JPH05206969A - 信号多重方式変換装置 - Google Patents
信号多重方式変換装置Info
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- JPH05206969A JPH05206969A JP1373492A JP1373492A JPH05206969A JP H05206969 A JPH05206969 A JP H05206969A JP 1373492 A JP1373492 A JP 1373492A JP 1373492 A JP1373492 A JP 1373492A JP H05206969 A JPH05206969 A JP H05206969A
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- Japan
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- sampling frequency
- coefficient
- tdm
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Abstract
(57)【要約】
【構成】標本化周波数変換機能をもつ時変係数ＦＩＲフ
ィルタの係数に、フィルタ周波数特性をシフトするため
の位相シフト係数を掛けて、帯域通過フィルタ機能を実
現し、タイムスロット毎に位相シフト係数を変えて、多
重方式を変換する。 【効果】任意の多重数，標本化周波数の制限の無い方式
変換が可能となり、信号多重方式変換装置の設計自由度
が大幅に上がり、構成を簡単にすることが出来る。
ィルタの係数に、フィルタ周波数特性をシフトするため
の位相シフト係数を掛けて、帯域通過フィルタ機能を実
現し、タイムスロット毎に位相シフト係数を変えて、多
重方式を変換する。 【効果】任意の多重数，標本化周波数の制限の無い方式
変換が可能となり、信号多重方式変換装置の設計自由度
が大幅に上がり、構成を簡単にすることが出来る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は多重伝送方式の変換に係
り、特に、周波数分割多重（ＦＤＭ）信号と、時分割多
重（ＴＤＭ）信号を相互変換する多重方式変換装置に関
する。
り、特に、周波数分割多重（ＦＤＭ）信号と、時分割多
重（ＴＤＭ）信号を相互変換する多重方式変換装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】信号を多重して伝送する方式として、周
波数分割多重（ＦＤＭ）方式，時分割多重（ＴＤＭ）方
式等が用いられている。ＦＤＭ方式は伝送路の周波数帯
域をＭ個に分割し、各チャンネルの信号を各帯域に周波
数シフトして伝送する方法である。また、ＴＤＭ方式は
伝送するＭチャンネルのデータを、Ｍ倍高速なクロック
を用いて、クロック毎に異なるチャンネルのデータを送
出することで多重する。これらの方式は伝送できる情報
量において同等であり、互いに変換することが出来る。
波数分割多重（ＦＤＭ）方式，時分割多重（ＴＤＭ）方
式等が用いられている。ＦＤＭ方式は伝送路の周波数帯
域をＭ個に分割し、各チャンネルの信号を各帯域に周波
数シフトして伝送する方法である。また、ＴＤＭ方式は
伝送するＭチャンネルのデータを、Ｍ倍高速なクロック
を用いて、クロック毎に異なるチャンネルのデータを送
出することで多重する。これらの方式は伝送できる情報
量において同等であり、互いに変換することが出来る。
【０００３】図３にＴＤＭ−ＦＤＭ変換の原理を示す。
