JPS6017279B2 - 多周波信号受信装置 - Google Patents

多周波信号受信装置

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JPS6017279B2
JPS6017279B2 JP53149943A JP14994378A JPS6017279B2 JP S6017279 B2 JPS6017279 B2 JP S6017279B2 JP 53149943 A JP53149943 A JP 53149943A JP 14994378 A JP14994378 A JP 14994378A JP S6017279 B2 JPS6017279 B2 JP S6017279B2
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裕子 伊藤
栄二 大平
熹 市川
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Hitachi Ltd
Nippon Telegraph and Telephone Corp
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Hitachi Ltd
Nippon Telegraph and Telephone Corp
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    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04QSELECTING
    • H04Q1/00Details of selecting apparatus or arrangements
    • H04Q1/18Electrical details
    • H04Q1/30Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents
    • H04Q1/44Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current
    • H04Q1/444Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies
    • H04Q1/45Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling
    • H04Q1/457Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling with conversion of multifrequency signals into digital signals
    • H04Q1/4575Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies using multi-frequency signalling with conversion of multifrequency signals into digital signals which are transmitted in digital form

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、音声帯城を利用し、諸情報を多周波信号の形
で伝送する帯域内多周波信号方式における多周波信号受
信装置、特に、押鋤ダイヤル信号(以下、PB信号とい
う。
)を受信するに好適な多周波信号受信装置に関するもの
である。押釘ダイヤル式電話機から送出されるPB信号
は、例えば、697HZ、770HZ、852日2、9
41HZからなる低周波群と、例えば、1209日2、
1336HZ、1477HZ、1633日2からなる高
周波群との組み合わせに1〜9のダイヤル数字およびい
くつかの記号を対応させたものである。
ところで、通話信号にパルスコー.ド変調(PCM)を
用いた時分割PCM交換機においては、この種のPB信
号はディジタル変換され、時分割通話路スイッチング網
を経て受信装置に送られるが、このようなディジタル化
されたPB信号を受信するための受信方式として、従来
、零交叉間隔の測定から信号周波数を検出するカゥン夕
方式、入力波形の部分自己相関係数を抽出し、分析処理
するパーコール(PARCOR)分析方式、アナログ型
受信機の構成をそのま)ディジタル式に置き換えたディ
