JPS5858625B2 - 信号処理装置 - Google Patents
信号処理装置Info
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- JPS5858625B2 JPS5858625B2 JP6000280A JP6000280A JPS5858625B2 JP S5858625 B2 JPS5858625 B2 JP S5858625B2 JP 6000280 A JP6000280 A JP 6000280A JP 6000280 A JP6000280 A JP 6000280A JP S5858625 B2 JPS5858625 B2 JP S5858625B2
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- Japan
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- signal
- digital
- frequency
- processing device
- filter
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/165—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、ソーナ信号の検出や地震波、脳波、の解析
において、雑音に埋れた信号成分を周波数分析により検
出する信号処理装置に関するものである。
において、雑音に埋れた信号成分を周波数分析により検
出する信号処理装置に関するものである。
ソーナ信号の検出や地震波、脳波の解析においては、周
波数分析が有効な手段であることが知られている。
波数分析が有効な手段であることが知られている。
この周波数分析を実時間で行う方式は、ディジタル高速
フーリエ変換（ＦＥＴ）によるものが主流を成すが、周
波数分解能を上げて精密な周波数分析を行う場合は、デ
ィジタルフィルタ等を用いて、周波数分析の前に信号の
帯域を狭くする必要がある。
フーリエ変換（ＦＥＴ）によるものが主流を成すが、周
波数分解能を上げて精密な周波数分析を行う場合は、デ
ィジタルフィルタ等を用いて、周波数分析の前に信号の
帯域を狭くする必要がある。
このため信号処理装置は、入力信号の一部必要帯域だけ
を任意に取り出す機能（以下バーニア機能と称す）と、
この帯域において周波数分析を行う機能を持っている。
を任意に取り出す機能（以下バーニア機能と称す）と、
この帯域において周波数分析を行う機能を持っている。
第１図に従来の信号処理装置のブロック図を示し、バー
ニヤ機能を中心に動作の概要を説明する。
ニヤ機能を中心に動作の概要を説明する。
第１図において、アナログ入力信号はアナログ低域通過
フィルタ１０１を通って帯域制限を受け、サンプルホウ
ルド回路１０２に入って１次サンプリングされる。
フィルタ１０１を通って帯域制限を受け、サンプルホウ
ルド回路１０２に入って１次サンプリングされる。
次にこのサンプリング出力は、Ａ／Ｄ変換器１０３でデ
ィジタル信号に変換され、ディジタル複素信号周波数変
換器１０４に入って、位相が互いに９０’だけ異なる２
種類のディジタル局部発振信号とのディジタル乗算が行
われると、周波数変換後の信号の周波数スペクトルは、
周波数変換前の周波数スペクトルから、局部発振周波数
分だけ左に平行移動し、これをディジタル複素信号低域
通過フィルタ１０５に通すと、局部発振周波数を任意に
選ぶことにより必要帯域が取り出される。
ィジタル信号に変換され、ディジタル複素信号周波数変
換器１０４に入って、位相が互いに９０’だけ異なる２
種類のディジタル局部発振信号とのディジタル乗算が行
われると、周波数変換後の信号の周波数スペクトルは、
周波数変換前の周波数スペクトルから、局部発振周波数
分だけ左に平行移動し、これをディジタル複素信号低域
通過フィルタ１０５に通すと、局部発振周波数を任意に
選ぶことにより必要帯域が取り出される。
即ちバーニヤ機能が行われる。次にこのフィルタ出力の
ディジタル信号は、２次サンプリング回路１０６で再サ
ンプリングされ、ディジタル高速フーリエ変換器１０７
に入り周波数分析が行われる。
