JP2653830B2 - 音声秘話装置 - Google Patents
音声秘話装置Info
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- JP2653830B2 JP2653830B2 JP63134524A JP13452488A JP2653830B2 JP 2653830 B2 JP2653830 B2 JP 2653830B2 JP 63134524 A JP63134524 A JP 63134524A JP 13452488 A JP13452488 A JP 13452488A JP 2653830 B2 JP2653830 B2 JP 2653830B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
- H04K1/06—Secret communication by transmitting the information or elements thereof at unnatural speeds or in jumbled order or backwards
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
- H04K1/04—Secret communication by frequency scrambling, i.e. by transposing or inverting parts of the frequency band or by inverting the whole band
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概 要〕 アナログ音声信号をディジタル信号処理して周波数分
割置換する音声秘話装置に関し、 少ない信号処理量で帯域分割数を多くとることができ
るディジタル信号処理による音声秘話装置を提供するこ
とを目的とし、 アナログ音声信号をディジタル信号処理して得られた
ディジタルサンプルを周波数帯域分割置換することによ
りアナログ音声信号を秘話化する音声秘話装置におい
て、 ディジタルサンプルを、音声スペクトルを複数の分割
された周波数の多重化された信号とみなし、その周波数
多重信号を複数の周波数帯域に分割して周波数帯域のサ
ブバンド信号を得るサブバンド信号発生手段と、サブバ
ンド信号発生手段により得られたサブバンド信号の順序
を入れ換えるサブバンド信号入れ換え手段と、入れ換え
られたサブバンド信号を多重化するサブバンド信号多重
化手段とを具備するように構成する。
割置換する音声秘話装置に関し、 少ない信号処理量で帯域分割数を多くとることができ
るディジタル信号処理による音声秘話装置を提供するこ
とを目的とし、 アナログ音声信号をディジタル信号処理して得られた
ディジタルサンプルを周波数帯域分割置換することによ
りアナログ音声信号を秘話化する音声秘話装置におい
て、 ディジタルサンプルを、音声スペクトルを複数の分割
された周波数の多重化された信号とみなし、その周波数
多重信号を複数の周波数帯域に分割して周波数帯域のサ
ブバンド信号を得るサブバンド信号発生手段と、サブバ
ンド信号発生手段により得られたサブバンド信号の順序
を入れ換えるサブバンド信号入れ換え手段と、入れ換え
られたサブバンド信号を多重化するサブバンド信号多重
化手段とを具備するように構成する。
本発明はアナログ音声信号を秘話化する音声秘話装置
に係り、特に、アナログ音声をディジタル信号処理し周
波数帯域分割置換して秘話化する音声秘話装置に関す
る。
に係り、特に、アナログ音声をディジタル信号処理し周
波数帯域分割置換して秘話化する音声秘話装置に関す
る。
即ち、本発明は通信秘話装置に関し、特にその中で、
入力サンプリング信号をまびき処理により低速化された
サンプリング信号にし、次いでその低速化されたサンプ
リング信号を周波数帯域分割し、そしてその帯域信号の
入れ換えが施されそれぞれの帯域を合成するものに関す
る。
入力サンプリング信号をまびき処理により低速化された
サンプリング信号にし、次いでその低速化されたサンプ
リング信号を周波数帯域分割し、そしてその帯域信号の
入れ換えが施されそれぞれの帯域を合成するものに関す
る。
アナログスクランブルの技術は会話のプライパシーを
確保するために多年にわたり利用されて来ている。
確保するために多年にわたり利用されて来ている。
今日、この技術は、アナログ電話機や自動車無線シス
テム等のアナログチャネルを使用する音声通話システム
において広く用いられている。これらの音声通話システ
ムにおいては、秘話化される音声の帯域は広がってはな
らない。
テム等のアナログチャネルを使用する音声通話システム
において広く用いられている。これらの音声通話システ
ムにおいては、秘話化される音声の帯域は広がってはな
らない。
これら多くのスクランブル技術は、簡単な秘話方式で
あり、秘話強度については満足できるものではない。ま
た、高い秘話性を追求すればする程、回線特性等の影響
を受け易く、復号音声品質における劣化は著しい。
あり、秘話強度については満足できるものではない。ま
た、高い秘話性を追求すればする程、回線特性等の影響
を受け易く、復号音声品質における劣化は著しい。
復号品質を向上させるためには、装置規模、価格とも
に増大するといった傾向がある。
に増大するといった傾向がある。
そこで、現在用いられている音声秘話装置において
は、入力アナログ信号にA/D変換を施し、次いでディジ
タルフィルタバンクを用いて周波数分割置換を行ってい
る。
は、入力アナログ信号にA/D変換を施し、次いでディジ
タルフィルタバンクを用いて周波数分割置換を行ってい
る。
従来の音声秘話装置及びそこにおける問題点を第２
図、第27図および第28図によって説明する。
図、第27図および第28図によって説明する。
第２図は本発明の背景を説明する周波数分割置換方式
を示す図である。同図において、スクランブラ側では、
4KHzの音声帯域と各サブバンドの順序１〜５が任意に入
れ換えられる。次いで、これらのサブバンドが合成さ
れ、秘話化音声として出力される。受信側では、スクラ
ンブラ側と逆の処理を行う。この処理において、スクラ
ンブラ側のキィーとは逆のキィーに基づいて入れ換えが
なされる。このキィーは送信側と受信側の間で予め取決
めされる。チャネル上の秘話化された音声は以下の特徴
を持たなければならない。
を示す図である。同図において、スクランブラ側では、
4KHzの音声帯域と各サブバンドの順序１〜５が任意に入
れ換えられる。次いで、これらのサブバンドが合成さ
れ、秘話化音声として出力される。受信側では、スクラ
ンブラ側と逆の処理を行う。この処理において、スクラ
ンブラ側のキィーとは逆のキィーに基づいて入れ換えが
なされる。このキィーは送信側と受信側の間で予め取決
めされる。チャネル上の秘話化された音声は以下の特徴
を持たなければならない。
（１）音声帯域が広がらないこと。
（２）サブバンドをランダムに入れ換えるとき、これら
のスペクトルが均一に分配されること。
のスペクトルが均一に分配されること。
（３）音声の発音包絡線が保持されること。
（４）スクロンブルの秘話強度はサブバンドの数の増大
に伴なって強くなること。
に伴なって強くなること。
従来の帯域分割式スクランブラはその帯域分割法によ
って特徴づけられ、次の２つに分類される： （ａ）ディジタルフィルタバンクにより音声信号をサブ
バンドに分割し、サブバンドを入れ換える方式。
って特徴づけられ、次の２つに分類される： （ａ）ディジタルフィルタバンクにより音声信号をサブ
バンドに分割し、サブバンドを入れ換える方式。
（ｂ）高速フーリエ変換器（FFT）を用いて音声帯域を
信号スペクトル係数に分解する方式。
信号スペクトル係数に分解する方式。
上記（ａ）の方式では、例えばデスクトップ装置で利
用できる程度の適当な装置を考えた場合、音声帯域をせ
いぜい10分割程度しか望めない。
用できる程度の適当な装置を考えた場合、音声帯域をせ
いぜい10分割程度しか望めない。
上記（ｂ）の方式では、FFTの使用により帯域を多く
の小さなセグメントに分割できるが、復号された音声は
回線特性、特に群遅延特性の影響を大きく受け、FFTの
フレームノイズのために聴覚上不快な音質となる。更
に、わずか１サンプル程度のフレーム同期エラーでも復
号音声品質は極度に悪化する。これらを防止するため
に、高価なチャネル等価器や同期回路の使用が必要とな
るので、装置の寸法が大きくなり価格が高くなるといっ
た問題点があった。
の小さなセグメントに分割できるが、復号された音声は
回線特性、特に群遅延特性の影響を大きく受け、FFTの
フレームノイズのために聴覚上不快な音質となる。更
に、わずか１サンプル程度のフレーム同期エラーでも復
号音声品質は極度に悪化する。これらを防止するため
に、高価なチャネル等価器や同期回路の使用が必要とな
るので、装置の寸法が大きくなり価格が高くなるといっ
た問題点があった。
第27図は、上述のディジタルフィルタバンクによる従
来の周波数分割スクランブラで音声帯域８分割の場合を
示すブロック図である。同図において、271−１〜271−
７は複素乗算器、272−１〜271−７はディジタルフィル
タ（例えばFinite Impulse Respomse形ディジタルフィ
ルタ）、273−１〜273−７は複素乗算器、274は加算器
である。
来の周波数分割スクランブラで音声帯域８分割の場合を
