはπ
／８、π／１６、π／６２、π／６４およびπ／１２８
ずつ連続して回転される（第２の回転）。
これらの動作は第３図の下部に示されている。動作が終
了すると、Ｘｌ、ｙｌおよびφの値が得られる。ｘ ｌ
およびｙｌはベクトルの座標の最終位置にある、すなわ
ちできるだけπ／４に近い位置に持つて来られる。従っ
て、Ｘｌ之ｙｌであるφの値は最初のベクトル（ｘ、ｙ
）になされた連続回転に関係し、π／１２８の精度で前
記ベクトル（Ｘ、ｙ）の最初の位置における位相の値を
表わす。
了すると、Ｘｌ、ｙｌおよびφの値が得られる。ｘ ｌ
およびｙｌはベクトルの座標の最終位置にある、すなわ
ちできるだけπ／４に近い位置に持つて来られる。従っ
て、Ｘｌ之ｙｌであるφの値は最初のベクトル（ｘ、ｙ
）になされた連続回転に関係し、π／１２８の精度で前
記ベクトル（Ｘ、ｙ）の最初の位置における位相の値を
表わす。
従って、極座標コンバーター８および２０は第１および
第２の回転情報から得られた情報を使用し、次の演算を
実行する計算手段（図示せず）を使用して極座標成分を
計算する。
第２の回転情報から得られた情報を使用し、次の演算を
実行する計算手段（図示せず）を使用して極座標成分を
計算する。
ただし、Ｘ＝ ｘ’
第２の回転を更に続ける、すなわち数Ｎ（第６図参照）
の上限を増大することによってρ。およびθ。をもつと
正確に測定しうろことに留意しなければならない。しか
し、どんな場合でも、前記計算動作（２分法演算）を実
行することによって、極座標コンバーター８および２０
は振幅（ρい、ρ ）および位相（θ。、θＢ）情報を
提供する。
の上限を増大することによってρ。およびθ。をもつと
正確に測定しうろことに留意しなければならない。しか
し、どんな場合でも、前記計算動作（２分法演算）を実
行することによって、極座標コンバーター８および２０
は振幅（ρい、ρ ）および位相（θ。、θＢ）情報を
提供する。
前記のように、各々が一定の値を有する単一トーン周波
数がフィルタ１２および１４の各々で検出されると、多
重周波数（ＭＰ）信号が受信されたものとみなすことが
できる。また、十分に長い期間（２ｍｓの数倍）にわた
って一定であるか、または所定の範囲内で変化する振幅
および位相変化によって単一周波数の存在が表わされた
ことが注目される。次に、受信された多重周波数信号の
トーン検出および識別の動作が論理回路２２によってど
のように実行されるかについて説明する。
数がフィルタ１２および１４の各々で検出されると、多
重周波数（ＭＰ）信号が受信されたものとみなすことが
できる。また、十分に長い期間（２ｍｓの数倍）にわた
って一定であるか、または所定の範囲内で変化する振幅
および位相変化によって単一周波数の存在が表わされた
ことが注目される。次に、受信された多重周波数信号の
トーン検出および識別の動作が論理回路２２によってど
のように実行されるかについて説明する。
受信された信号のｎ番目のサンプルが論理回路２２によ
って処理されるべきときの受信信号の振幅および瞬時位
相がそれぞれρ およびθ で表ｎ
ｎ わされるものとする。
って処理されるべきときの受信信号の振幅および瞬時位
相がそれぞれρ およびθ で表ｎ
ｎ わされるものとする。
信号の瞬時位相とその周波数の間の関係については既に
述べたが、実際にはトーン周波数は±１８％の精度を有
し、これは位相についても当てはまる。また、前記説明
から、位相表示よりはむしろ位相変化表示が考慮されな
ければならないことを認識する必要がある。
述べたが、実際にはトーン周波数は±１８％の精度を有
し、これは位相についても当てはまる。また、前記説明
から、位相表示よりはむしろ位相変化表示が考慮されな
ければならないことを認識する必要がある。
いわゆる低周波数グループ（グループＡ）において、瞬
時位相変化の妥当な範囲′ｆｆ：第ろ衣にボす。
時位相変化の妥当な範囲′ｆｆ：第ろ衣にボす。
６８４．５ ＜ ｆ ＜ ７０９．５ １６２８°
〈Δθイ１５０８゜７５６．１ （ｆ （７８ろ９
ｉ８４．４°〈Δθ＜ ２０４．４゜８ろ６．７
＜ ｆ （８６５，３２４２，４°〈Δθ＜２６４．
４゜９２４ （ｆ （９５７，９３０５，２°くΔθ
〈３２９．６゜いわゆる高周波グループ（グループＢ）
（（おいて、瞬時位相変化の妥当な範囲を第４表に示す
９１１８７．２ ＜ ｆ ＜ １２６０．８ １３４
．８°〈Δθ（１６６，１゜１３１２ ＜ｆ〈１３６
０２２４．６°〈Δθ（：２５９．２゜１４５０．４
＜ ｆ ＜ １５０３．６ −６５７°くΔθ〈
２６゜１６０３．６＜ｆ＜１６６２．４ ７４．６°
〈Δθ（’１１６．９゜第６および４表はどちらも論理
回路２２内のメモリ（図示せず）に記憶される。前記メ
モリにはこのように周波数対位相変化の情報が記憶され
る。
〈Δθイ１５０８゜７５６．１ （ｆ （７８ろ９
ｉ８４．４°〈Δθ＜ ２０４．４゜８ろ６．７
＜ ｆ （８６５，３２４２，４°〈Δθ＜２６４．
４゜９２４ （ｆ （９５７，９３０５，２°くΔθ
〈３２９．６゜いわゆる高周波グループ（グループＢ）
（（おいて、瞬時位相変化の妥当な範囲を第４表に示す
９１１８７．２ ＜ ｆ ＜ １２６０．８ １３４
