JPH04211541A - 秘話装置 - Google Patents
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- JPH04211541A JPH04211541A JP3032553A JP3255391A JPH04211541A JP H04211541 A JPH04211541 A JP H04211541A JP 3032553 A JP3032553 A JP 3032553A JP 3255391 A JP3255391 A JP 3255391A JP H04211541 A JPH04211541 A JP H04211541A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/08—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
- G10L25/03—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters
- G10L25/18—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters the extracted parameters being spectral information of each sub-band
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- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は秘話装置に関し、特に送
信側で音声信号を変形して送信し、受信側で復元する秘
話装置に関する。
信側で音声信号を変形して送信し、受信側で復元する秘
話装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】秘話装置は、与えられた伝送路の伝送容
量の制約の下で、音声の高品質性および高秘話性を確保
することが要求される。一般に、秘話のために送信側で
行うの音声信号の変形処理および受信側で行う復元処理
は線形演算処理であり、高秘話性が要求される場合には
、例えばＦＦＴ等のブロック的な複雑な処理を行ってい
る。しかし、高品質性と高秘話性とはトレードオフの関
係にあるため、音声信号を変形処理して送信し、受信側
で復元処理したときに、演算処理における演算量の制約
や、伝送路における非線形性等に起因して、ブロックの
境界で波形の不連続が生じ、音声品質を劣化させるとい
う問題点がある。
量の制約の下で、音声の高品質性および高秘話性を確保
することが要求される。一般に、秘話のために送信側で
行うの音声信号の変形処理および受信側で行う復元処理
は線形演算処理であり、高秘話性が要求される場合には
、例えばＦＦＴ等のブロック的な複雑な処理を行ってい
る。しかし、高品質性と高秘話性とはトレードオフの関
係にあるため、音声信号を変形処理して送信し、受信側
で復元処理したときに、演算処理における演算量の制約
や、伝送路における非線形性等に起因して、ブロックの
境界で波形の不連続が生じ、音声品質を劣化させるとい
う問題点がある。
【０００３】このため従来の秘話装置は、特開平２−９
８２４３公報に記載されているように、送信側では、送
信する音声信号の線形予測係数を算出し、この線形予測
係数に応じて音声信号を逆フィルタリングして残差信号
を生成し、この残差信号の特定の周波数区間を除去し、
この除去した周波数区間で線形予測係数を表現し、この
線形予測係数および特定の周波数区間が除去された残差
信号とを合成して送出している。また、受信側では、送
信側から送出された信号から線形予測係数および残差信
号を復元し、復元した線形予測係数を用いる合成フィル
タによって残差信号から音声信号を合成することにより
、ブロック境界における波形の不連続を合成フィルタに
よって平滑化し、復元した音質をよくしている。
８２４３公報に記載されているように、送信側では、送
信する音声信号の線形予測係数を算出し、この線形予測
係数に応じて音声信号を逆フィルタリングして残差信号
を生成し、この残差信号の特定の周波数区間を除去し、
この除去した周波数区間で線形予測係数を表現し、この
線形予測係数および特定の周波数区間が除去された残差
信号とを合成して送出している。また、受信側では、送
信側から送出された信号から線形予測係数および残差信
号を復元し、復元した線形予測係数を用いる合成フィル
タによって残差信号から音声信号を合成することにより
、ブロック境界における波形の不連続を合成フィルタに
よって平滑化し、復元した音質をよくしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述した
従来の秘話装置は、あらかじめ定めた特定の周波数区間
を除去し、この特定の周波数区間で線形予測係数を表現
しているため、もし、この特定の周波数区間に重要な音
声成分、例えばホルトマン成分等が存在する場合は、音
声品質が著しく劣化するという欠点を有している。
従来の秘話装置は、あらかじめ定めた特定の周波数区間
を除去し、この特定の周波数区間で線形予測係数を表現
しているため、もし、この特定の周波数区間に重要な音
声成分、例えばホルトマン成分等が存在する場合は、音
声品質が著しく劣化するという欠点を有している。
【０００５】本発明の目的は、高秘話性を得るためにブ
ロック的な複雑な処理を行っても、復元した音声波形に
ブロック境界での不連続がなく、且つ重要な音声成分を
忠実に伝送できる秘話装置を提供することにある。
ロック的な複雑な処理を行っても、復元した音声波形に
ブロック境界での不連続がなく、且つ重要な音声成分を