ジタルフィル夕方式などが提案されている。
これらの方式を用いて多周波信号受信装置を実現する場
合に、最も問題になるのは精度と経済性である。
このような観点から上述した方式を考えて見ると、まず
、カウンタ方式では、通常、電話に用いられるPCMデ
ィジタル符号化のサンプリング周波数舵HZでは充分な
精度が得られない。精度を上げるために観測時間を長く
取ると規定の信号継続時間をオーバしてしまうという問
題があつた。次に、パーコール方式では、処理が複雑に
なるため、処理に必要な部品点数が多くなり、回転当り
の受信機コストが高く、経済性に問題があった。
ディジタルフィル夕方式では、サンプリング周波数滋H
ZのPCMディジタル符号化信号に対しては必要な精度
が得られることからその経済的実現が望まれている。
第1図は従来のディジタルフィル夕方式?B信号受信装
置の構成を示すものである。
図において、端子1から入力されたサンプリング周波数
雛HZのディジタル符号化PB信号は、ダイヤルトーン
除去フィル夕2を通過後二分され、高周波群除去フィル
夕4と低周波群除去フィル夕5に送ら.れる。
そして、高低2つの周波群に分離された信号は、リミツ
タ6でダイナミックレンジを抑えられ、各々3〜4個に
分けられ、各PB信号周波数毎に設けられた帯城通過フ
ィル夕8に送られる。第1図では図を見やすくする為、
高群、低群共各1つずつ記してあり、他は省略してある
。フィル夕8の出力は全波整流回路9で整流された後、
帯城検出回路10で一定域値と比較され、PB信号周波
数の入力の有無が判定される。
帯域検出回路10の出力は信号検出回路11へ送られ、
入力有りと判定された場合は、その信号長が測定され、
ガード時間以上であれば、該当周波数の端子12に出力
されるのである。一般に、各種のフィル夕2,4,5,
8は、例えば、袴関昭52−44106号公報に示され
るような構成のディジタルフィル夕を時分割的に使用す
ることによって実現されており、バッファメモリ3,7
はこれらの途中結果を一時保持するために設けられてい
る。
また、入力端子1からは複数回線のディジタル信号が入
力されており、それらが上述した回路により多重処理さ
れる。このような従来のPB信号受信装置では、サンプ
リング周波数離日Zのディジタル信号をそのま)処理し
ているため、信号の多重処理能力が十分高く取れず回線
当りの受信機コストが比較的高いという問題があった。
このため、ディジタル入力信号をより低いサンプIJン
グ周波数でリサンプリングなどして信号処理量を減らす
ことも考えられるが、その場合には信号検出の精度が低
下するという問題が生ずる。
本発明の目的は、高精度な信号検出が可能な多周波信号
受信装置を提供することにある。このような目的を達成
するために、本発明の特徴は、ディジタル入力信号の振
幅を制限するりミッタ手段として、リサンプリング手段
からの信号が所定の正または負の闇値を越えてから次に
再び越えるまでの時間が基準時間内であれば、その間信
号の符号に対応して正または負の一定レベルの信号を出
力し、基準時間以上であれば、入力信号そのま)または
所定レベルの信号を出力する手段を用いることにより、
信号検出精度の向上を計ったことにある。
以下、本発明の実施例を図面により詳細に説明する。
第2図は本発明によるPB信号受信装置の一実施例の構
成を示すもので、1は入力端子、2はディジタルイびB
信号に混入しているダィャル音の400HZ成分を除去
するダイヤルトーン除去フィル夕、3,7はバッファメ
モリ、4は高周波群除去oフィル夕、5は低周波群除去
フィル夕、6は入力される信号の振幅を制限するりミッ
タ、8は各PB信号周波数毎に設けられた帯域通過フィ
ル夕、9は全波整流回路、10は帯城検出回路、11は
信号検出回路、12は信号出力端子で、これらの構成は
第1図の従来の構成と同じであり、各フィル夕2,4,
5,8は、例えば、持開昭52一44106号公報に記
載されているような2次/2次巡回形ディジタルフィル
夕によって構成でき、その内、ダイヤルトーン除去フィ
ル夕2は上述したフィル夕を2回通すことによって4次
/4次巡回形ディジタルフィル夕を構成し、高周波群除
去フィル夕4および低周波群除去フィル夕5は上記フィ
ル夕をそれぞれ3回通すことによって6次/6次巡回形
ディジタルフィル夕を構成し、帯城通過フィル夕8は上
記フィル夕を1回通すことで2次/2次巡回形ディジタ
ルフィル夕を構成すればよい。
本実施例によれば、上述した構成において、ダイヤルト
ーン除去フィル夕2の前段にリサンプリング回路13を
設け、入力端子1から入力される、雛HZまたはその整