．８°〈Δθ（１６６，１゜１３１２ ＜ｆ〈１３６
０２２４．６°〈Δθ（：２５９．２゜１４５０．４
＜ ｆ ＜ １５０３．６ −６５７°くΔθ〈
２６゜１６０３．６＜ｆ＜１６６２．４ ７４．６°
〈Δθ（’１１６．９゜第６および４表はどちらも論理
回路２２内のメモリ（図示せず）に記憶される。前記メ
モリにはこのように周波数対位相変化の情報が記憶され
る。
実際には、検出されろ信号に属する多重周波数信号が受
信されると、論理回路２２で単一トーン周波数ｆ およ
びｆＢに雑音が付加された２つの信号ＳＡおよびｓＢが
得られる。信号ｓＡおよびＳＢの極座標を表わす式を次
に示す。
信されると、論理回路２２で単一トーン周波数ｆ およ
びｆＢに雑音が付加された２つの信号ＳＡおよびｓＢが
得られる。信号ｓＡおよびＳＢの極座標を表わす式を次
に示す。
５Ａ（ｎＴ）−ｏＡｅｘｐ ｊ （２πｆ Ａｎ Ｔ
＋ ’ Ａ ）十雑音５Ｂ（ｎＴ）＝ρＢｅｘｐ ｊ
（２πｆＢｎＴ＋ ＦＢ）十雑音ただし、Ｔ＝２ｍｓ、 Ｆ Ａおよびへは最初の位相の値、 ｎはサンプリングの瞬時（すなわち、ｎ＝１．２．３、
・・・・） である。
＋ ’ Ａ ）十雑音５Ｂ（ｎＴ）＝ρＢｅｘｐ ｊ
（２πｆＢｎＴ＋ ＦＢ）十雑音ただし、Ｔ＝２ｍｓ、 Ｆ Ａおよびへは最初の位相の値、 ｎはサンプリングの瞬時（すなわち、ｎ＝１．２．３、
・・・・） である。
弘およびＳＢの微分測定が雑音の影響を中和しようとす
ることは明白である。
ることは明白である。
ｔた、次の関係式が成立する。
ＱＡ＝’５Ａ（ｎＴ） ＳＡ＊ｌ：（ｎ−ｍ）Ｔ〕−ρ
Ａｅｘｐ ｊΔθＡ十雑音項 （９）ｑＢ−
８Ｂ（ｎＴ）ＳＢ〔（ｎ−ｐ）Ｔａ２ 一ρ ｅｘｐ ｊΔθＢ＋雑音項 （１０）Δ
θＡ＝２πｆＡ ｍ ｔ （’ １
）ΔθＢ＝２πｔ Ｂｐ ｔ （１２
）ただし、ｍ−τＡ／Ｔ ｐ＝−τＢ／Ｔ τいおよびτＢは受信されフィルタされた信号ＳＡおよ
びＳＢでなされた連続する２つの測定の間の期間をそれ
ぞれ表わす。
Ａｅｘｐ ｊΔθＡ十雑音項 （９）ｑＢ−
８Ｂ（ｎＴ）ＳＢ〔（ｎ−ｐ）Ｔａ２ 一ρ ｅｘｐ ｊΔθＢ＋雑音項 （１０）Δ
θＡ＝２πｆＡ ｍ ｔ （’ １
）ΔθＢ＝２πｔ Ｂｐ ｔ （１２
）ただし、ｍ−τＡ／Ｔ ｐ＝−τＢ／Ｔ τいおよびτＢは受信されフィルタされた信号ＳＡおよ
びＳＢでなされた連続する２つの測定の間の期間をそれ
ぞれ表わす。
実際には、５００Ｈｚのサンプリング速度で、ｍおよび
ｐはどちらも１に等しく選択されるであろう。
ｐはどちらも１に等しく選択されるであろう。
記号＊は複素共役を示す。
前記の式（１１）および（１２）は、受信された信号の
位相変化が連続するいくつかの時間間隔（等間隔である
）にわたって一定であるものとすれば、受信信号は純粋
な正弦波であると見込まれることを示す。この推測は信
号の振幅ρ およびρ８が一定であることを検査するこ
とによって確証される。
位相変化が連続するいくつかの時間間隔（等間隔である
）にわたって一定であるものとすれば、受信信号は純粋
な正弦波であると見込まれることを示す。この推測は信
号の振幅ρ およびρ８が一定であることを検査するこ
とによって確証される。
実際には、測定精度の制約によって、位相変化Δθおよ
び振幅ρがほぼ一定であることが検査されるという方が
適切である。これが、２つの受信信号すなわちＳ およ
びＳＢの各々の位相変化Δθ および振幅ρ の平均値
を計算する回路（図ｎ
ｎ示せず）が論理回路２２に含まれている理由であ
る。
び振幅ρがほぼ一定であることが検査されるという方が
適切である。これが、２つの受信信号すなわちＳ およ
びＳＢの各々の位相変化Δθ および振幅ρ の平均値
を計算する回路（図ｎ
ｎ示せず）が論理回路２２に含まれている理由であ
る。
これらの平均値は８サンプルにわたって計算される。す
なわち、 また、論理回路２２は下記の演算を実行することによっ
て振幅および位相変化を決定する。
なわち、 また、論理回路２２は下記の演算を実行することによっ
て振幅および位相変化を決定する。
論理回路２２で供給され式（１５）および（１６）で表
わされた数値は、ρおよびΔθがほぼ一定とみなされる
範囲内の境界を表わす所定のしきい値におよびに１と、
振幅および位相検査手段（図示せず）で比較される。
わされた数値は、ρおよびΔθがほぼ一定とみなされる
範囲内の境界を表わす所定のしきい値におよびに１と、
振幅および位相検査手段（図示せず）で比較される。
ρ およびΔθ がほぼ一定、すなわちかつ
であるとき、
受信された正弦波信号は識別される。そのため、論理回
路２２は、第６または４表に示すように記憶された位相
変化の値Δθと〈Δθ 〉を比較する判断装置（図示せ
ず）を含み、それによって多重周波数信号の受信が検出
され、前記多重周波数信号が識別される。
路２２は、第６または４表に示すように記憶された位相
変化の値Δθと〈Δθ 〉を比較する判断装置（図示せ
ず）を含み、それによって多重周波数信号の受信が検出
され、前記多重周波数信号が識別される。
第１図は本発明による多重周波数受信装置の基本的回路
図、 第２図は第１図の回路図に属する回路の実施例を示す図
