JPH0666980B2 - ト−ン検出器 - Google Patents
ト−ン検出器Info
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- JPH0666980B2 JPH0666980B2 JP58064642A JP6464283A JPH0666980B2 JP H0666980 B2 JPH0666980 B2 JP H0666980B2 JP 58064642 A JP58064642 A JP 58064642A JP 6464283 A JP6464283 A JP 6464283A JP H0666980 B2 JPH0666980 B2 JP H0666980B2
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- tone
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04Q—SELECTING
- H04Q1/00—Details of selecting apparatus or arrangements
- H04Q1/18—Electrical details
- H04Q1/30—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents
- H04Q1/44—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current
- H04Q1/444—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies
- H04Q1/45—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling
- H04Q1/457—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling with conversion of multifrequency signals into digital signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔本発明の技術的分野〕 本発明はトーン検出器、特に多重周波数受信装置におけ
るトーン検出器に係る。
るトーン検出器に係る。
検出されるべき信号は有限の周波数の組から選択された
少なくとも１つの周波数から成る。
少なくとも１つの周波数から成る。
本発明では特に、通常２つの単一周波数の信号の組合わ
せから成る多重周波数信号について処理する。これらの
信号は、例えば電話キーボードのダイヤル信号である。
この場合、キーボードのキーの１つを押下げることによ
つて、多重周波数信号が所定の８周波数の中から選択さ
れた２周波数の組合わせに対応して、電話局（ＰＢＸま
たはＣＸ）に伝送される。押下げられたキーの識別、従
つて要求された電話番号の識別は、電話局で、いわゆる
多重周波数受信装置（ＭＦＲ）によつて実施される。Ｍ
ＦＲの動作は受信された波で多重周波数信号の存在を検
出し、受信された多重周波数信号を形成する２周波数を
識別することである。
せから成る多重周波数信号について処理する。これらの
信号は、例えば電話キーボードのダイヤル信号である。
この場合、キーボードのキーの１つを押下げることによ
つて、多重周波数信号が所定の８周波数の中から選択さ
れた２周波数の組合わせに対応して、電話局（ＰＢＸま
たはＣＸ）に伝送される。押下げられたキーの識別、従
つて要求された電話番号の識別は、電話局で、いわゆる
多重周波数受信装置（ＭＦＲ）によつて実施される。Ｍ
ＦＲの動作は受信された波で多重周波数信号の存在を検
出し、受信された多重周波数信号を形成する２周波数を
識別することである。
一般に、多重周波数信号を形成するように組合わせられ
た２周波数のうち、１つはいわゆる低周波数帯域（例え
ば、約７００乃至１０００Ｈｚ）に属し、他の１つはい
わゆる高周波数帯域（例えば、約１２００乃至１７００
Ｈｚ）に属する。従つて最も簡単なＭＦＲは２個のフイ
ルタ、すなわち低域フイルタ（ＬＰＦ）および高域フイ
ルタ（ＨＰＳ）のみから成ることがあり、両フイルタと
も１０００Ｈｚと１２００Ｈｚの間でカットオフされ
る。このようにして得られた帯域の各々は更に４副帯域
に分割され、その各々は前記所定の８周波数のうちの１
周波数のみを含むように規定される。ＭＦＲの問題はこ
のようにして２つの単一周波数信号（純音と呼ばれる）
−一方は低帯域内にあり（ＬＰＦフイルタ・バンド）、
他方は高帯域内にある（ＨＰＦフイルタ・バンド）−を
検出する問題に集約される。従つて、ＭＦＲは２つの類
似のトーン受信装置で構成され、一方は高い周波数を検
出、識別し、他方は低い周波数を検出、識別する。よつ
て、ＭＦＲの機能は前記副帯域の各々でのエネルギを測
定し、高低の２周波数帯域の各々で最も高いエネルギを
搬送する副帯域を識別することによつて達成される。
た２周波数のうち、１つはいわゆる低周波数帯域（例え
ば、約７００乃至１０００Ｈｚ）に属し、他の１つはい
わゆる高周波数帯域（例えば、約１２００乃至１７００
Ｈｚ）に属する。従つて最も簡単なＭＦＲは２個のフイ
ルタ、すなわち低域フイルタ（ＬＰＦ）および高域フイ
ルタ（ＨＰＳ）のみから成ることがあり、両フイルタと
も１０００Ｈｚと１２００Ｈｚの間でカットオフされ
る。このようにして得られた帯域の各々は更に４副帯域
に分割され、その各々は前記所定の８周波数のうちの１
周波数のみを含むように規定される。ＭＦＲの問題はこ
のようにして２つの単一周波数信号（純音と呼ばれる）
−一方は低帯域内にあり（ＬＰＦフイルタ・バンド）、
他方は高帯域内にある（ＨＰＦフイルタ・バンド）−を
検出する問題に集約される。従つて、ＭＦＲは２つの類
似のトーン受信装置で構成され、一方は高い周波数を検
出、識別し、他方は低い周波数を検出、識別する。よつ
て、ＭＦＲの機能は前記副帯域の各々でのエネルギを測
定し、高低の２周波数帯域の各々で最も高いエネルギを
搬送する副帯域を識別することによつて達成される。
しかしながら、予防策を講じないで前記方法を押し進め