数倍のサンプリング周波数を有するディジタル信号を間
引き、4KH2のサンプリング周波数を有する信号に変
換することにより後の処理量を低減している。
第2図において、サンプリング周波数離日Zまたはその
整数倍でサンプリングして得られたディジタル化PB信
号が入力端子1から入力されると、サンプリング回路1
3ではその信号がサンプリング周波数4KHzで間引か
れ、4KHZの周波数でサンプリングされた後、高周波
群および低周波群除去フィル夕4および5を通って、低
周波群および高周波群の2つに分離される。
そして、このように分離された信号はリミツ夕6に送ら
れてダイナミックレンジを抑えられた後、それぞれPB
信号周波数毎に設けられた帯城通過フィル夕8に送られ
る。各フィル夕8を通った信号は全波整流回路9で全波
整流され、帯城検出回路10で一定闇値と比較され、P
B信号の有無が判定され、信号検出回路11ではその信
号長が測定され、ガード時間以上であれば、該当周波数
の端子に出力される。通常、電話に用いられるディジタ
ル化PB信号のサンプリング周波数は雛HZ、あるいは
、特殊な場合はその整数倍であるが、リサンプリング回
路13では、入力信号のサンプリング周波数を4KHZ
に変換する役目をしており、このリサンプリング回路1
3は第3図に示すように、ラッチ回路14からなり、入
力端子15に印加される巡批のクロック信号毎に、入力
端子1からの信号がラッチ回路14に記憶され、出力端
子16に出力される。
このようにして、ディジタルイびB信号を必日2のサン
プリング周波数でリサンプリングし処理することにより
、PB信号受信の有無が判定される。しかし、この受信
精度では必らずしも充分でない事態が生ずる可能性があ
る。そのような問題に対処するために、本発明の実施例
では、以下に述べるようにリミッタ6に特殊な工夫が施
こされる。通常、受信装置に入力される受信すべきPB
信号の各周波数成分のレベルは一定ではない。
ある範囲のレベル信号は同様に検出する必要があり、そ
のために、信号の処理過程でレベルの基準化を行なう必
要があり、その働きをするものとしてリミツタ6が設け
られている。従釆のこの種リミツタでは、第4図aの実
線に示すようにサンプリングされた第4図aの点線のよ
うなPB信号が入力されると、その入力信号が入力され
ると、その入力信号が一定関値十夕。
,−そoを越す時点に着目して、この一定関値を越える
毎に第4図bのように出力レベルを十L,−Lの間に変
化せしめ、正弦波を一定レベルの矩形波に変換するよう
になっている。このような従来のリミツ夕では、ディジ
タル化サンプリング周波数が高い、すなわち、信号一波
当りのサンプル数が多い場合は非常に有効であるが、こ
のサンプリング周波数が低い場合は、入力信号が閥値を
越している時間内にサンプル点が存在しないことがあり
、正確に次段に周波数成分を伝えることはできない。
また、入力信号の符号が反転していても、その値が闇値
を越えない間は、信号の符号は反転していないものとし
て処理されるため、出力信号は入力信号の波形を正確に
反映していないことになる。そこで、本発明の実施例で
は、第6図aの実線のようにサンプリングされた同図点
線のような信号が入力された場合、その信号が閥値そo
を越える時点とその後の信号の正、負に着目して、第5
図bの点埼泉のように矩形波への変換を行なうものであ
る。
すなわち、PB信号レベルが一定以上の場合、信号のサ
ンプル値が閥値〆oを越えてから再び越えるまでの最大
のサンプリング数nは、次のようにして定められる。
入力信号が周波数の、振幅aの理想的な正弦波a Co
s wtとし、初めに閥値を越す時点が信号の最大振幅
時点から±のだけずれているとすれば、最大サンプリン
グ数nは正弦波の性質からの‘1},■式のように定義
される。
a cos(wTsn±の)2ぞ。
……………(1}a cos(のTsn±の)三
一夕。 ……………【2)いま、{1}式の場合を考
えると、次の‘3’式のようになる。C。
S(小n±の)22 ・・・・・・.・・.・・.・
・【31この{3}式は次の{4ー式のように表わされ
る。−COS−・(傘)十2汀NミのTSn土のくのす
・(全0)十2中N …………【41但し、Nは正の
整数である。そこで、COS−・(全)を8、COS−
・(−舎)をy、プミをQと書リブ‘ま、(4}式は次
の(5}〜(7}式のように展開できる。
−8十2汀NミのTsn±のミ8十2汀N…….・・・
・・■−8±。
十2汀NミのTsn三8±の十2汀N.・・……{6)
Q(一B±の十2汀N)三n 〈Q(B±の十2汀N)……{7) また、{2)式について同様に展開すると、次の(8}