忠実に伝送できる秘話装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の秘話装置は、送
信側では、音声信号の線形予測係数を算出する手段と、
前記線形予測係数に応じて前記音声信号を逆フィルタリ
ングして残差信号を生成する手段と、前記音声信号のス
ペクトル包絡の電力値の小さい周波数成分を前記残差信
号の周波数成分から除去して除去残差信号を出力する除
去手段と、この除去手段が除去した周波数成分を補完す
るように前記線形予測係数の情報を生成する手段と、前
記線形予測係数の情報と前記除去残差信号の情報とを合
成して合成信号を生成する手段とを備えて構成されてい
る。また、前記除去手段は、通過帯域幅が隣接する複数
の帯域フィルタと、前記線形予測係数から前記音声信号
のスペクトル包絡の電力値を算出するスペクトル包絡算
出器と、前記複数の帯域フィルタの出力および前記スペ
クトル包絡算出器の出力を受け前記スペクトル包絡の電
力値の大きい前記帯域フィルタの出力を選択して出力す
る選択手段とを具備し、更に前記選択手段により選択さ
れた帯域の周波数成分を所定の周波数域に周波数シフト
して配列する手段を具備している。受信側では、前記合
成信号を受け線形予測係数の情報と除去残差信号の情報
とを分離する手段と、分離された線形予測係数の情報か
ら線形予測係数を復元する手段と、分離された除去残差
信号から残差信号を復元する手段と、復元した線形予測
係数および復元した残差信号から音声信号を合成する合
成フィルタとを備えて構成されている。
信側では、音声信号の線形予測係数を算出する手段と、
前記線形予測係数に応じて前記音声信号を逆フィルタリ
ングして残差信号を生成する手段と、前記音声信号のス
ペクトル包絡の電力値の小さい周波数成分を前記残差信
号の周波数成分から除去して除去残差信号を出力する除
去手段と、この除去手段が除去した周波数成分を補完す
るように前記線形予測係数の情報を生成する手段と、前
記線形予測係数の情報と前記除去残差信号の情報とを合
成して合成信号を生成する手段とを備えて構成されてい
る。また、前記除去手段は、通過帯域幅が隣接する複数
の帯域フィルタと、前記線形予測係数から前記音声信号
のスペクトル包絡の電力値を算出するスペクトル包絡算
出器と、前記複数の帯域フィルタの出力および前記スペ
クトル包絡算出器の出力を受け前記スペクトル包絡の電
力値の大きい前記帯域フィルタの出力を選択して出力す
る選択手段とを具備し、更に前記選択手段により選択さ
れた帯域の周波数成分を所定の周波数域に周波数シフト
して配列する手段を具備している。受信側では、前記合
成信号を受け線形予測係数の情報と除去残差信号の情報
とを分離する手段と、分離された線形予測係数の情報か
ら線形予測係数を復元する手段と、分離された除去残差
信号から残差信号を復元する手段と、復元した線形予測
係数および復元した残差信号から音声信号を合成する合
成フィルタとを備えて構成されている。
【０００７】
【実施例】次に図面を参照して本発明を説明する。
【０００８】図１は本発明の第１の実施例を示すブロッ
ク図であり、送信側および受信側を示している。
ク図であり、送信側および受信側を示している。
【０００９】送信側は、音声信号をディジタル化するＡ
−Ｄ変換部１と、線形予測係数（Ｌｉｎｅａｒ ｐｒ
ｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｄｉｎｇ）であるαパラメー
タを算出するＬＰＣ算出部２と、αパラメータに応じて
音声信号を逆フィルタリングして残差信号を生成するＬ
ＰＣ逆フィルタ３と、残差信号から所望の周波数成分を
除去し、残りの周波数成分を所定の周波数区間に配列す
る周波数成分除去部４と、所望の周波数成分を除去して
得られた所定の周波数区間でαパラメータを表現するＬ
ＰＣ変換部５と、２つの入力信号を合成して合成信号を
出力する合成部６と、入力信号をスクランブルして出力
するスクランブル部７と、ディジタル化された信号をア
ナログ化するＤ−Ａ変換部８とを備えている。
−Ｄ変換部１と、線形予測係数（Ｌｉｎｅａｒ ｐｒ
ｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｄｉｎｇ）であるαパラメー
タを算出するＬＰＣ算出部２と、αパラメータに応じて
音声信号を逆フィルタリングして残差信号を生成するＬ
ＰＣ逆フィルタ３と、残差信号から所望の周波数成分を
除去し、残りの周波数成分を所定の周波数区間に配列す
る周波数成分除去部４と、所望の周波数成分を除去して
得られた所定の周波数区間でαパラメータを表現するＬ
ＰＣ変換部５と、２つの入力信号を合成して合成信号を
出力する合成部６と、入力信号をスクランブルして出力
するスクランブル部７と、ディジタル化された信号をア
ナログ化するＤ−Ａ変換部８とを備えている。
【００１０】また、受信側は、Ａ−Ｄ変換部９と、デス
クランブル部１０と、合成信号から残差信号成分および
αパラメータ成分を分離する分離部１１と、αパラメー
タ成分からαパラメータを復元するＬＰＣ逆変換部１２
と、送信側の周波数成分除去部４によって配列された周
波数成分を再配列して残差信号を復元する周波数成分補
完部１３と、復元したαパラメータに応じて復元した残
差信号をフィルタリングし、スペクトル包絡を平坦化し
て音声信号を合成するＬＰＣ合成フィルタ１４と、Ｄ−
Ａ変換部１５とを備えている。
クランブル部１０と、合成信号から残差信号成分および
αパラメータ成分を分離する分離部１１と、αパラメー
タ成分からαパラメータを復元するＬＰＣ逆変換部１２
と、送信側の周波数成分除去部４によって配列された周
波数成分を再配列して残差信号を復元する周波数成分補
完部１３と、復元したαパラメータに応じて復元した残
差信号をフィルタリングし、スペクトル包絡を平坦化し