ると、誤つた検出に陥り易い回路となることがある。こ
のような回路では、本当の番号信号を周辺雑音、すなわ
ち音声信号から見分けることが不可能である。
ると、誤つた検出に陥り易い回路となることがある。こ
のような回路では、本当の番号信号を周辺雑音、すなわ
ち音声信号から見分けることが不可能である。
前記ＭＦＲの改善策として、ＬＰＦおよびＨＰＦの出力
部にリミツタ回路を付加するという案が提起された。こ
れはBell System TechnicalJournal（ＢＳＴ）of Septe
mber 1981、volume 60、Ｎｏ．７、pp 1574-1576に記述さ
れている。リミツタ回路は２つの役割を演ずる。第１は
振幅リミツタとして動作しＬＰＦおよびＨＰＦの出力信
号の振幅を正規化することである。第２は複数の周波数
を含む副帯域信号（雑音）よりも単一周波数を含む副帯
域信号（ＭＦＲによつて検出される信号の場合）を優先
するように動作することである。
部にリミツタ回路を付加するという案が提起された。こ
れはBell System TechnicalJournal（ＢＳＴ）of Septe
mber 1981、volume 60、Ｎｏ．７、pp 1574-1576に記述さ
れている。リミツタ回路は２つの役割を演ずる。第１は
振幅リミツタとして動作しＬＰＦおよびＨＰＦの出力信
号の振幅を正規化することである。第２は複数の周波数
を含む副帯域信号（雑音）よりも単一周波数を含む副帯
域信号（ＭＦＲによつて検出される信号の場合）を優先
するように動作することである。
更に、ＭＦＲの全動作は実際にはデイジタル・モードで
実行される点に留意しなければならない。これは次のこ
とを意味する。すなわち、信号は、ＬＰＦおよびＨＰＦ
に現われる前に、約８ＫＨｚのナイキスト周波数でサン
プリングされ、１２または１６ビツトでデイジタル符号
化される。従つて、ＭＦＲによつて実行される全フイル
タ動作はマイクロプロセツサによつてデイジタル・モー
ドで実行される。マイクロプロセツサの使用は計算雑音
を生じ、ＭＦＲの動作が不安定になる。更に、毎秒８０
００のデイジタル・サンプルの処理にはかなりの計算能
力を必要とし、これはＭＦＲの費用に大きく影響する。
実行される点に留意しなければならない。これは次のこ
とを意味する。すなわち、信号は、ＬＰＦおよびＨＰＦ
に現われる前に、約８ＫＨｚのナイキスト周波数でサン
プリングされ、１２または１６ビツトでデイジタル符号
化される。従つて、ＭＦＲによつて実行される全フイル
タ動作はマイクロプロセツサによつてデイジタル・モー
ドで実行される。マイクロプロセツサの使用は計算雑音
を生じ、ＭＦＲの動作が不安定になる。更に、毎秒８０
００のデイジタル・サンプルの処理にはかなりの計算能
力を必要とし、これはＭＦＲの費用に大きく影響する。
本発明によつて比較的低価格のトーン検出器および該検
出器を使用する多重周波数受信装置が実現され、多重周
波数信号の誤つた検出に対して十分な保護を与えること
ができる。
出器を使用する多重周波数受信装置が実現され、多重周
波数信号の誤つた検出に対して十分な保護を与えること
ができる。
本発明のトーン検出器は下記のものを含む。
(a)検出される単数または複数のトーン周波数を含む帯
域幅を有するバンドパス・フィルタ。このフイルタは受
信信号をフイルタし、フイルタされた信号の同相成分お
よび直交成分を供給する。
域幅を有するバンドパス・フィルタ。このフイルタは受
信信号をフイルタし、フイルタされた信号の同相成分お
よび直交成分を供給する。
(b)フイルタされた信号の前記成分を結合し、その位相
および振幅データを取出す手段。
および振幅データを取出す手段。
(c)前記位相および振幅データを解析し、前記振幅デー
タが所定の期間中ほぼ一定であつて位相変化が前記所定
の期間中ほぼ一定であるときにトーン信号受信を表示す
る手段。
タが所定の期間中ほぼ一定であつて位相変化が前記所定
の期間中ほぼ一定であるときにトーン信号受信を表示す
る手段。
本発明の応用として、下記を含む多重周波数受信装置
（ＭＦＲ）が得られる。
（ＭＦＲ）が得られる。
(a)前記定義の第１トーン検出器。これはいわゆる高周
波数範囲をカバーする帯域幅を有する。
波数範囲をカバーする帯域幅を有する。
(b)第１トーン検出器に類似の第２トーン検出器。これ
はいわゆる低周波数範囲をカバーする帯域幅を有する。
はいわゆる低周波数範囲をカバーする帯域幅を有する。
(c)受信されたＭＦＲ信号を前記位相変化の解析によつ
て識別し、前記検出器の各々によつて検出された信号の
周波数の値を取出す手段。
て識別し、前記検出器の各々によつて検出された信号の
周波数の値を取出す手段。
以下説明する電話の番号指定機能で使用される多重周波
数信号は、２つの単一周波数信号から成る。これらの信
号の一方はいわゆる低周波数グループに属し、６９７Ｈ
ｚ、７７０Ｈｚ、８５２Ｈｚおよび９４１Ｈｚの４周波
数中のいずれか１つを有することができる。他方の信号
はいわゆる高周波数グループに属し、１２０９Ｈｚ、１
３３６Ｈｚ、１４７７Ｈｚおよび１６３３Ｈｚの４周波
数中のいずれか１つを有することができる。これらを組
合わせると１６種類の多重周波数信号が得られる。ＭＦ
Ｒはこの信号を雑音、例えば１５Ｈｚから４８０Ｈｚま
での範囲のダイヤル・トーン雑音が存在する中で検出し
識別しえなければならない。ＭＦＲのもう１つの重要な
特性は音声信号または音楽が有効なＭＦ信号として検出
されてはならないということである。言い換えれば、誤
つたダイヤル検出は回避されなければならない。
数信号は、２つの単一周波数信号から成る。これらの信
号の一方はいわゆる低周波数グループに属し、６９７Ｈ
ｚ、７７０Ｈｚ、８５２Ｈｚおよび９４１Ｈｚの４周波
数中のいずれか１つを有することができる。他方の信号
はいわゆる高周波数グループに属し、１２０９Ｈｚ、１
３３６Ｈｚ、１４７７Ｈｚおよび１６３３Ｈｚの４周波
数中のいずれか１つを有することができる。これらを組
合わせると１６種類の多重周波数信号が得られる。ＭＦ
Ｒはこの信号を雑音、例えば１５Ｈｚから４８０Ｈｚま
での範囲のダイヤル・トーン雑音が存在する中で検出し
識別しえなければならない。ＭＦＲのもう１つの重要な