式が得られる。
Q(y±の十2mM)ミn ミQ{一y士の十2竹(M+1)}・・・・・・・・・
(8}但し、Mは正の整数である。
このt九脚式を解くことにより、【7}式からは正の関
値夕。
を越すまでのサンプリング数n,、■式からは負の閥値
を越すまでのサンプリング数n2が求まるまで、これら
のn,,n2の内小さい方の値が、求めるサンプリング
数nとなる。以上のようにして定めたサンプリング数n
に相当する時間以上のある時間を以下、基準時間と呼ぶ
ことにする。
一般に、リミツタへの入力は、理想的正弦波とは言えな
いので、基準時間はnより若干長めにとればよい。そこ
で、本発明の実施例では、リミッタにおいて入力信号が
閥値夕。
を越えた後、再び越えるまでの時間を計り、その時間か
つ基準時間以内であれば、その間、関値そ。以上のレベ
ルの信号が入力していると見なし、入力信号の正負に応
じて、十と。 または一夕。を出力し、基準時間以上で
あれば、入力信号そのま)、または0を出力するように
なっている。このようにリミッタを構成することにより
、受信すべきPB信号が入力されていれば、基準時間内
に必ずサンプリング値が閥値を越える場合が存在し、次
段へ正確に入力信号の周波数成分を伝達することができ
るので、サンプリング周波数を雛HZまたはその整数倍
から4KHZに変換しても充分な精度で周波数検出がで
きる。
第6図は上述したりミッタの一実施例の構成を示すもの
で、20‘ま第2図のフィル夕4または5からの信号を
入力する入力端子、21はラッチ、22および23はそ
れぞれ正および負の閥値十夕。
および−そoとの比較回路、24はオア回路、25はN
進カウン夕、26はフリップフロップ、27はインバー
夕、28および29はアンド回路、30〜32は3状態
バッファゲート、33は出力端子、34および35はそ
れぞれクロツク信号CKおよびその反転信号CKの入力
端子である。このような構成において、第2図に示す帯
域除去フィル夕4または5からの入力信号が入力端子2
0を通して入力されると、入力端子35からのクロック
信号CK‘こより、ラッチ21に取り込まれる。比較回
路22および23では、それぞれラッチ21に取り込ま
れた入力信号と正および負の閥値十〆。および−〆。が
比較され、入力信号がそれらの関値を越える場合には、
それぞれから論理“1”が出力され、オア回路24に送
られる。そして、オア回路からの出力によってN進カウ
ンタ25がリセット、フリツプフロツプ26がセットさ
れる。その結果、セットされたフリツプフロツプ26の
出力は論理“1”となり、アンドゲ−ト28および29
に送られる。アンドゲ−ト28には、ラツチ21からの
入力信号の符号ビットをィンバータ27で反転した信号
が入力され、アンドゲート29には、入力信号の符号ビ
ットがそのま)入力されている。この場合、入力信号の
符号ビットは入力信号が正の場合、論理“0”であり、
入力信号が負の場合論理“1”であるとする。したがっ
て、入力信号が正であれば、アンド回路の働きでバッフ
ァゲート31が開かれ、正のレベル+Lが出力端子33
に出力され、また、入力信号が負であれば、アンド回路
29の働きでバッファゲート32が開かれ、負のレベル
−Lが出力端子33に出力される。一方、N進カウンタ
25では、オア回路24からの出力によりセットされる
と、入力端子34からのクロック信号CKがカウントさ
れるが、そのカウント値が前述した時間に対応するカウ
ント値Nに達する迄はフリツプフロップ26はセット状
態なので、前述したように入力信号の正、負に応じた値
が出力端子33に出力される。
そして、その基準時間内に再び入力信号が正または負の
関値十そ。または一そoを越えると、再びN進カウンタ
25はリセットされ、新たに、クロック信号がカウント
される。基準時間内に再び入力信号が正または負の閥値
十そまたは−そoを越えることがないと、その基準時間
に達した寺に、カウンタ25からの出力によりフリツプ
フロツプ26がリセットされ、それから論理“0”が出
力されて、バッファゲート30が開かれ、出力端子33
にアース電位すなわち0電位が出力される。カゥンタ2
5に設定される基準時間は、前述したように、PB信号
の周波数、サンプリング周波数、関値等から理論的に算
出できる。
例えば、闇値を最低検出レベルから2.母B低い値に設
定し、入力信号がPB信号周波数の理想的正弦波と仮定
すれば、基準時間は0.5〜lmSとなる。以下に、こ
れを証明する。そo,aはそれぞれ−26.9旧m、一
