JPH01302931A - 音声秘話装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 アナログ音声信号をディジクル信号処理して周波数分割
置換する音声秘話装置に関し、少ない信号処理量で帯域
分割数を多くとることができるディジタル信号処理によ
る音声秘話装置を提供することを目的とし、 アナログ音声信号をディジタル信号処理して得られたデ
ィジタルサンプルを周波数帯域分割置換することにより
アナログ音声信号を秘話化する音声秘話装置において、 ディジタルサンプルを、音声スペクトルを複数の分割さ
れた周波数の多重化された信号とみなし、その周波数多
重信号を複数の周波数帯域に分割して周波数帯域のサブ
バンド信号を得るサブバンド信号発生手段と、サブバン
ド信号発生手段により得られたサブバンド信号の順序を
入れ換えるサブバンド信号入れ換え手段と、入れ換えら
れたサブバンド信号を多重化するサブバンド信号多重化
手段とを具備するように構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明はアナログ音声信号を秘話化する音声秘話装置に
係り、特に、アナログ音声をディジクル信号処理し周波
数帯域分割置換して秘話化する音声秘話装置に関する。

即ち、本発明は通信秘話装置に関し、特にその中で、入
力サンプリング信号をまびき処理により低速化されたサ
ンプリング信号にし、次いでそののに関する。

アナログスクランブルの技術は会話のプライバシーを確
保するために多年にわたり利用されて来ている。

今日、この技術は、アナログ電話機や自動車無線システ
ム等のアナログチャネルを使用する音声通話システムに
おいて広く用いられている。これらの音声通話システム
においては、秘話化される音声の帯域は広がってはなら
ない。

これら多くのスクランブル技術は、簡単な秘話方式であ
り、秘話強度については満足できるものではない。また
、高い秘話性を追求すればする程、回線特性等の影響を
受は易く、復号音声品質における劣化は著しい。

復号品質を向上させるためには、装置規模、価格ともに
増大するといった傾向がある。

〔従来の技術〕

そこで、現在用いられている音声秘話装置においては、
入力アナログ信号にＡ／Ｄ変換を施し、次いでディジタ
ルフイルタノ＼ンクを用いて周波数分割置換を行ってい
る。

従来の音声秘話装置及びそこにおける問題点を第２図、
第２７図および第２８図によって説明する。

第２図は本発明の詳細な説明する周波数分割置換方式を
示す図である。同図において、スフランブラ側では、４
．ＫＨｚの音声帯域と各サブバンドの順序１〜５が任意
に入れ換えられる。次いで、これらのサブバンドは合成
され、秘話化音声として出力される。受信側では、スク
ランブラ側と逆の処理を行う。この処理において、スク
ランブラ側のキイーとは逆のキイーに基づいて入れ換え
がなされる。このキイーは送信側と受信側の間で予め取
決めされる。チャネル上の秘話化された音声は以下の特
徴を持たなければならない。

（１）音声帯域が広がらないこと。

（２）サブバンドをランダムに入れ換えるとき、これら
のスペクトルが均一に分配されること。

（３）音声の発音包絡線が保持されること。

（４）スクランブルの秘話強度はサブバンドの数の増大
に伴なって強くなること。

従来の帯域分割式スクランブラはその帯域分割法によっ
て特徴づけられ、次の２つに分類される：（ａ）ディジ
タルフィルタパンクにより音声信号をザブバンドに分割
し、サブバンドを入れ換える方式。

（ｂ）高速フーリエ変換器ＣＦＦＴ）を用いて音声帯域
を信号スペクトル係数に分解する方式、女チ上記（ａ）
の方式では、例えばデスクトップ装置で利用できる程度
の適当な装置を考えた場合、音声帯域をせいぜい１０分
割程度しか望めない。

上記（ｂ）の方式では、ＦＦＴの使用により帯域を多く
の小さなセグメントに分割できるが、復号された音声は
回線特性、特に群遅延特性の影響を大きく受け、ＦＦＴ
のフレームノイズのために聴覚上不快な音質となる。更
に、わずか１サンプル程度のフレーム同期エラーでも復
号音声品質は極度に悪化する。これらを防止するために
、高価なチャネル等酒器や同期回路の使用が必要となる
ので、装置の寸法が大きくなり価格が高くなるといった
問題点があった。

第２７図は、上述のディジタルフィルタパンクによる従
来の周波数分割スクランブラで音声帯域８分割の場合を
示すブロック図である。同図において、２７１−１〜２
７１−７は複素乗算器、２７２−１〜２７２−７はディ
ジタルフィルタ（例えばＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅ　
Ｒｅ５ｐｏｎｓｅ形デイジタルフイルタ）　、２７３−
１〜２７３−７は複素乗算器、２７４は加算器である。

入力アナログ信号は例えば８ＫＩ＋ｚでサンプリングさ
れてＡ／Ｄ変換され７７デイジタル信号の入ツノサンプ
ル系列ｘ　（ｎ）を得、これらを乗算器２７Ｌ　１　。

２７Ｌ　２　・２７１−７に人力し、それぞれニｅ　−
Ｊ　２ＢＡ’ｇ／’ ｅ−ｊ　２ｐ　／ｎ　、　・、・ｅ−ｊ　２６ｙ、Ａを
乗算してディジタルフィ７　　　　　　　　　　　　　
フ ルタ２７２−１　、２７２−２・・・２７２−７に入力
する。

またディジクルフィルタ２７２−１　、２７２−２・・
・２７２−７の出力は乗算器２７３−１　、２７３−２
・・・２７３−７に入力されて、それぞれｅ−ｊＱｍ、
　　ｅ−Ｊｔ４ｄｍ　、　・、、　、　−＝ｚｇヱ１を
乗算され、これらの乗算結果の出力の実成分を加算器２
７４にて加算され、出力ｙｍを得る。

この第２７図の周波数帯域分割置換装置の動作を第２８
図により説明する。第２８図において、左側には乗算器
２７１−１〜２７１−７にて複素符号化されシフトされ
た音声スベクｌ−ル信号Ａ（すなわち入力Ｘ、、）とデ
ィジタルフィルタ２７２−１〜２７２−７により取出す
帯域が斜線で示されており、また右側にはこれらのディ
ジタルフィルタ２７２−１〜２７２−７により取出され
たスペクトルが乗算器２７３−１〜２７３−７により置
換される帯域にシフトされた状態が示されている。なお
各ディジタルフィルタ２７２−１〜２７２−７のシステ
ム関数（即ち伝達関数）Ｈ（Ｚ）は同じものを使用して
いる。

