JPH06132908A - 多重化信号の標本化周波数変換方式 - Google Patents
多重化信号の標本化周波数変換方式Info
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- JPH06132908A JPH06132908A JP27834292A JP27834292A JPH06132908A JP H06132908 A JPH06132908 A JP H06132908A JP 27834292 A JP27834292 A JP 27834292A JP 27834292 A JP27834292 A JP 27834292A JP H06132908 A JPH06132908 A JP H06132908A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】入力ＴＤＭ信号を時分割分離して、時変係数フ
ィルタを用いるディジタル補間器に入力し、標本化周波
数変換を行う。ＦＤＭ信号の場合は、ＴＭＵＸを併用す
る。 【効果】個別チャンネル毎に処理装置を用いず、共通に
多重使用する事で、処理の大幅な縮減が可能となる。ま
た動作標本化周波数を高くする必要が無いので、高速動
作が不要になり、低消費電力化が可能となる。
ィルタを用いるディジタル補間器に入力し、標本化周波
数変換を行う。ＦＤＭ信号の場合は、ＴＭＵＸを併用す
る。 【効果】個別チャンネル毎に処理装置を用いず、共通に
多重使用する事で、処理の大幅な縮減が可能となる。ま
た動作標本化周波数を高くする必要が無いので、高速動
作が不要になり、低消費電力化が可能となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は標本化周波数変換方式に
係り、特に、時分割多重の標本化周波数変換方式あるい
は周波数分割多重信号の周波数帯域幅変換方式に関す
る。
係り、特に、時分割多重の標本化周波数変換方式あるい
は周波数分割多重信号の周波数帯域幅変換方式に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル信号では、複数個の信号を多
重して処理することが容易に出来る。また、多重信号で
は伝送，記憶，処理等の装置を共通に使用することがで
き、システムの経済性が増すので、特に通信，計算機等
の分野では頻繁に用いられる。信号の多重方式には時分
割多重（ＴＤＭ）方式，周波数分割多重（ＦＤＭ）方式
などがある。また、多重信号を個別の信号に戻す操作を
せずに、多重したままＴＤＭ信号とＦＤＭ信号を変換す
る装置として、トランスマルチプレクサ（Transmultipl
exer：ＴＭＵＸと略す）が有る。これに関する公知例と
して特開平1−117437 号公報がある。
重して処理することが容易に出来る。また、多重信号で
は伝送，記憶，処理等の装置を共通に使用することがで
き、システムの経済性が増すので、特に通信，計算機等
の分野では頻繁に用いられる。信号の多重方式には時分
割多重（ＴＤＭ）方式，周波数分割多重（ＦＤＭ）方式
などがある。また、多重信号を個別の信号に戻す操作を
せずに、多重したままＴＤＭ信号とＦＤＭ信号を変換す
る装置として、トランスマルチプレクサ（Transmultipl
exer：ＴＭＵＸと略す）が有る。これに関する公知例と
して特開平1−117437 号公報がある。
【０００３】一方、標本化周波数の変換もディジタル信
号を処理する場合に、頻繁に必要となる技術である。標
本化周波数の変換は変換比が２のべき乗に成る場合に
は、極簡単に処理できる。また任意の変換比が実現でき
る変換方法として、時変係数フィルタを用いるディジタ
ル補間装置がある。これについては、例えば特願平3−1
02474号明細書に詳述されている。
号を処理する場合に、頻繁に必要となる技術である。標
本化周波数の変換は変換比が２のべき乗に成る場合に
は、極簡単に処理できる。また任意の変換比が実現でき
る変換方法として、時変係数フィルタを用いるディジタ
ル補間装置がある。これについては、例えば特願平3−1
02474号明細書に詳述されている。
【０００４】前者のＴＭＵＸの原理については、特開平
1−117437 号公報や、電子情報通信学会編「ディジタル
信号処理の応用」，５章，pp.１２１−１３４(１９８１
年発行）などに詳述されているが、ここで簡単に述べ
る。
1−117437 号公報や、電子情報通信学会編「ディジタル
信号処理の応用」，５章，pp.１２１−１３４(１９８１
年発行）などに詳述されているが、ここで簡単に述べ
る。
【０００５】ＴＭＵＸは、通過帯域特性が同一で、中心
周波数が一定間隔だけ隔たったフィルタバンクを構成す
る技術であると、考えることもできる。ここでは直交変
調波信号を扱うため、信号はすべて複素信号で考える。
ＴＤＭ−ＦＤＭ変換で行う周波数シフトのため、標本化
周波数ｆS と各チャンネルのシフト周波数ｆk が、fk＝
(ｋ＋１／２)ｆS／Ｍ の関係を満たすように選ぶ（図１
(ａ)）。入力ＴＤＭ信号を多重分離スイッチ回路で分離
すると、標本化周波数がｆB＝ｆS／Ｍに下がり、図１
(ｂ)の実線で示すスペクトルとなる。これを再び、ｆS
で処理すると図１(ｂ)の点線で示すような折り返し高調
波成分が現れる。この中から、シフトしたい周波数の成
分をフィルタバンクで抜き出せばよい。
周波数が一定間隔だけ隔たったフィルタバンクを構成す
る技術であると、考えることもできる。ここでは直交変
調波信号を扱うため、信号はすべて複素信号で考える。