図において、３１は多重分離スイッチ、３２0，〜，３
２M-1は周波数混合器、３３0，〜，３３M-1は発振器、
３４０，〜，３４Ｍ−１ は帯域通過フィルタ、３５は
加算器である。ＴＤＭ信号を多重分離スイッチ３１で個
別チャンネルに変換し、発振器３３iと、周波数混合器
３２iと、帯域通過フィルタ３４i とからなる周波数変
換器によって、周波数シフトすれば、ＴＤＭ−ＦＤＭ変
換出来る。しかし、個別チャンネルに分解する方法は、
構成ハード量が多くなる欠点がある。
図において、３１は多重分離スイッチ、３２0，〜，３
２M-1は周波数混合器、３３0，〜，３３M-1は発振器、
３４０，〜，３４Ｍ−１ は帯域通過フィルタ、３５は
加算器である。ＴＤＭ信号を多重分離スイッチ３１で個
別チャンネルに変換し、発振器３３iと、周波数混合器
３２iと、帯域通過フィルタ３４i とからなる周波数変
換器によって、周波数シフトすれば、ＴＤＭ−ＦＤＭ変
換出来る。しかし、個別チャンネルに分解する方法は、
構成ハード量が多くなる欠点がある。
【０００４】ＴＤＭ−ＦＤＭ変換の際に、多重信号を各
個別チャネルの信号に分離せず、多重したままでＦＤＭ
方式とＴＤＭ方式を相互変換する装置として、トランス
マルチプレクサ（ＴＭＵＸ）があり、これに関する公知
例として特開昭64−27332 号公報の変調形式変換装置な
どがある。ＴＭＵＸの原理は特開昭64−27332 号公報
や、電子情報通信学会編「ディジタル信号処理の応
用」，５章，pp．１２１−１３４（１９８１年発行）な
どに詳述されているが、ここで簡単に述べる。
個別チャネルの信号に分離せず、多重したままでＦＤＭ
方式とＴＤＭ方式を相互変換する装置として、トランス
マルチプレクサ（ＴＭＵＸ）があり、これに関する公知
例として特開昭64−27332 号公報の変調形式変換装置な
どがある。ＴＭＵＸの原理は特開昭64−27332 号公報
や、電子情報通信学会編「ディジタル信号処理の応
用」，５章，pp．１２１−１３４（１９８１年発行）な
どに詳述されているが、ここで簡単に述べる。
【０００５】ＴＤＭ−ＦＤＭ変換で行う周波数シフトの
ため、標本化周波数ｆs と各チャンネルのシフト周波数
ｆk が、ｆk＝(ｋ＋１／２)ｆs／２Ｍの関係を満たすよ
うに選ぶ（図４−ａ）。入力ＴＤＭ信号を多重分離スイ
ッチ回路で分離すると、標本化周波数がｆB＝ｆs／２Ｍ
に下がり、図４−ｂの実線で示すスペクトルとなる。こ
れを再び、ｆs で処理すると図４−ｂの点線で示すよう
な折り返し高調波成分が現れる。この中から、シフトし
たい周波数の成分をフィルタバンクで抜き出せばよい。
ため、標本化周波数ｆs と各チャンネルのシフト周波数
ｆk が、ｆk＝(ｋ＋１／２)ｆs／２Ｍの関係を満たすよ
うに選ぶ（図４−ａ）。入力ＴＤＭ信号を多重分離スイ
ッチ回路で分離すると、標本化周波数がｆB＝ｆs／２Ｍ
に下がり、図４−ｂの実線で示すスペクトルとなる。こ
れを再び、ｆs で処理すると図４−ｂの点線で示すよう
な折り返し高調波成分が現れる。この中から、シフトし
たい周波数の成分をフィルタバンクで抜き出せばよい。
【０００６】次に、フィルタバンクは、同じ通過帯域幅
ｆB をもち、中心周波数がｆB ずつ離れた帯域通過フィ
ルタ群からなっている(図４−ｃ)。従ってｋ番目のフィ
ルタＨk(ｚ)は、周波数特性が同一のオリジナルフィル
タＨo(ｚ)を(ｋ＋１／２)ｆB 周波数シフトしたもの
で、Ｈo(ｚ)の遅延演算子ｚ＝exp(ｊ２πｆ／ｆs）のｆ
をｆ−(ｋ＋１／２)ｆB に代えた、
ｆB をもち、中心周波数がｆB ずつ離れた帯域通過フィ
ルタ群からなっている(図４−ｃ)。従ってｋ番目のフィ
