JPS63294017A

JPS63294017A - 適応フィルタ装置

Info

Publication number: JPS63294017A
Application number: JP12947087A
Authority: JP
Inventors: Fumio Amano; 文雄天野; Rezaa Ashiyarifu Mohamatsudo; モハマッド・レザー・アシャリフ; Yoshihiro Sakai; 坂井　良広; Shigeyuki Umigami; 重之海上; Kazuo Murano; 和雄村野
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1987-05-26
Filing date: 1987-05-26
Publication date: 1988-11-30

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔概　　要］入力信号及び基準信号の短時間スペクトル分析の手法を
用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算による短時間ス
ペクトル分析出力の各周波数成分に対して適応処理する
ことにより推定系のインパルスレスポンス（応答）を少
ない演算量で補償する適応フィルタ装置である。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、適応フィルタ装置に関し、特に短時間スペク
トル分析を用いた適応フィルタ装置に関するものである
。

音響系のエコーキャンセラー等においては、推定すべき
系のインパルスレスポンスが長大なため演算量が少なく
処理上の遅延も小さい適応フィルタ装置が必要となって
いる。

〔従来の技術〕

第８図乃至第１０図はそれぞれ従来の適応フィルタ装置
を示したもので、このうち、第８図の適応フィルタ装置
は、推定系のインパルスレスポンス長をＮとしたときに
Ｎ個のタンプの遅延素子と乗算器とから成る周知のトラ
ンスバーサルフィルタＡＤＦで畳み込み演算処理を行っ
て基準信号との誤差をとって出力信号とし、これを基に
更に乗算器の係数を変えることにより出力信号を出来る
だけ小さなものにしている。

この第８図の適応フィルタ装置では、推定系のインパル
スレスポンス長Ｎが長大なとき、タップ数の増大に伴い
所要演算量が膨大なものとなりハードウェア規模が大き
くなり過ぎるという欠点がある。

これに対して、第９図に示す適応フィルタ装置では、推
定系のインパルスレスポンス長Ｎと同しに選定されたプ
ロンク長を有するＦＦＴ演算部５０及び５１並びに逆Ｆ
ＦＴ演算部５２を用い、ＦＦＴ演算部５０から出力され
る入力信号の周波数成分（スペクトル）を乗算器群５３
を用いて適応処理することにより演算量を減少させよう
としている。

しかしながら、この第９図の適応フィルタ装置の場合に
は、ＦＦＴ演算部５１にＮサンプル分の入力信号を取り
込むまで待ち時間が生じてしまい、これが２００ｍ５を
越えるような場合には伝送上、大きな遅延になるという
大きな問題を生ずる。

このような問題を解決するため、第１０図に示すような
適応フィルタ装置が本出願人によって既に提案されてい
る（特願昭６０−２６２７８２号）。

この装置では、推定系のインパルスレスポンス長Ｎをレ
スポンス長Ｎ゛のＦＦＴ演算部５０ａとに個のタップを
存する複素入出力のトランスバーサルフィルタ５４とに
分解（Ｎ＝Ｎ’　　・Ｋ）して適応処理する方式を採用
している。

〔発明が解決しようとする問題点］上記の本出顎人が特願昭６０−２６２７８２号で提案し
た第１０図の適応フィルタ装置では、サンプル数（サイ
ズ）Ｎ′のＦＦＴ？寅算の出力をトランユバ４Ｊ−ルフ
イルタ５４で適応的に処理しているため、Ｎ’　＜Ｎで
処理の遅延時間は第９図の場合より減少するが、このＦ
ＦＴ演算による演算結果は、本当の意味での周波数解析
になっておらず、従って正確な周波数成分が得られる理
論的な根拠はなく充分なパフォーマンスが得られないと
いう問題点があった。

また、第８図に示したトランスバーサルフィルタによる
適応フィルタ装置では、前述のクロく、演算πが膨大な
ものとなってしまう。

従って、本発明の目的は、演算量が軽減され且つ周波数
成分の正確な抽出の可能な処理遅延量の少ない適応フィ
ルタ装置を実現することにある。

〔問題点を解決するための手段］第１図は上記の目的を達成するための本発明に係る適応
フィルタ装置の概念図を示し、１は入力信号に対するＦ
ＦＴ（ｒＪ算を行う第１の短時間スペクトル分析部、２
は基準信号に対するＦＦＴ演算を行う第２の短時間スペ
クトル分析部、３は第２の短時間スペクトル分析部２へ
入力される基準信号を所定時間遅延させる遅延調整部、
４は第１及び第２の短時間スペクトル分析部ｌ、２の分
析出力の各周波数成分に対する誤差を適応制御する適応
フィルタ部であって遅延調整部３での所定遅延時間に相
当する遅延時間を有するもの、そして、５は適応フィル
タ部４から出力される各周波数成分の誤差を合成する短
時間スペクトル合成部である。