ＴＤＭ−ＦＤＭ変換で行う周波数シフトのため、標本化
周波数ｆS と各チャンネルのシフト周波数ｆk が、fk＝
(ｋ＋１／２)ｆS／Ｍ の関係を満たすように選ぶ（図１
(ａ)）。入力ＴＤＭ信号を多重分離スイッチ回路で分離
すると、標本化周波数がｆB＝ｆS／Ｍに下がり、図１
(ｂ)の実線で示すスペクトルとなる。これを再び、ｆS
で処理すると図１(ｂ)の点線で示すような折り返し高調
波成分が現れる。この中から、シフトしたい周波数の成
分をフィルタバンクで抜き出せばよい。
【０００６】次に、フィルタバンクは、同じ通過帯域幅
ｆBをもち、中心周波数がｆBずつ離れた帯域通過フィル
タ群からなっている（図１(ｃ)）。従ってｋ番目のフィ
ルタＨk(ｚ)は、周波数特性が同一のオリジナルフィル
タＨo(ｚ)を(ｋ＋１／２)ｆB周波数シフトしたもので、
Ｈo(ｚ)の遅延演算子ｚ＝exp(ｊ２πｆ／ｆS）のｆをｆ
−(ｋ＋１／２)ｆB に代えた、
ｆBをもち、中心周波数がｆBずつ離れた帯域通過フィル
タ群からなっている（図１(ｃ)）。従ってｋ番目のフィ
ルタＨk(ｚ)は、周波数特性が同一のオリジナルフィル
タＨo(ｚ)を(ｋ＋１／２)ｆB周波数シフトしたもので、
Ｈo(ｚ)の遅延演算子ｚ＝exp(ｊ２πｆ／ｆS）のｆをｆ
−(ｋ＋１／２)ｆB に代えた、
【０００７】
【数１】
【０００８】を代入したものに等しい（Ｗ＝exp(−ｊ２
π／Ｍ)）。すなわち、
π／Ｍ)）。すなわち、
【０００９】
【数２】
【００１０】となる。ところで、任意のフィルタは標本
化周波数を１／Ｍにしたポリフェーズフィルタにより、
化周波数を１／Ｍにしたポリフェーズフィルタにより、
【００１１】
【数３】
【００１２】と表せる。これによりｋ番目のフィルタＨ
k(ｚ）をポリフェーズに分解して、ｋｆB 周波数シフト
の関係を使うと、
k(ｚ）をポリフェーズに分解して、ｋｆB 周波数シフト
の関係を使うと、
【００１３】
【数４】
【００１４】と表せる。ただし、
【００１５】
【数５】
【００１６】である。各ｋ番目のフィルタからの出力を
全て加算しＦＤＭ信号を得る（図１(ｄ)）。
全て加算しＦＤＭ信号を得る（図１(ｄ)）。
【００１７】数４から、ＦＤＭ方式のフィルタバンク
は、数５の行列Ｗ-ik の掛算，ポリフェーズフィルタ
（数３），位相回転exp(ｊπｉ／Ｍ），遅延ｚで実現で
きる。行列Ｗ-ikの掛算は、ＦＦＴ（高速Fourier変換）
で使われるバタフライ演算であるから、同じアルゴリズ
ムで高速化できる。またＭ個のフィルタバンクの各々か
ら展開された、Ｍ個のポリフェーズフィルタは、すべて
共通であるのでハードウェアの縮減が図れる。
は、数５の行列Ｗ-ik の掛算，ポリフェーズフィルタ
（数３），位相回転exp(ｊπｉ／Ｍ），遅延ｚで実現で
きる。行列Ｗ-ikの掛算は、ＦＦＴ（高速Fourier変換）
で使われるバタフライ演算であるから、同じアルゴリズ
ムで高速化できる。またＭ個のフィルタバンクの各々か
ら展開された、Ｍ個のポリフェーズフィルタは、すべて
共通であるのでハードウェアの縮減が図れる。
【００１８】こうして、ＴＤＭ−ＦＤＭ変換は図２に示
すＴＭＵＸで実現できる事がわかる。図において、２１
は時分割分離スイッチ、２２はバタフライ演算回路、２
３0,〜，２３M-1はポリフェーズフィルタ、２４0，〜，
２４M-1は位相回転回路、２５0，〜，２５M-1は遅延素
子、２６は加算器である。なお、逆操作のＦＤＭ−ＴＤ
Ｍ変換は図２の構成を逆にしたＴＤＭＵＸ（トランスデ
マルチプレクサ）で実現される（ＩＦＦＴの演算Ｗ-ik
は、Ｗik(ＦＦＴ)に変わる）。
すＴＭＵＸで実現できる事がわかる。図において、２１
は時分割分離スイッチ、２２はバタフライ演算回路、２
３0,〜，２３M-1はポリフェーズフィルタ、２４0，〜，
２４M-1は位相回転回路、２５0，〜，２５M-1は遅延素
子、２６は加算器である。なお、逆操作のＦＤＭ−ＴＤ
Ｍ変換は図２の構成を逆にしたＴＤＭＵＸ（トランスデ
マルチプレクサ）で実現される（ＩＦＦＴの演算Ｗ-ik
は、Ｗik(ＦＦＴ)に変わる）。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術で述べた
ＴＭＵＸでは標本化周波数とフィルタバンクの通過帯域
幅が２のべき乗という簡単な整数比に成っていることが
重要な条件となる。ところで、多くの応用では、多重化
信号のデータ速度とフィルタの通過帯域幅が簡単な整数
比にならない事が多い。これは、ＦＤＭ伝送方式では、
チャンネル毎に個別の帯域とし、各帯域で、干渉を起こ
さないようにガードバンドを設けているためである。従
って、データ速度よりフィルタの中心周波数間隔の方
が、１，２割大きくなる。そこで、帯域分割フィルタ
は、中心周波数間隔に合わせて設計し、一方、動作標本
化周波数はデータ速度に合わせる事になる。こうする
と、従来技術で述べたＴＭＵＸの特長である、バタフラ
イ演算，ポリフェーズフィルタによる演算量の低減が出
来なくなり、フィルタバンクを構成する上で、ＴＭＵＸ
を用いる意味が無くなってしまう。強いてＴＭＵＸの動
作標本化周波数を中心周波数間隔に合わせても、ＴＤＭ
信号での標本化周波数の変換が必要となる。
ＴＭＵＸでは標本化周波数とフィルタバンクの通過帯域
幅が２のべき乗という簡単な整数比に成っていることが
重要な条件となる。ところで、多くの応用では、多重化
信号のデータ速度とフィルタの通過帯域幅が簡単な整数
比にならない事が多い。これは、ＦＤＭ伝送方式では、
チャンネル毎に個別の帯域とし、各帯域で、干渉を起こ