示すブロック図である。同図において、271−１〜271−
７は複素乗算器、272−１〜271−７はディジタルフィル
タ（例えばFinite Impulse Respomse形ディジタルフィ
ルタ）、273−１〜273−７は複素乗算器、274は加算器
である。
入力アナログ信号は例えば8KHzでサンプリングされて
A/D変換されたディジタル信号の入力サンプル系列ｘ
（ｎ）を得、これらの乗算器271−1,271−２…271−７
に入力し、それぞれに を乗算してディジタルフィルタ272−1,272−２…272−
７に入力する。
A/D変換されたディジタル信号の入力サンプル系列ｘ
（ｎ）を得、これらの乗算器271−1,271−２…271−７
に入力し、それぞれに を乗算してディジタルフィルタ272−1,272−２…272−
７に入力する。
またディジタルフィルタ272−1,272−２…272−７の
出力は乗算器273−1,273−２…273−７に入力されて、
それぞれ を乗算させ、これらの乗算結果の出力の実成分を加算器
274にて加算され、出力ymを得る。
出力は乗算器273−1,273−２…273−７に入力されて、
それぞれ を乗算させ、これらの乗算結果の出力の実成分を加算器
274にて加算され、出力ymを得る。
この第27図の周波数帯域分割置換装置の動作を第28図
により説明する。第28図において、左側には乗算器271
−１〜271−７にて複素符号化されシフトされた音声ス
ペクトル信号Ａ（すなわち入力xn）とディジタルフィル
タ272−１〜272−７により取出す帯域が斜線で示されて
おり、また右側にはこれらのディジタルフィルタ272−
１〜272−７により取出されたスペクトルが乗算器273−
１〜273−７により置換される帯域にシフトされた状態
が示されている。なお各ディジタルフィルタ272−1,272
−７のシステム関数（即ち伝達関数）Ｈ（ｚ）は同じも
のを使用している。
により説明する。第28図において、左側には乗算器271
−１〜271−７にて複素符号化されシフトされた音声ス
ペクトル信号Ａ（すなわち入力xn）とディジタルフィル
タ272−１〜272−７により取出す帯域が斜線で示されて
おり、また右側にはこれらのディジタルフィルタ272−
１〜272−７により取出されたスペクトルが乗算器273−
１〜273−７により置換される帯域にシフトされた状態
が示されている。なお各ディジタルフィルタ272−1,272
−７のシステム関数（即ち伝達関数）Ｈ（ｚ）は同じも
のを使用している。
例えば音声スペクトル信号Ａは、第27図の乗算器271
−１により が乗算されて第28図（ａ）の左側の図面の如く−0.5KHz
シフトされる。そして第27図のディジタルフィルタ272
−１により第28図（ａ）の斜線部位が全出力される。こ
のようにしてディジタルフィルタ272−１により出力さ
れた周波数帯域は乗算器273−１により を乗算されて第28図（ａ）の右側の図面の如く＋1.5KHz
シフトされたスペクトル成分１となる。同時に音声スペ
クトル信号Ａは、乗算器271−２により が乗算されて、第28図（ｂ）の左側図面の如く−1KHzシ
フトされる。そしてディジタルフィルタ272−２により
第28図（ｂ）の斜線部分が出力される。ディジタルフィ
ルタ272−２より出力された周波数帯域は乗算器273−２
により が乗算されて第28図（ｂ）の右側の図面の如く＋3KHzシ
フトされたスペクトル成分２となる。このようにして、
第28図（ｃ）〜（ｇ）の右側図面の如くそれぞれシフト
されたスペクトル成分３〜７が得られ、これらが加算器
274により加算されて、第28図（ｂ）に示す如く周波数
帯域分割置換が行われる。
−１により が乗算されて第28図（ａ）の左側の図面の如く−0.5KHz
シフトされる。そして第27図のディジタルフィルタ272
−１により第28図（ａ）の斜線部位が全出力される。こ
のようにしてディジタルフィルタ272−１により出力さ
れた周波数帯域は乗算器273−１により を乗算されて第28図（ａ）の右側の図面の如く＋1.5KHz
シフトされたスペクトル成分１となる。同時に音声スペ
クトル信号Ａは、乗算器271−２により が乗算されて、第28図（ｂ）の左側図面の如く−1KHzシ
フトされる。そしてディジタルフィルタ272−２により
第28図（ｂ）の斜線部分が出力される。ディジタルフィ
ルタ272−２より出力された周波数帯域は乗算器273−２
により が乗算されて第28図（ｂ）の右側の図面の如く＋3KHzシ
フトされたスペクトル成分２となる。このようにして、
第28図（ｃ）〜（ｇ）の右側図面の如くそれぞれシフト
されたスペクトル成分３〜７が得られ、これらが加算器
274により加算されて、第28図（ｂ）に示す如く周波数
帯域分割置換が行われる。
しかしながら、上述の従来のディジタル信号処理によ
る音声秘話装置では、前述の如く、ディジタルフィルタ
によるフィルタバンクで構成されているたえ、秘話強度
を上げるために必要な帯域割数を増加したとき、これに
応じてディジタルフィルタの個数も増える。
る音声秘話装置では、前述の如く、ディジタルフィルタ
によるフィルタバンクで構成されているたえ、秘話強度
を上げるために必要な帯域割数を増加したとき、これに
応じてディジタルフィルタの個数も増える。
また、帯域分割置換秘話方式で高い秘話強度を確保す
るためには、分割帯域数を増大しなければないないが、
このような、ディジタルフィルタバンクを用いた従来の
音声秘話装置においては、各周波数帯域の信号処理速度
が入力信号のサンプリング速度に等しいので、したがっ
て処理される信号量も膨大であるという不利益がある。
るためには、分割帯域数を増大しなければないないが、
このような、ディジタルフィルタバンクを用いた従来の
音声秘話装置においては、各周波数帯域の信号処理速度
が入力信号のサンプリング速度に等しいので、したがっ
て処理される信号量も膨大であるという不利益がある。
即ち、高い秘話強度を確保するために大きな帯域分割
数が必要であり、これに応じてディジタルフィルタの個
数もたくさん必要となり、１つのフィルタ当りの帯域幅
が狭く、急峻なカットオフ特性を持つフィルタが必要に
なり、フィルタの次数も大きなものを必要とする。その
ため全体の信号処理量が非常に大きいという問題があ
る。
数が必要であり、これに応じてディジタルフィルタの個
数もたくさん必要となり、１つのフィルタ当りの帯域幅
が狭く、急峻なカットオフ特性を持つフィルタが必要に
なり、フィルタの次数も大きなものを必要とする。その
ため全体の信号処理量が非常に大きいという問題があ
る。
本発明の目的は、このような問題点を改善し、少ない
信号処理量で帯域分割を多くとることができるディジタ
ル信号処理による音声秘話方式を提供することにある。
信号処理量で帯域分割を多くとることができるディジタ
ル信号処理による音声秘話方式を提供することにある。
前記目的を達成するため、本発明のディジタル信号処
理による音声秘話装置は、第１図に示す如く、音声信号
が周波数多重（FDM）された信号とみなし、各分割され
た信号をサブバンド信号とするとシングルサイドバンド
信号と同様に考えることができることに着目したもので
ある。そこでサブバンド信号をSSBと称すると本発明の
原理構成は、FDM−SSB変換器１と、このFDM−SSB変換器
１から出力された複数のSSB信号を入れ換えるSSB信号入
換部２と、このようにして入れ換えられたSSB信号をFDM
信号とするSSB−FDM変換器３とで構成される。
理による音声秘話装置は、第１図に示す如く、音声信号
が周波数多重（FDM）された信号とみなし、各分割され
た信号をサブバンド信号とするとシングルサイドバンド
信号と同様に考えることができることに着目したもので
ある。そこでサブバンド信号をSSBと称すると本発明の
原理構成は、FDM−SSB変換器１と、このFDM−SSB変換器
１から出力された複数のSSB信号を入れ換えるSSB信号入
換部２と、このようにして入れ換えられたSSB信号をFDM
信号とするSSB−FDM変換器３とで構成される。
言い換えると、本発明による音声秘話装置は、アナロ
グ音声信号をディジタル信号処理して得られたディジタ
ルサンプルを周波数帯域分割置換することによりアナロ
グ音声信号を秘話化するものであり、FDM−SSB変換器１
は、音声スペクトルを周波数多重された信号とみなして
それを複数の周波数帯域に分割して該周波数帯域のサブ
バンド信号を得るサブバンド信号発生手段であり、SSB
信号入換部２は、サブバンド信号発生手段により得られ
たサブバンド信号の順序を入れ換えるサブバンド信号入
れ換え手段であり、SSB−FDM変換器３は入れ換えられた
サブバンド信号を多重化するサブバンド信号多重化手段
である。
グ音声信号をディジタル信号処理して得られたディジタ
ルサンプルを周波数帯域分割置換することによりアナロ
グ音声信号を秘話化するものであり、FDM−SSB変換器１
は、音声スペクトルを周波数多重された信号とみなして
それを複数の周波数帯域に分割して該周波数帯域のサブ
バンド信号を得るサブバンド信号発生手段であり、SSB
信号入換部２は、サブバンド信号発生手段により得られ
たサブバンド信号の順序を入れ換えるサブバンド信号入
れ換え手段であり、SSB−FDM変換器３は入れ換えられた
サブバンド信号を多重化するサブバンド信号多重化手段
である。
本発明では、例えば第２図に示す如く、入力音声スペ
クトル信号のディジタルサンプルを例えば周波数帯域１