ディジタル信号は、２次サンプリング回路１０６で再サ
ンプリングされ、ディジタル高速フーリエ変換器１０７
に入り周波数分析が行われる。
従来の信号処理装置の欠点は、複素周波数変換の際のデ
ィジタル乗算を各入力サンプル毎に行っており、このデ
ータの一部はフィルタリング後に再サンプリングで捨て
られるため、処理上の冗長性が存在していることである
。
ィジタル乗算を各入力サンプル毎に行っており、このデ
ータの一部はフィルタリング後に再サンプリングで捨て
られるため、処理上の冗長性が存在していることである
。
ディジタル信号処理の中で、装置全体の処理時間を左右
する重要な要素の１つは乗算時間であり、装置を効率良
く動作させるためには、信号処理手順を工夫することに
より出来る限り乗算回数を減らすよう努力すべきである
。
する重要な要素の１つは乗算時間であり、装置を効率良
く動作させるためには、信号処理手順を工夫することに
より出来る限り乗算回数を減らすよう努力すべきである
。
この発明の目的は、上記従来技術の欠点を無くし、１人
カサンプル当りの乗算回数、即ち処理時間を従来より低
減した信号処理装置を提供することにある。
カサンプル当りの乗算回数、即ち処理時間を従来より低
減した信号処理装置を提供することにある。
この発明の特徴は、従来装置における周波数変換とフィ
ルタリングの順序を逆にし、再サンプリング後に周波数
変換を行うようにした点にある。
ルタリングの順序を逆にし、再サンプリング後に周波数
変換を行うようにした点にある。
従来の信号処理装置とこの発明による信号処理装置の処
理方式を比較するため、両方の周波数分析以前の信号処
理手順を次に説明する。
理方式を比較するため、両方の周波数分析以前の信号処
理手順を次に説明する。
従来の信号処理装置における処理は次の通りである。
周波数ｆｓでサンプリングした入力信号Ｘ（ｎ）を、周
波数ｍｆ□だけビートダウンするとき、周波数変換後の
信号ｙ（ｎ）は、 になる。
波数ｍｆ□だけビートダウンするとき、周波数変換後の
信号ｙ（ｎ）は、 になる。
但しｆ。＝−とおいた。またｎは、サンプリング周期Ｔ
でサンプリングが行われたとすると、その周期Ｔ毎にな
されたサンプリングの回数を表わす数字で自然数である
。
でサンプリングが行われたとすると、その周期Ｔ毎にな
されたサンプリングの回数を表わす数字で自然数である
。
またｆ。は基本周波数であり、ｍも自然数である。
次にＹ （ｎ）をＮ次の有限インパルス応答（以下ＦＩ
Ｒと称す）低域フィルタに通すと、インパルス応答をｈ
（ｎ）として、フィルタ出力ｚ（ｎ）は、であり、再
サンプリング後の出力ｚ（ｎＤ）は、になる。
Ｒと称す）低域フィルタに通すと、インパルス応答をｈ
（ｎ）として、フィルタ出力ｚ（ｎ）は、であり、再
サンプリング後の出力ｚ（ｎＤ）は、になる。
ここでＤはサンプリング周波数の低減比である。
即ち入力信号Ｘ（ｎ）、フィルタのインパルス応答２π
ｍ ｈ （ｎ）及び局部発振信号ｅｘｐ（−ｊｎ）の間にお
いて（５）式なる演算を行うことにより所望の帯域幅を
持つ出力信号ｚ（ｎ）が取り出される。
ｍ ｈ （ｎ）及び局部発振信号ｅｘｐ（−ｊｎ）の間にお
いて（５）式なる演算を行うことにより所望の帯域幅を
持つ出力信号ｚ（ｎ）が取り出される。
（５）式を吟味すれば、１人カサンプル当りの乗算回数
ＣＭｔは、 Ｎ ＣＭ１＝−十２ （６）である
ことがわかる。
ＣＭｔは、 Ｎ ＣＭ１＝−十２ （６）である
ことがわかる。
次にこの発明による信号処理装置における処理を述べれ
ば次の通りである。
ば次の通りである。
まず、従来の信号処理装置における処理の（５）式を変
形して、 の２組から成り、元のインパルス応答ｈ （ｎ）にそれ
２πｍ ぞれＣＯ８−Ｈなる余弦波を乗算した実数部イン、２π
ｍ パルス６応と、Ｓｌｎ −１１なる正弦波を乗算した虚
数部インパルス応答とを持つ複素ディジタル帯域通過Ｆ
ＩＲフィルタである。
形して、 の２組から成り、元のインパルス応答ｈ （ｎ）にそれ
２πｍ ぞれＣＯ８−Ｈなる余弦波を乗算した実数部イン、２π
ｍ パルス６応と、Ｓｌｎ −１１なる正弦波を乗算した虚
数部インパルス応答とを持つ複素ディジタル帯域通過Ｆ
ＩＲフィルタである。