ルタＨk(ｚ)は、周波数特性が同一のオリジナルフィル
タＨo(ｚ)を(ｋ＋１／２)ｆB 周波数シフトしたもの
で、Ｈo(ｚ)の遅延演算子ｚ＝exp(ｊ２πｆ／ｆs）のｆ
をｆ−(ｋ＋１／２)ｆB に代えた、
【０００７】
【数１】
【０００８】を代入したものに等しい（Ｗ＝exp(−ｊ２
π／２Ｍ)）。すなわち、
π／２Ｍ)）。すなわち、
【０００９】
【数２】
【００１０】となる。ところで、任意のフィルタは標本
化周波数を１／Ｍにしたポリフェーズフィルタにより
化周波数を１／Ｍにしたポリフェーズフィルタにより
【００１１】
【数３】
【００１２】と表せる。これによりｋ番目のフィルタＨ
k(ｚ）をポリフェーズに分解して、ｋｆB 周波数シフト
の関係を使うと、
k(ｚ）をポリフェーズに分解して、ｋｆB 周波数シフト
の関係を使うと、
【００１３】
【数４】
【００１４】と表せる。ただし、
【００１５】
【数５】
【００１６】である。各ｋ番目のフィルタからの出力を
全て加算しＦＤＭ信号を得る（図４−ｄ）。
全て加算しＦＤＭ信号を得る（図４−ｄ）。
【００１７】数４から、ＦＤＭ方式のフィルタバンク
は、数５の行列Ｗ-ik の掛算，ポリフェーズフィルタ
（数３），位相回転exp(ｊπｉ／２Ｍ），遅延ｚで実現
できる。行列Ｗ-ik の掛算は、ＦＦＴ（高速フーリエ変
換）で使われるバタフライ演算であるから、同じアルゴ
リズムで高速化できる。またＭ個のフィルタバンクの各
々から展開された、Ｍ個のポリフェーズフィルタは、す
べて共通であるのでハードウェアの縮減が図れる。
は、数５の行列Ｗ-ik の掛算，ポリフェーズフィルタ
（数３），位相回転exp(ｊπｉ／２Ｍ），遅延ｚで実現
できる。行列Ｗ-ik の掛算は、ＦＦＴ（高速フーリエ変
換）で使われるバタフライ演算であるから、同じアルゴ
リズムで高速化できる。またＭ個のフィルタバンクの各
々から展開された、Ｍ個のポリフェーズフィルタは、す
べて共通であるのでハードウェアの縮減が図れる。
【００１８】こうして、ＴＤＭ−ＦＤＭ変換は図５に示
すＴＭＵＸで実現できる事がわかる。図において、５１
は多重分離スイッチ、５２はバタフライ演算回路、５３
0，〜，５３M-1はポリフェーズフィルタ、５４0，〜，
５４M-1 は位相回転回路、５５0，〜，５５M-1 は遅延
素子、５６は加算器である。なお、逆操作のＦＤＭ−Ｔ
ＤＭ変換は図５の構成を逆にしたＴＤＭＵＸ（トランス
デマルチプレクサ）で実現される（ＩＦＦＴの演算Ｗ
-ikは、Ｗik(ＦＦＴ)に変わる）。
すＴＭＵＸで実現できる事がわかる。図において、５１
は多重分離スイッチ、５２はバタフライ演算回路、５３
0，〜，５３M-1はポリフェーズフィルタ、５４0，〜，
５４M-1 は位相回転回路、５５0，〜，５５M-1 は遅延
素子、５６は加算器である。なお、逆操作のＦＤＭ−Ｔ
ＤＭ変換は図５の構成を逆にしたＴＤＭＵＸ（トランス
デマルチプレクサ）で実現される（ＩＦＦＴの演算Ｗ
-ikは、Ｗik(ＦＦＴ)に変わる）。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術により多
重信号の変換を行う場合、ＦＦＴで用いられるバタフラ
イ演算が、演算処理量の大幅な削減を達成できた要因と
なっている。ところで、バタフライ演算は、多重数Ｍが
２のべき乗の場合のみに有効であり、Ｍが２のべき乗で
ない場合には、行列Ｗ-ik の掛算をそのまま実行しなけ
ればならず、ハードウェアが簡単になるとは言えない。
重信号の変換を行う場合、ＦＦＴで用いられるバタフラ
イ演算が、演算処理量の大幅な削減を達成できた要因と
なっている。ところで、バタフライ演算は、多重数Ｍが