さないようにガードバンドを設けているためである。従
って、データ速度よりフィルタの中心周波数間隔の方
が、１，２割大きくなる。そこで、帯域分割フィルタ
は、中心周波数間隔に合わせて設計し、一方、動作標本
化周波数はデータ速度に合わせる事になる。こうする
と、従来技術で述べたＴＭＵＸの特長である、バタフラ
イ演算，ポリフェーズフィルタによる演算量の低減が出
来なくなり、フィルタバンクを構成する上で、ＴＭＵＸ
を用いる意味が無くなってしまう。強いてＴＭＵＸの動
作標本化周波数を中心周波数間隔に合わせても、ＴＤＭ
信号での標本化周波数の変換が必要となる。
【００２０】ＴＤＭ信号の標本化周波数変換は、各個別
チャンネルの信号において、行う必要があり、ＴＤＭ信
号の多重分離装置と、チャンネル数分の標本化周波数変
換器を用意しなければならない。こうすると、多重化し
たメリットが失われる。また、標本化周波数変換比は一
般に簡単な周波数比でないので、変換器の動作標本化周
波数をＴＤＭ信号の入出力標本化周波数の最小公倍数と
せざるを得ない。結局、標本化周波数が非常に高くな
り、多重処理の構成を簡単に実現するのが困難となる。
チャンネルの信号において、行う必要があり、ＴＤＭ信
号の多重分離装置と、チャンネル数分の標本化周波数変
換器を用意しなければならない。こうすると、多重化し
たメリットが失われる。また、標本化周波数変換比は一
般に簡単な周波数比でないので、変換器の動作標本化周
波数をＴＤＭ信号の入出力標本化周波数の最小公倍数と
せざるを得ない。結局、標本化周波数が非常に高くな
り、多重処理の構成を簡単に実現するのが困難となる。
【００２１】本発明の目的は、簡単な整数比でない標本
化周波数の変換を、少ないハードウェア量で実現できる
ディジタル補間器によって、ＴＤＭ信号の標本化周波数
を変換し、これにより、各個別チャンネル信号に分離せ
ず、多重したまま、ＴＤＭ多重信号、あるいはＦＤＭ多
重信号の標本化周波数変換を行う方式を提供する事にあ
る。
化周波数の変換を、少ないハードウェア量で実現できる
ディジタル補間器によって、ＴＤＭ信号の標本化周波数
を変換し、これにより、各個別チャンネル信号に分離せ
ず、多重したまま、ＴＤＭ多重信号、あるいはＦＤＭ多
重信号の標本化周波数変換を行う方式を提供する事にあ
る。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、標本化周波数を任意の変換比で変換できる装置を応
用して、ＴＤＭ多重信号の標本化周波数変換に適用す
る。そのために、従来技術の項で述べた時変係数フィル
タを用いるディジタル補間装置を用いる。この動作原理
に付いては、上述の特願平3−102474 号明細書に詳述さ
れているが、本発明の説明のため、簡単に説明する。
に、標本化周波数を任意の変換比で変換できる装置を応
用して、ＴＤＭ多重信号の標本化周波数変換に適用す
る。そのために、従来技術の項で述べた時変係数フィル
タを用いるディジタル補間装置を用いる。この動作原理
に付いては、上述の特願平3−102474 号明細書に詳述さ
れているが、本発明の説明のため、簡単に説明する。
【００２３】標本化定理によれば、図３に示したよう
に、周期Ｔ1 で標本化されたデータ列ｆ(ｎＴ1）から、
元の時間関数ｆ(ｔ)は、Ｓinc(ｔ)＝sint／ｔを用いて
に、周期Ｔ1 で標本化されたデータ列ｆ(ｎＴ1）から、
元の時間関数ｆ(ｔ)は、Ｓinc(ｔ)＝sint／ｔを用いて
【００２４】
【数６】 ｆ(ｔ)＝ｆ(ｎＴ)Ｓinc｛π(ｔ−ｎＴ1)／Ｔ1｝＝ｆ(ｎＴ1)Ｓc(ｎ,τ） …（６) と表すことができる。ここでτ＝t／Ｔ1は出力時刻ｔを
Ｔ1周期で計るときの端数である。数１は離散データｆ
(ｎＴ1）の一次結合で時刻ｔのデータ値を予測すると
き、結合係数Ｓc(ｎ,τ)はｔの関数となることを示して
いる。時変係数Ｓc(ｎ,τ）はｔ＝ｎＴ1で１、ｔ＝ｍＴ
1(ｍ≠ｎ，ｍ，ｎは整数）で０となる性質を持つ関数で
あり、数６のSiｎc(ｔ)や、数値解析で用いられるLagra
ｎgeの補間多項式など、いろいろな関数を用いることが
出来る。
Ｔ1周期で計るときの端数である。数１は離散データｆ
(ｎＴ1）の一次結合で時刻ｔのデータ値を予測すると
き、結合係数Ｓc(ｎ,τ)はｔの関数となることを示して
いる。時変係数Ｓc(ｎ,τ）はｔ＝ｎＴ1で１、ｔ＝ｍＴ
1(ｍ≠ｎ，ｍ，ｎは整数）で０となる性質を持つ関数で
あり、数６のSiｎc(ｔ)や、数値解析で用いられるLagra
ｎgeの補間多項式など、いろいろな関数を用いることが
出来る。
【００２５】また、数６は有限個のデータＮで近似する
と、補間値ｆ(ｔ)は、時変係数Ｓc(ｎ,τ)を持つ非巡回
型（ＦＩＲ）フィルタの出力として得られることを示し
ている。このことから補間（あるいは標本化周波数変
換）は、時変係数フィルタによりハードウェアとして実
現できることが分かる。時変係数Ｓc(ｎ,τ)を定めるパ
ラメータｎ，τは、出力データ系列の標本化周期Ｔ2 に
よって与えられるデータ出力時刻ｔにより、
と、補間値ｆ(ｔ)は、時変係数Ｓc(ｎ,τ)を持つ非巡回
型（ＦＩＲ）フィルタの出力として得られることを示し
ている。このことから補間（あるいは標本化周波数変
換）は、時変係数フィルタによりハードウェアとして実
現できることが分かる。時変係数Ｓc(ｎ,τ)を定めるパ
ラメータｎ，τは、出力データ系列の標本化周期Ｔ2 に
よって与えられるデータ出力時刻ｔにより、
【００２６】
【数７】 ｔ＝ｎＴ1＋τ＝ｍＴ2 …(７) と表される。補間装置全体のハードウェアの系統図を図