特性は音声信号または音楽が有効なＭＦ信号として検出
されてはならないということである。言い換えれば、誤
つたダイヤル検出は回避されなければならない。
第１図は本発明の多重周波数受信装置の基本的回路図を
示す。ＡＤＣ（アナログ・デイジタル・コンバータ）１
０によつて入力信号は８ＫＨｚでサンプリングされ、デ
イジタル信号に変換される。ＡＤＣ１０の出力はヒルベ
ルト変換器型の２つのフイルタ１２および１４に同時に
送られる。フイルタ１２は低周波数グループ６９７Ｈｚ
乃至９４１Ｈｚをカバーする帯域幅を有するバンドパス
・フイルタである。フイルタ１４は高周波数グループ１
２０９Ｈｚ乃至１６３３Ｈｚをカバーする帯域幅を有す
るバンドパス・フイルタである。フイルタ１２および１
４の各々はカルテシアン座標における信号、すなわち一
方が同相成分（ｘＡ(t)またはｘＢ(t)）で、他方が直交
成分（ｙＡ(t)またはｙＢ(t)）の２成分によつて定義さ
れる信号を供給する。（ｘ、ｙ）の各々の対はいわゆる
解析信号Ｓを下記のように定義する。
示す。ＡＤＣ（アナログ・デイジタル・コンバータ）１
０によつて入力信号は８ＫＨｚでサンプリングされ、デ
イジタル信号に変換される。ＡＤＣ１０の出力はヒルベ
ルト変換器型の２つのフイルタ１２および１４に同時に
送られる。フイルタ１２は低周波数グループ６９７Ｈｚ
乃至９４１Ｈｚをカバーする帯域幅を有するバンドパス
・フイルタである。フイルタ１４は高周波数グループ１
２０９Ｈｚ乃至１６３３Ｈｚをカバーする帯域幅を有す
るバンドパス・フイルタである。フイルタ１２および１
４の各々はカルテシアン座標における信号、すなわち一
方が同相成分（ｘＡ(t)またはｘＢ(t)）で、他方が直交
成分（ｙＡ(t)またはｙＢ(t)）の２成分によつて定義さ
れる信号を供給する。（ｘ、ｙ）の各々の対はいわゆる
解析信号Ｓを下記のように定義する。
ＳＡ(t)＝ｘＡ(t)＋ｊｙＡ(t) (1) ＳＢ(t)＝ｘＢ(t)＋ｊｙＢ(t) (2) 解析信号の特性によつて、各々のフイルタ１２または１
４の出力信号は高い方の周波数の２倍の周波数でサンプ
リングされる代りに、その帯域幅に等しいか、またはそ
れよりも高い周波数でサンプリング可能であり、かつこ
のサンプリングによつて雑音を生じない。本実施例で
は、各々のフイルタ１２または１４の出力されたサンプ
リング周波数は、こうしていわゆるデシメーション動作
によつて５００Ｈｚまで低くすることができる。これは
第１図において、0.5ＫＨｚの速度で作動される複数の
スイツチ１６で示される。従つて、デシメーションされ
た信号を実際に処理するのに必要な計算能力は、信号の
サンプリング周波数が８KHzに保持された場合に必要な
計算能力よりもかなり低い。信号ＳＡ(t)およびＳＢ(t)
は極座標コンバータ１８および２０によつて処理され、
カルテシアン座標（ｘ，ｙ）を極座標（ρ、θ）に変換
する。ただし、ρは処理された信号の振幅、θはその位
相である。低周波数帯域の振幅および位相信号情報（す
なわちρＡ、θＡ）および高周波数帯域の振輻および位
相信号情報（すなわちρＢ、θＢ）は論理回路２２に送
られ、これらの情報が解析されてＭＦＲの信号の存在が
検出され、かつこの信号が識別される。識別された信号
は出力信号として出力に現われる。
４の出力信号は高い方の周波数の２倍の周波数でサンプ
リングされる代りに、その帯域幅に等しいか、またはそ
れよりも高い周波数でサンプリング可能であり、かつこ
のサンプリングによつて雑音を生じない。本実施例で
は、各々のフイルタ１２または１４の出力されたサンプ
リング周波数は、こうしていわゆるデシメーション動作
によつて５００Ｈｚまで低くすることができる。これは
第１図において、0.5ＫＨｚの速度で作動される複数の
スイツチ１６で示される。従つて、デシメーションされ
た信号を実際に処理するのに必要な計算能力は、信号の
サンプリング周波数が８KHzに保持された場合に必要な
計算能力よりもかなり低い。信号ＳＡ(t)およびＳＢ(t)
は極座標コンバータ１８および２０によつて処理され、
カルテシアン座標（ｘ，ｙ）を極座標（ρ、θ）に変換
する。ただし、ρは処理された信号の振幅、θはその位
相である。低周波数帯域の振幅および位相信号情報（す
なわちρＡ、θＡ）および高周波数帯域の振輻および位
相信号情報（すなわちρＢ、θＢ）は論理回路２２に送
られ、これらの情報が解析されてＭＦＲの信号の存在が
検出され、かつこの信号が識別される。識別された信号
は出力信号として出力に現われる。
各々の単一周波数の振幅ρおよびその位相変化は一定で
ある、というよりも実際上は所定の範囲内で変化すると
いう事実に基づいて検出動作が行なわれる。
ある、というよりも実際上は所定の範囲内で変化すると
いう事実に基づいて検出動作が行なわれる。
従つて、解析信号Ｓ(t)＝ｘ(t)＋ｊｙ(t)が単一周波数
ｏ、初期位相φおよび振幅ρを有する場合には次の関
係式が得られる。
ｏ、初期位相φおよび振幅ρを有する場合には次の関
係式が得られる。
ｘ(t)＝ρ cos（２πｏｔ＋φ） (3) ｙ(t)＝ρ sin（２πｏｔ＋φ） (4) Ｓ(t)＝ρ exp ｊθ(t) ただし、θ(t)＝２πｏｔ＋φ 振幅ρは定数であり、位相θ(t)は直線性を有する。よ
つて、２つの瞬時ｔおよびｔ＋τの間の位相変化は次の
ようになる。
つて、２つの瞬時ｔおよびｔ＋τの間の位相変化は次の
ようになる。
Δθ（τ）＝２πｏτ (5) 従つて、τが一定ならばΔθ（τ）も一定である。
論理回路２２には２ミリ秒ごとに振幅情報ρおよびその
ときの位相情報θが与えられる。前記条件において、ρ
は実質的に一定のままであり、θの変化も連続する２つ
のサンプリング時点の間で実質的に一定のままである。
更に、τの値がわかればΔθ（τ）の測定によつてｏ
が計算可能である。このようにして、単一周波数信号
（すなわち単一正弦波トーン）の受信を検出し、その周
波数を識別することが可能である。
ときの位相情報θが与えられる。前記条件において、ρ
は実質的に一定のままであり、θの変化も連続する２つ
のサンプリング時点の間で実質的に一定のままである。
更に、τの値がわかればΔθ（τ）の測定によつてｏ