〜５よりなる周波数多重信号とみなす。そして、サブバ
ンド発生手段１によってこれらの周波数帯域の信号をサ
ブバンド信号として得、そしてこれらの周波数帯域のサ
ブバンド信号の位置を、サブバンド信号入れ換え手段２
により例えば第２図の如く入れ換えキィー45132により
入れ換え、この入れ換えた状態でサブバンド信号多重化
手段３により多重化信号を作成し、秘話信号として出力
する。
クトル信号のディジタルサンプルを例えば周波数帯域１
〜５よりなる周波数多重信号とみなす。そして、サブバ
ンド発生手段１によってこれらの周波数帯域の信号をサ
ブバンド信号として得、そしてこれらの周波数帯域のサ
ブバンド信号の位置を、サブバンド信号入れ換え手段２
により例えば第２図の如く入れ換えキィー45132により
入れ換え、この入れ換えた状態でサブバンド信号多重化
手段３により多重化信号を作成し、秘話信号として出力
する。
この場合、トランスマルチプレクサ（Ｔ−MUX）技術
を利用することによって、サブバンド信号発生手段ある
いはサブバンド信号多重化手段にポリフェーズフィルタ
と高速フーリエ変化を利用することができ、また間引き
処理を行うことができるので、全体の信号処理量を大幅
に軽減することができる。
を利用することによって、サブバンド信号発生手段ある
いはサブバンド信号多重化手段にポリフェーズフィルタ
と高速フーリエ変化を利用することができ、また間引き
処理を行うことができるので、全体の信号処理量を大幅
に軽減することができる。
尚、Ｔ−MUX技術において用いられるSSB信号は、アナ
ログ変調の分野におけるシングルサイドバンド信号（単
側帯波信号）であり、Ｔ−MUXを利用したスクランブラ
の場合と区別しながればならない。即ち、Ｔ−MUX技術
におけるSSB信号の各々は、4KHzの音声帯域信号の単側
波帯であり、本発明でのSSB信号は音声信号を分割して
得られるサブバンド信号に相当する。従って、以下の記
述では、本発明で用いるサブバンド信号をSSB信号と称
する。
ログ変調の分野におけるシングルサイドバンド信号（単
側帯波信号）であり、Ｔ−MUXを利用したスクランブラ
の場合と区別しながればならない。即ち、Ｔ−MUX技術
におけるSSB信号の各々は、4KHzの音声帯域信号の単側
波帯であり、本発明でのSSB信号は音声信号を分割して
得られるサブバンド信号に相当する。従って、以下の記
述では、本発明で用いるサブバンド信号をSSB信号と称
する。
上記従来のディジタル信号処理による音声秘話装置に
おける欠点を除去するために、本願の発明者は公知のＴ
−MUX（トランスマルチプレクサ）技術に着目した。Ｔ
−MUX技術は電話サービスに適用される通信システムの
分野において周波数多重された信号と時間多重された信
号の相互変換に利用されている（例えば社団法人電子通
信学会編集の「ディジタル信号処理の応用」昭和58年７
月10日発行第３版第121頁から第134頁参照）。Ｔ−MUX
においては、TDM−FDM変換器及びFDM−TDM変換器が用い
られて、時分割多重（TDM）信号と周波数分割多重（FD
M）信号との相互の変換を行うことができる。Ｔ−MUXを
第３図によって説明する。
おける欠点を除去するために、本願の発明者は公知のＴ
−MUX（トランスマルチプレクサ）技術に着目した。Ｔ
−MUX技術は電話サービスに適用される通信システムの
分野において周波数多重された信号と時間多重された信
号の相互変換に利用されている（例えば社団法人電子通
信学会編集の「ディジタル信号処理の応用」昭和58年７
月10日発行第３版第121頁から第134頁参照）。Ｔ−MUX
においては、TDM−FDM変換器及びFDM−TDM変換器が用い
られて、時分割多重（TDM）信号と周波数分割多重（FD
M）信号との相互の変換を行うことができる。Ｔ−MUXを
第３図によって説明する。
第３図において、電話機31−1,31−2,…,31−Ｎの音
声信号がアナログ多重化されてアナログ多重線路32に接
続されており、電話機31−1,31−2,…,31−Ｎからのア
ナログ信号が周波数分割多重（FDM）で伝達される。こ
の周波数分割多重信号は次いで、トランスマルチプレク
サ33により時分割多重（TDM）信号に変換される。このT
DM信号はディジタル多重線路34を介して電話機35−1,35
−2,…、及び35−Ｎに伝達され、これらの電話機はそれ
ぞれのタイムスロット1,2,…，及びＮのデータを受け取
る。電話機35−１ないし35−Ｎから電話機31−１ないし
31−Ｎへの逆の通信も上記と逆の方法で行われる。
声信号がアナログ多重化されてアナログ多重線路32に接
続されており、電話機31−1,31−2,…,31−Ｎからのア
ナログ信号が周波数分割多重（FDM）で伝達される。こ
の周波数分割多重信号は次いで、トランスマルチプレク
サ33により時分割多重（TDM）信号に変換される。このT
DM信号はディジタル多重線路34を介して電話機35−1,35
−2,…、及び35−Ｎに伝達され、これらの電話機はそれ
ぞれのタイムスロット1,2,…，及びＮのデータを受け取
る。電話機35−１ないし35−Ｎから電話機31−１ないし
31−Ｎへの逆の通信も上記と逆の方法で行われる。
音声秘話装置を創作する際に本発明の発明者らは上記
Ｔ−MUX技術に着目した。この本発明の発想の原点を第
４図から第９図によって説明する。
Ｔ−MUX技術に着目した。この本発明の発想の原点を第
４図から第９図によって説明する。
第４図は本発明の発想の原点となった装置を示すブロ
ック図である。同図において、まず周波数多重信号とみ
なされた入力音声アナログ信号は、FDM−TDM変換器41に
よりTDM信号に変換され、42によってTDM信号の時間軸上
での入れ換えを所定の入れ換えキィーに従って行い、次
いでTDM−FDM変換器43によりFDM信号に変換すれば秘話
信号が得られる筈である。
ック図である。同図において、まず周波数多重信号とみ
なされた入力音声アナログ信号は、FDM−TDM変換器41に
よりTDM信号に変換され、42によってTDM信号の時間軸上
での入れ換えを所定の入れ換えキィーに従って行い、次
いでTDM−FDM変換器43によりFDM信号に変換すれば秘話
信号が得られる筈である。
ここでＴ−MUX技術ではFDM−TDM変換器は、FDM−SSB
変換器SSB−TDM変換器で構成される。
変換器SSB−TDM変換器で構成される。
したがってFDM−SSB変換された信号は、TDMに変換し
ないで、SSB信号のままで、転置処理することによってS
SB−FDM変換し、秘話信号を得ることができる、その構
成を第１図に示す。
ないで、SSB信号のままで、転置処理することによってS
SB−FDM変換し、秘話信号を得ることができる、その構
成を第１図に示す。
第１図の装置において音声帯域８分割の場合の構成例
としては、例えば第５図に示すものが考えられる。第１
図及び第５図において、FDM−SSB変換器１は、フィルタ
（H0（Ｚ）〜H7（Ｚ））500〜507と、各々が16個の連続
サンプルから１個の間引くデシメーション部510〜517と
から成っているものとする。又、SSB−FDM変換器３はフ
ィルタ（H0（Ｚ）〜H7（Ｚ））520〜527と加算器53とか
ら成っているものとする。
としては、例えば第５図に示すものが考えられる。第１
図及び第５図において、FDM−SSB変換器１は、フィルタ
（H0（Ｚ）〜H7（Ｚ））500〜507と、各々が16個の連続
サンプルから１個の間引くデシメーション部510〜517と
から成っているものとする。又、SSB−FDM変換器３はフ
ィルタ（H0（Ｚ）〜H7（Ｚ））520〜527と加算器53とか
ら成っているものとする。
第６図は第５図の装置の各部の周波数スペクトラム及
びフィルタの周波数特性を示すグラフである。第５図及
び第６図において、入力サンプリング系列Ｘ（Ｚ）の各
サンプルは第６図（１）に示すような０〜4KHzの音声帯
域を持つスペクトルで表わされる。この信号がフィルタ
H0（Ｚ）〜H7（Ｚ）からなるディジタルフィルタバンク
に入力されるとそれぞれのフィルタから各帯域幅をもつ
サブバンド信号が出力される。次いでこのサブバンド信
号の出力のサンプリング系統が16サンプル毎に間引かれ
ると、第６図（６）〜（８）に示すように、各チャネル
の周波数成分が１帯域幅で繰り返す複素信号となる。
尚、チャネル０は実数化により信号が周波数軸に対して
重なってしまい零値化しているので図示していない。
びフィルタの周波数特性を示すグラフである。第５図及
び第６図において、入力サンプリング系列Ｘ（Ｚ）の各
サンプルは第６図（１）に示すような０〜4KHzの音声帯
域を持つスペクトルで表わされる。この信号がフィルタ
H0（Ｚ）〜H7（Ｚ）からなるディジタルフィルタバンク
に入力されるとそれぞれのフィルタから各帯域幅をもつ
サブバンド信号が出力される。次いでこのサブバンド信
号の出力のサンプリング系統が16サンプル毎に間引かれ
ると、第６図（６）〜（８）に示すように、各チャネル
の周波数成分が１帯域幅で繰り返す複素信号となる。
尚、チャネル０は実数化により信号が周波数軸に対して
重なってしまい零値化しているので図示していない。
これらの複素信号の各帯域を所望の入れ換えキィーに
応じて第７図の図示の如く入れ換えた後、SSB−FDM変換
器43内のフィルタH0（Ｚ）,H1（Ｚ），…,H7（Ｚ）を通
して合成すると、第６図（９）に示す秘話化された信号
Ｚ（Ｚ）が得られる。合成出力Ｚ（Ｚ）の実数部分のス
ペクトルは第６図（10）に示す如くＺ（Ｚ）を周波数０