４に示す。図において、４１1，４１2，〜，４１Nは遅
延素子、４２0，４２1，４２2，〜，４２N-1，４２Nは
係数掛算器、４３1，４３2，〜，４３N-1，４３N は加
減算器、４４はＲＯＭ、４５は計時装置、４６はカウン
タ、４７はラッチである。数７における補間時刻ｔを決
めるτを求める計時装置４５は、Ｔ1 よりも充分高速な
クロックパルスをカウンタ４６に入力し、Ｔ1周期でリ
セットし、計数値をＴ2周期でラッチ４７に読み出すこ
とで実現できる。時変係数Ｓc(ｎ,τ)を前もってＲＯＭ
４４に書き込んでおき、求めたτによりこれを読み出
し、ＦＩＲフィルタの係数として与えれば、時変係数フ
ィルタによる補間装置が実現される。
４に示す。図において、４１1，４１2，〜，４１Nは遅
延素子、４２0，４２1，４２2，〜，４２N-1，４２Nは
係数掛算器、４３1，４３2，〜，４３N-1，４３N は加
減算器、４４はＲＯＭ、４５は計時装置、４６はカウン
タ、４７はラッチである。数７における補間時刻ｔを決
めるτを求める計時装置４５は、Ｔ1 よりも充分高速な
クロックパルスをカウンタ４６に入力し、Ｔ1周期でリ
セットし、計数値をＴ2周期でラッチ４７に読み出すこ
とで実現できる。時変係数Ｓc(ｎ,τ)を前もってＲＯＭ
４４に書き込んでおき、求めたτによりこれを読み出
し、ＦＩＲフィルタの係数として与えれば、時変係数フ
ィルタによる補間装置が実現される。
【００２７】標本化周波数を変換する場合、良く知られ
ている様に、折り返し除去あるいは高調波除去のための
フィルタが必要となる。このフィルタ処理は標本化周波
数の高い方で行う必要がある。標本化周波数逓倍の時
は、ディジタル補間器が低域通過特性を示すので、この
フィルタ処理は必要ない。しかし、逓減の時には、補間
を行った後では除くことの出来ない折り返し歪となるの
で、補間の前に、折り返し除去フィルタが必要となる。
しかし、上述の時変係数フィルタを用いるディジタル補
間器では、例えば特願平4−72905号公報で述べられてい
るように、補間器自身に、この折り返し除去フィルタ作
用を行わせることが出来る。すなわち、上述のディジタ
ル補間器は入力の標本化周波数で動作する、時変係数フ
ィルタを用いている。新たに挿入すべき折り返し除去フ
ィルタも、入力標本化周波数で動作する。従って、これ
らのフィルタは、合成して、一つにすることが出来る。
ている様に、折り返し除去あるいは高調波除去のための
フィルタが必要となる。このフィルタ処理は標本化周波
数の高い方で行う必要がある。標本化周波数逓倍の時
は、ディジタル補間器が低域通過特性を示すので、この
フィルタ処理は必要ない。しかし、逓減の時には、補間
を行った後では除くことの出来ない折り返し歪となるの
で、補間の前に、折り返し除去フィルタが必要となる。
しかし、上述の時変係数フィルタを用いるディジタル補
間器では、例えば特願平4−72905号公報で述べられてい
るように、補間器自身に、この折り返し除去フィルタ作
用を行わせることが出来る。すなわち、上述のディジタ
ル補間器は入力の標本化周波数で動作する、時変係数フ
ィルタを用いている。新たに挿入すべき折り返し除去フ
ィルタも、入力標本化周波数で動作する。従って、これ
らのフィルタは、合成して、一つにすることが出来る。
【００２８】数６で用いた時変係数Ｓc(ｎ,τ）は、遮
断周波数ｆS1／２ の理想ＬＰＦのインパルス応答でも
ある。そこで、補間関数Ｓinc(ｘ）の周波数ｆS1／２を
遮断周波数ｆC(ｆC＜ｆS1／２)にずらせば、補間器の時
変係数フィルタの遮断周波数を変えることが出来る。す
なわち、折り返し除去フィルタが時変係数を変形するこ
とにより実現できる。Ｓinc(ｘ）＝sinｘ／ｘを変形し
て、ｘ＝ω1ｔ／２＝πｆS1(ｎＴ1＋τ）において、ｄ
＝２ｆC／ｆS1とすると、
断周波数ｆS1／２ の理想ＬＰＦのインパルス応答でも
ある。そこで、補間関数Ｓinc(ｘ）の周波数ｆS1／２を
遮断周波数ｆC(ｆC＜ｆS1／２)にずらせば、補間器の時
変係数フィルタの遮断周波数を変えることが出来る。す
なわち、折り返し除去フィルタが時変係数を変形するこ
とにより実現できる。Ｓinc(ｘ）＝sinｘ／ｘを変形し
て、ｘ＝ω1ｔ／２＝πｆS1(ｎＴ1＋τ）において、ｄ
＝２ｆC／ｆS1とすると、
【００２９】
【数８】 Ｓinc(ｘ)＝ｄ＊siｎ｛π(ｎ＋τ)／ｄ｝／π(ｎ＋τ)＝Ｓc′(ｎ,τ,ｄ) …(８) となる。ここで、ｘ＝π(ｎ＋τ)／ｄである。変形され
た時変係数Ｓc′(ｎ,τ,ｄ）は係数タップ次数ｎ，補間
時刻τ，周波数比ｄ＝２ｆC／ｆS1 の関数として与えら
れる。ここで、ｄはｄ＜１となる任意の値でよいが、標
本化周波数逓減（ｒ＝ｆS2／ｆS1＜１）の時には、ｄ≦
ｒでないと補間出力値に折り返しを生じる。すなわち、
折り返し除去フィルタ機能はｄ＝ｒとすることによっ
て、有効となる。
た時変係数Ｓc′(ｎ,τ,ｄ）は係数タップ次数ｎ，補間
時刻τ，周波数比ｄ＝２ｆC／ｆS1 の関数として与えら
れる。ここで、ｄはｄ＜１となる任意の値でよいが、標
本化周波数逓減（ｒ＝ｆS2／ｆS1＜１）の時には、ｄ≦
ｒでないと補間出力値に折り返しを生じる。すなわち、
折り返し除去フィルタ機能はｄ＝ｒとすることによっ
て、有効となる。
【００３０】まとめると、標本化周波数逓減の時は、時
変係数を変形することにより、時変係数フィルタに折り
返し除去フィルタの機能を兼用させることができ、ハー
ドウェアの縮減が図れる。時変係数ＦＩＲフィルタを用
いるディジタル補間器でこれを実行するには、時変係数