、 第６図は第１図の回路１８および２０の動作を示す流れ
図である。 １０・・・・ＡＤＣ１１２，１４・・・・フィルタ、１
６・・・・スイッチ、１８．２０・・・・極座標コンバ
ータ、２２・・・・論理回路、２４・・・・低域フィル
タ。
図、 第２図は第１図の回路図に属する回路の実施例を示す図
、 第６図は第１図の回路１８および２０の動作を示す流れ
図である。 １０・・・・ＡＤＣ１１２，１４・・・・フィルタ、１
６・・・・スイッチ、１８．２０・・・・極座標コンバ
ータ、２２・・・・論理回路、２４・・・・低域フィル
タ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 所定のトーン周波数信号の受信を検出して該信号の周波
数を識別するために下記（ａ）乃至（ｄ）を具備するト
ーン検出器。 （ａ） 受信された信号をサンプリングしてディジタ
ル変換する手段。 （ｂ） 前記手段の出力をフィルタして同相成分およ
び直交成分を発生するフィルタ手段。 （ｃ） 前記成分を極座標変換することによって前記
信号の位相情報および振幅情報を取出す極座標変換手段
。 （ｄ） 識別すべき周波数と位相変化との間の一意的
な対応関係を予め定めておき、前記位相情報から位相変
化を計算して、該位相変化および前記振幅情報が所定期
間にわたってほぼ一定のときに該位相変化に対応する周
波数を識別する論理手段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP82430017.2 | 1982-06-25 | ||
| EP82430017A EP0097754B1 (fr) | 1982-06-25 | 1982-06-25 | Détecteur de tonalité et récepteur multifréquences utilisant ledit détecteur |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS598497A true JPS598497A (ja) | 1984-01-17 |
| JPH0666980B2 JPH0666980B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=8189981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58064642A Expired - Lifetime JPH0666980B2 (ja) | 1982-06-25 | 1983-04-14 | ト−ン検出器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4604713A (ja) |
| EP (1) | EP0097754B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0666980B2 (ja) |
| AT (1) | ATE24812T1 (ja) |
| BR (1) | BR8303365A (ja) |
| CA (1) | CA1188015A (ja) |
| DE (1) | DE3275052D1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4833399A (en) * | 1988-06-13 | 1989-05-23 | Texas Instruments Incorporated | DTMF receiver |
| US5257309A (en) * | 1990-12-11 | 1993-10-26 | Octel Communications Corporation | Dual tone multifrequency signal detection and identification methods and apparatus |
| CH682783A5 (de) * | 1991-09-24 | 1993-11-15 | Alcatel Str Ag | Verfahren zur Pegelbestimmung bei vorbestimmten Frequenzen eines Tonfrequenzsignales. |
| US5995557A (en) * | 1997-06-12 | 1999-11-30 | Nortel Networks Corporation | Tone detection with aliasing bandpass filters |
| DE10055375A1 (de) * | 2000-11-08 | 2002-05-23 | Infineon Technologies Ag | Auswerteschaltung für Wechselspannungsimpulse |
| JP4807384B2 (ja) * | 2008-08-11 | 2011-11-02 | Ｎｅｃインフロンティア株式会社 | 電話通信システム、多周波信号受信方法、およびプログラム |