て音声信号を合成するＬＰＣ合成フィルタ１４と、Ｄ−
Ａ変換部１５とを備えている。
【００１１】伝送する音声信号Ｓｉは４ｋＨｚ以下に帯
域制限された信号であり、Ａ−Ｄ変換部１によりサンプ
リング周波数８ｋＨｚで所定のビットに量子化され、Ｌ
ＰＣ算出部２およびＬＰＣ逆フィルタ３へ送出される。
域制限された信号であり、Ａ−Ｄ変換部１によりサンプ
リング周波数８ｋＨｚで所定のビットに量子化され、Ｌ
ＰＣ算出部２およびＬＰＣ逆フィルタ３へ送出される。
【００１２】ＬＰＣ算出部２は、ハミング窓２１と、自
己相関算出器２２と、ＬＰＣ分析器２３とを有している
。ハミング窓２１は、Ａ−Ｄ変換部１の出力信号に窓長
３０ｍｓのハミング窓関数を２０ｍｓ（繰返し周波数５
０Ｈｚ）ごとに乗算してブロック化する。自己相関算出
器２２は、ブロック化された信号波形の自己相関係数列
を算出する。ＬＰＣ分析器２３は、信号波形の各ブロッ
クの線形予測係数であるαパラメータを算出し、ＬＰＣ
逆フィルタ３へ送出する。
己相関算出器２２と、ＬＰＣ分析器２３とを有している
。ハミング窓２１は、Ａ−Ｄ変換部１の出力信号に窓長
３０ｍｓのハミング窓関数を２０ｍｓ（繰返し周波数５
０Ｈｚ）ごとに乗算してブロック化する。自己相関算出
器２２は、ブロック化された信号波形の自己相関係数列
を算出する。ＬＰＣ分析器２３は、信号波形の各ブロッ
クの線形予測係数であるαパラメータを算出し、ＬＰＣ
逆フィルタ３へ送出する。
【００１３】ＬＰＣ逆フィルタ３は、Ａ−Ｄ変換部１の
出力信号をαパラメータに応じて逆フィルタリングし、
残差信号を生成する。この残差信号は音声信号のスペク
トル包絡を平坦化した信号である。
出力信号をαパラメータに応じて逆フィルタリングし、
残差信号を生成する。この残差信号は音声信号のスペク
トル包絡を平坦化した信号である。
【００１４】周波数成分除去部４は、残差信号から所望
の周波数成分を除去し、残りの周波数成分を１５００〜
２１２５Ｈｚを除く周波数区間に配列する。ここで所望
の周波数成分とは、音声信号への影響が少なく重要度の
低い周波数成分である。なお、この周波数成分除去部４
は、本発明の主要な部分であり別途詳細に説明する。
の周波数成分を除去し、残りの周波数成分を１５００〜
２１２５Ｈｚを除く周波数区間に配列する。ここで所望
の周波数成分とは、音声信号への影響が少なく重要度の
低い周波数成分である。なお、この周波数成分除去部４
は、本発明の主要な部分であり別途詳細に説明する。
【００１５】ＬＰＣ変換部５は、αパラメータを周波数
区間１５００〜２１２５Ｈｚ内で表現した信号波形を出
力する。合成部６は、周波数成分除去部４およびＬＰＣ
変換部５からの出力を合成する。スクランブル部７は、
合成部６からの合成信号を、例えば、ＦＦＴスルランブ
ルによって周波数軸上にスクランブルする。Ｄ−Ａ変換
部８は、ディジタル信号をアナログ信号に変換して伝送
路へ送出する。
区間１５００〜２１２５Ｈｚ内で表現した信号波形を出
力する。合成部６は、周波数成分除去部４およびＬＰＣ
変換部５からの出力を合成する。スクランブル部７は、
合成部６からの合成信号を、例えば、ＦＦＴスルランブ
ルによって周波数軸上にスクランブルする。Ｄ−Ａ変換
部８は、ディジタル信号をアナログ信号に変換して伝送
路へ送出する。
【００１６】受信側では、伝送路を介して送信側から送
出された合成信号を受信し、Ａ−Ｄ変換部９によりディ
ジタル化した後、デスクランブル部１０でデスクランブ
ルする。分離部１１は、デスクランブルされた合成信号
から、αパラメータを表現する周波数区間１５００〜２
１２５Ｈｚの成分と、この周波数区間１５００〜２１２
５Ｈｚを除いた残差信号成分とに分離する。ＬＰＣ逆変
換部１２は、周波数区間１５００〜２１２５Ｈｚの成分
からαパラメータを復元する。ＬＰＣ合成フィルタ１４
は、周波数成分補完部１３によって復元された残差信号
を、αパラメータに応じてフィルタリングし平滑化して
音声信号を復元する。Ｄ−Ａ変換部１５はディジタル音
声信号をアナログ化して音声信号Ｓｏとして出力する。 このように、音声信号への影響が少なく重要度の低い周
波数成分を除去してαパラメータ成分を送出し、また、
フィルタリングにより平滑化するので、音質のよい音声
信号が得られる。
出された合成信号を受信し、Ａ−Ｄ変換部９によりディ
ジタル化した後、デスクランブル部１０でデスクランブ
ルする。分離部１１は、デスクランブルされた合成信号
から、αパラメータを表現する周波数区間１５００〜２
１２５Ｈｚの成分と、この周波数区間１５００〜２１２
５Ｈｚを除いた残差信号成分とに分離する。ＬＰＣ逆変
換部１２は、周波数区間１５００〜２１２５Ｈｚの成分
からαパラメータを復元する。ＬＰＣ合成フィルタ１４
は、周波数成分補完部１３によって復元された残差信号
を、αパラメータに応じてフィルタリングし平滑化して
音声信号を復元する。Ｄ−Ａ変換部１５はディジタル音
声信号をアナログ化して音声信号Ｓｏとして出力する。 このように、音声信号への影響が少なく重要度の低い周
波数成分を除去してαパラメータ成分を送出し、また、
フィルタリングにより平滑化するので、音質のよい音声
信号が得られる。
【００１７】次に周波数成分除去部４について詳細に説
明する。
明する。
【００１８】図１に示すように、ＬＰＣ逆フィルタ３か
らの残差信号がＢＰＦバンク４１に供給される。ＢＰＦ
バンク４１は、通過周波数帯域幅がそれぞれ１２５Ｈｚ
の帯域フィルタを２４個有するフィルタバンクであり、
図２に示すように、各フィルタの通過帯域が隣接するよ
うに設定されている。バンク全体の通過帯域幅は１２５
Ｈｚ〜３１２５Ｈｚであり、従って、各フィルタの中心
周波数は、１８７．５Ｈｚ，３１２．５Ｈｚ，……，３
０６２．５Ｈｚである。なお、このような帯域フィルタ