が計算可能である。このようにして、単一周波数信号
（すなわち単一正弦波トーン）の受信を検出し、その周
波数を識別することが可能である。
実際には、雑音によつてこれらの測定が妨害を受ける。
従つて、一定数のサンプリング期間にわたつて測定され
たρおよびΔθの変化が所定範囲内にとどまつていると
きにトーンが検出されるものとする。
従つて、一定数のサンプリング期間にわたつて測定され
たρおよびΔθの変化が所定範囲内にとどまつていると
きにトーンが検出されるものとする。
このように、第１図に示すシステムは２つのトーン受信
装置から成るＭＦＲを表わし、各々のトーン受信装置は
４つの単一トーンを受信し、解析して受信されたトーン
を識別し、それからＭＦＲによつて受信された多重周波
数信号の識別を取出すことが可能である。
装置から成るＭＦＲを表わし、各々のトーン受信装置は
４つの単一トーンを受信し、解析して受信されたトーン
を識別し、それからＭＦＲによつて受信された多重周波
数信号の識別を取出すことが可能である。
第２図は高周波数帯域と低周波数帯域を分離するフイル
タ配列の実施例を示す。第２図には、第１図の極座標コ
ンバータ１８および２０の左側の構成に、０から２ＫＨ
ｚまでの範囲の周波数帯域幅を有する低域フイルタ（Ｌ
ＰＦ）２４が付加されて示されている。
タ配列の実施例を示す。第２図には、第１図の極座標コ
ンバータ１８および２０の左側の構成に、０から２ＫＨ
ｚまでの範囲の周波数帯域幅を有する低域フイルタ（Ｌ
ＰＦ）２４が付加されて示されている。
ＡＤＣ１０から毎秒８０００サンプル（τ１＝１／８０
００＝１２５μｓ）の速度で送られる信号サンプルは低
域フイルタ２４に供給される。このフイルタは、各々１
２ビツトで符号化された１５の係数w-7、w-6、……、ｗ
０、ｗ１、……ｗ７を有するデイジタル・トランスバー
サル・フイルタである。これらの係数はw-n＝ｗｎとな
るように選択される。ｗｎの値は次のとおりである。
００＝１２５μｓ）の速度で送られる信号サンプルは低
域フイルタ２４に供給される。このフイルタは、各々１
２ビツトで符号化された１５の係数w-7、w-6、……、ｗ
０、ｗ１、……ｗ７を有するデイジタル・トランスバー
サル・フイルタである。これらの係数はw-n＝ｗｎとな
るように選択される。ｗｎの値は次のとおりである。
ｗ０＝１０４５ ｗ１＝６４４ ｗ２＝−１４ ｗ３＝−２０６ ｗ４＝６ ｗ５＝１４０ ｗ６＝−４６ ｗ７＝−６３ 低域フイルタ２４の出力信号はヒルベルト変換器型のフ
イルタ１２および１４に送られる前に１／τ２＝４ＫＨ
ｚの周波数で再びサンプリングされる。フイルタ１２お
よび１４はそれぞれ、いわゆる低周波数グループ（６９
７、７７０、８５２および９４１Ｈｚ）および高周波数
グループ（１２０９、１３３６、１４７７および１６３
３Ｈｚ）の信号の同相成分および直交成分を供給するバ
ンドパス・フイルタである。各々のフイルタは２組のデ
イジタル・トランスバーサル・フイルタで形成され、同
じ遅延線を共有する。フイルタ１２および１４の係数も
１２ビツトで符号化されており、それぞれ第１表および
第２表に示す値を有する。
イルタ１２および１４に送られる前に１／τ２＝４ＫＨ
ｚの周波数で再びサンプリングされる。フイルタ１２お
よび１４はそれぞれ、いわゆる低周波数グループ（６９
７、７７０、８５２および９４１Ｈｚ）および高周波数
グループ（１２０９、１３３６、１４７７および１６３
３Ｈｚ）の信号の同相成分および直交成分を供給するバ
ンドパス・フイルタである。各々のフイルタは２組のデ
イジタル・トランスバーサル・フイルタで形成され、同
じ遅延線を共有する。フイルタ１２および１４の係数も
１２ビツトで符号化されており、それぞれ第１表および
第２表に示す値を有する。
カルテシアン座標（ｘ、ｙ）から極座標（ρ０、θ０）
への信号の変換は次式に基づき、極座標コンバータ１８
および２０で実行される。
への信号の変換は次式に基づき、極座標コンバータ１８
および２０で実行される。
ｘ＝ρ０ cos θ０ (6) ｙ＝ρ０ sin θ０ (7) 極座標コンバータ１８および２０の目的はρ０及びθ０
を決定することである。変換は各々のサンプルの成分
（ｘ、ｙ）を第３図に示す２分法演算にゆだねることに
よつて行なわれる。
を決定することである。変換は各々のサンプルの成分
（ｘ、ｙ）を第３図に示す２分法演算にゆだねることに
よつて行なわれる。
第３図の上部に示す動作の目的は（ｘ、ｙ）のベクトル
をその最初の位置から回転し（受信され、フイルタされ
た信号の第１の回転）、実際の回転の大きさを測定しな
がら、前記ベクトルを三角法の円の第一象限にもつてゆ
く。例えばｘ＞０，Ｙ＞０のときはベクトルがすでに第
１象限に存在するので回転動作はφ＝０となりｘ′＝
ｘ；ｙ′＝ｙとなる。ｘ＜０，ｙ＞０のときはベクトル
が第４象限に存在するので第１象限への回転のために回
転動作はφ＝３π／２となり、その結果ｘ′＝−ｙ；
ｙ′＝ｘとなる。同様にｘ＜０，ｙ＞０のときはφ＝π
／２、ｘ′＝ｙ，ｙ′＝−ｘとなり、ｘ＜０，ｙ＜０の
ときはφ＝π、ｘ′＝−ｘ，ｙ′＝−ｙとなる。次に第
１の回転のベクトルはπ／８、π／16、π／32、π／64
およびπ／128ずつ連続して回転される（第２の回
転）。これらの動作は第３図の下部に示されている。こ
の第３図下部の動作は次のとおりである。まず、φ＝
０，π／２，π，３π／２のいずれかの値をとるものと
し、 （ｘ，ｙ）＝φ＋（ｘ′，ｙ′） （ｘ′，ｙ′）＝ａ１・π／４＋ａ２・π／８＋ａ３・
π／１６＋ａ４・π／３２＋………とする。ここでａ
１，ａ２，ａ３…………は０か１の値をとる。
をその最初の位置から回転し（受信され、フイルタされ
た信号の第１の回転）、実際の回転の大きさを測定しな
がら、前記ベクトルを三角法の円の第一象限にもつてゆ
く。例えばｘ＞０，Ｙ＞０のときはベクトルがすでに第
１象限に存在するので回転動作はφ＝０となりｘ′＝
ｘ；ｙ′＝ｙとなる。ｘ＜０，ｙ＞０のときはベクトル
が第４象限に存在するので第１象限への回転のために回
転動作はφ＝３π／２となり、その結果ｘ′＝−ｙ；
ｙ′＝ｘとなる。同様にｘ＜０，ｙ＞０のときはφ＝π
／２、ｘ′＝ｙ，ｙ′＝−ｘとなり、ｘ＜０，ｙ＜０の