例えば音声スペクトル信号Ａは、第２７図の乗算器２７
１．−１によりｅ−“２３？、が乗算されて第２８図（
ａ）の左側の図面の如＜−０，５ＫＨｚ　シフトされる
。そして第２７図のディジタルフィルタ２７２−１によ
り第２８”図（ａ）の斜線部分が出力される。

このようにしてディジタルフィルタ２７２−１により出
力された周波数帯域は乗算器２７３−１によりｅｉ４ｍ
を乗算されて第２８図（ａ）の右側の図面の如＜　＋１
．５ＫＨｚ　シフトされたスペクトル成分１となる。同
時に音声スペクトル信号Ａは、乗算器２７１−２により
ｅ　−Ｊ　２ρチわが乗算されて、第２８図（ｂ）の左
側図面の如＜　　ＩＫＨｚシフトされる。

そしてディジタルフィルタ２７２−２により第２８図（
ｂ）の斜線部分が出力される。ディジタルフィルタ２７
２−２より出力された周波数帯域は乗算器２７３−２に
よりｅ−・皓°が乗算されて第２８図（ｂ）の右側の図
面の如＜　＋３　ＫＨｚシフトされたスペクトル成分２
となる。このようにして、第２８図（ｃ）〜（ｇ）の右
側図面の如くそれぞれシフトされたスペクトル成分３〜
７が得られ、これらが加算器２７４により加算されて、
第２８図（ｂ）に示す如く周波数帯域分割置換が行われ
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上述の従来のディジタル信号処理による
音声秘話装置では、前述の如（、ディジタルフィルタに
よるフィルタバンクで構成されているため、秘話強度を
上げるために必要な帯域分割数を増加したとき、これに
応じてディジタルフィルタの個数も増える。

また、帯域分割置換秘話方式で高い秘話強度を確保する
ためには、分割帯域数を増大しなければた従来の音声秘
話装置においては、各周波数帯域の信号処理速度が入力
信号のサンプリング速度に等しいので、したがって処理
される信号量も膨大であるという不利益がある。

即ち、高い秘話強度を確保するために大きな帯域分割数
が必要であり、これに応じてディジタルフィルタの個数
もたくさん必要となり、１つのフィルタ当りの帯域幅が
狭く、急峻なカットオフ特性を持つフィルタが必要にな
り、フィルタの次数も大きなものを必要とする。そのた
め全体の信号処理量が非常に大きいという問題がある。

本発明の目的は、このような問題点を改善し、少ない信
号処理量で帯域分割を多くとることができるディジタル
信号処理による音声秘話方式を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的を達成するため、本発明のディジタル信号処理
による音声秘話装置は、第１図に示す如く、音声信号が
周波数多重（ＦＤＭ）された信号とみなし、各分割され
た信号をサブバンド信号とするとシングルサイドハンド
信号と同様に考えることができることに着目したもので
ある。そこでサブバンド信号をＳＳＢと称すると本発明
の原理構成は、ＦＤＭ−５ＳＢ変換器１と、このＦＤＭ
　−ＳＳＢ変換器１から出力された複数のＳＳＢ信号を
入れ換えるＳＳＢ信号信号部換部２このようにして入れ
換えられたＳＳＢ信号をＦＤＭ信号とするＳＳＢ　−Ｆ
ＤＭ変換器３とで構成される。

言い換えると、本発明による音声秘話装置は、アナログ
音声信号をディジタル信号処理して得られたディジタル
サンプルを周波数帯域分割置換することによりアナログ
音声信号を秘話化するものであり、ＦＤＭ−５ＳＢ変換
器１は、音声スペクトルを周波数多重された信号とみな
してそれを複数の周波数帯域に分割して該周波数帯域の
ザブバンド信号を得るサブバンド信号発生手段であり、
ＳＳＢ信号信号部換部２サブバンド信号発生手段により
得られたサブバンド信号の順序を入れ換えるサブバンド
信号入れ換え手段であり、ＳＳＢ　−ＦＤＭ変換器３は
入れ換えられたサブバンド信号を多重化するサブバンド
信号多重化手段である。

〔作　用〕

本発明では、例えば第２図に示す如く、入力音声スペク
トル信号のディジタルサンプルを例えば周波数帯域１〜
５よりなる周波数多重信号とみなす。そして、サブバン
ド発生手段１によってこれらの周波数帯域の信号をサブ
バンド信号として得、そしてこれらの周波数帯域のサブ
バンド信号の位置を、サブバンド信号入れ換え手段２士
により例えば第２図の如く入れ換えキイー４５１３２に
より入れ換え、この入れ換えた状態でサブバンド信号多
重化手段３により多重化信号を作成し、秘話信号として
出力する。

この場合、トランスマルチプレクサ（Ｔ　−ＭＵＸ）技
術を利用することによって、サブバンド信号発生手段あ
るいはサブバンド信号多重化手段に東リフェーズフィル
タと高速フーリエ変化を利用することができ、また間引
き処理を行うことができるので、全体の信号処理量を大
幅に軽減することかできる。

尚、Ｔ　−Ｍ［ＩＸ技術において用いられるＳＳＢ信号
は、アナログ変調の分野におけるシングルサイドハンド
信号（単側帯波信号）であり、Ｔ　−ＭＩＩＸを利用し
たスクランブラの場合と区別しなければならない。即ち
、Ｔ−ＭＵＸ技術におけるＳＳＢ信号の各々は、４　Ｋ
Ｈｚの音声帯域信号の単側波帯であり、本発明でのＳＳ
Ｂ信号は音声信号を分割して得られるサブバンド信号に
相当する。従って、以下の記述では、本発明で用いるサ
ブバンド信号をＳＳＢ信号と称する。