バンクは、図３に示すように、例えばトランスバーサル
フィルタで容易に実現できる。
らの残差信号がＢＰＦバンク４１に供給される。ＢＰＦ
バンク４１は、通過周波数帯域幅がそれぞれ１２５Ｈｚ
の帯域フィルタを２４個有するフィルタバンクであり、
図２に示すように、各フィルタの通過帯域が隣接するよ
うに設定されている。バンク全体の通過帯域幅は１２５
Ｈｚ〜３１２５Ｈｚであり、従って、各フィルタの中心
周波数は、１８７．５Ｈｚ，３１２．５Ｈｚ，……，３
０６２．５Ｈｚである。なお、このような帯域フィルタ
バンクは、図３に示すように、例えばトランスバーサル
フィルタで容易に実現できる。
【００１９】図３において、ＬＰＣ逆フィルタ３からの
残差信号が入力端子４１０に供給される。２４個の出力
端子４１４−１，……，４１４−２４は、中心周波数が
１８７．５Ｈｚ，３１２．５Ｈｚ，……，３０６２．５
Ｈｚである２４個の帯域フィルタにそれぞれ対応してい
る。６２個の単位遅延子４１１−１，……，４１１−６
２は、８ｋＨｚで駆動されて残差信号を合計６２サンプ
ル分蓄積する。各出力端子ごとに設けられた各６３個の
乗算器４１２−１−０，……，４１２−１−６２，……
，４１２−２４−０，……，４１２−２４−６２は、入
力する信号にそれぞれの定数ｂ０−１，……，ｂ６２−
１，……，ｂ０−２４，……，ｂ６２−２４を乗算し、
対応する累算器４１３−１，……，４１３−２４へ送出
する。これらの定数は、トランスバーサルフィルタのフ
ィルタ係数であり、公知の手法により帯域特性をフーリ
エ変換してあらかじめ設定される。各累算器４１３は、
対応する各乗算器４１２からの出力を総計し、フィルタ
出力として各出力端子へ送出する。２４個のフィルタ出
力は除去合成器４２へ供給される。
残差信号が入力端子４１０に供給される。２４個の出力
端子４１４−１，……，４１４−２４は、中心周波数が
１８７．５Ｈｚ，３１２．５Ｈｚ，……，３０６２．５
Ｈｚである２４個の帯域フィルタにそれぞれ対応してい
る。６２個の単位遅延子４１１−１，……，４１１−６
２は、８ｋＨｚで駆動されて残差信号を合計６２サンプ
ル分蓄積する。各出力端子ごとに設けられた各６３個の
乗算器４１２−１−０，……，４１２−１−６２，……
，４１２−２４−０，……，４１２−２４−６２は、入
力する信号にそれぞれの定数ｂ０−１，……，ｂ６２−
１，……，ｂ０−２４，……，ｂ６２−２４を乗算し、
対応する累算器４１３−１，……，４１３−２４へ送出
する。これらの定数は、トランスバーサルフィルタのフ
ィルタ係数であり、公知の手法により帯域特性をフーリ
エ変換してあらかじめ設定される。各累算器４１３は、
対応する各乗算器４１２からの出力を総計し、フィルタ
出力として各出力端子へ送出する。２４個のフィルタ出
力は除去合成器４２へ供給される。
【００２０】さて、ＬＰＣ逆変換回路４４は、受信側に
設けられるＬＰＣ逆変換部１２と同様な方法によって、
ＬＰＣ変換部５で周波数区間１５００〜２１２５Ｈｚの
成分に変換されたαパラメータを復元し、スペクトル包
絡算出器４３へ送出する。
設けられるＬＰＣ逆変換部１２と同様な方法によって、
ＬＰＣ変換部５で周波数区間１５００〜２１２５Ｈｚの
成分に変換されたαパラメータを復元し、スペクトル包
絡算出器４３へ送出する。
【００２１】スペクトル包絡算出器４３は、例えば、ロ
ーレンス・アール・ラビナー（ＬａｗｒｅｎｃｅＲ．Ｒ
ａｂｉｎｅｒ），ロナルド・ダブリュ・シェーファ（Ｒ
ｏｎａｌｄＷ・Ｓｃｈａｆｅｒ）共著，「ディジタルプ
ロセッシング・オブ・スピーチシグナル（Ｄｉｇｉｔａ
ｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｏｆ Ｓｐｅｅｃｈ
Ｓｉｇｎａｌｓ）」，４３３頁，プレンティス・ホ
ール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ）、または、同書
の日本語版、鈴木久喜訳，「音声のディジタル信号処理
（下）」，コロナ社，１９９頁に示されている公知の式
（１）によって、αパラメータからスペクトル包絡デー
タを算出する。
ーレンス・アール・ラビナー（ＬａｗｒｅｎｃｅＲ．Ｒ
ａｂｉｎｅｒ），ロナルド・ダブリュ・シェーファ（Ｒ
ｏｎａｌｄＷ・Ｓｃｈａｆｅｒ）共著，「ディジタルプ
ロセッシング・オブ・スピーチシグナル（Ｄｉｇｉｔａ
ｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｏｆ Ｓｐｅｅｃｈ
Ｓｉｇｎａｌｓ）」，４３３頁，プレンティス・ホ
ール（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ）、または、同書
の日本語版、鈴木久喜訳，「音声のディジタル信号処理
（下）」，コロナ社，１９９頁に示されている公知の式
（１）によって、αパラメータからスペクトル包絡デー
タを算出する。
【００２２】
【００２３】ここで、Ｈ（ｅ ｊω）は角周波数ωにお
ける音声スペクトル包絡レベル、すなわち電力値であり
、またαｋ（ｋ＝１，……，ｐ）はαパラメータ、ｐは
αパラメータ予測次数、Ｇは利得である。
ける音声スペクトル包絡レベル、すなわち電力値であり
、またαｋ（ｋ＝１，……，ｐ）はαパラメータ、ｐは
αパラメータ予測次数、Ｇは利得である。
【００２４】本実施例では、スペクトル包絡の周波数ご
との相対値のみ必要であるので、Ｇを１とする。また、
角周波数ωは、音声のサンプリング周波数８ｋＨｚを２
π（ラジアン）に換算する。例えば、周波数１８７．５
Ｈｚの角周波数は１８７．５π／４０００（ラジアン）
とする。このように、スペクトル包絡算出器４３は、２
４個のスペクトル包絡データの電力値を算出して除去合
成器４２へ送出する。
との相対値のみ必要であるので、Ｇを１とする。また、