ときはφ＝π、ｘ′＝−ｘ，ｙ′＝−ｙとなる。次に第
１の回転のベクトルはπ／８、π／16、π／32、π／64
およびπ／128ずつ連続して回転される（第２の回
転）。これらの動作は第３図の下部に示されている。こ
の第３図下部の動作は次のとおりである。まず、φ＝
０，π／２，π，３π／２のいずれかの値をとるものと
し、 （ｘ，ｙ）＝φ＋（ｘ′，ｙ′） （ｘ′，ｙ′）＝ａ１・π／４＋ａ２・π／８＋ａ３・
π／１６＋ａ４・π／３２＋………とする。ここでａ
１，ａ２，ａ３…………は０か１の値をとる。
ステップ１ まず、ｘ′＞ｙ′について判断される。（ｘ′，ｙ′）
＞π／４であれば、ａ１＝１，φ＝φ＋π／４となる。
（ｘ′，ｙ′）ベクトルは−π／８回転され、その結果
（ｘ′，ｙ′）＝π／４−π／８＋ａ２・π／８＋ａ３
・π／１６＋ａ４・π／３２＋………… となる。
＞π／４であれば、ａ１＝１，φ＝φ＋π／４となる。
（ｘ′，ｙ′）ベクトルは−π／８回転され、その結果
（ｘ′，ｙ′）＝π／４−π／８＋ａ２・π／８＋ａ３
・π／１６＋ａ４・π／３２＋………… となる。
（ｘ′，ｙ′）＜π／４であれば、ａ１＝０，φ＝φと
なる。（ｘ′，ｙ′）ベクトルはπ／８回転され、その
結果（ｘ′，ｙ′）＝π４−π／８＋ａ２・π／８＋ａ
３・π／１６＋ａ４・π／３２＋………… となる。
なる。（ｘ′，ｙ′）ベクトルはπ／８回転され、その
結果（ｘ′，ｙ′）＝π４−π／８＋ａ２・π／８＋ａ
３・π／１６＋ａ４・π／３２＋………… となる。
ステップ１においてａ１の値が決定される。
ステップ２ ｙ′＞ｘ′のとき（ｘ′，ｙ′）＞π／４であり、ａ２
＝１，φ＝φ＋π／８となり、 （ｘ′，ｙ′）ベクトルは−π／１６回転され、
（ｘ′，ｙ′）＝π／４−π／１６＋ａ３・π／１６＋
ａ４・π／３２＋……… となる。
＝１，φ＝φ＋π／８となり、 （ｘ′，ｙ′）ベクトルは−π／１６回転され、
（ｘ′，ｙ′）＝π／４−π／１６＋ａ３・π／１６＋
ａ４・π／３２＋……… となる。
一方ａ２＝０のときはφの値は増加されず（ｘ′，
ｙ′）ベクトルはπ／１６回転され、（ｘ′，ｙ′）＝
π／４−π／１６＋ａ３・π／１６＋ａ４・π／３２＋
……… となる。
ｙ′）ベクトルはπ／１６回転され、（ｘ′，ｙ′）＝
π／４−π／１６＋ａ３・π／１６＋ａ４・π／３２＋
……… となる。
ステップ３ 上述と同様の動作がなされ、（ｘ′，ｙ′）＝π／４−
π／３２＋ａ４・π／３２＋………となる。
π／３２＋ａ４・π／３２＋………となる。
以下同様の動作が繰り返される。動作が終了すると、
ｘ′、ｙ′およびφの値が得られる。ｘ′およびｙ′は
ベクトルの座標の最終位置にある、すなわちできるだけ
π／４に近い位置に持つて来られる。従つて、ｘ′
ｙ′であるφの値は最初のベクトル（ｘ、ｙ）になされ
た連続回転に関係し、π／128の精度で前記ベクトル
（ｘ、ｙ）の最初の位置における位相の値を表わす。
ｘ′、ｙ′およびφの値が得られる。ｘ′およびｙ′は
ベクトルの座標の最終位置にある、すなわちできるだけ
π／４に近い位置に持つて来られる。従つて、ｘ′
ｙ′であるφの値は最初のベクトル（ｘ、ｙ）になされ
た連続回転に関係し、π／128の精度で前記ベクトル
（ｘ、ｙ）の最初の位置における位相の値を表わす。
従つて、極座標コンバータ１８および２０は第１および
第２の回転情報から得られた情報を使用し、次の演算を
実行する計算手段（図示せず）を使用して極座標成分を
計算する。
第２の回転情報から得られた情報を使用し、次の演算を
実行する計算手段（図示せず）を使用して極座標成分を
計算する。
ただし、Ｘ＝ｘ′ 第２の回転を更に続ける、すなわち数Ｎ（第３図参照）
の上限を増大することによつてρ０およびθ０をもつと
正確に測定しうることに留意しなければならない。しか
し、どんな場合でも、前記計算動作（２分法演算）を実
行することによつて、極座標コンバータ１８および２０
は振幅（ρＡ、ρＢ）および位相（θＡ、θＢ）情報を
提供する。
の上限を増大することによつてρ０およびθ０をもつと
正確に測定しうることに留意しなければならない。しか
し、どんな場合でも、前記計算動作（２分法演算）を実
行することによつて、極座標コンバータ１８および２０
は振幅（ρＡ、ρＢ）および位相（θＡ、θＢ）情報を
提供する。
前記のように、各々が一定の値を有する単一トーン周波
数がフイルタ１２および１４の各々で検出されると、多
重周波数（ＭＦ）信号が受信されたものとみなすことが
できる。また、十分に長い期間（２ｍｓの数倍）にわた
つて一定であるか、または所定の範囲内で変化する振幅
および位相変化によつて単一周波数の存在が表わされた
ことが注目される。次に、受信された多重周波数信号の
トーン検出および識別の動作が論理回路２２によつてど
のように実行されるかについて説明する。
数がフイルタ１２および１４の各々で検出されると、多
重周波数（ＭＦ）信号が受信されたものとみなすことが
できる。また、十分に長い期間（２ｍｓの数倍）にわた
つて一定であるか、または所定の範囲内で変化する振幅
および位相変化によつて単一周波数の存在が表わされた
ことが注目される。次に、受信された多重周波数信号の
トーン検出および識別の動作が論理回路２２によつてど
のように実行されるかについて説明する。
受信された信号ｎ番目のサンプルが論理回路２２によつ
て処理されるべきときの受信信号の振幅および瞬時位相
がそれぞれρｎおよびθｎで表わされるものとする。
て処理されるべきときの受信信号の振幅および瞬時位相
がそれぞれρｎおよびθｎで表わされるものとする。
信号の瞬時位相とその周波数の間の関係については既に
述べたが、実際にはトーン周波数は±1.8％の精度を有
し、これは位相についても当てはまる。また、前記説明
から、位相表示よりはむしろ位相変化表示が考慮されな
ければならないことを認識する必要がある。
述べたが、実際にはトーン周波数は±1.8％の精度を有
し、これは位相についても当てはまる。また、前記説明
から、位相表示よりはむしろ位相変化表示が考慮されな
ければならないことを認識する必要がある。
いわゆる低周波数グループ（グループＡ）において、瞬
時位相変化の妥当な範囲を第３表に示す。なお、ここで
瞬時とは２mm秒（５００Ｈｚのサンプリング）である。