を軸対称に折り重ねたものとなる。
応じて第７図の図示の如く入れ換えた後、SSB−FDM変換
器43内のフィルタH0（Ｚ）,H1（Ｚ），…,H7（Ｚ）を通
して合成すると、第６図（９）に示す秘話化された信号
Ｚ（Ｚ）が得られる。合成出力Ｚ（Ｚ）の実数部分のス
ペクトルは第６図（10）に示す如くＺ（Ｚ）を周波数０
を軸対称に折り重ねたものとなる。
SSB−FDM変換器43の具体的構成例としては、1974年に
BellangerがFFTとポリフェーズフィルタの組合せにより
実現した4KHzサンプルα型と呼ばれる第８図に示すもの
が知られており、これを利用する。
BellangerがFFTとポリフェーズフィルタの組合せにより
実現した4KHzサンプルα型と呼ばれる第８図に示すもの
が知られており、これを利用する。
第８図において、CPX81は入力音声PCM信号を複素信号
化するもの、Ｎ点IFFT82はポリフェーズオリジナルフィ
ルタの周波数特性を変える逆フーリエ変換器、H0（ZN）
〜HN-1（ZN）83はポリフェーズフィルタ、Z-1〜Z-(N-1)
84は遅延素子、インターリーブ85はサブバンド信号の合
成を行うものである。
化するもの、Ｎ点IFFT82はポリフェーズオリジナルフィ
ルタの周波数特性を変える逆フーリエ変換器、H0（ZN）
〜HN-1（ZN）83はポリフェーズフィルタ、Z-1〜Z-(N-1)
84は遅延素子、インターリーブ85はサブバンド信号の合
成を行うものである。
尚、同図では、TDM−SSB変換に相当する複素信号化処
理部CPX81を含んでいるが、Bellangerの回路を第５図の
構成に適用する場合は、SSB信号が直接520に入力される
のでCPXは不要である。
理部CPX81を含んでいるが、Bellangerの回路を第５図の
構成に適用する場合は、SSB信号が直接520に入力される
のでCPXは不要である。
FDM−SSB変換 ここでまず、FDM−SSB変換について考える。音声帯域
を切り出すためのフィルタの伝達特性H0（Ｚ）は、 と表わされる。
を切り出すためのフィルタの伝達特性H0（Ｚ）は、 と表わされる。
ここでH0（Ｚ）はポリフェーズ基準フィルタH
m（Z16）はポリフェーズサブフィルタと呼ばれる。この
フィルタをもとに周波数特性をｉ番目の帯域にシフトし
たフィルタを得るためには、 の変換を行う必要がある。したがってｉ番目のフィルタ
は次式で表わされる。
m（Z16）はポリフェーズサブフィルタと呼ばれる。この
フィルタをもとに周波数特性をｉ番目の帯域にシフトし
たフィルタを得るためには、 の変換を行う必要がある。したがってｉ番目のフィルタ
は次式で表わされる。
入力信号のＺ変換をＸ（Ｚ）とすると、次の式が得ら
れる。
れる。
したがってフィルタ出力Yi（Ｚ）（ｉ＝0,1,2,…,7）
は次の式から得られる。
は次の式から得られる。
Yi（Ｚ）を16分の１に間引いた信号Yi′（Z16）はｎ
＝15−ｍを代入して、次の如く表わされる。
＝15−ｍを代入して、次の如く表わされる。
ここでＷ＝exp（−j2π/16）とおくと、式（５）は次
のマトリックス型式で表わされる。
のマトリックス型式で表わされる。
サブバンド信号の入れ換え 間引かれた信号系列（信号ベクトル）Yi′（Z16）
は、これに転置行列を掛けることにより、周波数帯域の
置換を行う。転値行列が時間的に不変の場合は固定転値
と称し、時間的に変化する場合は可変転置と称し、第２
の実施例で説明する。
は、これに転置行列を掛けることにより、周波数帯域の
置換を行う。転値行列が時間的に不変の場合は固定転値
と称し、時間的に変化する場合は可変転置と称し、第２
の実施例で説明する。
SSB/FDM変換 この変換は第１図に示したSSB/FDM変換器３において
なされる。転置行列によって入れ換えられた系列Yi′
（Ｚ）は、帯域分割フィルタ（H0〜H7）720〜727によっ
てそれぞれの帯域の信号が切り出される。
なされる。転置行列によって入れ換えられた系列Yi′
（Ｚ）は、帯域分割フィルタ（H0〜H7）720〜727によっ
てそれぞれの帯域の信号が切り出される。
Ｚ（Ｚ）の実数部は最終合成処理により秘話音声出力
となる。この処理は次の式で表わされる。
となる。この処理は次の式で表わされる。
秘話出力信号のＺ変換をＺ（Ｚ）とすると、 Ｗ＝exp（−j2π/16）とおくと、 となる。ここで4KHz〜8KHzに相当するサブバンド信号は
零値化している。
零値化している。
以上の考察を基礎として、次に本発明の実施例を説明
する。
する。
本発明は、第４図のFDM−TDM変換、置換TDM−FDM変換
の構成により秘話装置を構成できることに着目し、その
FDM−TDM変換、TDM−FDM変換をFDM−SSB変換、SSB−FDM
変換と同値あるいは、代替したものと同等であることに
着目し、第５図の構成を得た。
の構成により秘話装置を構成できることに着目し、その
FDM−TDM変換、TDM−FDM変換をFDM−SSB変換、SSB−FDM
変換と同値あるいは、代替したものと同等であることに
着目し、第５図の構成を得た。
第５図におけるFDM−SSB変換えは、第６式、SSB−FDM
変換は第８式の機能をもつことを上述で説明した。
変換は第８式の機能をもつことを上述で説明した。
ここで、第５図の構成では、ポリフェーズフィルタが
扱う計算量は、音声帯域全てをもとに計算するもので、
その計算量、その速度は改善されない。
扱う計算量は、音声帯域全てをもとに計算するもので、
その計算量、その速度は改善されない。
そこで、本発明の最良の実施例は、まびき処理（510
〜517）とフィルタ演算処理（500〜507）を入れ換える
ことにより、各フィルタで扱う計算量は、本例では、1/
16となり全体の計算量としては、第５図の構成のものよ
り1/16にでき、又、まびき処理を先に行なうことによ
り、計算速度も大巾（1/16）に落すことができるものと
なるものである。
〜517）とフィルタ演算処理（500〜507）を入れ換える
ことにより、各フィルタで扱う計算量は、本例では、1/
16となり全体の計算量としては、第５図の構成のものよ
り1/16にでき、又、まびき処理を先に行なうことによ
り、計算速度も大巾（1/16）に落すことができるものと
なるものである。
以下具体的実施例を説明する。
第９図は、第１図に示した本発明の原理図と実質的に
同一の回路構成を持つＴ−MUX技術を使ったスクランブ
ラ（Ｔ−MUXスクランブラと称する）の原理を示すブロ
ック図である。同図において、入力音声信号はサブバン
ド信号発生部１により、Ｎ個のサブバンド信号に分割さ
れる。このＮ個のサブバンド信号は入れ換えテーブル＃
1,＃2,…，＃Ｋに応じて入れ換えられる。入れ換えられ
たサブバンド信号は次いでサブバンド信号多重部３によ
り周波数多重信号に変換される。この結果、秘話化され
た音声出力が得られる。
同一の回路構成を持つＴ−MUX技術を使ったスクランブ
ラ（Ｔ−MUXスクランブラと称する）の原理を示すブロ
ック図である。同図において、入力音声信号はサブバン
ド信号発生部１により、Ｎ個のサブバンド信号に分割さ
れる。このＮ個のサブバンド信号は入れ換えテーブル＃
1,＃2,…，＃Ｋに応じて入れ換えられる。入れ換えられ
たサブバンド信号は次いでサブバンド信号多重部３によ
り周波数多重信号に変換される。この結果、秘話化され
た音声出力が得られる。
第10図は本発明の実施例による音声秘話装置の概略を
示すブロック図である。同図において、10はサブバンド
信号発生部で第１図のFDM−SSB変換器１に対応するも
の、20はサブバンド信号入換部で第１図のSSB信号入換
部２に対応するもの、30はサブバンド信号多重部で第１
図のSSB−FDM変換器３に対応するものである。
示すブロック図である。同図において、10はサブバンド
信号発生部で第１図のFDM−SSB変換器１に対応するも
の、20はサブバンド信号入換部で第１図のSSB信号入換
部２に対応するもの、30はサブバンド信号多重部で第１
図のSSB−FDM変換器３に対応するものである。
サブバンド信号発生部10は、分配装置（又は間引き装
置）101と、ポリフェーズフィルタ102−０〜102−（2n
−１）と、逆高速フーリエ変換器（IFFT）103とを備え
ている。
置）101と、ポリフェーズフィルタ102−０〜102−（2n
−１）と、逆高速フーリエ変換器（IFFT）103とを備え
ている。
サブバンド信号多重部30は、IFFT301と、ポリフェー
ズフィルタ302−０〜302−（2n−１）と、補間装置303
とを備えている。
ズフィルタ302−０〜302−（2n−１）と、補間装置303
とを備えている。
間引き装置101は、入力サンプリング信号の2n個のサ
ンプルX0,…,Xi,…及びX2n-1を、ポリフェーズフィルタ
102−（2n−１），…,102−1,及び102−０にそれぞれ、
周期的に分配する。従って、ポリフェーズフィルタ102
−0,102−1,…，及び102−（2n−１）の各々は、入力サ
ンプリング信号の1/2nである間引かれた信号を受け取る
ことになる。このまびきの順序は、ポリフェーズフィル
タの図示下方から上方に逆順に行われる。この間引きの
ことをデシメーションと称する。
ンプルX0,…,Xi,…及びX2n-1を、ポリフェーズフィルタ
102−（2n−１），…,102−1,及び102−０にそれぞれ、
周期的に分配する。従って、ポリフェーズフィルタ102
−0,102−1,…，及び102−（2n−１）の各々は、入力サ