角周波数ωは、音声のサンプリング周波数８ｋＨｚを２
π（ラジアン）に換算する。例えば、周波数１８７．５
Ｈｚの角周波数は１８７．５π／４０００（ラジアン）
とする。このように、スペクトル包絡算出器４３は、２
４個のスペクトル包絡データの電力値を算出して除去合
成器４２へ送出する。
【００２５】除去合成器４２は、各フィルタの中心周波
数１８７．５Ｈｚ，３１２．５Ｈｚ，……，３０６２．
５Ｈｚごとの電力値を利用し、電力値の小さい順に５個
を選択する。この５個が除去される周波数成分に対応す
る。なお、例えば１８７．５Ｈｚの電力値の代りに、各
通過帯域１２５Ｈｚ〜２５０Ｈｚ内での最大電力値を利
用してもよい。また、除去合成器４２は、除去対象の周
波数成分を除去した後、残りの周波数成分を１２５〜１
５００Ｈｚ、および２１２５〜３１２５Ｈｚへ周波数シ
フトする。このシフトは、ローカル周波数と信号との乗
算処理とフィルタ処理とを組合わせた公知の方法により
実行できる。
数１８７．５Ｈｚ，３１２．５Ｈｚ，……，３０６２．
５Ｈｚごとの電力値を利用し、電力値の小さい順に５個
を選択する。この５個が除去される周波数成分に対応す
る。なお、例えば１８７．５Ｈｚの電力値の代りに、各
通過帯域１２５Ｈｚ〜２５０Ｈｚ内での最大電力値を利
用してもよい。また、除去合成器４２は、除去対象の周
波数成分を除去した後、残りの周波数成分を１２５〜１
５００Ｈｚ、および２１２５〜３１２５Ｈｚへ周波数シ
フトする。このシフトは、ローカル周波数と信号との乗
算処理とフィルタ処理とを組合わせた公知の方法により
実行できる。
【００２６】図４は除去合成器４２の一実施例を示すブ
ロック図である。スペクトル包絡算出器４３からの２４
個のスペクトル包絡データの電力値は、制御信号発生回
路４２４および周波数指定回路４２５へ供給される。ま
た、ＢＰＦバンク４１の２４個の出力端子からの残差信
号はスイッチアレイ４２２へ供給される。制御信号発生
回路４２４は、２４個の電力値の内最小の５個を検索し
、残り１９個の電力値に対応する残差信号のみ選択する
制御信号を生成し、スイッチアレイ４２２へ送出する。 スイッチアレイ４２２は、２４個の入力端子Ｉ１〜Ｉ２
４および１９個の出力端子Ｏ１〜Ｏ１９を有し、制御信
号に応じて１９個の電力値に対応する周波数帯域成分の
残差信号を選択し、周波数シフタ４２３−１〜４２３−
１９へ出力する。
ロック図である。スペクトル包絡算出器４３からの２４
個のスペクトル包絡データの電力値は、制御信号発生回
路４２４および周波数指定回路４２５へ供給される。ま
た、ＢＰＦバンク４１の２４個の出力端子からの残差信
号はスイッチアレイ４２２へ供給される。制御信号発生
回路４２４は、２４個の電力値の内最小の５個を検索し
、残り１９個の電力値に対応する残差信号のみ選択する
制御信号を生成し、スイッチアレイ４２２へ送出する。 スイッチアレイ４２２は、２４個の入力端子Ｉ１〜Ｉ２
４および１９個の出力端子Ｏ１〜Ｏ１９を有し、制御信
号に応じて１９個の電力値に対応する周波数帯域成分の
残差信号を選択し、周波数シフタ４２３−１〜４２３−
１９へ出力する。
【００２７】周波数シフタ４２３−１〜４２３−１９は
、周波数指定回路４２５が生成したシフト量指定データ
に応じて、入力した信号を周波数シフトし、周波数成分
が１２５〜１５００Ｈｚのグループと、２１２５〜３１
２５Ｈｚのグループとに分ける。周波数シフタ４２３−
１〜４２３−１１の出力は、１２５〜１５００Ｈｚの成
分として累算回路４２６−１へ供給され、また、周波数
シフタ４２３−１２〜４２３−１９の出力は、２１２５
〜３１２５Ｈｚの成分として累算回路４２６−２へ供給
される。累算回路４２６−１および４２６−２の出力は
、加算回路４２７により加算され、出力端子４２８を介
して合成部６へ送出される。
、周波数指定回路４２５が生成したシフト量指定データ
に応じて、入力した信号を周波数シフトし、周波数成分
が１２５〜１５００Ｈｚのグループと、２１２５〜３１
２５Ｈｚのグループとに分ける。周波数シフタ４２３−
１〜４２３−１１の出力は、１２５〜１５００Ｈｚの成
分として累算回路４２６−１へ供給され、また、周波数
シフタ４２３−１２〜４２３−１９の出力は、２１２５
〜３１２５Ｈｚの成分として累算回路４２６−２へ供給
される。累算回路４２６−１および４２６−２の出力は
、加算回路４２７により加算され、出力端子４２８を介
して合成部６へ送出される。
【００２８】周波数指定回路４２５は、２４個のスペク
トル包絡データの電力値に基づき、各周波数シフタ４２
３毎の必要な周波数シフト量を指定するシフト量指定デ
ータを生成する。この場合、２４個の電力値の内最小の
５個を検索し、この検索結果により１９個の各周波数帯
域についてシフトすべき周波数量を算出し、１／８００
０秒に変化する位相量に換算し、π／２ラジアンを「１
０２４」で表現した数値としてシフト量指定データを生
成する。
トル包絡データの電力値に基づき、各周波数シフタ４２
３毎の必要な周波数シフト量を指定するシフト量指定デ
ータを生成する。この場合、２４個の電力値の内最小の
５個を検索し、この検索結果により１９個の各周波数帯
域についてシフトすべき周波数量を算出し、１／８００
０秒に変化する位相量に換算し、π／２ラジアンを「１
０２４」で表現した数値としてシフト量指定データを生
成する。
【００２９】図５は、周波数シフタ４２３の一例を示す
ブロック図である。９０°位相回路４２３−１０１は、
あらかじめフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３，ａ４，ｂ１
，ｂ２，ｂ３がそれぞれ設定された複数の極零フィルタ
４２３−１０１１，……，４２３−１０１７で構成され
、スイッチアレイ４２２を介して供給される周波数成分