時位相変化の妥当な範囲を第３表に示す。なお、ここで
瞬時とは２mm秒（５００Ｈｚのサンプリング）である。
第 ３ 表 684.5＜＜709.5 132.8°＜Δθ＜150.8° 756.1＜＜783.9 184.4°＜Δθ＜204.4° 836.7＜＜865.3 242.4°＜Δθ＜264.4° 924＜＜957.9 305.2°＜Δθ＜329.6° いわゆる高周波グループ（グループＢ）において、瞬時
位相変化の妥当な範囲を第４表に示す。なお、ここで瞬
時とは２mm秒（５００Ｈｚのサンプリング）である。
位相変化の妥当な範囲を第４表に示す。なお、ここで瞬
時とは２mm秒（５００Ｈｚのサンプリング）である。
第 ４ 表 1187.2＜＜1230.8 134.8°＜Δθ＜166.1° 1312＜＜1360 224.6°＜Δθ＜259.2° 1450.4＜＜1503.6 -35.7°＜Δθ＜2.6° 1603.6＜＜1662.4 74.6°＜Δθ＜116.9° 第３および４表はどちらも論理回路２２内のメモリ（図
示せず）に記憶される。前記メモリにはこのように周波
数対位相変化の情報が記憶される。
示せず）に記憶される。前記メモリにはこのように周波
数対位相変化の情報が記憶される。
実際には、検出される信号に属する多重周波数信号が受
信されると、論理回路２２で単一トーン周波数Ａおよ
びＢに雑音が付加された２つの信号ＳＡおよびＳＢが
得られる。信号ＳＡおよびＳＢの極座標を表わす式を次
に示す。
信されると、論理回路２２で単一トーン周波数Ａおよ
びＢに雑音が付加された２つの信号ＳＡおよびＳＢが
得られる。信号ＳＡおよびＳＢの極座標を表わす式を次
に示す。
ＳＡ(nT)＝ρＡexp ｊ（２πＡｎＴ＋ΨＡ）＋雑音 ＳＢ(nT)＝ρＢexp ｊ（２πＢｎＴ＋ΨＢ）＋雑音 ただし、Ｔ＝２ｍｓ、 ΨＡおよびΨＢは最初の位相の値、 ｎはサンプリングの瞬時（すなわち、ｎ＝１、２、３、
……） である。
……） である。
ＳＡおよびＳＢの微分測定が雑音の影響を中和する。す
なわち、瞬時ｎにおける位相をΦ（ｎ）とするとΦ
（ｎ）は Φ（ｎ）＝２πｎＴ＋Ψ＋Ｖ（ｎ） で表される。ここでΨは最初の位相値であり、Ｖ（ｎ）
は雑音による位相誤差を表す。
なわち、瞬時ｎにおける位相をΦ（ｎ）とするとΦ
（ｎ）は Φ（ｎ）＝２πｎＴ＋Ψ＋Ｖ（ｎ） で表される。ここでΨは最初の位相値であり、Ｖ（ｎ）
は雑音による位相誤差を表す。
位相変化はΦ（ｎ＋１）−Φ（ｎ），Φ（ｎ＋２）−Φ
（ｎ＋１），………Φ（ｎ＋ｍ）−Φ（ｎ＋ｍ−１）の
各々によって計算され、これらを加算し、ｍで除算する
と、 ２πＴ＋（Ｖ（ｎ＋ｍ）−Ｖ（ｎ））／ｍとなり、雑
音項がｍ分割され、雑音による影響が中和される。
（ｎ＋１），………Φ（ｎ＋ｍ）−Φ（ｎ＋ｍ−１）の
各々によって計算され、これらを加算し、ｍで除算する
と、 ２πＴ＋（Ｖ（ｎ＋ｍ）−Ｖ（ｎ））／ｍとなり、雑
音項がｍ分割され、雑音による影響が中和される。
また、次の関係式が成立する。
ＳＡの２つの連続サンプル値における位相変化値に等し
い瞬時位相を有する値をｑＡとし、ＳＢの２つの連続サ
ンプル値における位相変化値に等しい瞬時位相を有する
値をｑＢとすると、 ｑＡ＝ＳＡ（ｎＴ）ＳＡ ＊〔（ｎ−ｍ）Ｔ〕 ＝▲ρ２ Ａ▼ exp ｊ ΔθＡ＋雑音項 (9) ｑＢ＝ＳＢ（ｎＴ）ＳＢ ＊〔（ｎ−ｐ）Ｔ〕 ＝▲ρ２ Ｂ▼ e×p ｊ ΔθＢ＋雑音項 (1
0) ΔθＡ＝２πＡｍｔ (11) ΔθＢ＝２πＢｐｔ (12) ただし、ｍ＝τＡ／Ｔ ｐ＝τＢ／Ｔ τＡおよびτＢは受信されフイルタされた信号ＳＡおよ
びＳＢでなされた連続する２つの測定の間の期間をそれ
ぞれ表わす。実際には、５００Ｈｚのサンプリング速度
で、ｍおよびｐはどちらも１に等しく選択されるであろ
う。
い瞬時位相を有する値をｑＡとし、ＳＢの２つの連続サ
ンプル値における位相変化値に等しい瞬時位相を有する
値をｑＢとすると、 ｑＡ＝ＳＡ（ｎＴ）ＳＡ ＊〔（ｎ−ｍ）Ｔ〕 ＝▲ρ２ Ａ▼ exp ｊ ΔθＡ＋雑音項 (9) ｑＢ＝ＳＢ（ｎＴ）ＳＢ ＊〔（ｎ−ｐ）Ｔ〕 ＝▲ρ２ Ｂ▼ e×p ｊ ΔθＢ＋雑音項 (1
0) ΔθＡ＝２πＡｍｔ (11) ΔθＢ＝２πＢｐｔ (12) ただし、ｍ＝τＡ／Ｔ ｐ＝τＢ／Ｔ τＡおよびτＢは受信されフイルタされた信号ＳＡおよ
びＳＢでなされた連続する２つの測定の間の期間をそれ
ぞれ表わす。実際には、５００Ｈｚのサンプリング速度
で、ｍおよびｐはどちらも１に等しく選択されるであろ
う。
記号＊は複素共役を示す。
前記の式(11)および(12)は、受信された信号の位相変化
が連続するいくつかの時間間隔（等間隔である）にわた
つて一定であるものとすれば、受信信号は純粋な正弦波
であると見込まれることを示す。この推測は信号の振幅
ρＡおよびρＢが一定であることを検査することによつ
て確証される。
が連続するいくつかの時間間隔（等間隔である）にわた
つて一定であるものとすれば、受信信号は純粋な正弦波
であると見込まれることを示す。この推測は信号の振幅
ρＡおよびρＢが一定であることを検査することによつ
て確証される。
実際には、測定精度の制約によつて、位相変化Δθおよ
び振幅ρがほぼ一定であることが検査されるという方が
適切である。これが、２つの受信信号すなわちＳＡおよ
びＳＢの各々の位相変化Δθｎおよび振幅ρｎの平均値
を計算する回路（図示せず）が論理回路２２に含まれて
いる理由である。
び振幅ρがほぼ一定であることが検査されるという方が
適切である。これが、２つの受信信号すなわちＳＡおよ
びＳＢの各々の位相変化Δθｎおよび振幅ρｎの平均値
を計算する回路（図示せず）が論理回路２２に含まれて
いる理由である。
これらの平均値は８サンプルにわたつて計算される。す
なわち、 また、論理回路２２は下記の演算を実行することによつ
て振幅および位相変化を決定する。
なわち、 また、論理回路２２は下記の演算を実行することによつ
て振幅および位相変化を決定する。
論理回路２２で供給され式(15)および(16)で表われた数
値は、ρおよびΔθがほぼ一定とみなされる範囲内の境
界を表わす所定のしきい値ＫおよびK′と、振幅および
位相検査手段（図示せず）で比較される。