即ち入力信号ｘ （ｎ）、フィルタのインパルス応答ｇ
（ｎ）及び局部発振信号２πｍ ｅｘｐ （−ｊ −ｎＤ）の間において（７）式なる演
算を行うことにより所望の帯域幅を持つ出力信号になり
、（６）式のＣＭＩと比較すると、Ｄは一般に４以上で
あるから、乗算数は、−（１４／Ｄ）回だけ少なくする
ことができる。
（ｎ）及び局部発振信号２πｍ ｅｘｐ （−ｊ −ｎＤ）の間において（７）式なる演
算を行うことにより所望の帯域幅を持つ出力信号になり
、（６）式のＣＭＩと比較すると、Ｄは一般に４以上で
あるから、乗算数は、−（１４／Ｄ）回だけ少なくする
ことができる。
更に、（７）式でＭとＤとは、再サンプリング周波数を
ｆｓｔとすると なる関係があり、 これを適当に選ぶと の乗算が簡単になる。
ｆｓｔとすると なる関係があり、 これを適当に選ぶと の乗算が簡単になる。
になり、周波数変換のための乗算は必要無くなる。
０試を吟味すると、１人カサンプル当りの乗算数ＣＭｓ
は、 となり、（６）式のＣＭｔと比較すると、乗算数は２回
少なくなる。
は、 となり、（６）式のＣＭｔと比較すると、乗算数は２回
少なくなる。
狭帯域フィルタの場合は、容易にＮ／Ｄを４以下に選べ
るから、この発明による信号処理装置は従来の信号処理
装置よりも２割以上乗算数を削減できることがわかる。
るから、この発明による信号処理装置は従来の信号処理
装置よりも２割以上乗算数を削減できることがわかる。
次にこの発明の実施例を第２図に示し、その動作を詳細
に説明する。
に説明する。
アナログ低域通過フィルタ２０１を通って帯域制限を受
けたアナログ信号は、サンプルホウルド回路２０２で一
次サンプリングされ、アナログ信号列になる。
けたアナログ信号は、サンプルホウルド回路２０２で一
次サンプリングされ、アナログ信号列になる。
これをＡ／Ｄ変換器２０３に送ると、信号はディジタル
符号列に変換される。
符号列に変換される。
これにより信号は複素演算処理されるが、実際のディジ
タル演算では実数部と虚数部を別々に計算し、複素加算
器は２個のディジタル加算器で、複素乗算器は４個のデ
ィジタル乗算器と２個のディジタル加算器で実現できる
。
タル演算では実数部と虚数部を別々に計算し、複素加算
器は２個のディジタル加算器で、複素乗算器は４個のデ
ィジタル乗算器と２個のディジタル加算器で実現できる
。
ディジタル複素信号帯域フィルタ２０４は、複素乗算係
数を用いたディジタルフィルタで実現できるが、これに
は複数乗算器が必要となる。
数を用いたディジタルフィルタで実現できるが、これに
は複数乗算器が必要となる。
そこでこの実施例では、フィルタのインパルス応答を実
数部と虚数部に分け、それぞれ別々にディジタル実信号
低域通過フィルタ２０５を作って信号を通し、等何曲に
ディジタル複素信号帯域通過フィルタリングを行ってい
る。
数部と虚数部に分け、それぞれ別々にディジタル実信号
低域通過フィルタ２０５を作って信号を通し、等何曲に
ディジタル複素信号帯域通過フィルタリングを行ってい
る。
ディジタル実信号帯域通過フィルタ２０５はディジタル
加算器、ディジタル乗算器、およびシフトレジスタを基
本構成要素とする有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィル
タで、周波数応答特性や中心周波数は乗算係数やシフト
レジスタの段数を変えることにより容易に変更できる。
加算器、ディジタル乗算器、およびシフトレジスタを基
本構成要素とする有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィル
タで、周波数応答特性や中心周波数は乗算係数やシフト
レジスタの段数を変えることにより容易に変更できる。
２次サンプリング回路２０６のサンプリング周波数は、
ディジタル複素信号帯域通過フィルタ２０４の帯域幅の
１，５倍程度に選ばれるが、これが１次サンプリング周
波数のイ。
ディジタル複素信号帯域通過フィルタ２０４の帯域幅の
１，５倍程度に選ばれるが、これが１次サンプリング周
波数のイ。
。であったとすると、バーニア機能を用いずに１次サン
プリングだけで周波数分析した場合よりも分解能は１０
０倍向上することになる。
プリングだけで周波数分析した場合よりも分解能は１０