を受けて、周波数帯域の全周波数に対し９０°位相が異
なる２つの周波数成分を生成する。位相が進み側の出力
は、乗算回路４２３−１０２へ、また、位相が遅れ側の
出力は、乗算回路４２３−１０３へそれぞれ送出される
。
ブロック図である。９０°位相回路４２３−１０１は、
あらかじめフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３，ａ４，ｂ１
，ｂ２，ｂ３がそれぞれ設定された複数の極零フィルタ
４２３−１０１１，……，４２３−１０１７で構成され
、スイッチアレイ４２２を介して供給される周波数成分
を受けて、周波数帯域の全周波数に対し９０°位相が異
なる２つの周波数成分を生成する。位相が進み側の出力
は、乗算回路４２３−１０２へ、また、位相が遅れ側の
出力は、乗算回路４２３−１０３へそれぞれ送出される
。
【００３０】周波数指定回路４２５からのシフト量指定
データは、加算回路４２３−１０５に供給され、加算回
路４２３−１０５の出力はラッチ回路４２３−１０７へ
供給される。またラッチ回路４２３−１０７の出力は加
算回路４２３−１０５の入力側に帰還されると共に、加
算回路４２３−１０６およびＲＯＭ４２３−１０８へ供
給される。いま、例えば、シフト量指定データが、１２
５Ｈｚに相当する「１２８」である場合、ラッチ回路４
２３−１０７は、１２８，２５６，……，３９６８，０
，１２８，……と、０から４０９６の範囲を繰返して変
化するデータを出力する。また、加算回路４２３−１０
６は、ラッチ回路４２３−１０７の出力と固定値「１０
２４」との減算を行い、−８９６，−７６８，……，２
９４４，３０７８，３２０２，……，３９６８，０，…
と変化するデータを出力する。加算回路４２３−１０５
，４２３−１０６の出力はそれぞれＲＯＭ４２３−１０
８，４２３−１０９の読出しアドレスとして送出される
。
データは、加算回路４２３−１０５に供給され、加算回
路４２３−１０５の出力はラッチ回路４２３−１０７へ
供給される。またラッチ回路４２３−１０７の出力は加
算回路４２３−１０５の入力側に帰還されると共に、加
算回路４２３−１０６およびＲＯＭ４２３−１０８へ供
給される。いま、例えば、シフト量指定データが、１２
５Ｈｚに相当する「１２８」である場合、ラッチ回路４
２３−１０７は、１２８，２５６，……，３９６８，０
，１２８，……と、０から４０９６の範囲を繰返して変
化するデータを出力する。また、加算回路４２３−１０
６は、ラッチ回路４２３−１０７の出力と固定値「１０
２４」との減算を行い、−８９６，−７６８，……，２
９４４，３０７８，３２０２，……，３９６８，０，…
と変化するデータを出力する。加算回路４２３−１０５
，４２３−１０６の出力はそれぞれＲＯＭ４２３−１０
８，４２３−１０９の読出しアドレスとして送出される
。
【００３１】ＲＯＭ４２３−１０８および４２３−１０
９は、それぞれ４０９６ワードの記憶容量を有し、読出
しアドレスが位相角に対応する形式で、正弦波係数がそ
れぞれ書込まれており、読出しアドレスに応じて、シフ
トすべき周波数量と一致する周波数の余弦波および正弦
波を、乗算回路４２３−１０２および４２３−１０３へ
それぞれ送出する。
９は、それぞれ４０９６ワードの記憶容量を有し、読出
しアドレスが位相角に対応する形式で、正弦波係数がそ
れぞれ書込まれており、読出しアドレスに応じて、シフ
トすべき周波数量と一致する周波数の余弦波および正弦
波を、乗算回路４２３−１０２および４２３−１０３へ
それぞれ送出する。
【００３２】乗算回路４２３−１０２および４２３−１
０３は、９０°位相回路４２３−１０１からの出力とＲ
ＯＭ４２３−１０８および４２３−１０９からの出力と
の掛算をそれぞれ行い、加算回路４２３−１０４へ送出
して減算させ、周波数範囲が１２５〜２５０Ｈｚの成分
として出力させる。
０３は、９０°位相回路４２３−１０１からの出力とＲ
ＯＭ４２３−１０８および４２３−１０９からの出力と
の掛算をそれぞれ行い、加算回路４２３−１０４へ送出
して減算させ、周波数範囲が１２５〜２５０Ｈｚの成分
として出力させる。
【００３３】なお、極零フィルタは、単位遅延素子と、
加算回路と、乗算回路とで構成され、また、フィルタ係
数は楕円関数による設計手法により求められ、これらは
公知である。
加算回路と、乗算回路とで構成され、また、フィルタ係
数は楕円関数による設計手法により求められ、これらは
公知である。
【００３４】次に、受信側の周波数成分補完部１３につ
いて図１により説明する。
いて図１により説明する。
【００３５】ＢＰＦバンク１３１は、１２５〜１５００
Ｈｚ、および２１２５〜３１２５Ｈｚをそれぞれカバー
するフィルタバンクであり、通過周波数帯域幅がそれぞ
れ１２５Ｈｚの帯域フィルタを１９個有して構成され、
分離部１１の出力信号から残差信号成分を抽出して補完
合成器１３２へ送出する。
Ｈｚ、および２１２５〜３１２５Ｈｚをそれぞれカバー
するフィルタバンクであり、通過周波数帯域幅がそれぞ
れ１２５Ｈｚの帯域フィルタを１９個有して構成され、
分離部１１の出力信号から残差信号成分を抽出して補完
合成器１３２へ送出する。
【００３６】補完合成器１３２は、出力側に設けられた
周波数成分除去部４で使用されたものと同一のスペクト
ル包絡算出器１３３からスペクトル包絡データを受け、
ＢＰＦバンク１３１からの出力を公知の手法で周波数シ
フトして再配列する。また、αパラメータを伝送するた
めに使用した周波数区間１５００〜２１２５Ｈｚは、例
えば白色雑音で補完する。白色雑音を補完する手段とし
ては、例えば、図４に示した除去合成器に白色雑音発生
器を５個付加することにより容易に実現できる。この場
合、スイッチアレイの入力，出力端子はそれぞれ２４個