〔実施例〕

上記従来のディジタル信号処理による音声秘話装置にお
ける欠点を除去するために、本願の発明者は公知のＴ−
ＭＵｘ（トランスマルチプレクザ）技術に着目した。Ｔ
　−ＭＵＸ技術は電話サービスに適用される通信システ
ムの分野において周波数多重された信号と時間多重され
た信号の相互変換に利用されている（例えば社団法人電
子通信学会編集の「ディジタル信号処理の応用」昭和５
８年７月１０日発行第３版第１２１頁から第１３４頁参
照）。

Ｔ　−ＭＵＸにおいては、ＴＤＭ　−ＦＤＭ変換器及び
ＦＤＭ−ＴＤＭ変換器が用いられて、時分割多重（ＴＤ
Ｍ）信号と周波数分割多重（ＦＤＭ）信号との相互の変
換を行うことができる。Ｔ−ＭＵＸを第３図によって説
明する。

第３図において、電話機３１−１．３１−２　、・・・
。

３１−Ｎの音声信号がアナログ多重化されてアナログ多
重線路３２に接続されており、電話機３ｌ−Ｌ３１−２
．・・・、３１Ｎからのアナログ信号が周波数分割多重
（ＦＤＭ）で伝達される。この周波数分割多重信号は次
いで、トランスマルヂプレクサ３３により時分割多重（
ＴＤＭ）信号に変換される。このＴＤＭ（信号はディジ
タル多重線路３４を介して電話機３５−１３５−２．・
・・、及び３５−Ｎに伝達され、これらの電話機はそれ
ぞれのタイムスロソＩ□　１　。

２、・・・、及びＮのデータを受は取る。電話機３５−
１ないし３５−Ｎから電話機３１−１ないし３１−Ｎへ
の逆の通信も上記と逆の方法で行われる。

音声秘話装置を創作する際に本発明の発明者らは上記Ｔ
　−ＭＵＸ技術に着目した。この本発明の発想の原点を
第４図から第９図によって説明する。

第４図は本発明の発想の原点となった装置を示すブロッ
ク図である。同図において、まず周波数多重信号とみな
された入力音声アナログ信号は、ＦＤＭ　−ＴＤＭ変換
器４１によりＴＤＭ信号に変換され、４２によってＴＤ
Ｍ信号の時間軸上での入れ換えを所定の入れ換えキイー
に従って行い、次いでＴＤＭ−ＦＤＭ変換器４３により
ＦＤＭ信号に変換すれば秘話信号が得られる筈である。

ここでＴ　−ＭＵＸ技術ではＦＤＭ　−ＴＤＭ変換器は
、ＦＤＭ　−ＳＳＢ変換器ＳＳＢ　−ＴＤＭ変換器で構
成される。

したがってＦＤＭ　−ＳＳＢ変換された信号は、ＴＤＭ
に変換しないで、ＳＳＢ信号のままで、転置処理するこ
とによってＳＳＢ−ＦＤＭ変換し、秘話信号を得ること
ができる、その構成を第１図に示す。

第１図の装置において音声帯域８分割の場合の構成例と
しては、例えば第５図に示すものが考えられる。第１図
及び第８図において、ＦＤＭ　−５ＳＢ変換器１は、フ
ィルタ（Ｈｏ（Ｚ）〜Ｈ７（Ｚ））５ｏｏ〜５ｏ７と、
各々が１６個の連続サンプルから１個を間引くデシメー
ション部５１０〜５１７　とから成っているものとする
。又、ＳＳＢ　−ＦＤＭ変換器３はナチ手〒−≠フィル
タ　（Ｈ’（Ｚ）　〜Ｈ７（Ｚ））５２０〜５２７　と
加算器５３とから成っているものとする。

第６図は第５図の装置の各部の周波数スペクトラム及び
フィルタの周波数特性を示すグラフである。第５図及び
第６図において、入力サンプリング系列Ｘ　（Ｚ）の各
サンプルは第６図（１）に示すような０〜４　ＫＨｚの
音声帯域を持つスペクトルで表わされる。この信号がフ
ィルタＨ’（Ｚ）〜Ｈ７（Ｚ）からなるディジタルフィ
ルタバンクに入力されるとそれぞれのフィルタから各帯
域幅をもつサブバンド信号が出力される。次いでこのサ
ブバンド信号の出力のサンプリング系列が１６サンプル
毎に間引かれると、第６図（６）〜（８）に示すように
、各チャネルの周波数成分力用帯域幅で繰り返す複素信
号となる。尚、チャネル０は実数化により信号が周波数
軸に対して重なってしまい零値化しているので図示して
いない。

これらの複素信号の各帯域を所望の入れ換えキイーに応
じて第７図に図示の如く入れ換えた後、ＳＳＢ　−ＦＤ
Ｍ変換器４３内のフィルタＨ’（Ｚ）、Ｈ’（Ｚ）。

・・・、Ｈ７（Ｚ）を通して合成すると、第６図（９）
に示す秘話化された信号Ｚ　（Ｚ）が得られる。合成出
力Ｚ　（Ｚ）の実数部分のスペクトルは第６図（１０）
に示す如（Ｚ（Ｚ）を周波数Ｏを軸対称に折り重ねたも
のとなる。

ＳＳＢ　−ＦＤＭ変換器４３の具体的構成例としては、
１９７４年にＢｅｌ　ｌａｎｇｅｒがＦＦＴとポリフェ
ーズフィルタの組合せにより実現した４　ＫＨｚサンプ
ルα型と呼ばれる第８図に示すものが知られており、こ
れを利用する。

第８図において、ＣＰＸ　８１は入力音声ＰＣＭ信号を
複素信号化するもの、Ｎ点ＩＦＦＴ　８２はポリフェー
ズオリジナルフィルタの周波数特性を変える逆フーリエ
変換器、Ｈ’（ＺＮ）〜ＨＮ−１（ＺＮ）　８３ばポリ
フェーズフィルタ、ｚ−’〜ｚ−（Ｎ−１１３４は遅延
素子、インターリーブ８５はサブバンド信号の合成を行
うものである。

尚、同図では、ＴＤＭ　−ＳＳＢ変換に相当する複素信
号化処理部ＣＰＸ　８１を含んでいるが、Ｂｅｌｌａｎ
ｇｅｒの回路を第５図の構成に適用する場合は、ＳＳＢ
信号が直接５２０に入力されるのでＣＰＸば不要である
。