〔作　　　用〕

第１図に示した本発明の適応フィルタ装置では、短時間
スペクトル分析をフィルタ・バンク群として捉え、各周
波数帯域毎に適応フィルタを動作させるという考え方か
ら出発している。

即ち、入力信号をｘ（ｎ）、窓関数をＷ（ε）としたと
きの短時間スペクトル分析の一般的関係が、次の式、で与えられることから、この式（１）は、■（ｘ（ｍ−
１ｗ（ｐ、））のフーリエ変換式、又は、＠ｘ（ｎ）を
ｗ（ｊりｅｘｐ　１ｊ（２π／Ｎ’）　ｌｒ’ｒのイン
パルスレスポンスを有するフィルタに通す動作式、と解
釈することができる。

従って、短時間スペクトル分析は、解釈＠によれば第２
図（ｂ）に示すようにＮ°個のバンドパスフィルタのフ
ィルタバンクＢＰＦ　１〜Ｎ’　　（このＮｏは第１０
図のＮｏに対応）となるが、この考え方自体は既に提案
されている。尚、入力信号ｘ　（ｎ）を厳密に再生する
ためには、全ての時点でＸ、（ｍ）を求める必要はなく
、式（１）において、Ｘ、（ｍ）はｍ＝　（Ｎ’　／Ｌ
）ｍ’　の時点でのみ求めておけばよいので、フィルタ
バンクの各バンドパスフィルタ出力に対してＬ／Ｎ’　
　（ＬはＮ゛サンプル区間内での周波数軸上での最低サ
ンプル数）の間引きを行って演算量を減少させることが
できる。

しかしながら、このような第２図（ｂ）の構成ではＮｏ
個のバンドパスフィルタＢＰＦ　ｌ〜Ｎ′のそれぞれに
おいて演算が必要であり、たとえ出力をＬ／Ｎ’　に間
引いても全体としてフィルクハンク部の演算量の軽減に
はならない。

従って、正確な周波数解析が実現できるとともに演算量
の軽減を図ることのできる適応フィルタ装置を実現する
ため、本発明者は第２図（ａ）に示す上記■の解釈に基
づいたフーリエ変換による短時間スペクトル分析の考え
方を適応フィルタ装置に適用する方式を考え着いた。

即ち、具体的には、バンドパスフィルタに対応するウィ
ンドウ乗算を行い、この後、第２図（ｂ）の間引きに相
当する分だけ１／Ｌシフトし、そして、その結果に対し
てＮ゛点ＦＦＴ演算を行えばよい。

これに基づき、本発明では、人力信号に対して第１の短
時間スペクトル分析部１で各周波数成分を抽出し、基準
信号に対しては第２の短時間スペクトル分析部２で各周
波数成分を抽出する。但し、第２の短時間スペクトル分
析部２へ入力される基準信号は遅延調整部３で適応フィ
ルタ部４での所定遅延時間の分だけ時間遅延されている
。

第１及び第２の短時間スペクトル分析部１．２の分析出
力の各周波数成分に対する誤差は適応フィルタ部４で適
応制御され、適応フィルタ部４の出力の各周波数成分の
誤差を短時間スペクトル合成部５で合成する。

〔実　施　例〕以下、本願発明に係る適応フィルタ装置の実施例を説明
する。

第３図は第１図及び第２図（ａ）に示した本発明の適応
フィルタ装置を用いたエコーキャンセラーへの一適用実
施例を示しており、図中、上述したように、第１及び第
２の短時間スペクトル分析部１．２が、入力信号に対す
るウィンドウ乗算部１１と、この乗算結果をオーバーラ
ツプシフト処理するシフト部１２と、シフト結果に対し
てＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部１３とでそれぞれ構成
されている。適応フィルタ部４は第１の短時間スペクト
ル分析部１のＦＦＴ演算結果を適応フィルタＡＤＦＩ〜
Ｎ゛で適応処理して第２の短時間スペクトル分析部２の
ＦＦＴ演算結果との差分信号を得て短時間スペクトル合
成部５へ送る。この短時間スペクトル合成部５は、逆Ｆ
ＦＴ演算部５１と、この逆ＦＦＴ演算部５１の出力をシ
フト加算するシフト加算部５２とで構成されている。尚
、推定すべき系（エコーパス）の周波数特性Ｅ　（ｚ）
のインパルスレスポンス長をＮとする。また、第１図で
示した基準信号は、推定系からの出力信号、従って遅延
調整部３への入力信号となる。