２のべき乗の場合のみに有効であり、Ｍが２のべき乗で
ない場合には、行列Ｗ-ik の掛算をそのまま実行しなけ
ればならず、ハードウェアが簡単になるとは言えない。
【００２０】また、標本化周波数ｆs と、個別チャンネ
ルの帯域ｆB と、チャンネル多重数Ｍとの関係は、ｆs
＝２ＭｆBに決まっており、それを満足しない場合に
は、無駄なチャンネルが生ずる。多重信号伝送路の伝送
帯域を考慮して、実際に適用すると、このように選べな
い場合が多い。
ルの帯域ｆB と、チャンネル多重数Ｍとの関係は、ｆs
＝２ＭｆBに決まっており、それを満足しない場合に
は、無駄なチャンネルが生ずる。多重信号伝送路の伝送
帯域を考慮して、実際に適用すると、このように選べな
い場合が多い。
【００２１】本発明の目的は従来のＴＭＵＸが持ってい
る欠点、すなわち、多重数Ｍが２のべき乗に制限される
事、および、標本化周波数の選択の制限を取り除き、設
計の自由度を増すことが出来、かつ、構成ハードウェア
量の少ない信号多重方式変換装置を提供することにあ
る。
る欠点、すなわち、多重数Ｍが２のべき乗に制限される
事、および、標本化周波数の選択の制限を取り除き、設
計の自由度を増すことが出来、かつ、構成ハードウェア
量の少ない信号多重方式変換装置を提供することにあ
る。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は特願平3−11914号明細書に述べられている
“周波数分割多重信号処理装置”を適用する。これは、
時変係数フィルタを用いた標本化周波数変換装置を用
い、そのフィルタ係数に位相変位定数を掛け、標本化周
波数変換作用と帯域通過フィルタ作用を同時に実現させ
るものである。まず、時変係数フィルタによる標本化周
波数変換について説明する。
に、本発明は特願平3−11914号明細書に述べられている
“周波数分割多重信号処理装置”を適用する。これは、
時変係数フィルタを用いた標本化周波数変換装置を用
い、そのフィルタ係数に位相変位定数を掛け、標本化周
波数変換作用と帯域通過フィルタ作用を同時に実現させ
るものである。まず、時変係数フィルタによる標本化周
波数変換について説明する。
【００２３】標本化定理によれば、図６に示したよう
に、周期Ｔ1 で標本化されたデ−タ列ｆ(ｎＴ1)(黒丸で
示す）から、元の時間関数ｆ(ｔ)は、Sinc(ｔ)=sinｔ／
ｔを用いて
に、周期Ｔ1 で標本化されたデ−タ列ｆ(ｎＴ1)(黒丸で
示す）から、元の時間関数ｆ(ｔ)は、Sinc(ｔ)=sinｔ／
ｔを用いて
【００２４】
【数６】 ｆ(ｔ)＝Σｆ(ｎＴ)Sinc｛π(ｔ＋ｎＴ1)／Ｔ1｝＝Σｆ(ｎＴ1)Sc(ｎ，τ) と表すことができる。ここでτ＝ｔ／Ｔ1は出力時刻ｔ
をＴ1 周期で計ったときの端数、Sc(ｎ,τ)＝sin｛π
(τ＋ｎ)｝／(τ＋ｎ)である。
をＴ1 周期で計ったときの端数、Sc(ｎ,τ)＝sin｛π
(τ＋ｎ)｝／(τ＋ｎ)である。
【００２５】数６を有限個のデータＮで近似すると、補
間値ｆ(ｔ)は、時変係数Sc(ｎ,τ)をもつ非巡回型（Ｆ
ＩＲ）フィルタの出力として得られることを示してい
る。図６では、出力時刻ｔの周辺の四個のデータ
(ｆ-1，ｆ0，ｆ1，ｆ2）から、補間出力値ｆ(τ)（白丸
で示す）を求める例を示す。
間値ｆ(ｔ)は、時変係数Sc(ｎ,τ)をもつ非巡回型（Ｆ
ＩＲ）フィルタの出力として得られることを示してい
る。図６では、出力時刻ｔの周辺の四個のデータ
(ｆ-1，ｆ0，ｆ1，ｆ2）から、補間出力値ｆ(τ)（白丸
で示す）を求める例を示す。
【００２６】ハードウェアで実現したディジタル補間器