とし、２４個の入力端子の内１９個にＢＰＦバンク１３
１の出力を接続し、５個の出力端子に白色雑音発生器を
接続する。また、各白色雑音発生器の周波数帯域は１２
５Ｈｚとする。
周波数成分除去部４で使用されたものと同一のスペクト
ル包絡算出器１３３からスペクトル包絡データを受け、
ＢＰＦバンク１３１からの出力を公知の手法で周波数シ
フトして再配列する。また、αパラメータを伝送するた
めに使用した周波数区間１５００〜２１２５Ｈｚは、例
えば白色雑音で補完する。白色雑音を補完する手段とし
ては、例えば、図４に示した除去合成器に白色雑音発生
器を５個付加することにより容易に実現できる。この場
合、スイッチアレイの入力，出力端子はそれぞれ２４個
とし、２４個の入力端子の内１９個にＢＰＦバンク１３
１の出力を接続し、５個の出力端子に白色雑音発生器を
接続する。また、各白色雑音発生器の周波数帯域は１２
５Ｈｚとする。
【００３７】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。
する。
【００３８】上述した第１の実施例は全ての処理を波形
レベルで行っているが、第２の実施例は大部分の処理を
スペクトルレベルで行うものである。図６は本発明の第
２の実施例を示すブロック図であり、送信側のみ示し受
信側は省略している。
レベルで行っているが、第２の実施例は大部分の処理を
スペクトルレベルで行うものである。図６は本発明の第
２の実施例を示すブロック図であり、送信側のみ示し受
信側は省略している。
【００３９】Ａ−Ｄ変換部１により音声信号Ｓｉをサン
プリング周波数８ｋＨｚでディジタル化し、ＬＰＣ算出
部２が生成したαパラメータに応じてＬＰＣ逆フィルタ
３が残差信号を生成することは、図１に示した第１の実
施例と同じである。
プリング周波数８ｋＨｚでディジタル化し、ＬＰＣ算出
部２が生成したαパラメータに応じてＬＰＣ逆フィルタ
３が残差信号を生成することは、図１に示した第１の実
施例と同じである。
【００４０】矩形窓１０１は、ＬＰＣ逆フィルタ３から
の残差信号を３２ｍｓ（繰返し周波数３１．２５Ｈｚ）
ごとに矩形窓処理してブロック化する。ＤＦＴ部１０２
は、ブロック化した信号波形を２５６点（８０００÷３
１．２５）で離散フーリエ変換して周波数スペクトルに
変換する。帯域除去部１０３は、包絡算出部１０４が出
力する３１．２５Ｈｚ間隔のスペクトル包絡データを利
用して、電力値の小さい周波数成分を選定し、２０周波
数サンプル分、すなわち６２５Ｈｚ分を除去し、残った
周波数サンプルを１２５〜１５００Ｈｚおよび２１２５
〜３１２５Ｈｚの周波数範囲に配置する。包絡算出部１
０４の基本的な原理は、第１の実施例のスペクトル包絡
算出器と等価である。
の残差信号を３２ｍｓ（繰返し周波数３１．２５Ｈｚ）
ごとに矩形窓処理してブロック化する。ＤＦＴ部１０２
は、ブロック化した信号波形を２５６点（８０００÷３
１．２５）で離散フーリエ変換して周波数スペクトルに
変換する。帯域除去部１０３は、包絡算出部１０４が出
力する３１．２５Ｈｚ間隔のスペクトル包絡データを利
用して、電力値の小さい周波数成分を選定し、２０周波
数サンプル分、すなわち６２５Ｈｚ分を除去し、残った
周波数サンプルを１２５〜１５００Ｈｚおよび２１２５
〜３１２５Ｈｚの周波数範囲に配置する。包絡算出部１
０４の基本的な原理は、第１の実施例のスペクトル包絡
算出器と等価である。
【００４１】ＬＳＰ分析部１０５は、ＬＰＣ算出部２が
生成したαパラメータ（の列）を受け、これを線スペク
トルを表すＬＳＰ係数（Ｌｉｎｅ ｓｐｅｃｔｒｕｍ
ｐａｉｒｓ）に変換する。補完部１０６は、ＬＳＰ
係数を３１．２５Ｈｚの間隔で補完し、０〜４ｋＨｚの
ＬＳＰ係数にする。周波数変換部１０７は、０〜４ｋＨ
ｚのＬＳＰ係数を周波数区間１５００〜２１２５Ｈｚ内
に周波数変換する。
生成したαパラメータ（の列）を受け、これを線スペク
トルを表すＬＳＰ係数（Ｌｉｎｅ ｓｐｅｃｔｒｕｍ
ｐａｉｒｓ）に変換する。補完部１０６は、ＬＳＰ
係数を３１．２５Ｈｚの間隔で補完し、０〜４ｋＨｚの
ＬＳＰ係数にする。周波数変換部１０７は、０〜４ｋＨ
ｚのＬＳＰ係数を周波数区間１５００〜２１２５Ｈｚ内
に周波数変換する。
【００４２】合成部１０８は、帯域除去部１０３および
周波数変換部１０７の出力信号を合成する。周波数入替
部１０９は、合成された信号の周波数入替え処理を行う
。ＩＤＦＴ部１１０は、周波数入替え処理された信号に
対して離散フーリエ逆変換を行うことにより、周波数領
域の信号から時間領域の信号、つまり信号波形に変換す
る。Ｄ／Ａ変換部１１１は、ＩＤＦＴ部１１０の出力信
号をアナログ化して伝送路を介して受信側へ送出する。 従って、受信側へ送出される信号には、６２５Ｈｚ分の
周波数成分が除去された残差信号、および補完されたＬ
ＰＳ係数が含まれている。
周波数変換部１０７の出力信号を合成する。周波数入替
部１０９は、合成された信号の周波数入替え処理を行う
。ＩＤＦＴ部１１０は、周波数入替え処理された信号に
対して離散フーリエ逆変換を行うことにより、周波数領
域の信号から時間領域の信号、つまり信号波形に変換す
る。Ｄ／Ａ変換部１１１は、ＩＤＦＴ部１１０の出力信
号をアナログ化して伝送路を介して受信側へ送出する。 従って、受信側へ送出される信号には、６２５Ｈｚ分の
周波数成分が除去された残差信号、および補完されたＬ
ＰＳ係数が含まれている。
【００４３】受信側では、図示しないが、送信側からの
信号を受信し、６２５Ｈｚ分の周波数成分が除去された
残差信号および補完されたＬＰＳ係数を復元し、ＬＰＳ
係数を用いたＬＳＰ合成フィルタにより復元した残差信
号から音声信号を合成する。この場合、復元した残差信
号のブロック境界における波形の不連続は、ＬＳＰ合成
フィルタにより平滑化されるので、第１の実施例と同様