| US9953516B2 (en) * | 2015-05-20 | 2018-04-24 | Google Llc | Systems and methods for self-administering a sound test |
| US10078959B2 (en) | 2015-05-20 | 2018-09-18 | Google Llc | Systems and methods for testing hazard detectors in a smart home |
| US9454893B1 (en) | 2015-05-20 | 2016-09-27 | Google Inc. | Systems and methods for coordinating and administering self tests of smart home devices having audible outputs |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7511707A (nl) * | 1975-10-06 | 1977-04-12 | Philips Nv | Kruiscorrelatie-inrichting. |
| FR2407621A1 (fr) * | 1977-10-27 | 1979-05-25 | Ibm France | Procede et dispositif pour determiner l'ecart de phase dans un systeme utilisant la modulation par saut de phase |
| CH635695A5 (de) * | 1978-08-31 | 1983-04-15 | Landis & Gyr Ag | Detektor zur feststellung der anwesenheit mindestens eines elektrischen signals mit einer vorbestimmten charakteristik. |
| US4354248A (en) * | 1979-11-28 | 1982-10-12 | Motorola, Inc. | Programmable multifrequency tone receiver |
| US4258423A (en) * | 1979-12-05 | 1981-03-24 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Microprocessor controlled digital detector |
| US4484035A (en) * | 1980-09-29 | 1984-11-20 | Transwave | Dual tone multi frequency digital detector |
| US4363100A (en) * | 1980-10-28 | 1982-12-07 | Northern Telecom Limited | Detection of tones in sampled signals |
-
1982
- 1982-06-25 AT AT82430017T patent/ATE24812T1/de not_active IP Right Cessation
- 1982-06-25 EP EP82430017A patent/EP0097754B1/fr not_active Expired
- 1982-06-25 DE DE8282430017T patent/DE3275052D1/de not_active Expired
-
1983
- 1983-04-13 CA CA000425791A patent/CA1188015A/en not_active Expired
- 1983-04-14 JP JP58064642A patent/JPH0666980B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1983-06-13 US US06/503,965 patent/US4604713A/en not_active Expired - Fee Related
- 1983-06-23 BR BR8303365A patent/BR8303365A/pt not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3275052D1 (en) | 1987-02-12 |
| US4604713A (en) | 1986-08-05 |
| EP0097754A1 (fr) | 1984-01-11 |
| EP0097754B1 (fr) | 1987-01-07 |
| CA1188015A (en) | 1985-05-28 |
| ATE24812T1 (de) | 1987-01-15 |
| JPH0666980B2 (ja) | 1994-08-24 |
| BR8303365A (pt) | 1984-02-07 |
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