の構成を図７に示す。図７において、１1，〜，１Nは遅
延素子、２0，２1，〜，２N は係数掛算器、４1，〜，
４Nは加算器、６はＲＯＭ、７はカウンタ、８はラッチ
レジスタである。遅延素子，係数掛算器，加算器は入力
標本化周波数ｆs1で動作するＦＩＲフィルタを構成して
いる。
の構成を図７に示す。図７において、１1，〜，１Nは遅
延素子、２0，２1，〜，２N は係数掛算器、４1，〜，
４Nは加算器、６はＲＯＭ、７はカウンタ、８はラッチ
レジスタである。遅延素子，係数掛算器，加算器は入力
標本化周波数ｆs1で動作するＦＩＲフィルタを構成して
いる。
【００２７】時変係数Sc(ｎ,τ)を定めるパラメータτ
は、出力の標本化周期Ｔ2＝１／ｆs2によって与えられ
るデータ出力時刻ｔにより、
は、出力の標本化周期Ｔ2＝１／ｆs2によって与えられ
るデータ出力時刻ｔにより、
【００２８】
【数７】ｔ＝ｎＴ1＋τ＝ｍＴ2 と表される。ハードウェアでτを求めるには（図７参
照）、Ｔ1 よりも充分高速なクロックパルスを入力した
カウンタ７を、Ｔ1周期でリセットし、計数値をＴ2周期
で読み出し、ラッチレジスタ８に保持することで実現で
きる。時変係数Sc(ｎ,τ）を前もってＲＯＭ４に書き込
んでおき、求めたτにより、これを読み出し、ＦＩＲフ
ィルタの係数として係数掛算器２0，２1，〜，２N に与
えれば、時変係数フィルタによる補間装置が実現され
る。
照）、Ｔ1 よりも充分高速なクロックパルスを入力した
カウンタ７を、Ｔ1周期でリセットし、計数値をＴ2周期
で読み出し、ラッチレジスタ８に保持することで実現で
きる。時変係数Sc(ｎ,τ）を前もってＲＯＭ４に書き込
んでおき、求めたτにより、これを読み出し、ＦＩＲフ
ィルタの係数として係数掛算器２0，２1，〜，２N に与
えれば、時変係数フィルタによる補間装置が実現され
る。
【００２９】上述の補間器は入力の標本化周波数で動作
する、時変係数フィルタを用いている。このフィルタの
周波数特性は数６で用いた時変係数Sc(ｎ,τ）によって
表される。そこで、Sc(ｎ,τ）を変えることで、任意の
特性を持つ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を実現すること
が出来る。
する、時変係数フィルタを用いている。このフィルタの
周波数特性は数６で用いた時変係数Sc(ｎ,τ）によって
表される。そこで、Sc(ｎ,τ）を変えることで、任意の
特性を持つ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を実現すること
が出来る。
【００３０】ＴＤＭ−ＦＤＭ変換を実現するには、帯域
通過フィルタ(ＢＰＦ)が必要となる。そこで、従来技術
の項で説明した、周波数シフトの考え方を応用して、Ｌ
ＰＦ特性をＢＰＦ特性に変換する。フィルタのインパル
ス応答をｈｎとすると、フィルタ伝達関数Ｈ(ｚ)は、
通過フィルタ(ＢＰＦ)が必要となる。そこで、従来技術
の項で説明した、周波数シフトの考え方を応用して、Ｌ
ＰＦ特性をＢＰＦ特性に変換する。フィルタのインパル
ス応答をｈｎとすると、フィルタ伝達関数Ｈ(ｚ)は、
【００３１】
【数８】
【００３２】で与えられる。各フィルタ係数にcos(ｎ
φ)＝(exp(ｊｎφ)＋exp(−ｊｎφ))／２を掛けたフィ
ルタを作ると、ｚ＝exp(ｊ２πｆ／ｆs)であるから、
φ)＝(exp(ｊｎφ)＋exp(−ｊｎφ))／２を掛けたフィ
ルタを作ると、ｚ＝exp(ｊ２πｆ／ｆs)であるから、
【００３３】
【数９】
【００３４】となる。数９で、ｆo＝ｆsφ／２πであ
る。
る。
【００３５】すなわち、フィルタの各係数に位相シフト