24dBmに相当する仏−いwによる整数値で与えられ
そ。 =27入 a=364となり、これより夕。
/a=0.758=cos‐1(そ。
/a)=0.723=2m×0.115ツ=cos‐1
(一そ。/a)=2‐419=2mXO.385となる
次にのを求める。竹はl a cos(のTsn−の)
l=〆o においてn=0と上述のa,〆oの値を代入
するとの=0.723(ラジアン)となる。Q=プ;は
サンプリング周波数三S=4ooo〔HZ〕、■=2汀
f(fはPB信号の周波数)からQ=4000/2汀f
となり、これらを‘7’,脚に代入し型。
(〇.115十N)2n12型。
(‐〇.115十N) .・….・・・‘7}′傘。(
〇.385十M)ミnZ三4竿0(o‐615十M)
………{8rを得る。
従って、fに最低周波数697日2、最高周波数163
3日2を代入し、それぞれn.,nzのうち4・ごし、
方をとる。このときN,Mは(7)′,{8rをみたす
最小の整数n,,nzが存在するように選ぶ。よって、
f=697日2の場合n=3、f=1633HZの場合
n=1となる。他の周波数についても同様n=1〜3の
値が得られる。基準時間はnに相当する時間以上に選べ
ばよいから結果として0.5〜lmsあれば十分である
。なお、上述した例では、入力信号が関値を越えない状
態が基準時間以上続いた時、アース電位をバッファゲー
ト30を介して出力する場合について説明したが、ラッ
チ21に取り込まれた入力信号をそのま)出力するよう
にしてもよく、あるいは他の一定の値のレベル信号を出
力してもよい。
次に、第1図の従来例において、狐HZの周波数でサン
プリングされ、入力されたディジタル化PB信号はダイ
ヤルトーン除去フィル夕2を通した後、高周波群および
低周波群除去フィル夕4および5により低および高周波
群の2つに分離されるが、第7図はその時の帯域分離フ
ィル夕の理想的な周波数特性を示すものである。一般に
、低周波群を分離、抽出するだけの目的には、第7図b
に示すような特性を有するフィル夕を用いることができ
るが、音声信号などの擬似信号化防止を考えると、雑日
2以上の音声信号を通過させるために、第7図aに示す
ような特性を有する帯域除去型フィル夕、すなわち、高
周波群除去フィル夕4が必要になる。
一方、高周波群分離についても、同様に、第7図cに示
すような特性を有する帯城除去型のフィル夕、すなわち
、低周波群除去フィル夕5が用いられる。
しかしながら、このような帯域除去型のフィル夕を使用
した場合、フィル夕の構成が複雑となり、例えば、前述
したように6次/6次巡回形フィル夕で構成する必要が
あるため、袴開昭52−44106号公報に示すような
2次/2次巡回形フィル夕を共通に使用して各フィル夕
を構成する場合は、1信号当りの乗算回数はla団とな
り、それだけ処理時間が長くなる。
また、本発明の実施例により、入力されたPB信号をリ
サソプリング回路13で必日2の周波数でリサンブリン
グした後、低周波群および高周波群の2つに分離、抽出
する場合における帯域分離フィル夕の周波数特性を第8
図に示す。
まず、入力信号から低周波群を分離、抽出する場合、サ
ンプリング周波数が舷HZになっているので、帯域除去
型の高周波群除去フィル夕を用いた時のその周波数特・
曲ま第8図aに示すようになっている。
この特性から解るように、滋HZ付近での通過帯城幅は
狭く、実効的に400HZ以下であり、擬似信号防止効
果は少ないので、第8図に示すように、低域通過型の周
波数特性にしても、実質的には何ら問題はなく、また、
その場合、雛HZ以上の信号を通過させているので、擬
似信号化防止上の問題も小さくなる。したがって、低周
波群の分離フィル夕としては、第8図bに示すような特
性を持つ低周波群通過フィル夕で充分であることが解る
。また、高周波群分離、抽出の場合、4KHZでサンプ
リングした信号を帯城除去型の低周波群除去フィル外こ
通す時、その周波数特性は第8図cの実線に示すように
なるが、前述したように、前段のダイヤルトーン除去フ
ィル夕を通過させることによって、実質的に第8図cの
破線で示す部分も減衰されることになるので、第8図d
に示すように、高域通過型の周波数特曲こしても実際上
何ら問題はなく、また、このような特性では、擬似信号
化防止に効果のある第3ホルマント強調に必要な錐HZ
付近の信号は通過することになるので、誤動作防止上の
問題も少ない。
したがって、高周波群の分離フィル夕として、第8図d
に示すような特性を有する高周波群通過フィル夕で充分
であることが解る。第9図は、上述した点に鑑みてなさ
れた本発明のPB信号受信装置の他の実施例を示すもの