ンプリング信号の1/2nである間引かれた信号を受け取る
ことになる。このまびきの順序は、ポリフェーズフィル
タの図示下方から上方に逆順に行われる。この間引きの
ことをデシメーションと称する。
ポリフェーズフィルタ102−0,102−1,…，及び102−
（2n−１）と、IFFT103とは、間引かれた2n個の出力信
号から、それぞれの周波数帯域を持つｎ個のサブバンド
信号列Y0′,Y1′，…及びYn′に変換する。
（2n−１）と、IFFT103とは、間引かれた2n個の出力信
号から、それぞれの周波数帯域を持つｎ個のサブバンド
信号列Y0′,Y1′，…及びYn′に変換する。
サブバンド信号入換部20は、この複素信号の周波数帯
域を入れ換える。ここでｎ個のサブバンド信号のうち音
声帯域に相当する（300KHz〜3.4KHz）成分が転置され、
それ以外は零値化される。
域を入れ換える。ここでｎ個のサブバンド信号のうち音
声帯域に相当する（300KHz〜3.4KHz）成分が転置され、
それ以外は零値化される。
サブバンド信号多重部30において、IFFT301とポリフ
ェーズフィルタ302−０〜302−（2n−１）とで、入れ換
えられたサブバンド信号からそれぞれの周波数帯域信号
を取り出す。
ェーズフィルタ302−０〜302−（2n−１）とで、入れ換
えられたサブバンド信号からそれぞれの周波数帯域信号
を取り出す。
補間装置303は、得られた各周波数帯域信号を合成す
る。
る。
入力サンプリング信号は間引き装置101により1/2nに
間引かれて2n個の低速サンプリング信号となる。サブバ
ンド信号発生部10の出力である複素信号の周波数帯域が
サブバンド信号入換部20において入れ換えられることに
より秘話化が行われ、サブバンド信号多重部30により入
れ換え後の各周波数帯域の信号が取り出され、合成され
る。
間引かれて2n個の低速サンプリング信号となる。サブバ
ンド信号発生部10の出力である複素信号の周波数帯域が
サブバンド信号入換部20において入れ換えられることに
より秘話化が行われ、サブバンド信号多重部30により入
れ換え後の各周波数帯域の信号が取り出され、合成され
る。
第11図は第10図に示した実施例をより具体化した本発
明の第一の実施例による音声秘話装置の構成を示すブロ
ック図である。本実施例では4KHz帯域を32分割、すなわ
ち音声帯域は25分割する例を示している。
明の第一の実施例による音声秘話装置の構成を示すブロ
ック図である。本実施例では4KHz帯域を32分割、すなわ
ち音声帯域は25分割する例を示している。
第11図において、デシメーション部110は間引き装置1
01に相当するもので、8KHzの入力音声信号のサンプリン
グ系列を間引くもの、111−１〜111−63はデシメーショ
ン部110から出力されたサンプリング系列を遅延させて
フィルタの入力段で信号列を一致させる遅延素子Z-1〜Z
63、112−０〜112−63は音声帯域から小帯域を切り出す
ためのポリフェーズフィルタ（H0〜H63）で第10図の102
−０〜102−（2n−１）に相当するもの、113は64点逆高
速フーリエ変換器でフィルタの周波数特性を変化するた
めに利用され第10図の103に相当するもの、114は245点
転置部で第10図の20に相当するもの、115は64点逆高速
フーリエ変換器で第10図の301に相当するもの、116−０
〜116−63はポリフェーズフィルタ（H0〜H63）、117−
１〜117−63は遅延素子（Z-1〜Z63）、118は秘話出力を
合成するインターリーブ部で第10図の303に相当するも
のである。
01に相当するもので、8KHzの入力音声信号のサンプリン
グ系列を間引くもの、111−１〜111−63はデシメーショ
ン部110から出力されたサンプリング系列を遅延させて
フィルタの入力段で信号列を一致させる遅延素子Z-1〜Z
63、112−０〜112−63は音声帯域から小帯域を切り出す
ためのポリフェーズフィルタ（H0〜H63）で第10図の102
−０〜102−（2n−１）に相当するもの、113は64点逆高
速フーリエ変換器でフィルタの周波数特性を変化するた
めに利用され第10図の103に相当するもの、114は245点
転置部で第10図の20に相当するもの、115は64点逆高速
フーリエ変換器で第10図の301に相当するもの、116−０
〜116−63はポリフェーズフィルタ（H0〜H63）、117−
１〜117−63は遅延素子（Z-1〜Z63）、118は秘話出力を
合成するインターリーブ部で第10図の303に相当するも
のである。
第11図の装置の動作を第12図の波形図によって説明す
る。
る。
デシメーション部110に入力される音声信号は、ナイ
キストのサンプリング定理により音声帯域の２倍の周波
数8KHzでサンプリングされた信号である。このサンプリ
ング列は、第12図（１）に示されるような周波数配置と
なっている。音声帯域を本実施例では32のサブバンド０
〜31に分割して考える。
キストのサンプリング定理により音声帯域の２倍の周波
数8KHzでサンプリングされた信号である。このサンプリ
ング列は、第12図（１）に示されるような周波数配置と
なっている。音声帯域を本実施例では32のサブバンド０
〜31に分割して考える。
装置内部の信号処理速度を入力音声信号のサンプリン
グ周波数8KHzと同じにしたのでは、信号処理量が膨大な
ものとなるので、デシメーション部110により8KHzの入
力サンプリング信号を125KHzの64個の低速サンプリング
信号に変換する。この操作をデシメーション（間引き）
という。入力サンプリング信号の取り込み順序は逆順で
ある。すなわち、第１番目のサンプリング信号は遅延素
子（Z63）111−63に、第２番目のサンプリング信号は遅
延素子（Z62）111−62に、…、第62番目のサンプリング
信号は遅延素子（Z-2）111−２に、第63番目のサンプリ
ング信号は遅延素子（Z-1）111−１に、第64番目のサン
プリング信号は遅延素子を介さないで直接ポリフェーズ
フィルタ（H0）112−０に与え、第65番目のサンプリン
グ信号は再び遅延素子（Z-63）111−63に与える。遅延
素子（Z-1）111−１〜（Z-63）111−63は、それぞれ入
力された低速サンプリング信号を遅延させて、ポリフェ
ーズフィルタ（H0）112−０に入力されるサンプリング
信号の時間を合わせるものである。
グ周波数8KHzと同じにしたのでは、信号処理量が膨大な
ものとなるので、デシメーション部110により8KHzの入
力サンプリング信号を125KHzの64個の低速サンプリング
信号に変換する。この操作をデシメーション（間引き）
という。入力サンプリング信号の取り込み順序は逆順で
ある。すなわち、第１番目のサンプリング信号は遅延素
子（Z63）111−63に、第２番目のサンプリング信号は遅
延素子（Z62）111−62に、…、第62番目のサンプリング
信号は遅延素子（Z-2）111−２に、第63番目のサンプリ
ング信号は遅延素子（Z-1）111−１に、第64番目のサン
プリング信号は遅延素子を介さないで直接ポリフェーズ
フィルタ（H0）112−０に与え、第65番目のサンプリン
グ信号は再び遅延素子（Z-63）111−63に与える。遅延
素子（Z-1）111−１〜（Z-63）111−63は、それぞれ入
力された低速サンプリング信号を遅延させて、ポリフェ
ーズフィルタ（H0）112−０に入力されるサンプリング
信号の時間を合わせるものである。
ポリフェーズフィルタ（H0）112−０〜（Z63）112−6
3と64点逆高速フーリエ変換器（IFFT）113とにより、上
記低速サンプリング信号を処理すると、IFFT113の出力
には、第12図（２）に示される様な周波数配置の複素信
号ch1〜ch31が得られる。ここで、ポリフェーズフィル
タ（H0）112−０〜（Z63）112−63は音声帯域を切り出
すためのものであり、IFFT113はフィルタの周波数特性
を変える働きをする。IFFT113の出力には、０〜8KHzの
帯域の64個のサブバンドの複素信号が得られるが、音声
帯域に相当する300Hz〜3.4KHzの帯域以外は不要なのでc
h1〜ch2とch28〜ch31は零値化し、ch3〜ch27の25点の複
素信号のみを転値部114において転値する。これら25点
の複素信号は、第12図（３）の300Hz〜3.4KHzの周波数
帯域に配置されている。
3と64点逆高速フーリエ変換器（IFFT）113とにより、上
記低速サンプリング信号を処理すると、IFFT113の出力
には、第12図（２）に示される様な周波数配置の複素信
号ch1〜ch31が得られる。ここで、ポリフェーズフィル
タ（H0）112−０〜（Z63）112−63は音声帯域を切り出
すためのものであり、IFFT113はフィルタの周波数特性
を変える働きをする。IFFT113の出力には、０〜8KHzの
帯域の64個のサブバンドの複素信号が得られるが、音声
帯域に相当する300Hz〜3.4KHzの帯域以外は不要なのでc
h1〜ch2とch28〜ch31は零値化し、ch3〜ch27の25点の複
素信号のみを転値部114において転値する。これら25点
の複素信号は、第12図（３）の300Hz〜3.4KHzの周波数
帯域に配置されている。
転置された複素信号はIFFT115に入力される。IFFT115
の残りの入力には“0"が入力される。
の残りの入力には“0"が入力される。
IFFT115、ポリフェーズフィルタ116−０〜116−63、