ここで、第３図の実施例の動作を説明する前に、第２図
（ｂ）に示したバンドパスフィルタを用いて帯域別に推
定系の適応処理を行うエコーキャンセラー（第４図参照
）の動作を第５図の動作波形図とともに説明する。

第５図（ａ）に示した■〜■の波形は第４図の各部■〜
■における周波数スペクトル（振幅特性）の波形図を示
しており、同図（ｂ）はトランスバーサル型の適応フィ
ルタ（ＡＤＦ）の周波数特性を等価的に説明するための
図である。尚、ｆ、はサンプリング周波数である。

即ち、入力信号特性■はエコーパスの特性Ｅ（２）によ
って信号特性■のようになり、破線の特性を存するバン
ドパスフィルタＢＰＦ　１〜Ｎ“の各々を通過して実線
の信号特性■がそれぞれ得られる。更に、Ｌ／Ｎ’間引
きを行うと、信号特性■が得られる。一方、入力に対す
るバンドパスフィルタＢＰＦ出力■に対してはＬ／Ｎ’
間引きが行われて信号■となった後、適応フィルタＡＤ
Ｆを通り、信号特性■のようになる。そして、信号■と
■の差をとって短時間スペクトル合成部５で各周波数成
分を合成した出力信号を発生する。

ここで、各適応フィルタＡＤＦＩ〜Ｎ°における最終的
な収束時（タップの最後の値）の特性（特性■に対応す
る特性）は第５図（ｂ）の一番下の波形図のようになる
べきであり、適応フィルタＡＤＦの特性は、対応する帯
域に対する理想的なバンドパスフィルタＢＰＦをＬ　（
ｚ）とした時、エコーパスの特性Ｅ　（ｚ）にＬ（ｚ）
を乗じたＥ　（ｚ）・Ｌ　（ｚ）のインパルスレスポン
スをＬ／Ｎ’　に間引いたものとして考えればよい。

実際には、バンドパスフィルタ特性Ｌ　（ｚ）としてタ
ップ長にのＦＩＲ（有限インパルスレスポンス）フィル
タを各適応フィルタＡＤＦＩ〜Ｎ’　に用いるとすると
、特性Ｅ　（ｚ）のインパルスレスポンス長をＮとして
適応フィルタＡＤＦの特性Ｅ　（ｚ）・Ｌ　（ｚ）のイ
ンパルスレスポンス長は（Ｋ＋Ｎ）となる。

従って、適応フィルタＡＩ）Ｆｌ〜Ｎ゛の各々に必要な
タップ数り、ｔ　（Ｋ＋Ｎ）Ｌ／Ｎ’　となる。

尚、インパルスレスポンス長にのＦＩＲフィルタを線形
位相で実現しようとすると、Ｋ／２サンプル分の絶対遅
延が発生するので、第４図に示すようにに／２の遅延調
整部３が必要となる。

このようにして第２図（ｂ）の構成を用いて実現された
エコーキャンセラーにおいてバンドパスフィルタＢＰＦ
　１〜Ｎ′及びＬ／Ｎ’間引き部を第２図（ａ）に示し
た短時間スペクトル分析部で置き換えると、先に述べた
第３図に示す構成が得られる。但し、この発明ではバン
ドパスフィルタＢＰＦ０代わりにウィンドウ乗算部１１
を用い、Ｌ／Ｎ’間引きの代わりに１／Ｌシフト部１２
を用い、そしてこのシフト結果についてＮ°点のＦＦＴ
６ｉＩ算している。

これにより、式（１）の短時間スペクトル分析演算を実
行することができ、正確な周波数スペクトルを抽出する
ことができるとともにＦＦＴ演算を用いることにより演
算量を軽減することができる。

尚、第３図の実施例の場合の波形は、第５図（ａ）にお
いて、信号成分■及び■以外のそれぞれ対応した波形と
なる。

第６図は本発明の別の実施例を示すブロック図で、第７
図（ａ）に示すように入力信号に対するＦＦＴ演算処理
を１／Ｌ’　　（Ｌ’　＞Ｌ）シフトすることにより間
引きサンプル数を少なくし、第７図（ｂ）に示すように
その分だけ適応フィルタＡＤＦのバンドパスフィルタ特
性Ｌ　（ｚ）を緩やかにしている。このため、適応フィ
ルタＡＤＦの各出力に対してはＬ／Ｌ’に間引きを行っ
ている。第７図（ａ）では、第５図（ａ）の場合と同様
に信号成分■及び■も参考の為に示している。