定数cos(ｎφ)を掛けることにより、周波数特性をｆo＝
ｆsφ／２πシフトすることが出来、ＬＰＦ特性を帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）に変換出来る。なお、従来技術
の項で述べたようにシフト定数をexp(ｊｎφ）と複素数
にすると、周波数をｆ−ｆo、あるいは、ｆ＋ｆoの一方
のみにシフトしたフィルタ（複素フィルタ）が得られ
る。
定数cos(ｎφ)を掛けることにより、周波数特性をｆo＝
ｆsφ／２πシフトすることが出来、ＬＰＦ特性を帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）に変換出来る。なお、従来技術
の項で述べたようにシフト定数をexp(ｊｎφ）と複素数
にすると、周波数をｆ−ｆo、あるいは、ｆ＋ｆoの一方
のみにシフトしたフィルタ（複素フィルタ）が得られ
る。
【００３６】
【作用】以上の説明で、時変係数を用いた標本化周波数
変換器において、フィルタ係数に位相シフト係数を掛け
ることにより、標本化周波数変換機能とＢＰＦ機能を同
時に処理出来る事が判った。ここで、この標本化周波数
変換器にＦＤＭ信号を入力し、出力において位相シフト
係数を、ｆs ごとに個別チャンネルの係数φ＝２πｆo
／ｆs（ｆo は各チャンネルの周波数シフト量）に変え
ながら動作させると、出力信号にはｆs 毎に、各チャン
ネルの信号が得られる。これは、ＴＤＭ信号に他ならな
い。こうして、ＦＤＭ−ＴＤＭ変換が実現できる。この
構成では、入力及び、出力の標本化周波数は個別チャン
ネル帯域幅の整数倍であれば自由に選ぶことが出来る。
またチャンネル多重数Ｍも自由に選べる。ＴＤＭ−ＦＤ
Ｍ変換も同様に処理することが出来る。
変換器において、フィルタ係数に位相シフト係数を掛け
ることにより、標本化周波数変換機能とＢＰＦ機能を同
時に処理出来る事が判った。ここで、この標本化周波数
変換器にＦＤＭ信号を入力し、出力において位相シフト
係数を、ｆs ごとに個別チャンネルの係数φ＝２πｆo
／ｆs（ｆo は各チャンネルの周波数シフト量）に変え
ながら動作させると、出力信号にはｆs 毎に、各チャン
ネルの信号が得られる。これは、ＴＤＭ信号に他ならな
い。こうして、ＦＤＭ−ＴＤＭ変換が実現できる。この
構成では、入力及び、出力の標本化周波数は個別チャン
ネル帯域幅の整数倍であれば自由に選ぶことが出来る。
またチャンネル多重数Ｍも自由に選べる。ＴＤＭ−ＦＤ
Ｍ変換も同様に処理することが出来る。
【００３７】
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。図１は周波数分割多重(FDM)入力信号を、時分割多
重（ＴＤＭ）信号に変換して出力する、トランスデマル
チプレクサ（ＴＤＭＵＸ）の一実施例である。図１にお
いて、図７と同じ構成要素には同一の番号を付してあ
る。３0，３1，〜，３N は係数掛算器、５はＲＯＭ、９
は符号反転器である。
る。図１は周波数分割多重(FDM)入力信号を、時分割多
重（ＴＤＭ）信号に変換して出力する、トランスデマル
チプレクサ（ＴＤＭＵＸ）の一実施例である。図１にお
いて、図７と同じ構成要素には同一の番号を付してあ
る。３0，３1，〜，３N は係数掛算器、５はＲＯＭ、９
は符号反転器である。
【００３８】図１の遅延素子１1，〜，１N，係数掛算器
２0，２1，〜，２N，加算器４1，〜，４N は、入力標本
化周波数ｆs1で動作する時変係数ＦＩＲフィルタを構成
し、入力信号が印加されると、時変係数αn(τ)＝Sc
(ｎ,τ)（ｎ＝０〜Ｎ）で決まるフィルタ処理を受け