０倍向上することになる。
ディジタル複素信号周波数変換器２０７は単なる複素乗
算器であり、４個のディジタル乗算器２０８と２個のデ
ィジタル加算器２０９とディジタル５ＩＮ−ＣＯ８関数
発生器２１０で構成している。
算器であり、４個のディジタル乗算器２０８と２個のデ
ィジタル加算器２０９とディジタル５ＩＮ−ＣＯ８関数
発生器２１０で構成している。
ディジタル５ＩＮ−ＣＯ８関数発生器２１０は、メモリ
ーに記憶された正弦波のサンプル値から、互いに９０’
の位相差を持つ２出力を順次に取り出すことにより実現
しており、周波数は読み出し間隔や読み出し周期を調整
すれば自由に変えることができる。
ーに記憶された正弦波のサンプル値から、互いに９０’
の位相差を持つ２出力を順次に取り出すことにより実現
しており、周波数は読み出し間隔や読み出し周期を調整
すれば自由に変えることができる。
ディジタル高速フーリエ変換器２１１はディジタル複素
信号を入力としてフーリエ変換を行うもので、ディジタ
ル高速フーリエ変換器の構成と動作原理は既に公知であ
り、説明を省略する。
信号を入力としてフーリエ変換を行うもので、ディジタ
ル高速フーリエ変換器の構成と動作原理は既に公知であ
り、説明を省略する。
時々刻々と変化する入力信号の周波数分析結果は、表示
器２１２のブラウン管面あるいは記録紙上に表示され、
その変動や分布の状態により、雑音に埋れた目的信号を
敏感に検出することができる。
器２１２のブラウン管面あるいは記録紙上に表示され、
その変動や分布の状態により、雑音に埋れた目的信号を
敏感に検出することができる。
上記実施例において、ディジタル複素信号周波数変換器
２０７の変換周波数が、（１試の条件を満たすときは、
ディジタル複素信号周波数変換器２０７は単に（−１）
ｍｎの乗算を行えば良く、このとき４個のディジタル乗
算器２０８と２個のディジタル加算器２０９は２個のデ
ィジタル符号反転器で代用できる。
２０７の変換周波数が、（１試の条件を満たすときは、
ディジタル複素信号周波数変換器２０７は単に（−１）
ｍｎの乗算を行えば良く、このとき４個のディジタル乗
算器２０８と２個のディジタル加算器２０９は２個のデ
ィジタル符号反転器で代用できる。
以上述べた様に、この発明による信号処理装置は、周波
数変換の順序をフィルタリングの前から後に換え、フィ
ルタ特性を低域通過形から帯域通過形に変えることによ
り、乗算回数を従来の信号処理装置のそれより減らし、
従来と同等のハードウェアでより効率の良い処理を行う
ことができる。
数変換の順序をフィルタリングの前から後に換え、フィ
ルタ特性を低域通過形から帯域通過形に変えることによ
り、乗算回数を従来の信号処理装置のそれより減らし、
従来と同等のハードウェアでより効率の良い処理を行う
ことができる。
第１図は従来の信号処理装置を示すブロック図、第２図
はこの発明の一実施例を示すブロック図である。 図において、１０１はアナログ低域通過フィルタ、１０
２はサンプルホウルド回路、１０３はＡ／Ｄ変換器、１
０４はディジタル複素信号周波数変換器、１０５はディ
ジタル複素信号低域通過フィルタ、１０６は２次サンプ
リング回路、１０７は高速フーリエ変換器、２０１はア
ナログ低域通過フィルタ、２０２はサンプルホウルド回
路、２０３はＡ／Ｄ変換器、２０４はディジタル複素信
号帯域通過フィルタ、２０５はディジタル実信号帯域通
過フィルタ、２０６は２次サンプリング回路、２０７は
ディジタル複素信号周波数変換器、２０８はディジタル
乗算器、２０９はディジタル加算器、２１０はディジタ
ル５ＩＮ−ＣＯ８関数発生器、２１１はディジタル高速
フーリエ変換器、２１２は表示器、を示す。
はこの発明の一実施例を示すブロック図である。 図において、１０１はアナログ低域通過フィルタ、１０
２はサンプルホウルド回路、１０３はＡ／Ｄ変換器、１
０４はディジタル複素信号周波数変換器、１０５はディ
ジタル複素信号低域通過フィルタ、１０６は２次サンプ
リング回路、１０７は高速フーリエ変換器、２０１はア
ナログ低域通過フィルタ、２０２はサンプルホウルド回
路、２０３はＡ／Ｄ変換器、２０４はディジタル複素信
号帯域通過フィルタ、２０５はディジタル実信号帯域通
過フィルタ、２０６は２次サンプリング回路、２０７は