Ｓc(ｎ,τ)をＳc′(ｎ,τ,ｄ）に変え、ｄとして標本化
周波数比ｒを入力してやればよい。入出力標本化周波数
が固定の場合は、ｒは一定値であるから、係数ＲＯＭを
書き換えるだけで済む。
変係数を変形することにより、時変係数フィルタに折り
返し除去フィルタの機能を兼用させることができ、ハー
ドウェアの縮減が図れる。時変係数ＦＩＲフィルタを用
いるディジタル補間器でこれを実行するには、時変係数
Ｓc(ｎ,τ)をＳc′(ｎ,τ,ｄ）に変え、ｄとして標本化
周波数比ｒを入力してやればよい。入出力標本化周波数
が固定の場合は、ｒは一定値であるから、係数ＲＯＭを
書き換えるだけで済む。
【００３１】以上述べたディジタル補間器は、個別チャ
ンネル信号の標本化周波数変換を行うものである。これ
をＴＤＭ多重信号の標本化周波数変換器に適用するに
は、ＴＤＭ信号を各個別信号に変換しなければならな
い。しかし、チャンネル数分の補間器を用いるのでは、
多重処理の意味がなくなる。そこで、上述のディジタル
補間器を多重使用することでＴＤＭ多重信号の標本化周
波数変換が行える。FDM信号に適用するには、従来技術
の項で述べたＴＭＵＸと組合せ、ＴＤＭ信号の部分で標
本化周波数変換を行えばよい。
ンネル信号の標本化周波数変換を行うものである。これ
をＴＤＭ多重信号の標本化周波数変換器に適用するに
は、ＴＤＭ信号を各個別信号に変換しなければならな
い。しかし、チャンネル数分の補間器を用いるのでは、
多重処理の意味がなくなる。そこで、上述のディジタル
補間器を多重使用することでＴＤＭ多重信号の標本化周
波数変換が行える。FDM信号に適用するには、従来技術
の項で述べたＴＭＵＸと組合せ、ＴＤＭ信号の部分で標
本化周波数変換を行えばよい。
【００３２】
【作用】この様に、本発明の多重信号の標本化周波数変
換方式では、任意比の標本化周波数変換が可能なディジ
タル補間器を用いるので、従来のように標本化周波数を
高くして、変換前後の最小公倍数の周波数にする必要は
なく、動作標本化周波数を低く抑えることが出来る。ま
たディジタル補間器は、チャンネル多重数だけ必要とな
るが、多くの部分は多重化使用により共通に用いること
が出来るので、ハードウェアの縮減が可能である。さら
に、補間器に用いるフィルタに、ＴＭＵＸに用いるフィ
ルタ特性の一部を分担させることで、ハードウェアを共
用することが出来るので、一層の簡素化が図れる。
換方式では、任意比の標本化周波数変換が可能なディジ
タル補間器を用いるので、従来のように標本化周波数を
高くして、変換前後の最小公倍数の周波数にする必要は
なく、動作標本化周波数を低く抑えることが出来る。ま
たディジタル補間器は、チャンネル多重数だけ必要とな
るが、多くの部分は多重化使用により共通に用いること
が出来るので、ハードウェアの縮減が可能である。さら
に、補間器に用いるフィルタに、ＴＭＵＸに用いるフィ
ルタ特性の一部を分担させることで、ハードウェアを共
用することが出来るので、一層の簡素化が図れる。
【００３３】
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。図５は本発明をＴＤＭ信号の標本化周波数を逓減
（ｆS1＞ｆS2）する場合に適用した実施例の系統図であ
る。説明の簡単化のため、多重数Ｍ＝４とする。図５に
於いて、５０は時分割分離スイッチ、５１1，５１2，
〜，５１4Nは遅延素子、５２0，５２1，５２2，〜，５
２N-1，５２Nは係数掛算器、５３1，５３2，〜，５３
N-1，５３Nは加減算器、５４はＲＯＭ、５５は計時装
置、５６はカウンタ、５７はラッチ、５８0，５８1，５
８2，〜，５８N-1，５８N はマルチプレクサゲートであ
る。入力ＴＤＭ信号は標本化周波数４ｆS1の多重信号で
ある。他方、出力として必要な標本化周波数は４ｆS2で
あり、ｆS1＞ｆS2であるから、標本化周波数の逓減を行
う必要がある。逓減の際には折り返し除去フィルタが必
要となるので、時変係数を変形してフィルタ作用を兼ね
る事の出来るディジタル補間器を用いる。そこで時変係
数ＲＯＭ５４はａn＝Ｓc′(ｎ,τ,ｒ)を書き込んで置
く。ここでｒ＝ｆS2／ｆS1である。時分割分離スイッチ
５０で入力ＴＤＭ信号を各個別チャンネルの信号に分離
する。分離した各チャンネル信号は遅延素子群５１1，
〜，５１4N に格納する。各チャンネル信号の標本化周
波数はｆS1である。そこで計時装置５５のリセット信号
には入力ＴＤＭ信号に同期した周波数ｆS1の信号を加え
る。各チャンネルに分離した信号は、マルチプレクサゲ
ート５８0,〜,５８Nによって、出力標本化周波数４ｆS2
毎に読み出し、係数掛算器５２0，〜，５２Nに入力す
る。計時装置５５のラッチ５７は各チャンネル信号の出
力標本化周波数ｆS2で、補間時刻τを保持し、これによ
って補間係数ＲＯＭ５４に前もって書き込まれている時
変係数ａ0，〜，ａNを読み出し、係数掛算器５２0，
〜，５２Nで掛算処理を行う。掛算結果は加減算器５
３1，〜，５３Nで積算し、標本化周波数４ｆS2に変換さ
れたＴＤＭ信号として出力する。
る。図５は本発明をＴＤＭ信号の標本化周波数を逓減
（ｆS1＞ｆS2）する場合に適用した実施例の系統図であ
る。説明の簡単化のため、多重数Ｍ＝４とする。図５に
於いて、５０は時分割分離スイッチ、５１1，５１2，
〜，５１4Nは遅延素子、５２0，５２1，５２2，〜，５
２N-1，５２Nは係数掛算器、５３1，５３2，〜，５３
N-1，５３Nは加減算器、５４はＲＯＭ、５５は計時装
置、５６はカウンタ、５７はラッチ、５８0，５８1，５