遅延素子117−１〜117−63により、転置部114の前段に
おけるのと逆の処理がなされ、インターリーブ部118か
ら各サブバンドの信号を正順に出力することにより、第
12図（４）に示す秘話出力が多重合成信号として得られ
る。
遅延素子117−１〜117−63により、転置部114の前段に
おけるのと逆の処理がなされ、インターリーブ部118か
ら各サブバンドの信号を正順に出力することにより、第
12図（４）に示す秘話出力が多重合成信号として得られ
る。
デシメーション部110により8KHzのサンプリング信号
を125Hzの低速サンプリング信号に変換した後に、ディ
ジタル信号処理を行うので、装置内部の各ユニットの信
号処理量は少なくて済む。
を125Hzの低速サンプリング信号に変換した後に、ディ
ジタル信号処理を行うので、装置内部の各ユニットの信
号処理量は少なくて済む。
第13図はデシメーション部の機能の説明図である。同
図においては、サンプリング速度を1/4に落す例が示さ
れている。入力サンプル列，，…が時間間隔Ｔで
順次到着するとき、デシメーション部は入力サンプル列
，，…を第１のチャネルに引渡し、入力サンプル列
，，…を第２のチャネルに引渡す。この結果、各チ
ャネルのサンプル列は周期4Tとなり、速度は1/4にな
る。
図においては、サンプリング速度を1/4に落す例が示さ
れている。入力サンプル列，，…が時間間隔Ｔで
順次到着するとき、デシメーション部は入力サンプル列
，，…を第１のチャネルに引渡し、入力サンプル列
，，…を第２のチャネルに引渡す。この結果、各チ
ャネルのサンプル列は周期4Tとなり、速度は1/4にな
る。
第11図において、転置部114における秘話化のための
サブバンド変換キィーは固定である必要はない。
サブバンド変換キィーは固定である必要はない。
第14図は転置図における変換キィーを時間的に変換さ
せる手段を付加した、本発明の第二の実施例による音声
秘話装置を示すブロック図である。同図において、転置
部114aは、制御部141による制御を受ける。制御部141に
は、タイマー142、乱数発生部143、及び転置テーブル14
4が接続されている。他の構成は第11図と同様である。
せる手段を付加した、本発明の第二の実施例による音声
秘話装置を示すブロック図である。同図において、転置
部114aは、制御部141による制御を受ける。制御部141に
は、タイマー142、乱数発生部143、及び転置テーブル14
4が接続されている。他の構成は第11図と同様である。
第15図は第14図における制御部141の動作を説明する
フローチャートである。第14図及び第15図において、ス
テップ151でタイマー142にトリガーを発生させるための
ある一定時間間隔を設定し、ステップ152にてタイマー1
42からの割り込みによるトリガーの有無を検出する。ト
リガーがあれば、一定時間が経過したと判断してステッ
プ152にてテーブルを変更するか否かを判断する。テー
ブルの変更はタイマー142による時間間隔の整数倍の時
間で行う。テーブルの変更の場合はステップ154に進
み、変更しない場合はステップ156に進む。ステップ154
においては、転置テーブル144のアドレスルックアップ
のための乱数を乱数発生部143から受け取る。次いでス
テップ155にて、受け取った乱数アドレスとして転置テ
ーブル144をアクセスし、転置データをロードする。次
いでステップ156にて、転置データをキィーとして周波
数帯域（サブバンド）の転置を行う。
フローチャートである。第14図及び第15図において、ス
テップ151でタイマー142にトリガーを発生させるための
ある一定時間間隔を設定し、ステップ152にてタイマー1
42からの割り込みによるトリガーの有無を検出する。ト
リガーがあれば、一定時間が経過したと判断してステッ
プ152にてテーブルを変更するか否かを判断する。テー
ブルの変更はタイマー142による時間間隔の整数倍の時
間で行う。テーブルの変更の場合はステップ154に進
み、変更しない場合はステップ156に進む。ステップ154
においては、転置テーブル144のアドレスルックアップ
のための乱数を乱数発生部143から受け取る。次いでス
テップ155にて、受け取った乱数アドレスとして転置テ
ーブル144をアクセスし、転置データをロードする。次
いでステップ156にて、転置データをキィーとして周波
数帯域（サブバンド）の転置を行う。
第16図は第15図のステップ154〜156の動作の一例の説
明図である。
明図である。
同図において、乱数発生部143が乱数32を発生する
と、これをアドレスとして転置テーブル144の内容“254
13"を制御部141にロードして、これをキィーにして、転
置部114aに入力されたデータ“12345"を“25413"に変換
する。
と、これをアドレスとして転置テーブル144の内容“254
13"を制御部141にロードして、これをキィーにして、転
置部114aに入力されたデータ“12345"を“25413"に変換
する。
尚、第16図において、FDM−SSB変換部161及びSSB−FD
M変換部162は、第13図の装置における転置部114の前段
及び後段に相当する。
M変換部162は、第13図の装置における転置部114の前段
及び後段に相当する。
第17図は、第15図の手法により、同一の音声入力信号
に対して秘話化信号が時間の経過にしたがって変化する
様子を示す図である。
に対して秘話化信号が時間の経過にしたがって変化する
様子を示す図である。
同図の上段は送信側、下段は受信側を示している。送
信側においては、音声入力信号のサブバンド列“12345"
に対して、暗号化された秘話出力のサブバンド列は“31
254",“53412",“35214",“43251",“54231"、といった
具合に時間と共に変化している。受信側においては、秘
話入力を送信側における暗号化と逆の復号化により、元
の音声が復号出力として得られる。
信側においては、音声入力信号のサブバンド列“12345"
に対して、暗号化された秘話出力のサブバンド列は“31
254",“53412",“35214",“43251",“54231"、といった
具合に時間と共に変化している。受信側においては、秘
話入力を送信側における暗号化と逆の復号化により、元
の音声が復号出力として得られる。
第18図は本発明の第三の実施例による音声秘話装置を
示すブロック図であり、この実施例により秘話化された
音声信号のパワー包絡線を一定にして秘話強度の向上が
達成される。同図において、転置部114bは、制御部181
による制御を受ける。制御部181にはパワー計算部182及
びタイマー183が接続される。他の構成は第11図と同様
である。パワー計算部182は、ポリフェーズ処理された
音声の各チャネル信号の全体パワーを計算する。制御部
181は、パワー計算部182が計算した音声パワーに応じた
信号レベルを発生し、全体パワーが一定になる様に、例
えば音声帯域のうち音声スペクトラム成分の比較的少な
い領域である1.8K〜2.3KHz帯域にダミー信号を挿入す
る。受信後ではこれらのダミー信号を削除することによ
り、元の信号が復号される。
示すブロック図であり、この実施例により秘話化された
音声信号のパワー包絡線を一定にして秘話強度の向上が
達成される。同図において、転置部114bは、制御部181
による制御を受ける。制御部181にはパワー計算部182及
びタイマー183が接続される。他の構成は第11図と同様
である。パワー計算部182は、ポリフェーズ処理された
音声の各チャネル信号の全体パワーを計算する。制御部
181は、パワー計算部182が計算した音声パワーに応じた
信号レベルを発生し、全体パワーが一定になる様に、例
えば音声帯域のうち音声スペクトラム成分の比較的少な
い領域である1.8K〜2.3KHz帯域にダミー信号を挿入す
る。受信後ではこれらのダミー信号を削除することによ
り、元の信号が復号される。
第19図はパワー計算部182におけるパワー計算の方法
を示す図である。同図において、音声帯域の周波数スペ
クトルは、実数部Riと虚数部Iiとで表わされる。転置部
114bにおいて、25点転置を行うものとすれば、ｉは１か
ら25まである。このなかで、例えば1.8KHz〜2.3KHzの範
囲の周波数スペクトルR13〜R16及びI13〜I16を零値化
し、次いでこの範囲にダミースペクトルを挿入する。ダ
ミースペクトル挿入前の音声のパワーPvは である。ダミースペクトルのパワーPdはPd＝Pc−Pvとな
るように計算される。ただしPcは一定値である。即ち、
ダミースペクトルの挿入によりパワーの定包絡化を図
る。一例として となる様なダミー信号を挿入する。
を示す図である。同図において、音声帯域の周波数スペ
クトルは、実数部Riと虚数部Iiとで表わされる。転置部
114bにおいて、25点転置を行うものとすれば、ｉは１か
ら25まである。このなかで、例えば1.8KHz〜2.3KHzの範
囲の周波数スペクトルR13〜R16及びI13〜I16を零値化
し、次いでこの範囲にダミースペクトルを挿入する。ダ
ミースペクトル挿入前の音声のパワーPvは である。ダミースペクトルのパワーPdはPd＝Pc−Pvとな
るように計算される。ただしPcは一定値である。即ち、
ダミースペクトルの挿入によりパワーの定包絡化を図
る。一例として となる様なダミー信号を挿入する。
第20図はダミースペクトルの挿入削除方法を示す図で
ある。同図において、元の音声帯域（１）の1.8KHz〜2.