ディジタル複素信号周波数変換器、２０８はディジタル
乗算器、２０９はディジタル加算器、２１０はディジタ
ル５ＩＮ−ＣＯ８関数発生器、２１１はディジタル高速
フーリエ変換器、２１２は表示器、を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ アナログ信号の任意の帯域を取り出してその周波数
スペクトルを実時間で求める信号処理装置において、ア
ナログ信号をサンプリングしてディジタル信号に変換す
る手段と、このディジタル信号を、低域フィルタのイン
パルス応答にそれぞれ余弦波と正弦波を乗算したインパ
ルス応答を持つ２種類の帯域通過ディジタルフィルタに
通し、方のフィルタ出力を実数部、他方のフィルタ出力
を虚数部として複素フィルタリングを行う手段と、フィ
ルタ出力の実数部信号と虚数部信号をもう一度サンプリ
ングする手段と、この再サンプリング後のディジタル信
号に位相が互いに９０’だけ異なる２種類のディジタル
局部発振信号をそれぞれディジタル複素乗算して複素周
波数変換を行う手段と、この周波数変換後の信号からデ
ィジタル高速フーリエ変換器により周波数分析を行う手
段とを組み合わせて成ることを特徴とする信号処理装置
。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の信号処理装置におい
て、ディジタル局部発振信号をｅｘｐ（−ｊπｎ）＝（
−１）ｎなる矩形波とし、ディジタル複素乗算を符号反
転器を用いて行うことを特徴とする信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6000280A JPS5858625B2 (ja) | 1980-05-08 | 1980-05-08 | 信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6000280A JPS5858625B2 (ja) | 1980-05-08 | 1980-05-08 | 信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56157868A JPS56157868A (en) | 1981-12-05 |
| JPS5858625B2 true JPS5858625B2 (ja) | 1983-12-26 |
Family
ID=13129452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6000280A Expired JPS5858625B2 (ja) | 1980-05-08 | 1980-05-08 | 信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5858625B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04291B2 (ja) * | 1985-07-19 | 1992-01-07 | Pfu Ltd |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60120262A (ja) * | 1983-12-02 | 1985-06-27 | Nec Corp | 周波数分析装置 |
| JPS6129770A (ja) * | 1984-07-20 | 1986-02-10 | Yokogawa Medical Syst Ltd | ドプラ信号分析装置 |
-
1980
- 1980-05-08 JP JP6000280A patent/JPS5858625B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04291B2 (ja) * | 1985-07-19 | 1992-01-07 | Pfu Ltd |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56157868A (en) | 1981-12-05 |
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