８2，〜，５８N-1，５８N はマルチプレクサゲートであ
る。入力ＴＤＭ信号は標本化周波数４ｆS1の多重信号で
ある。他方、出力として必要な標本化周波数は４ｆS2で
あり、ｆS1＞ｆS2であるから、標本化周波数の逓減を行
う必要がある。逓減の際には折り返し除去フィルタが必
要となるので、時変係数を変形してフィルタ作用を兼ね
る事の出来るディジタル補間器を用いる。そこで時変係
数ＲＯＭ５４はａn＝Ｓc′(ｎ,τ,ｒ)を書き込んで置
く。ここでｒ＝ｆS2／ｆS1である。時分割分離スイッチ
５０で入力ＴＤＭ信号を各個別チャンネルの信号に分離
する。分離した各チャンネル信号は遅延素子群５１1，
〜，５１4N に格納する。各チャンネル信号の標本化周
波数はｆS1である。そこで計時装置５５のリセット信号
には入力ＴＤＭ信号に同期した周波数ｆS1の信号を加え
る。各チャンネルに分離した信号は、マルチプレクサゲ
ート５８0,〜,５８Nによって、出力標本化周波数４ｆS2
毎に読み出し、係数掛算器５２0，〜，５２Nに入力す
る。計時装置５５のラッチ５７は各チャンネル信号の出
力標本化周波数ｆS2で、補間時刻τを保持し、これによ
って補間係数ＲＯＭ５４に前もって書き込まれている時
変係数ａ0，〜，ａNを読み出し、係数掛算器５２0，
〜，５２Nで掛算処理を行う。掛算結果は加減算器５
３1，〜，５３Nで積算し、標本化周波数４ｆS2に変換さ
れたＴＤＭ信号として出力する。
【００３４】図５の実施例では、ＴＤＭ多重信号の標本
化周波数を各個別チャンネル信号に分離する事なしに逓
減する事が出来る。従来の方法では、ディジタル補間器
がチャンネル数だけ必要になるが、本発明の方式では、
個別チャンネルに対応して必要なのは遅延素子だけで、
補間器の他の部分は多重使用する事が出来、大幅なハー
ドウェア量の削減が図れる。さらに、標本化周波数の変
換比が２のべき乗でない場合には、従来の方法では変換
器の動作標本化周波数を入出力標本化周波数の最小公倍
数にする必要があり、高速動作素子が必要となるが、本
発明の変換器では、計時装置５５のカウントクロックの
みを高速にすればよい。
化周波数を各個別チャンネル信号に分離する事なしに逓
減する事が出来る。従来の方法では、ディジタル補間器
がチャンネル数だけ必要になるが、本発明の方式では、
個別チャンネルに対応して必要なのは遅延素子だけで、
補間器の他の部分は多重使用する事が出来、大幅なハー
ドウェア量の削減が図れる。さらに、標本化周波数の変
換比が２のべき乗でない場合には、従来の方法では変換
器の動作標本化周波数を入出力標本化周波数の最小公倍
数にする必要があり、高速動作素子が必要となるが、本
発明の変換器では、計時装置５５のカウントクロックの
みを高速にすればよい。
【００３５】図５の説明では、多重数Ｍは４としたが、
任意の整数値を採る事が出来る。また標本化周波数を逓
倍することも容易に実現できる。
任意の整数値を採る事が出来る。また標本化周波数を逓
倍することも容易に実現できる。
【００３６】図６に本発明をＴＤＭ−ＦＤＭ変換の場合
の動作標本化周波数変換に適用した実施例を示す。図に
於いて、６０，６９は時分割分離スイッチ、６１1，６
１2，〜，６１4Nは遅延素子、６２0，６２1，６２2，
〜，６２N-1，６２N は係数掛算器、６３0，６３1，６
３2，〜，６３N-1は加減算器、６４はＲＯＭ、６５は計
時装置、６６はカウンタ、６７はラッチ、６８0，６
８1，６８2，〜，６８N-1，６８N はマルチプレクサゲ
ート、６１０0，〜，６１０M-1はポリフェーズフィル
タ、６１１0，〜，６１１M-1は位相回転回路、６１
２0，〜，６１２M-1は遅延素子、６１３はバタフライ演
算回路、６１４は加算器である。説明の簡単化のため多
重数Ｍは４としておく。また、入力信号のチャンネル当
り標本化周波数ｆD は出力信号のチャンネル当り帯域幅
ｆC より小さい(ｆD＜ｆC)。入力ＴＤＭ信号は標本化周
波数４ｆDの多重信号であり、出力として必要な標本化
周波数は４ｆCであるから、標本化周波数の逓倍を行う
必要がある。そこで本発明を用いてＴＤＭ信号の標本化
周波数変換を行う。時分割分離スイッチ６０で入力ＴＤ
Ｍ信号を各個別チャンネルの信号に分離してから、加減
算器６３0，〜，６３N-1で標本化周波数４ｆC のＴＤＭ
信号を得るまでは図５の第１の実施例と同様の処理を行
う。但し、図６の実施例では逓倍を行うため、折り返し
除去フィルタ作用は特に改めて用意する必要がなく、補
間係数ＲＯＭ６４から読み出す時変係数ａ0，〜，ａ
Nは、τのみで決まる。４ｆC に標本化周波数を逓倍さ
れたＴＤＭ信号はＴＭＵＸ部に入力される。時分割分離
スイッチ６９で、個別チャンネル信号にＴＤＭ分離さ
れ、ポリフェーズフィルタ６１０0，〜，６１０M-1，位
相回転回路６１１0，〜，６１１M-1，遅延素子６１
２0，〜，６１２M-1 を経てバタフライ演算回路６１３
に入力され、加算器６１４でＦＤＭ多重されて出力され
る。
の動作標本化周波数変換に適用した実施例を示す。図に
於いて、６０，６９は時分割分離スイッチ、６１1，６
１2，〜，６１4Nは遅延素子、６２0，６２1，６２2，
〜，６２N-1，６２N は係数掛算器、６３0，６３1，６
３2，〜，６３N-1は加減算器、６４はＲＯＭ、６５は計
時装置、６６はカウンタ、６７はラッチ、６８0，６
８1，６８2，〜，６８N-1，６８N はマルチプレクサゲ
ート、６１０0，〜，６１０M-1はポリフェーズフィル
タ、６１１0，〜，６１１M-1は位相回転回路、６１
２0，〜，６１２M-1は遅延素子、６１３はバタフライ演