3KHzを零置化してその範囲にダミースペクトルを挿入し
（２）、次いで転置部114a（第18図）におけるサブバン
ドのスペクトルの入れ換えが行われて秘話出力信号とし
て送信される（３）。受信側では受信信号のスペクトル
を逆転置し（４）、次いでダミースペクトルの帯域1.8K
Hz〜2.3KHzの零置化する。こうして、元の音声帯域の周
波数スペクトルのほぼすべてが復号信号として再生され
る。零置化した部分があるために、再生音は必ずしも原
音に忠実ではないが、聴き取りは充分に可能である。
ある。同図において、元の音声帯域（１）の1.8KHz〜2.
3KHzを零置化してその範囲にダミースペクトルを挿入し
（２）、次いで転置部114a（第18図）におけるサブバン
ドのスペクトルの入れ換えが行われて秘話出力信号とし
て送信される（３）。受信側では受信信号のスペクトル
を逆転置し（４）、次いでダミースペクトルの帯域1.8K
Hz〜2.3KHzの零置化する。こうして、元の音声帯域の周
波数スペクトルのほぼすべてが復号信号として再生され
る。零置化した部分があるために、再生音は必ずしも原
音に忠実ではないが、聴き取りは充分に可能である。
第14図に示した第二の実施例と、第18図に示した第三
の実施例とを組み合わせれば、秘話強度は更に向上す
る。
の実施例とを組み合わせれば、秘話強度は更に向上す
る。
第21図は第15図のフローチャートに、第三の実施例に
よるパワースペクトルの定包絡化のステップを取り込ん
だフローチャートである。第21図のステップ211〜218
中、第15図と異なるステップは、ステップ213及び214が
追加されていることだけである。ステップ213における
信号パワーの計算では、ダミー帯域を零値化し、全体の
パワー計算を行う。この計算方法には、以下に述べる各
種の方法がある。
よるパワースペクトルの定包絡化のステップを取り込ん
だフローチャートである。第21図のステップ211〜218
中、第15図と異なるステップは、ステップ213及び214が
追加されていることだけである。ステップ213における
信号パワーの計算では、ダミー帯域を零値化し、全体の
パワー計算を行う。この計算方法には、以下に述べる各
種の方法がある。
第22図はダミースペクトルの種類を示す図である。第
22図（１）では、すべてのダミースペクトルの実数部及
び虚数部を一定した例である。即ち、R13＝R14＝R15＝R
16＝Ｒとし、I13＝I14＝I15＝I16＝Ｉとする。この場合
は、ダミースペクトルのすべての周波数で振幅が一定な
ので、秘話強度は比較的小さい。
22図（１）では、すべてのダミースペクトルの実数部及
び虚数部を一定した例である。即ち、R13＝R14＝R15＝R
16＝Ｒとし、I13＝I14＝I15＝I16＝Ｉとする。この場合
は、ダミースペクトルのすべての周波数で振幅が一定な
ので、秘話強度は比較的小さい。
第22図（２）では、ダミースペクトルパワーが全体で
一定となるようにした例である。即ち、 を一定にする方式である。Ri,Iiは、上式を満足するよ
うに乱数発生器にて発生させる。
一定となるようにした例である。即ち、 を一定にする方式である。Ri,Iiは、上式を満足するよ
うに乱数発生器にて発生させる。
第22図（３）では、Pd＞Pd′となる範囲でRi,Iiを発
生する方式である。即ち、上記２方式におけるダミース
ペクトルの一定値のパワーPdより小さいパワーPd′でダ
ミースペクトルを発生させる。したがって、Pd′＝ である。
生する方式である。即ち、上記２方式におけるダミース
ペクトルの一定値のパワーPdより小さいパワーPd′でダ
ミースペクトルを発生させる。したがって、Pd′＝ である。
第23図は第22図（１）の方法におけるパワー計算方式
を示すフローチャートである。
を示すフローチャートである。
同図において、ステップ231でダミー帯域のスペクト
ルの実数部R13〜R16及び虚数部I13〜I16を零値化する。
次いでステップ232で帯域０〜25の全体の音声パワーPv
を計算する。
ルの実数部R13〜R16及び虚数部I13〜I16を零値化する。
次いでステップ232で帯域０〜25の全体の音声パワーPv
を計算する。
である。次にステップ233にて、各ダミースペクトルの
値を計算する。この場合、Pc,Pvを一定とすれば各ダミ
ースペクトルのRi,Iiは一定となる。即ち、Ri＝ である。
値を計算する。この場合、Pc,Pvを一定とすれば各ダミ
ースペクトルのRi,Iiは一定となる。即ち、Ri＝ である。
第24図は第22図（２）の方法におけるパワー計算方法
を示すフローチャートである。同図において、ステップ
241,242は第23図のステップ231,232と同様である。ステ
ップ243では、０〜1.0までの乱数を例えば３回発生す
る。Pd＝P13＋P14＋P15＋P16とするとき（Pd＝Pc−
Pv）、１回目の乱数を（P13＋P14）：（P15＋P16）と
し、２回目の乱数をP13:P14とし、３回目の乱数をP15:P
16とする。この乱数に基づいて、ステップ264にて各ダ
ミースペクトルのパワーP13,P14,P15,P16が計算され
る。ステップ245では、０〜1.0までの乱数を４回発生す
る。
を示すフローチャートである。同図において、ステップ
241,242は第23図のステップ231,232と同様である。ステ
ップ243では、０〜1.0までの乱数を例えば３回発生す
る。Pd＝P13＋P14＋P15＋P16とするとき（Pd＝Pc−
Pv）、１回目の乱数を（P13＋P14）：（P15＋P16）と
し、２回目の乱数をP13:P14とし、３回目の乱数をP15:P
16とする。この乱数に基づいて、ステップ264にて各ダ
ミースペクトルのパワーP13,P14,P15,P16が計算され
る。ステップ245では、０〜1.0までの乱数を４回発生す
る。
とするとき、１回目の乱数をR13:I13とし、、２回目の
乱数をR14:I14とし、３回目の乱数をR15:I15とし、４回
目を乱数をR16:I16とする。この乱数に基づいてステッ
プ246においてR13〜R16,I13〜I16を決定する。
乱数をR14:I14とし、３回目の乱数をR15:I15とし、４回
目を乱数をR16:I16とする。この乱数に基づいてステッ
プ246においてR13〜R16,I13〜I16を決定する。
第25図は第22図（３）の方法におけるパワー計算方法
を示すフローチャートである。同図において、ステップ
251,252は第23図のステップ231,232と同様である。ステ
ップ253では乱数を８回発生する。ステップ254では各乱
数値をR13〜R16,I13〜I16のいずれかとして、R13〜R16,
I13〜I16を決定する。ステップ275では を計算し、Pd≦Pc−Pvとなるかどうか判断する。この条
件が満たされるとダミースペクトル挿入を行う。
を示すフローチャートである。同図において、ステップ
251,252は第23図のステップ231,232と同様である。ステ
ップ253では乱数を８回発生する。ステップ254では各乱
数値をR13〜R16,I13〜I16のいずれかとして、R13〜R16,
I13〜I16を決定する。ステップ275では を計算し、Pd≦Pc−Pvとなるかどうか判断する。この条
件が満たされるとダミースペクトル挿入を行う。
本発明は前述の実施例には限定されない。
本発明はTMUXにヒントを得てなされたものであるが、
TMUX方式はその複素信号化方式によっていくつかに分類
できる。即ち、4KHzサンプリングでのα，βの２つの型
に分類でき、8KHzでα，β，γ，δの４つの型に分類さ
れる。したがって、現在までのところ、第26図に示す６
種類の代表例がある。前述の実施例で適用したBellange
rのアルゴリズムは、4KHzサンプリングのα型とよばれ
るTMUX方式の１つである。この4KHzサンプリングのα型
TMUXは、8KHzサンプリングの実信号から複素信号を得る
ためにWeaver変調又はHart−ley変調を行う。たとえ
ば、8KHzサンプルを1/2に間引いてWeaver変調（α型）
を行うことにより、Bellagerの4KHzサンプルα型のSSB
複素信号の周波数配置を得ることができる。各種TMUX方
式による利点及び欠点が第26図に示されている。これら
のTMUXの中で、計算量が比較的少なく、構成が簡単な方
式であるBellangerの4KHzサンプルα型を、本発明の実
施例に採用したが、4KHzβ型、8KHzα，β，γ，δ型
等、他の型式のTMUXに基づいて本発明による音声秘話装
置を構成することも可能である。
TMUX方式はその複素信号化方式によっていくつかに分類
できる。即ち、4KHzサンプリングでのα，βの２つの型
に分類でき、8KHzでα，β，γ，δの４つの型に分類さ
れる。したがって、現在までのところ、第26図に示す６
種類の代表例がある。前述の実施例で適用したBellange
rのアルゴリズムは、4KHzサンプリングのα型とよばれ
るTMUX方式の１つである。この4KHzサンプリングのα型
TMUXは、8KHzサンプリングの実信号から複素信号を得る
ためにWeaver変調又はHart−ley変調を行う。たとえ
ば、8KHzサンプルを1/2に間引いてWeaver変調（α型）
を行うことにより、Bellagerの4KHzサンプルα型のSSB
複素信号の周波数配置を得ることができる。各種TMUX方
式による利点及び欠点が第26図に示されている。これら
のTMUXの中で、計算量が比較的少なく、構成が簡単な方
式であるBellangerの4KHzサンプルα型を、本発明の実
施例に採用したが、4KHzβ型、8KHzα，β，γ，δ型
等、他の型式のTMUXに基づいて本発明による音声秘話装
置を構成することも可能である。
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、入
力サンプリング信号を低速のサンプリング信号に間引し
た後にディジタル信号処理をし、かつ、音声帯域の一部
を削除して所定のパワーを挿入した後スクランブルする
ようにしたので、高い秘話性を必要とするために帯域分
割数を増加させ、ディジタルフィルタの個数を増す場合
にも、各ディジタルフィルタの次数を小さけでき、取り
扱う信号の計算量を増大させることのない音声秘話装置
を提供できる。
力サンプリング信号を低速のサンプリング信号に間引し
た後にディジタル信号処理をし、かつ、音声帯域の一部
を削除して所定のパワーを挿入した後スクランブルする
ようにしたので、高い秘話性を必要とするために帯域分
割数を増加させ、ディジタルフィルタの個数を増す場合
にも、各ディジタルフィルタの次数を小さけでき、取り
扱う信号の計算量を増大させることのない音声秘話装置