で、第2図の実施例と異なる点は、第2図の高周波群お
よび低周波群除去フィル夕4および5の代りに、それぞ
れ、第8図bおよびbに示すような周波数特性を低周波
群および高周波群通過フィル夕40および41が使用さ
れていることである。
第9図の実施例では、サンプリング周波数が離日Zまた
はその整数倍の信号が入力端子1から取り込まれ、サン
プリング回路13で必日2のサンプリング周波数の信号
に変換され、高城通過フィルタ形式を採用しているダイ
ヤルトーン除去フィル夕を通過後二分され、低周波群通
過フィル夕40および高周波群通過フィル夕41に送ら
れ、高周波群および低周波群の2群に分離される。以後
の処理は、第2図の実施例の場合と同様なので、ここで
は省略する。上述した低域および高城通過フィル夕40
および41は第2図の帯城除去型フィル外こ比べて簡単
な構成で実現できる。
例えば、前述した2次/2次巡回形フィル夕を共通に使
用する場合、これらのフィル夕のそれぞれは4次/4次
巡回形フィル夕で構成できるので、一信号当りの乗算処
理回数は8回となり、従来に比べて、一信号当りの処理
回数の大中な低減が実現でき、より多重は処理が可能と
なる。なお、上述した実施例では、PB信号受信装置の
例について示したが、それに限定されるものではなく、
例えば、MF信号受信装置にも適用可能である。
また、上述した実施例では、入力信号の舷HZまたはそ
の整数倍のサンプリング周波数を4KHZのサンプリン
グ周波数にする例について示したが、それに限定される
ものではなく、一般に、入力される信号のサンプリング
周波数の1/nの周波数で入力をリサンプリングするよ
うにしてもよい。
以上述べたように、本発明によれば、高精度な信号検出
が可能であるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
第1図は従来の多周波信号受信装置の構成図、第2図は
本発明による多周波信号受信装置の一実施例の構成図、
第3図は第2図のIJサンプリング回路の一例の構成図
、第4図および第5図は従来および本発明によるリミッ
タの原理を説明するための波形図、第6図は第5図の原
理に基づく本発明のIJミッタの一例の構成図、第7図
および第8図は従来および本発明による帯域分離フィル
夕の周波数特性を示す特性図、第9図は本発明による多
周波信号受信装置の他の実施例の構成図である。 4・・・高周波群除去フィル夕、5・・・低周波群除去
フィル夕、6・・・リミッタ、8・・・帯城通過フィル
夕、13・・・リサンプリング回路、40・・・低周波
群通過フィル夕、41・・・高周波群通過フィル夕。 第1図第2図 第3図 第4図 第8図 第5図 第6図 第7図 第9図

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1 所定の周波数でサンプリングして得られたデイジタ
    ル信号を入力する入力手弾と、該入力手段からの入力信
    号が所定の正または負の閾値を越えてから次に再び越え
    るまでの時間が所定基準時間内であれば、その信号の符
    号に対応して正または負の一定限定レベルの信号を出力
    し、上記所定基準時間を越えれば、入力信号そのままま
    たは所定レベル信号を出力するリミツタ手段と、該リミ
    ツタ手段からの信号を帯域選択して、入力信号の周波数
    を同定するデイジタルフイル手段とを備えたことを特徴
    とする多周波信号受信装置。 2 前記入力手段は、デイジタル入力信号を、そのサン
    プリング周波数のn〔nは2以上の正の整数〕分の1の
    サンプリング周波数でリサンプリングするリサンプリン
    グ手段を有することを特徴とする特許請求範囲第1項記
    載の多周波信号受信装置。 3 前記リサンプリング手段のサンプリング周波数が4
    KHzであることを特徴とする特許請求範囲第2項記載
    の多周波信号受信装置。 4 前記デイジタル入力信号が押釦ダイヤル信号からな
    ることを特徴とする特許請求範囲第1項〜第3項のいず
    れか記載の多周波信号受信装置。 5 前記入力手段は、前記リサンプリング手段からの信
    号を低周波群および高周波群にそれぞれ分離するための
    低域通過デイジタルフイルタおよび高域通過デイジタル
    フイルタを有することを特徴とする特許請求範囲第2項
    または第3項記載の多周波信号受信装置。
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