算回路、６１４は加算器である。説明の簡単化のため多
重数Ｍは４としておく。また、入力信号のチャンネル当
り標本化周波数ｆD は出力信号のチャンネル当り帯域幅
ｆC より小さい(ｆD＜ｆC)。入力ＴＤＭ信号は標本化周
波数４ｆDの多重信号であり、出力として必要な標本化
周波数は４ｆCであるから、標本化周波数の逓倍を行う
必要がある。そこで本発明を用いてＴＤＭ信号の標本化
周波数変換を行う。時分割分離スイッチ６０で入力ＴＤ
Ｍ信号を各個別チャンネルの信号に分離してから、加減
算器６３0，〜，６３N-1で標本化周波数４ｆC のＴＤＭ
信号を得るまでは図５の第１の実施例と同様の処理を行
う。但し、図６の実施例では逓倍を行うため、折り返し
除去フィルタ作用は特に改めて用意する必要がなく、補
間係数ＲＯＭ６４から読み出す時変係数ａ0，〜，ａ
Nは、τのみで決まる。４ｆC に標本化周波数を逓倍さ
れたＴＤＭ信号はＴＭＵＸ部に入力される。時分割分離
スイッチ６９で、個別チャンネル信号にＴＤＭ分離さ
れ、ポリフェーズフィルタ６１０0，〜，６１０M-1，位
相回転回路６１１0，〜，６１１M-1，遅延素子６１
２0，〜，６１２M-1 を経てバタフライ演算回路６１３
に入力され、加算器６１４でＦＤＭ多重されて出力され
る。
【００３７】図６の実施例におけるＴＭＵＸは、従来技
術の項で説明したＴＭＵＸと処理の順序が異なってい
る。しかし、数４から明らかなように、こうしても問題
はない。むしろ、ディジタル補間器の部分とポリフェー
ズの部分で信号処理を共通化できる利点がある。
術の項で説明したＴＭＵＸと処理の順序が異なってい
る。しかし、数４から明らかなように、こうしても問題
はない。むしろ、ディジタル補間器の部分とポリフェー
ズの部分で信号処理を共通化できる利点がある。
【００３８】図６の実施例ではＴＤＭ−ＦＤＭ変換にお
いて、ＦＤＭ多重化信号の帯域幅を、各個別チャンネル
信号に分離する事なしに拡大することが出来る。従来の
方法では、チャンネル数に等しい周波数変換器と、補間
器が必要になるが、本発明の方式では、ＴＭＵＸとディ
ジタル補間器を組み合わせる事によって、多重信号のま
ま処理することが出来、構成の大幅な簡略化が図れる。
さらに帯域拡大比が２のべき乗でない場合にも、補間器
の標本化周波数を上げる必要が無いので、回路構成は容
易である。図６の説明では、多重数はＭとしたが、２の
べき乗の値をとれば、同様にＴＭＵＸを用いることが出
来る。さらに任意の多重数を採ることの出来るＴＭＵＸ
を用いれば、この制限もなくす事が出来る。また、ＦＤ
Ｍ信号の帯域幅を狭くする事も可能である。この実施例
のＴＭＵＸの替わりに、TDMUXを用いれば、ＦＤＭ−Ｔ
ＤＭ変換に於ける標本化周波数変換も同様に可能であ
る。
いて、ＦＤＭ多重化信号の帯域幅を、各個別チャンネル
信号に分離する事なしに拡大することが出来る。従来の
方法では、チャンネル数に等しい周波数変換器と、補間
器が必要になるが、本発明の方式では、ＴＭＵＸとディ
ジタル補間器を組み合わせる事によって、多重信号のま
ま処理することが出来、構成の大幅な簡略化が図れる。
さらに帯域拡大比が２のべき乗でない場合にも、補間器
の標本化周波数を上げる必要が無いので、回路構成は容
易である。図６の説明では、多重数はＭとしたが、２の
べき乗の値をとれば、同様にＴＭＵＸを用いることが出
来る。さらに任意の多重数を採ることの出来るＴＭＵＸ
を用いれば、この制限もなくす事が出来る。また、ＦＤ
Ｍ信号の帯域幅を狭くする事も可能である。この実施例
のＴＭＵＸの替わりに、TDMUXを用いれば、ＦＤＭ−Ｔ
ＤＭ変換に於ける標本化周波数変換も同様に可能であ
る。
【００３９】このように、本発明では、ＴＤＭ信号の標
本化周波数の変換、あるいはＴＤＭ−ＦＤＭ変換におけ
る標本化周波数の変換を、個別チャンネルに多重分離す
る事なく、多重信号のまま、任意の変換比で行うことが
出来るが、ＦＤＭ−ＴＤＭ変換とＴＤＭ−ＦＤＭ変換を
縦続に用いることで、ＦＤＭ多重信号の通過帯域幅を変
える事が可能と成る事も容易に理解できる。
本化周波数の変換、あるいはＴＤＭ−ＦＤＭ変換におけ
る標本化周波数の変換を、個別チャンネルに多重分離す
る事なく、多重信号のまま、任意の変換比で行うことが
出来るが、ＦＤＭ−ＴＤＭ変換とＴＤＭ−ＦＤＭ変換を
縦続に用いることで、ＦＤＭ多重信号の通過帯域幅を変
える事が可能と成る事も容易に理解できる。
【００４０】
【発明の効果】本発明によれば、ＴＤＭ多重信号の標本
化周波数あるいはＦＤＭ多重信号の通過帯域幅を、各個
別チャンネルの信号に分離する事なく、任意の比率で変
換することが出来る。多重化したまま信号処理が可能な
ので、構成ハードウェアの多重使用により大幅な構成量
縮減が可能となる。さらに従来方法の様に入出力標本化
周波数の最小公倍数の標本化周波数で回路を動作させる
必要が無いので、高速動作素子は不要である。したがっ
て、実際の構成においては、汎用の回路で構成でき、論
理ＬＳＩによるハードウェアでも、プロセッサによるソ
フトウェアでも実現することが出来る。
化周波数あるいはＦＤＭ多重信号の通過帯域幅を、各個
別チャンネルの信号に分離する事なく、任意の比率で変
換することが出来る。多重化したまま信号処理が可能な
ので、構成ハードウェアの多重使用により大幅な構成量
縮減が可能となる。さらに従来方法の様に入出力標本化
周波数の最小公倍数の標本化周波数で回路を動作させる
必要が無いので、高速動作素子は不要である。したがっ
て、実際の構成においては、汎用の回路で構成でき、論
理ＬＳＩによるハードウェアでも、プロセッサによるソ