値は、ρおよびΔθがほぼ一定とみなされる範囲内の境
界を表わす所定のしきい値ＫおよびK′と、振幅および
位相検査手段（図示せず）で比較される。
ρｎおよびΔθｎがほぼ一定、すなわち かつ であるとき、 受信された正弦波信号は識別される。そのため、論理回
路２２は、第３または４表に示すように記憶された位相
変化の値Δθと＜Δθｎ＞を比較する判断装置（図示せ
ず）を含み、それによつて多重周波数信号の受信が検出
され、前記多重周波数信号が識別される。
路２２は、第３または４表に示すように記憶された位相
変化の値Δθと＜Δθｎ＞を比較する判断装置（図示せ
ず）を含み、それによつて多重周波数信号の受信が検出
され、前記多重周波数信号が識別される。
第１図は本発明による多重周波数受信装置の基本的回路
図、 第２図は第１図の回路図に属する回路の実施例を示す
図、 第３図は第１図の回路１８および２０の動作を示す流れ
図である。 １０……ＡＤＣ、１２、１４……フイルタ、１６……ス
イツチ、１８、２０……極座標コンバータ、２２……論
理回路、２４……低域フイルタ。
図、 第２図は第１図の回路図に属する回路の実施例を示す
図、 第３図は第１図の回路１８および２０の動作を示す流れ
図である。 １０……ＡＤＣ、１２、１４……フイルタ、１６……ス
イツチ、１８、２０……極座標コンバータ、２２……論
理回路、２４……低域フイルタ。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭50−107803（ＪＰ，Ａ) Ｌ．Ｅ．フランクス猪瀬博外２名訳「信 号理論」Ｓ49−３−23産業図書株式会社 Ｐ．77−81
Claims (1)
- 【請求項１】所定のトーン周波数信号を検出して該信号
の周波数を識別するために下記(a)乃至(e)を具備するト
ーン検出器。 (a)受信された信号をサンプリングしてデイジタル信号
へ変換する手段。 (b)前記変換されたデイジタル信号をフイルタして該信
号の同相成分および直交成分をそれぞれ発生するバンド
パス・フイルタ手段。 (c)前記成分を極座標変換することによって前記フイル
タされた信号の位相情報および振幅情報をそれぞれ取出
す極座標変換手段。 (d)識別すべき周波数と位相変化との間の一意的な対応
関係を予め記憶するメモリ。 (e)所定のサンプリング期間中に得られる一連の前記位
相情報から位相変化を計算して、該位相変化および前記
振幅情報が前記所定のサンプリング期間のそれぞれの平
均値との比較において所定の範囲内にあることを検出
し、前記メモリを参照して対応周波数を識別する論理手
段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP82430017.2 | 1982-06-25 | ||
| EP82430017A EP0097754B1 (fr) | 1982-06-25 | 1982-06-25 | Détecteur de tonalité et récepteur multifréquences utilisant ledit détecteur |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS598497A JPS598497A (ja) | 1984-01-17 |
| JPH0666980B2 true JPH0666980B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=8189981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58064642A Expired - Lifetime JPH0666980B2 (ja) | 1982-06-25 | 1983-04-14 | ト−ン検出器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4604713A (ja) |
| EP (1) | EP0097754B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0666980B2 (ja) |
| AT (1) | ATE24812T1 (ja) |
| BR (1) | BR8303365A (ja) |
| CA (1) | CA1188015A (ja) |
| DE (1) | DE3275052D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8374322B2 (en) | 2008-08-11 | 2013-02-12 | Nec Infrontia Corporation | Telephone communications system increasing a reception count twofold |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4833399A (en) * | 1988-06-13 | 1989-05-23 | Texas Instruments Incorporated | DTMF receiver |
| US5257309A (en) * | 1990-12-11 | 1993-10-26 | Octel Communications Corporation | Dual tone multifrequency signal detection and identification methods and apparatus |
| CH682783A5 (de) * | 1991-09-24 | 1993-11-15 | Alcatel Str Ag | Verfahren zur Pegelbestimmung bei vorbestimmten Frequenzen eines Tonfrequenzsignales. |
| US5995557A (en) * | 1997-06-12 | 1999-11-30 | Nortel Networks Corporation | Tone detection with aliasing bandpass filters |