地ルヨ■Ｌ支泉 ここでまず、ＦＤＭ　−ＳＳＢ変換について考える。

音声帯域を切り出すためのフィルタの伝達特性Ｈ０（Ｚ
）は、 と表わされる。

ここでＨ’（Ｚ）はポリフェーズ基準フィルタＨＩＩ（
Ｚ１６）はポリフェーズザブフィルタと呼ばれる。この
フィルタをもとに周波数特性をｉ番目の帯域にシフトシ
たフィルタを得るためには、Ｚ−Ｚｅｘｐ（−ｊ２π−
）の変換を行う必要がある。したがってｉ番目のフィル
タは次式で表わされる。

入力信号のＺ変換をＸ　（Ｚ）とすると、次の式が得ら
れる。

Ｘ　（Ｚ）−ΣＺ−＋ＩＸ、、（Ｚ′６）・・・（３）
したがってフィルタ出力Ｙ”（Ｚ）（ｉ＝　０　、１　
。

２、・・・、７）は次の式から得られる。

Ｙｉ（Ｚ）−Ｈｉ（Ｚ）　・Ｘ（Ｚ） Ｙ　’　（Ｚ）を１６分の１に間引いた信号Ｙ”　（Ｚ
１６）はｎ＝１５−ｍを代入して、次の如く表わされる
。

；Ｚ＋６） ここでＷ　＝　ｅｘｐ　（−ｊ２　π／　１６）　　と
おくと、式（５）は次のマトリックス形式で表わされる
。

・・・　（６） サフ゛バンド言１の　れ　（ 間引かれた信号系列（信号ベクトル）Ｙ“’（Ｚ′６）
は、これに転置行列を掛けることにより、周波数帯域の
置換を行う。転置行列が時間的に不変の場合は固定転置
と称し、時間的に変化する場合は可変転置と称し、第２
の実施例で説明する。

顕影り空し変換 この変換は第１図に示したＳＳＢ／ＦＤＭ変換器３にお
いてなされる。転置行列によって入れ換えられた系列Ｙ
ｌ′（Ｚ）は、帯域分割フィルタ（Ｈ’〜Ｈ’）　７２
０〜７２７によってそれぞれの帯域の信号が切り出され
る。

Ｚ　（Ｚ）の実数部は最終合成処理により秘話音声出力
となる。この処理は次の式で表わされる。

秘話出力信号のＺ変換をＺ　（Ｚ）とすると、・・・（
７） Ｗ＝ｅｘｐ　（−ｊ２π／１６）とおくと、・・・（８
） となる。ここで４Ｋｔｌｚ〜８ＫＨｚに相当するサブバ
ンド信号は零値化している。

以上の考察を基礎として、次に本発明の詳細な説明する
。

本発明は、第４図のＦＤＭ　−ＴＤＭ変換、置換ＴＤＭ
−ＦＤＭ変換の構成により秘話装置を構成できることに
着目し、そのＦＤＭ　−ＴＤＭ変換、ＴＤＭ　−ＦＤＭ
変換をＦＤＭ　−ＳＳＢ変換、ＳＳＢ　−ＦＤＭ変換と
同値あるいは、代替したものと同等であることに着目し
、第５図の構成を得た。

第５図におけるＦＤＭ　−ＳＳＢ変換は、第６式、５Ｓ
Ｂ−ＦＤＭ変換は第８式の機能をもつことを上述で説明
した。

ここで、第５図の構成では、ポリフェーズフィルタが扱
う計算量は、音声帯域全てをもとに計算するもので、そ
の計算量、その速度は改善されない。

そこで、本発明の最良の実施例は、まびき処理（５１０
〜５１７）とフィルタ演算処理（５００〜５０７）を入
れ換えることにより、各フィルタで扱う計算量は、本例
では、１／１６となり全体の計算量としては、第５図の
構成のものより１／１６にでき、又、まびき処理を先に
行なうことにより、計算速度も大巾（１／１６）に落す
ことができるものとなるものである。

以下具体的実施例を説明する。

第９＋図は、第１図に示した本発明の原理図と実質的に
同一の回路構成を持つＴ　−ＭＵＸ技術を使ったスクラ
ンブラ（Ｔ−ＭＵＸスクランブラと称する）の原理を示
すブロック図である。同図において、入力音声信号はサ
ブバンド信号発生部１により、Ｎ個のサブバンド信号に
分割される。このＮ個のサブバンド信号は入れ換えテー
ブル＃１．＃２、・・・、＃Ｋに応じて入れ換えられる
。入れ換えられたサブバンド信号は次いでサブバンド信
号多重部３により周波数多重信号に変換される。この結
果、秘話化された音声出力が得られる。

第１０図は本発明の実施例による音声秘話装置の概略を
示すブロック図である。同図において、１０はサブバン
ド信号発生部で第１図のｌｉＤＭ−３ＳＢ変換器１に対
応するもの、２０はサブバンド信号入換部で第１図のＳ
ＳＢ信号信号部換部２応するもの、３０はサブバンド信
号多重部で第１図のＳＳＢ　−ＦＤＭ変換器３に対応す
るものである。

サブバンド信号発生部１０は、分配装置（又は間引き装
＄０１　と、ポリフェーズフィルタ１０２−０〜“１０
２−　（２ｎ　−１）と、逆高速フーリエ変換器（ＩＰ
ＦＴ）　１０３とを備えている。

サブバンド信号多重部３０は、ＩＰＦＴ　３０１と５．
ポリフェーズフィルタ３０２−０〜３０２−　（２ｎ　
−１）と、補間装置３０３とを備えている。

間引き装置１０１は、入力サンプリング信号の２ｎ個の
サンプルＸ。、・・・、Ｘ、、・・・及びＸ２ゎ−、を
、ポリフェーズフィルタ　１０２−（２ｎ−１）　　、
・・・。

１０２−１．及び１０２−０にそれぞれ、周期的に分配
する。従って、ポリフェーズフィルタ１０２−０゜１０
２−１　、・・・、及び１０２−（２ｎ−１）の各々は
、入力サンプリング信号のＶ２ｎである間引かれた信号
を受は取ることになる。このまびきの順序は、ポリフェ
ーズフィルタの図示下方から上方に逆順に行われる。こ
の間引きのことをデシメーションと称する。