フトウェアでも実現することが出来る。
【図１】本発明で用いるトランスマルチプレクサの原理
の説明図。
の説明図。
【図２】トランスマルチプレクサのブロック図。
【図３】本発明に用いるディジタル補間器原理の説明
図。
図。
【図４】ディジタル補間器の系統図。
【図５】本発明の第１の実施例の系統図。
【図６】本発明の第２の実施例の系統図。
５０…時分割分離スイッチ、５１1，５１2，〜，５１4N
…遅延素子、５２0，５２1，５２2，〜，５２N-1，５２
N…係数掛算器、５３1，５３2，〜，５３N-1,５３N …
加減算器、５４…ＲＯＭ、５５…計時装置、５６…カウ
ンタ、５７…ラッチ、５８0，５８1，５８2，〜，５８
N-1，５８N …マルチプレクサゲート。
…遅延素子、５２0，５２1，５２2，〜，５２N-1，５２
N…係数掛算器、５３1，５３2，〜，５３N-1,５３N …
加減算器、５４…ＲＯＭ、５５…計時装置、５６…カウ
ンタ、５７…ラッチ、５８0，５８1，５８2，〜，５８
N-1，５８N …マルチプレクサゲート。
Claims (4)
- 【請求項１】第一の標本化周波数の標本化パルス信号に
よって周期的に初期設定される計時装置によって、第二
の標本化周波数の標本化パルスの時刻を計測し、前記第
二の標本化時刻によって定まるフィルタ係数を持つ時変
係数フィルタを用いて、前記第一の標本化周期で標本化
された入力信号系列を、第二の標本化周期で標本化し直
した出力信号系列に変換する標本化周波数変換器におい
て、時分割多重信号を前記標本化周波数変換器の入力信
号とし、前記入力時分割多重信号を個別チャンネルに多
重分離し、分離した各個別チャンネル信号ごとに前記フ
ィルタの遅延素子列を設け、前記遅延素子列の各タップ
毎に時分割多重マルチプレクサゲートにより時分割多重
して、前記時変係数フィルタの係数掛算器に入力する事
により、前記時変係数フィルタを時分割多重使用する様
に構成する事を特徴とする多重化信号の標本化周波数変
換方式。 - 【請求項２】請求項１に記載の前記時分割多重化信号の
標本化周波数変換方式と、トランスマルチプレクサを組
合せ、時分割多重信号の標本化周波数を変換してから、
前記トランスマルチプレクサに入力して、時分割多重信
号を周波数分割多重信号に変換する多重化信号の標本化
周波数変換方式。 - 【請求項３】請求項１に記載の前記時分割多重化信号の
標本化周波数変換方式と、トランスデマルチプレクサを
組合せ、前記トランスデマルチプレクサによって周波数
分割多重信号を時分割多重信号に変換してから、前記時
分割多重化信号の標本化周波数変換方式で、標本化周波
数を変換することを特徴とする多重化信号の標本化周波
数変換方式。 - 【請求項４】請求項１に記載の前記時分割多重化信号の
標本化周波数変換方式と、トランスマルチプレクサおよ
びトランスデマルチプレクサを組合せ、前記トランスデ
マルチプレクサによって周波数分割多重信号を時分割多
重信号に変換してから、前記時分割多重化信号の標本化
周波数変換方式で、標本化周波数を変換し、さらに前記
トランスマルチプレクサによって、再び周波数分割多重
信号に変換することにより、周波数分割多重信号の周波
数帯域幅を変換する周波数分割多重化信号の周波数帯域
幅変換方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27834292A JPH06132908A (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 多重化信号の標本化周波数変換方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27834292A JPH06132908A (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 多重化信号の標本化周波数変換方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06132908A true JPH06132908A (ja) | 1994-05-13 |
Family
ID=17595999
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27834292A Pending JPH06132908A (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 多重化信号の標本化周波数変換方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06132908A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030064111A (ko) * | 2002-01-25 | 2003-07-31 | 전자부품연구원 | 시간분할 디지털 필터 및 이를 이용한 다채널 코덱회로 |
-
1992
- 1992-10-16 JP JP27834292A patent/JPH06132908A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030064111A (ko) * | 2002-01-25 | 2003-07-31 | 전자부품연구원 | 시간분할 디지털 필터 및 이를 이용한 다채널 코덱회로 |
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