| DE10055375A1 (de) * | 2000-11-08 | 2002-05-23 | Infineon Technologies Ag | Auswerteschaltung für Wechselspannungsimpulse |
| US9953516B2 (en) * | 2015-05-20 | 2018-04-24 | Google Llc | Systems and methods for self-administering a sound test |
| US9454893B1 (en) | 2015-05-20 | 2016-09-27 | Google Inc. | Systems and methods for coordinating and administering self tests of smart home devices having audible outputs |
| US10078959B2 (en) | 2015-05-20 | 2018-09-18 | Google Llc | Systems and methods for testing hazard detectors in a smart home |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7511707A (nl) * | 1975-10-06 | 1977-04-12 | Philips Nv | Kruiscorrelatie-inrichting. |
| FR2407621A1 (fr) * | 1977-10-27 | 1979-05-25 | Ibm France | Procede et dispositif pour determiner l'ecart de phase dans un systeme utilisant la modulation par saut de phase |
| CH635695A5 (de) * | 1978-08-31 | 1983-04-15 | Landis & Gyr Ag | Detektor zur feststellung der anwesenheit mindestens eines elektrischen signals mit einer vorbestimmten charakteristik. |
| US4354248A (en) * | 1979-11-28 | 1982-10-12 | Motorola, Inc. | Programmable multifrequency tone receiver |
| US4258423A (en) * | 1979-12-05 | 1981-03-24 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Microprocessor controlled digital detector |
| US4484035A (en) * | 1980-09-29 | 1984-11-20 | Transwave | Dual tone multi frequency digital detector |
| US4363100A (en) * | 1980-10-28 | 1982-12-07 | Northern Telecom Limited | Detection of tones in sampled signals |
-
1982
- 1982-06-25 AT AT82430017T patent/ATE24812T1/de not_active IP Right Cessation
- 1982-06-25 DE DE8282430017T patent/DE3275052D1/de not_active Expired
- 1982-06-25 EP EP82430017A patent/EP0097754B1/fr not_active Expired
-
1983
- 1983-04-13 CA CA000425791A patent/CA1188015A/en not_active Expired
- 1983-04-14 JP JP58064642A patent/JPH0666980B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1983-06-13 US US06/503,965 patent/US4604713A/en not_active Expired - Fee Related
- 1983-06-23 BR BR8303365A patent/BR8303365A/pt not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｌ．Ｅ．フランクス猪瀬博外２名訳「信号理論」Ｓ４９−３−２３産業図書株式会社Ｐ．７７−８１ |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8374322B2 (en) | 2008-08-11 | 2013-02-12 | Nec Infrontia Corporation | Telephone communications system increasing a reception count twofold |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE24812T1 (de) | 1987-01-15 |
| JPS598497A (ja) | 1984-01-17 |
| DE3275052D1 (en) | 1987-02-12 |
| US4604713A (en) | 1986-08-05 |
| BR8303365A (pt) | 1984-02-07 |
| EP0097754A1 (fr) | 1984-01-11 |
| CA1188015A (en) | 1985-05-28 |
| EP0097754B1 (fr) | 1987-01-07 |
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