ポリフェーズフィルタ　１０２−０．１０２−１　、・
・・。

及び１０２−（２ｎ　−１）と、ＩＦＦＴ　１０３とは
、間引かれた２ｎ個の出力信号から、それぞれの周波数
帯域を持つｎ個のサブバンド信号列Ｙ。Ｉ　、ｙ＋ｌ。

・・・及びＹゎ′に変換する。

サブバンド信号入換部２０は、この複素信号の周波数帯
域を入れ換える。ここでｎ個のナブバンド信号のうち音
声帯域に相当する（３００１１ｚ〜３．４　Ｋｔｌｚ）
成分が転置され、それ以外は零値化される。

サブバンド信号多重部３０において、ＩＰＦＴ　３０１
とポリフェーズフィルタ３０２−０〜３０２−　（２ｎ
　−１）とで、入れ換えられたサブバンド信号からそれ
ぞれの周波数帯域信号を取り出す。

補間袋Ｗ３０３は、得られた各周波数帯域信号を合成す
る。

入力サンプリング信号は間引き装置１０１により１／２
ｎに間引かれて２ｎ個の低速サンプリング信号となる。

ザブバンド信号発生部１０の出力である複素信号の周波
数帯域がサブバンド信号入換部２０において入れ換えら
れることにより秘話化か行われ、サブバンド信号多重部
３０により入れ換え後の各周波数帯域の信号が取り出さ
れ、合成される。

第１１図は第１０図に示した実施例をより具体化した本
発明の第一の実施例による音声秘話装置の構成を示すブ
ロック図である。本実施例では４ＫＨｚ帯域を３２分割
、すなわち音声帯域は２５分割する例を示している。

第１１図において、デシメーション部１１０は間引き装
置１０１に相当するもので、８ＫＩＩｚの入力音声信号
のサンプリング系列を間引くもの、１１１−１〜１１１
−６３はデシメーション部１１０から出力されたサンプ
リング系列を遅延させてフィルタの入力段で信号列を一
致させる遅延素子Ｚ−１〜Ｚ−６３，１１２−０〜１１
２−６３は音声帯域から小帯域を切り出すためのポリフ
ェーズフィルタ（Ｈｏ”Ｈ６３）で第１０図の１０２−
０〜１０２−　（２ｎ　−１）に相当するもの、１１３
は６４点逆高速フーリエ変換器でフィルタの周波数特性
を変化するために利用され第１０図の１０３に相当する
もの、１１４は２５点転置部で第１０図の２０に相当す
るもの、１１５は６４点逆高速フーリエ変換器で第１０
図の３０１に相当するもの、１１６−０〜１１６−６３
はポリフェーズフィルタ　（Ｈｅ””Ｈ６３）、　１１
７−１〜１１７−６３は遅延素子（Ｚ−１〜ｚ−６３）
、１１８は秘話出力を合成するインターリーブ部で第１
０図の３０３に相当するものである。

第１１図の装置の動作を第１２図の波形図によって説明
する。

デシメーション部１１０に入力される音声信号は、ナイ
キストのサンプリング定理により音声帯域の２倍の周波
数８　ＫＨｚでサンプリングされた信号である。このサ
ンプリング列は、第１２図（１）に示されるような周波
数配置となっている。音声帯域を本実施例では３２のサ
ブバンド０〜３１に分割して考える。

装置内部の信号処理速度を入力音声信号のザンブリング
周波数８　ＫＨｚと同じにしたのでは、信号処理量が膨
大なものとなるので、デシメーション部１１０により８
　Ｋ）ｌｚの入力サンプリング信号を１２５ＫＨｚの６
４個の低速サンプリング信号に変換する。この操作をデ
シメーション（間引き）という。

入力サンプリング信号の取り込み順序は逆順である。す
なわち、第１番目のサンプリング信号は遅延素子（Ｚ−
６３）　１１１−６３に、第２番目のサンプリング信号
は遅延素子（Ｚ−６２）　１１１−６２に、・・・、第
６２番目のサンプリング信号は遅延素子（Ｚ−２）１１
１−２に、第６３番目のサンプリング信号は遅延素子（
Ｚ−’）１１１−１に、第６４番目のサンプリング信号
は遅延素子を介さないで直接ポリフェーズフィルタ（Ｈ
，）１１２−０に与え、第６５番目のサンプリング信号
は再び遅延素子（Ｚ−６３）　１１１−６３に与える。

遅延素子（Ｚ−’）１１１−１〜（Ｚ−６３）１１１−
６３は、それぞれに入力された低速サンプリング信号を
遅延させて、ポリフェーズフィルタ（Ｈ，）１１２−０
に入力されるサンプリング信号の時間を合わせるもので
ある。

ポリフェーズフィルタ　（ＨＯ）　１１２−０〜（Ｈ６
２）１１２−６３と６４点逆高速フーリエ変換器（ＩＰ
ＦＴ）１１３とにより、上記低速サンプリング信号を処
理すると、ＩＰＦＴ　１１３の出力には、第１２図（２
）に示される様な周波数配置の複素信号ｃｈｉ〜ｃｈ３
１が得られる。ここで、ポリフェーズフィルタ（Ｈ，ｌ
）１１２−０〜（Ｈ６３）１１２−６３は音声帯域を切
り出すためのものであり、ＩＦＦＴ　１１３はフィルタ
の周波数特性を変える働きをする。ＩＰＦＴ　１１３の
出力には、０〜８ＫＨｚの帯域の６４個のサブバンドの
複素信号が得られるが、音声帯域に相当する３００Ｈｚ
〜３．４　ＫＨｚの帯域以外は不要なのでｃｈｉ〜ｃｈ
２とｃｈ２８〜ｃｈ３１は零値化し、ｃｈ３〜ｃｈ２７
の２５点の複数信号のみを転置部１１４において転置す
る。これら２５点の複素信号は、第１２図（３）の３０
０Ｈｚ〜３．４ＫＨｚの周波数帯域に配置されている。