を提供できる。
第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の背景を説明する周波数分割置換方式を
示す図、 第３図は本発明に適用されるトランスマルチプレクサの
技術を説明するブロック図、 第４図は本発明の発想の原点となった装置のブロック
図、 第５図は第１図の装置の構成例のブロック図、 第６図は第５図の装置の各部の周波数スペクトラム及び
フィルタの周波数特性を示すグラフ、 第７図は入れ換え動作を説明する図、 第８図はTDM−FDM変換器の構成例を示すブロック図、 第９図はＴ−MUXスルランブラの原理を示すブロック
図、 第10図は本発明の実施例を示すブロック図、 第11図は第10図の実施例をより具体化した本発明の第一
の実施例を示すブロック図、 第12図は第11図の装置の動作を説明する波形図、 第13図はデシメーション部の機能の説明図、 第14図は本発明の第二の実施例を示すブロック図、 第15図は第14図における制御部の動作を説明するフロー
チャート、 第16図は第15図のステップ154〜156の動作の一例の説明
図、 第17図は第15図の方法により、同一の音声入力信号に対
して秘話化信号が時間の経過にしたがって変化する様子
を示す図、 第18図は本発明の第三の実施例を示すブロック図、 第19図は第18図におけるパワー計算部の動作を説明する
フローチャート、 第20図はダミースペクトルの挿入削除方法を示す図、 第21図は第15図のフローチャートに、第三実施例による
パワースペクトルの定包絡化のステップを取り込んだフ
ローチャート、 第22図はダミースペクトルの種類を示す図、 第23図は第22図（１）の方法におけるパワー計算方法を
示すフローチャート、 第24図は第22図（２）の方法におけるパワー計算方法を
示すフローチャート、 第25図は第22図（３）の方法におけるパワー計算方法を
示すフローチャート、 第26図は複素信号化処理の変形例を示す図、 第27図は従来の周波数分割スクランブラを示すブロック
図、 第28図は第３図の従来例の動作説明図である。 図において、 １……FDM−SSB変換器、 ２……SSB信号入換部、 ３……SSB−FDM変換器、 10……サブバンド信号発生部、 20……サブバンド信号入換部、 30……サブバンド信号多重部である。
示す図、 第３図は本発明に適用されるトランスマルチプレクサの
技術を説明するブロック図、 第４図は本発明の発想の原点となった装置のブロック
図、 第５図は第１図の装置の構成例のブロック図、 第６図は第５図の装置の各部の周波数スペクトラム及び
フィルタの周波数特性を示すグラフ、 第７図は入れ換え動作を説明する図、 第８図はTDM−FDM変換器の構成例を示すブロック図、 第９図はＴ−MUXスルランブラの原理を示すブロック
図、 第10図は本発明の実施例を示すブロック図、 第11図は第10図の実施例をより具体化した本発明の第一
の実施例を示すブロック図、 第12図は第11図の装置の動作を説明する波形図、 第13図はデシメーション部の機能の説明図、 第14図は本発明の第二の実施例を示すブロック図、 第15図は第14図における制御部の動作を説明するフロー
チャート、 第16図は第15図のステップ154〜156の動作の一例の説明
図、 第17図は第15図の方法により、同一の音声入力信号に対
して秘話化信号が時間の経過にしたがって変化する様子
を示す図、 第18図は本発明の第三の実施例を示すブロック図、 第19図は第18図におけるパワー計算部の動作を説明する
フローチャート、 第20図はダミースペクトルの挿入削除方法を示す図、 第21図は第15図のフローチャートに、第三実施例による
パワースペクトルの定包絡化のステップを取り込んだフ
ローチャート、 第22図はダミースペクトルの種類を示す図、 第23図は第22図（１）の方法におけるパワー計算方法を
示すフローチャート、 第24図は第22図（２）の方法におけるパワー計算方法を
示すフローチャート、 第25図は第22図（３）の方法におけるパワー計算方法を
示すフローチャート、 第26図は複素信号化処理の変形例を示す図、 第27図は従来の周波数分割スクランブラを示すブロック
図、 第28図は第３図の従来例の動作説明図である。 図において、 １……FDM−SSB変換器、 ２……SSB信号入換部、 ３……SSB−FDM変換器、 10……サブバンド信号発生部、 20……サブバンド信号入換部、 30……サブバンド信号多重部である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 秋山 良太 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 鳥居 直哉 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 昭59−125134（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−124637（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−16639（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−220519（ＪＰ，Ａ) ＦＵＪＩＴＳＵ Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｔ ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｊｏｕｒｎａｌ Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ’86，Ｐ．331−42 ＩＥＥ Ｃｏｎｆｅｒｅｕｃｅ Ｐｕ ｂｌｉｃａｔｉｏｎ （Ｉｕｓｔｉｔｕ ｔｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇ ｉｎｅｅｒｉｎｇ），1984，Ｎｏ．235, Ｐ．142−146 Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎ ｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉ ｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎ ａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ＩＣＡＳ ＳＰ86，Ｐ．2555−８
Claims (4)
- 【請求項１】音声帯域を含む所定の周波数帯域の信号を
ｎ分割して置換し秘話化する音声秘話装置において、 アナログ音声信号をディジタル信号処理して得られた入
力ディジタル信号列を順に1/2nに間引く間引き手段と、 前記間引き手段により間引かれた前記1/2n間引きに対応
する2n個の出力信号を、ｎ個の周波数帯域を持つ複素サ
ブバンド信号に変換し出力する、ポリフェーズフィルタ
及び高速フーリエ変換部を含む複素サブバンド信号出力
手段と、 前記複素サブバンド信号出力信号から出力された前記複
素サブバンド信号の周波数帯域の順序を入れ換える転置
手段と、 前記転置手段により入れ換えられた各複素サブバンド信
号の各周波数帯域における周波数帯域信号を取り出し各
周波数帯域信号を多重合成するための、逆高速フーリエ
変換部とポリフェーズフィルタと補間手段とを有する周
波数帯域信号合成手段と、 を具備することを特徴とする音声秘話装置。 - 【請求項２】前記転置手段における周波数帯域の入れ換
えを制御する制御手段と、 所定時間毎に発生される乱数を用いて各周波数帯域が転
置後に重複しないように構成した転置キーを記憶するキ
ーテーブルとをさらに備え、 前記乱数をアドレスとして前記キーテーブルから前記転
置キーを読み出し、前記制御手段において周波数帯域の
入れ換え制御を行う請求項１に記載の音声秘話装置。 - 【請求項３】前記転置手段に入力される複素サブバンド
信号中の所定の周波数帯域に、音声スペクトルとのパワ
ーの合計値が一定になるように、各帯域で一定値のダミ
ースペクトルを挿入する手段をさらに備えた請求項１に
記載の音声秘話装置。 - 【請求項４】前記周波数帯域合成手段において、軸対称
で構成される複素サブバンド信号の対称軸に対して一方
の帯域分である半分をゼロ値化し、他の帯域分のみを転
置処理して前記周波数帯域信号を多重合成する請求項１
に記載の音声秘話装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62-138732 | 1987-06-02 | ||
| JP13873287 | 1987-06-02 | ||
| JP63-22895 | 1988-02-04 | ||
| JP2289588 | 1988-02-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01302931A JPH01302931A (ja) | 1989-12-06 |
| JP2653830B2 true JP2653830B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=26360188
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63134524A Expired - Lifetime JP2653830B2 (ja) | 1987-06-02 | 1988-06-02 | 音声秘話装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4959863A (ja) |
| EP (1) | EP0293866A3 (ja) |
| JP (1) | JP2653830B2 (ja) |
| KR (1) | KR910004405B1 (ja) |
| AU (1) | AU597177B2 (ja) |
| CA (1) | CA1288182C (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3252706B2 (ja) * | 1995-07-21 | 2002-02-04 | ソニー株式会社 | 映像信号再生方法及び装置、並びに信号伝送方法及び装置 |
| TW321810B (ja) * | 1995-10-26 | 1997-12-01 | Sony Co Ltd | |
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