に、合成された音声信号の音質は劣化しない。
信号を受信し、６２５Ｈｚ分の周波数成分が除去された
残差信号および補完されたＬＰＳ係数を復元し、ＬＰＳ
係数を用いたＬＳＰ合成フィルタにより復元した残差信
号から音声信号を合成する。この場合、復元した残差信
号のブロック境界における波形の不連続は、ＬＳＰ合成
フィルタにより平滑化されるので、第１の実施例と同様
に、合成された音声信号の音質は劣化しない。
【００４４】なお、本第２の実施例では、離散フーリエ
変換（ＤＦＴ）および離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）
を行っているが、離散コーサイン変換（ＤＣＴ）および
離散コーサイン逆変換（ＩＤＣＴ）を行っても同様な効
果が得られる
変換（ＤＦＴ）および離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）
を行っているが、離散コーサイン変換（ＤＣＴ）および
離散コーサイン逆変換（ＩＤＣＴ）を行っても同様な効
果が得られる
【発明の効果】以上説明したように本発明は、送信側で
音声信号の線形予測係数に応じて入力音声信号を逆フィ
ルタリングして残差信号を生成し、また線形予測係数か
ら音声信号のスペクトル包絡の電力値を算出し、電力値
が小さい周波数成分を残差信号から除去し、周波数の除
去によって生じた周波数区間を線形予測係数の情報で補
完し、残りの周波数成分からなる残差信号と線形予測係
数の情報とを合成して受信側に送出し、受信側では、残
差信号および線形予測係数を復元し、復元した線形予測
係数を用いて合成フィルタによって残差信号から音声信
号を平滑化して合成することにより、重要な音声成分が
除去されることなく、また、信号波形のブロック境界で
不連続が生じることなく、音声信号を忠実に伝送できる
高品質の秘話装置を実現できる。
音声信号の線形予測係数に応じて入力音声信号を逆フィ
ルタリングして残差信号を生成し、また線形予測係数か
ら音声信号のスペクトル包絡の電力値を算出し、電力値
が小さい周波数成分を残差信号から除去し、周波数の除
去によって生じた周波数区間を線形予測係数の情報で補
完し、残りの周波数成分からなる残差信号と線形予測係
数の情報とを合成して受信側に送出し、受信側では、残
差信号および線形予測係数を復元し、復元した線形予測
係数を用いて合成フィルタによって残差信号から音声信
号を平滑化して合成することにより、重要な音声成分が
除去されることなく、また、信号波形のブロック境界で
不連続が生じることなく、音声信号を忠実に伝送できる
高品質の秘話装置を実現できる。
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図である
。
。
【図２】図１に示したＢＰＦバンク４１を構成する帯域
フィルタの周波数特性の一例を示す図である。
フィルタの周波数特性の一例を示す図である。
【図３】図１に示したＢＰＦバンク４１の一例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図４】図１に示した除去合成器４２の一例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】図４に示した周波数シフタ４２３の一例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】本発明の第２の実施例を示すブロック図である
。
。
２ ＬＰＣ算出部
３ ＬＰＣ逆フィルタ
４ 周波数成分除去部
５ ＬＰＣ変換部
６，１０８ 合成部
１３ 周波数成分補完部
４１，１３１ ＢＰＦバンク
４２ 除去合成器
４３，１３３ スペクトル包絡算出器１０３
帯域除去部 １０４ 包絡算出部 １３２ 補完合成器
帯域除去部 １０４ 包絡算出部 １３２ 補完合成器
Claims (4)
- 【請求項１】 音声信号の線形予測係数を算出する手
段と、前記線形予測係数に応じて前記音声信号を逆フィ
ルタリングして残差信号を生成する手段と、前記音声信
号のスペクトル包絡の電力値の小さい周波数成分を前記
残差信号の周波数成分から除去して除去残差信号を出力
する除去手段と、この除去手段が除去した周波数成分を
補完するように前記線形予測係数の情報を生成する手段
と、前記線形予測係数の情報と前記除去残差信号の情報
とを合成して合成信号を生成する手段とを備えたことを
特徴とする秘話装置。 - 【請求項２】 前記除去手段は、通過帯域幅が隣接す
る複数の帯域フィルタと、前記線形予測係数から前記音
声信号のスペクトル包絡の電力値を算出するスペクトル
包絡算出器と、前記複数の帯域フィルタの出力および前
記スペクトル包絡算出器の出力を受け前記スペクトル包
絡の電力値の小さい前記帯域フィルタの出力を選択的に
除去する選択手段とを具備したことを特徴とする請求項
１記載の秘話装置。 - 【請求項３】 請求項２記載の秘話装置いおいて、前
記除去手段は、更に前記選択手段により選択された帯域
の周波数成分を所定の周波数域に周波数シフトして配列
する手段を具備し、前記線形予測係数の情報を生成する
手段は、前記周波数シフトによって得られた所定の周波
数区間で前記線形予測係数を表現することを特徴とする
秘話装置。 - 【請求項４】 請求項１記載の秘話装置いおいて、前
記合成信号を受け線形予測係数の情報と除去残差信号の
情報とを分離する手段と、分離された線形予測係数の情
報から線形予測係数を復元する手段と、分離された除去
残差信号から残差信号を復元する手段と、復元した線形
予測係数および復元した残差信号から音声信号を合成す
る合成フィルタとを具備したことを特徴とする秘話装置
。
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