転置された複素信号はＩＰＦＴ　１１５に入力される。

ＩＰＦＴ　１１５の残りの入力には“０″が入力される
。

ＩＰＦＴ　１１５、ポリフェーズフィルタ　１１６−０
〜１１６−６３、遅延素子１１７−１〜１１７−６３に
より、転置部１１４の前段におけるのと逆の処理がなさ
れ、インターリーブ部１１８から各サブバンドの信号を
正順に出力することにより、第１２図（４）に示す秘話
出力が多重合成信号として得られる。

デシメーション部１１０により８Ｋｌｌｚのザンプリン
グ信号を１２５　Ｈｚの低速サンプリング信号に変換し
た後に、ディジタル信号処理を行うので、装置内部の各
ユニットの信号処理量は少なくて済む。

第１３図はデシメーション部の機能の説明図である。同
図においては、サンプリング速度をＡに落す例が示され
ている。入力サンプル列■、■。

■・・・が時間間隔Ｔで順次到着するとき、デシメーシ
ョン部は入力サンプル列■、■、・・・を第１のチャネ
ルに引渡し、入力サンプル列■、■、・・・を第２のチ
ャネルに引渡す。この結果、各チャネルのサンプル列は
周期４Ｔとなり、速度はＡになる。

第１１図において、転置部１１４における秘話化のため
のサブバンド変換キイーは固定である必要はない。

第１４図は転置部における変換キイーを時間的に変化さ
せる手段を付加した、本発明の第二の実施例による音声
秘話装置を示すブロック図である。

同図において、転置部１１４ａば、制御部１４１による
制御を受ける。制御部１４１には、タイマー１４２、乱
数発生部１４３、及び転置テーブル１４４が接続されて
いる。他の構成は第１１図と同様である。

第１５図は第１４図における制御部１４１の動作を説明
するフローチャー１・である。第１４図及び第１５図に
おいて、ステップ１５１でタイマー１４２にトリガーを
発生させるためのある一定時間間隔を設定し、ステップ
１５２にてタイマー１４２からの割り込みによるトリガ
ーの有無を検出する。トリガーがあれば、一定時間が経
過したと判断してステップ１５２にてテーブルを変更す
るか否かを判断する。テーブルの変更はタイマー１４２
による時間間隔の整数倍の時間で行う。テーブルの変更
の場合はステップ１５４に進み、変更しない場合はステ
ップ１５６に進む。ステップ１５４においては、転置テ
ーブル１４４のアドレスルックアップのための乱数を乱
数発生部１４３から受は取る。次いでステップ１５５に
て、受は取った乱数をアドレスとして転置テーブル１４
４をアクセスし、転置データをロードする。次いでステ
ップ１５６にて、転置データをキイーとして周波数帯域
（サブバンド）の転置を行う。

第１６図は第１５図のステップ１５４〜１５６の動作の
一例の説明図である。

同図において、乱数発生部１４３が乱数３２を発生する
と、これをアドレスとして転置テーブル１４４の内容“
２５４１３”を制御部１４１にロードし、これをキイー
にして、転置部１１４ａに入力されたデータ“１２３４
５”を“２５４１３”に変換する。

尚、第１６図において、ＦＤＭ、＄１３１３変換部１６
１及びＳ津−ＦＤＭ変換部１６２は、第１３図の装置に
おける転置部１１４の前段及び後段に相当する。

第１７図は、第１５図の手法により、同一の音声入力信
号に対して秘話化信号が時間の経過にしたがって変化す
る様子を示す図である。

同図の上段は送信側、下段は受信側を示している。送信
側においては、音声入力信号のサブバンド列“１２３４
５”に対して、暗号化された秘話出力のサブバンド列は
“３１２５４″、“５３４１２”、“３５２１４″、”
４３２５１″。

“５４２３１”、といった具合に時間と共に変化してい
る。受信側においては、秘話人力を送信側における暗号
化と逆の復号化により、元の音声が復号出力として得ら
れる。

第１８図は本発明の第三の実施例による音声秘話装置を
示すブロック図であり、この実施例により秘話化された
音声信号のパワー包絡線を一定にして秘話強度の向上が
達成される。同図において、転置部１１４ｂは、制御部
１８１による制御を受ける。

制御部１８１にはパワー計算部１８２及びタイマー１８
３が接続される。他の構成は第１１図と同様である。パ
ワー計算部１８２は、ポリフェーズ処理された音声の各
チャネル信号の全体パワーを計算する。制御部１８１は
、パワー計算部１８２が計算した音声パワーに応じた信
号レベルを発生し、全体パワーが一定になる様に、例え
ば音声帯域のうち音声スペクトラム成分の比較的少ない
領域である１、８に〜２．３　ＫＨｚ帯域にダミー信号
を挿入する。

受信側ではこれらのダミー信号を削除することにより、
元の信号が復号される。

第１９図はパワー計算部１８２におけるパワー計算の方
法を示す図である。同図において、音声帯域の周波数ス
ペクトルは、実数部Ｒ８と虚数部■、とで表わされる。

転置部１１４ｂにおいて、２５点転置を行うものとすれ
ば、ｉは１から２５まである。このなかで、例えば１．
８　ＫＨｚ〜２．３　ＫＨｚの範囲の周波数スペクトル
Ｒｈｌ〜ＲＩ６及びＩＩ３〜１１６を零値化し、次いで
この範囲にダミースペクトルを挿入する。ダミースペク
トル挿入前の音声のパワーＰｖは 、＝ｚ：ρ７コヱ である。ダミースペクトルのパワーＰ、はＰ、−Ｐｃ−
Ｐｖとなるように計算される。ただしＰ。

は一定値である。即ち、ダミースペクトルの挿入により
パワーの定包絡化を図る。−例として挿入する。

第２０図はダミースペクトルの挿入削除方法を示す図で
ある。同図において、元の音声帯域（１）の１．８　Ｋ
Ｈｚ〜２．３　ＫＨｚを零値化してその範囲にダミース
ペクトルを挿入しく２）、次いで転置部１１４ａ　（第
１８図）におけるサブバンドのスペクトルの入れ換えが
行われて秘話出力信号として送信される（３）。受信側
では受信信号のスペクトルを逆装置しく４）、次いでダ
ミースペクトルの帯域１．８ＫＨｚ〜２．３　ＫＨｚの
零値化する。こうして、元の音声帯域の周波数スペクト
ルのほぼすべてが復号信号として再生される。零値化し
た部分があるために、再生音は必ずしも原音に忠実では
ないが、聴き取りは充分に可能である。