尚、更に具体的には、ウィンドウとしては、ハミングウ
ィンドウを用い、その場合のシフト量は１／４であれば
短時間スペクトル合成によって元の波形を厳密に再生で
きることが知られている。

ここで、１／４シフトの場合と１／８シフトの場合のサ
ンプル当たり必要な乗算回数はそれぞれ、１２１ｏｇｔ
（Ｎ’／２）＋３２＋６４（に十Ｎ）／Ｎ’１６１ｏｇ
ｇ（Ｎ’／２）＋４４＋１．２８（Ｋ’＋Ｎ）／Ｎ’と
なる。

これに対し、第８図のトランスバーサル型の適応フィル
タの乗算回数は２Ｎである。従って、各パラメータの値
を適当に選べばトランスバーサル型の適応フィルタに比
べて所要乗算鼠を減らすことができる。例えば、Ｎ＝２
０４８、Ｎ”−に＝２５６に’　＝６４とすると、それ
ぞれの場合の所要乗算回数は１／４シフトの場合と１／
８シフトの場合の１サンプル当たり必要な乗算回数はそ
れぞれ、４３６．１２１２となり、トランスバーサル型
適応フィルタの場合は４０９６となって乗算回数を大幅
に軽減することができる。

更に、処理上の遅延については、第９図の構成ではＮと
なるが、本発明ではＮ’　＋に／２　（１／４シフトの
場合）又はＮ’　＋に’　／２　（１／８シフトの場合
）となり、上記の数値例をとれば、１／４シフトの場合
と１／８シフトの場合の遅延サンプル数はそれぞれ、３
８４．２８８となり、第１０図の遅延サンプル数２０４
８に比べて大きく凍っている。

このようにして、本発明では処理遅延時間も抑えながら
演算量の軽減を図っている。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の適応フィルタ装置によれば、入
力信号及び基準信号に対してＦＦＴ演算処理による短時
間スペクトル分析を行い、それぞれの周波数スペクトル
成分に応じて適応フィルタ制御をかけた上で短時間スペ
クトル合成を行っているので、正確な周波数解析に基づ
いて演算量の少ない適応フィルタ動作を達成でき、且つ
処理の遅延時間も極力抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る適応フィルタ装置の原理ブロック
図、第２図（ａ）及び（ｂ）は本発明に用いる短時間スペク
トル分析を２つの解釈により示したブロック図、第３図は本発明による適応フィルタ装置の一実施例を示
すブロック図、第４図は第２図（ｂ）の考え方をエコーキャンセラーに
適用した例を示すブロック図、第５図は第４図の各部の
周波数スペクトルを示す波形図、第６図は本発明による適応フィルタ装置の別の実施例を
示すブロック図、第７図は第６図の実施例による各部の周波数スペクトル
波形図、第８図乃至第１０図はそれぞれ従来の適応フィルタ装置
を示すブロック図、である。第１図において、１．２は短時間スペクトル分析部、３
は遅延調整部、４は適応フィルタ部、５は短時間スペク
トル合成部、１１はウィンドウ乗算部、１２はオーバー
ラツプシフト部、１３はＦＦＴ演算部、を示す。尚、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）入力信号及び基準信号の各々に対するＦＦＴ演算
を行う第１及び第２の短時間スペクトル分析部（１、２
）と、該第２の短時間スペクトル分析部（２）への基準信号を
所定時間遅延させる遅延調整部（３）と、該第１及び第
２の短時間スペクトル分析部（１、２）の分析出力の各
周波数成分に対する誤差を適応制御する適応フィルタ部
（４）であって前記所定遅延時間を有するものと、前記各周波数成分の誤差を合成する短時間スペクトル合
成部（５）と、を備えたことを特徴とする適応フィルタ装置。
（２）前記短時間スペクトル分析部（１、２）が、入力
信号に対するウィンドウ乗算部（１１）と、この乗算結
果をオーバーラップしてシフトするシフト部（１２）と
、このオーバーラップシフト結果からＦＦＴ演算を行う
ＦＦＴ演算部（１３）とで構成されている特許請求の範
囲第１項に記載の適応フィルタ装置。
（３）前記短時間スペクトル合成部（５）が、逆ＦＦＴ
演算部（５１）と、この逆ＦＦＴ演算部（５１）の出力
をシフト加算するシフト加算部（５２）と、で構成され
ている特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の適応フ
ィルタ装置。