第１４図に示した第二の実施例と、第１８図に示した第
三の実施例とを組み合わせれば、秘話強度は更に向上す
る。

第２１図は第１５図のフローチャートに、第三の実施例
によるパワースペクトルの定包絡化のステップを取り込
んだフローチャートである。第２１図のステップ２１１
〜２１８中、第１５図と異なるステップは、ステップ２
１３及び２１４が追加されていることだけである。ステ
ップ２１３における信号パワーの計算では、ダミー帯域
を零値化し、全体のパワー計算を行う。この計算方法に
は、以下に述べる各種の方法がある。

第２２図はダミースペクトルの種類を示す図である。第
２２図（１）では、すべてのダミースペクトルの実数部
及び虚数部を一定にした例である。

即ち、ＲＩ　３　＝　ＲＩ　４　＝　Ｒ＋　ｓ　＝　Ｒ
Ｉｂ　＝　Ｒとし、■１３−Ｉ＋４＝　Ｉ＋ｓ−Ｉ＋ｂ
−１とする。この場合は、ダミースペクトルのすべての
周波数で振幅が一定なので、秘話強度は比較的小さい。

第２２図（２）では、ダミースペクトルのパワーが全体
で一定となるようにした例である。即ち、Ｒ，、Ｉ、は
、上式を満足するように乱数発生器にて発生させる。

第２２図（３）では、Ｐｄ　＞ｐ、’となる範囲でＲ，
、Ｉ、を発生する方式である。即ち、上記２方式におけ
るダミースペクトルの一定値のパワＰａより小さいパワ
ーＰ、′でダミースペクトルを発生させる。したがって
、Ｐ、′−第２３図は第２２図（１）の方法におけるパ
ワー計算方式を示すフローチャートである。

同図において、ステップ２３１でダミー帯域のスベクト
ルの実数部ＲＩ３〜ＲＩ６及び虚数部１１３〜１１６を
零値化する。次いでステップ２３２で帯域０〜２５の全
体の音声パワーＰｖを計算する。

にて、各ダミースペクトルの値を計算する。この場合、
ＰＣ、Ｐｖを一定とすれば各ダミースペクトルのＲ，，
１１は一定となる。即ち、Ｒ，＝■、−（ＰＣ−Ｐｖ）
／４□である。

第２４図は第２２図（２）の方法におけるパワー計算方
法を示すフローチャートである。同図において、ステッ
プ２４Ｌ２４２は第２３図のステップ２３Ｌ２３２と同
様である。ステップ２４３では、Ｏ〜１．０までの乱数
を例えば３回発生する。Ｐ、　−Ｐ＋３＋Ｐ＋４＋Ｐ＋
ｓ十Ｐ＋６とするとき（Ｐ、　−Ｐｃ−Ｐｖ）、１回目
の乱数を（Ｐ　１３十Ｐ　＋ａ）　　：（Ｐ＋５＋ＰＩ
６）とし、２回目の乱数をＰ＋３７Ｐ＋ａとし、３回目
の乱数をＰＩＳ：Ｐ＋６とする。この乱数に基づいて、
ステップ２６４にて各ダミースペクトルのパワーＰ　１
３　Ｉ　Ｐ　＋４　Ｉ　Ｐ　＋ｓ　＋　Ｐ　＋ｂが計算
される。ステップ２４５でば、０〜１．０までの乱数を
４回発生スル。Ｐ、＝　　Ｐ＋　＋　Ｉ　；　　（ｉ＝
１３〜１６）とするとき、１回目の乱数をＲ１ｆｆ：１
１３とし、２回目の乱数をＰ＋４：１１４とし、３回目
の乱数をＲＩＳ’１１５とし、４回目の乱数をＰ＋６：
１１６とする。この乱数に基づいてステップ２４６にお
いてＲ１３〜Ｒ１６＋ＩＩ３〜１１６を決定する。

第２５図は第２２図（３）の方法におけるパワー計算方
法を示すフローチャートである。同図において、ステッ
プ２５Ｌ２５２は第２３図のステップ２３Ｌ２３２と同
様である。ステップ２５３では乱数を８回発生する。ス
テップ２５４では各乱数値をＲ１３〜Ｒ１６＋ＩＩ３〜
１１６のいずれかとして、ＲＩ３〜Ｒ１６＋ＩＩ：ｌ〜
ＩＩ６を決定する。ステップ２７５ではＰ、−五、、Ｒ
４＋Ｉ、　　を計算し、Ｐ、＜ＰＣ−Ｐｖとなるかどう
か判断する。この条件が満たされるとダミースペクトル
挿入を行う。

本発明は前述の実施例には限定されない。

本発明はＴＭＵＸにヒントを得てなされたものであるが
、ＴＭＵＸ方式はその複素信号化方式によっていくつか
に分類できる。即ち、４　ＫＨｚサンプリングでのα、
βの２つの型に分類でき、８Ｋｔｌｚでα。

β、Ｔ、δの４つの型に分類される。したがって、現在
までのところ、第２６図に示す６種類の代表例がある。

前述の実施例で適用したＢｅｌｌａｎｇｅｒのアルゴリ
ズムは、４ＫＨｚサンプリングのα型とよばれるＴＭＵ
Ｘ方式の１つである。この４Ｋｌｌｚザンプリングのα
型ＴＭＵＸは、８ＫＨｚサンプリングの実信号から複素
信号を得るためにＷｅａｖｅｒ変調又はｌ１ａｒｔ−Ｉ
ｅｙ変調を行う。たとえば、８ＫＩＩｚザンプルを２に
間引いてＷｅａｖｅｒ変調（α型）を行うことにより、
Ｂｅｌｌａｎｇｅｒの４ＫＨｚサンプルα型のＳＳＢ複
素信号の周波数配置を得ることができる。各種ＴＭＩＩ
Ｘ方式による利点及び欠点が第２６図に示されている。

これらのＴＭＵＸの中で、計算量が比較的少なく、構成
が簡単な方式であるＢｅｌｌａｎｇｅｒの４Ｋｌｌｚサ
ンプルα型を、本発明の実施例に採用したが、４　ＫＨ
ｚβ型、８　ＫＨｚα、β、Ｔ、δ型等、他の形式のＴ
ＭＵＸに基づいて本発明による音声秘話装置を構成する
ことも可能である。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、入力
サンプリング信号を低速のサンプリング信号に間引いた
後にディジタル信号処理をし、がっ、音声帯域の一部を
削除して所定のパワーを挿入した後スクランブルするよ
うにしたので、高い秘話性を必要とするために帯域分割
数を増加させ、ディジタルフィルタの個数を増す場合に
も、各ディジタルフィルタの次数を小さくでき、取り扱
う信号の計算量を増大させることのない音声秘話装置を
提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の詳細な説明する周波数分割置換方式を
示す図、 第３図は本発明に適用されるトランスマルチプレクサの
技術を説明するブロック図、 第４図は本発明の発想の原点となった装置のブロック図
、 第５図は第１図の装置の構成例のブロック図、第６図は
第５図の装置の各部の周波数スペクトラム及びフィルタ
の周波数特性を示すグラフ、第７図は入れ換え動作を説
明する図、 第８図はＴＤＭ　−ＦＤＭ変換器の構成例を示すブロッ
ク図、 第９図はＴ　−ＭＩＸスクランブラの原理を示すブロッ
ク図、 第１Ｏ図は本発明の実施例を示すブロック図、第１１図
は第１０図の実施例をより具体化した本発明の第一の実
施例を示すブロック図、第１２図は第１１図の装置の動
作を説明する波形図、 第１３図はデシメーション部の機能の説明図、第１４図
は本発明の第二の実施例を示すブロック図、 第１５図は第１４図における制御部の動作を説明するフ
ローチャート、 第１６図は第１５図のステップ１５４〜１５６の動作の
一例の説明図、 第１７図は第１５図の方法により、同一の音声入力信号
に対して秘話化信号が時間の経過にしたがって変化する
様子を示す図、 第１８図は本発明の第三の実施例を示すブロック図、 第１９図は第１８図におけるパワー計算部の動作を説明
するフローチャート、 第２０図はダミースペクトルの挿入削除方法を示す図、 第２１図は第１５図のフローチャートに、第三実施例に
よるパワースペクトルの定包絡化のステップを取り込ん
だフローチャート、 第２２図はダミースペクトルの種類を示す図、第２３図
は第２２図（１）の方法におけるパワー計算方法を示す
フローチャート、 第２４図は第２２図（２）の方法におけるパワー計算方
法を示すフローチャート、 第２５図は第２２図（３）の方法におけるパワー計算方
法を示すフローチャート、 第２６図は複素信号化処理の変形例を示す図、第２７図
は従来の周波数分割スクランブラを示すブロック図、 第２８図は第３図の従来例の動作説明図である。 図において、 １・・・ＦＤＭ　−ＳＳＢ変換器、 ２・・・ＳＳＢ信号入換部、 ３・・・ＳＳＢ　−Ｆ回度換器、 １０・・・サブバンド信号発生部、 ２０・・・サブバンド信号入換部、 ３０・・・サブバンド信号多重部である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、アナログ音声信号をディジタル信号処理して得られ
   たディジタルサンプルを周波数帯域分割置換することに
   よりアナログ音声信号を秘話化する音声秘話装置におい
   て、 該ディジタルサンプルを、音声スペクトルを複数の分割
   された周波数の多重化された信号とみなし、その周波数
   多重信号を複数の周波数帯域に分割して該周波数帯域の
   サブバンド信号を得るサブバンド信号発生手段と、 該サブバンド信号発生手段により得られたサブバンド信
   号の順序を入れ換えるサブバンド信号入れ換え手段と、 入れ換えられたサブバンド信号を多重化するサブバンド
   信号多重化手段とを具備したことを特徴とする音声秘話
   装置。 ２、前記入れ換え手段を制御する制御手段と、所定時間
   毎に乱数を発生する乱数発生手段と、該入れ換え手段に
   於ける入れ換えキーを記憶するキーテーブルとを設け、 前記乱数発生手段の出力をアドレスとして該キーテーブ
   ルから入れ換えキーを読み出して前記周波数帯域の入れ
   換えを行うことを特徴とする請求項１記載の音声秘話装
   置。 ３、前記入れ換え手段に入力される信号中の所定周波数
   帯域にダミースペクトル信号を挿入する手段を設けたこ
   とを特徴とする請求項１記載の音声秘話装置。 ４、音声帯域を含む所定の周波数帯域の信号を分割置換
   して秘話化する音声秘話装置において、音声帯域を含む
   所定の周波数帯域の分割単位をｎ分割とすると、 入力ディジタル信号列を順にｎあるいは１／２ｎに間引
   く間引き手段と、 該間引き手段により間引かれたｎあるいは２ｎ個の出力
   信号より各ｎあるいは２ｎ個の周波数帯域（サブバンド
   ）の複素信号に変換する、ポリフェーズフィルタ及び逆
   高速フーリエ変換部からなる複素信号出力手段と、 該複素信号の周波数帯域を入れ換える転置手段と、 該転置された各複素信号より各周波数帯域の信号を取り
   出す、逆高速フーリエ変換部及びポリフェーズフィルタ
   からなる周波数帯域信号取り出し手段と、 得られた各周波数帯域信号を多重合成する補間手段とを
   備えることを特徴とする音声秘話装置。 ５、前記転置手段を制御する制御手段と、 所定時間毎に乱数を発生する乱数発生手段と、該転置手
   段に於ける転置キーを記憶するキーテーブルとを設け、 前記乱数発生手段の出力をアドレスとして該キーテーブ
   ルから転置キーを読み出して前記周波数帯域の入れ換え
   を行うことを特徴とする請求項４記載の音声秘話装置。 ６、前記転置手段に入力される複素信号中の所定周波数
   帯域にダミースペクトル信号を挿入する手段を設けたこ
   とを特徴とする請求項４記載の音声秘話装置。