て、出力信号が得られる。補間時刻τは、図７の説明で
述べたように、クロックパルスを入力したカウンタ７
を、Ｔ1(＝１／ｆs1）周期でリセットし、計数値をＴ
2(＝１／ｆs2，ｆs2は出力信号の標本化周波数）周期で
読み出し、ラッチレジスタ８に保持することで実現でき
る。時変係数αn(τ)は、ＲＯＭａ６に予め書き込んで
おき、補間時刻τを入力して読み出し、係数掛算器
３0，３1，〜，３N に設定する。時変係数αn(τ）は、
位相シフト係数βn＝cos(ｎ２πｆo／ｆs1)が掛けられ
る。これにより、フィルタ周波数特性はｆo 周波数シフ
トされて、ＬＰＦ特性がＢＰＦ特性に変換される。こう
して、ＦＤＭ信号の特定チャンネルの信号が抜き出さ
れ、標本化周波数ｆB に変換される。（出力ＴＤＭ信号
の標本化周波数はｆs2であるが、これは多重化された標
本化周波数であり、各チャンネル当りの標本化周波数は
２ｆB となる。）位相シフト係数を出力のタイムスロッ
ト毎に換え、ｋ番目のタイムスロットでは、周波数シフ
ト量をｆo＝(ｋ＋１／２)ｆBとすると、ｋ番目(ｋ＝０
〜Ｍ−１)のチャンネル信号が出力され、ＴＤＭ信号が
得られる。ところで、奇数番目のチャンネルの信号は、
スペクトルが反転している事が分かる。スペクトルを反
転するにはｆs／２周波数シフトすれば良い。遅延演算
子ｚ＝exp(ｊ２πｆ／ｆs）のｆにｆ−ｆs／２を代入す
ると、
２0，２1，〜，２N，加算器４1，〜，４N は、入力標本
化周波数ｆs1で動作する時変係数ＦＩＲフィルタを構成
し、入力信号が印加されると、時変係数αn(τ)＝Sc
(ｎ,τ)（ｎ＝０〜Ｎ）で決まるフィルタ処理を受け
て、出力信号が得られる。補間時刻τは、図７の説明で
述べたように、クロックパルスを入力したカウンタ７
を、Ｔ1(＝１／ｆs1）周期でリセットし、計数値をＴ
2(＝１／ｆs2，ｆs2は出力信号の標本化周波数）周期で
読み出し、ラッチレジスタ８に保持することで実現でき
る。時変係数αn(τ)は、ＲＯＭａ６に予め書き込んで
おき、補間時刻τを入力して読み出し、係数掛算器
３0，３1，〜，３N に設定する。時変係数αn(τ）は、
位相シフト係数βn＝cos(ｎ２πｆo／ｆs1)が掛けられ
る。これにより、フィルタ周波数特性はｆo 周波数シフ
トされて、ＬＰＦ特性がＢＰＦ特性に変換される。こう
して、ＦＤＭ信号の特定チャンネルの信号が抜き出さ
れ、標本化周波数ｆB に変換される。（出力ＴＤＭ信号
の標本化周波数はｆs2であるが、これは多重化された標
本化周波数であり、各チャンネル当りの標本化周波数は
２ｆB となる。）位相シフト係数を出力のタイムスロッ
ト毎に換え、ｋ番目のタイムスロットでは、周波数シフ
ト量をｆo＝(ｋ＋１／２)ｆBとすると、ｋ番目(ｋ＝０
〜Ｍ−１)のチャンネル信号が出力され、ＴＤＭ信号が
得られる。ところで、奇数番目のチャンネルの信号は、
スペクトルが反転している事が分かる。スペクトルを反
転するにはｆs／２周波数シフトすれば良い。遅延演算
子ｚ＝exp(ｊ２πｆ／ｆs）のｆにｆ−ｆs／２を代入す
ると、
【００３９】
【数１０】 exp(ｊ２π(ｆ−ｆs／２)／ｆs)＝ｚexp(―ｊπ)＝−ｚ となる。数１０は、出力信号の符号を一標本毎に反転す
れば、スペクトル反転した信号が得られる事を示してい
る。そこで、時変フィルタ出力の奇数チャンネル信号の
みを、符号反転器９により一標本毎に反転し、ＴＤＭに
変換した出力が得られる。以上の構成によって、ＴＤＭ
ＵＸが実現できる。
れば、スペクトル反転した信号が得られる事を示してい
る。そこで、時変フィルタ出力の奇数チャンネル信号の
みを、符号反転器９により一標本毎に反転し、ＴＤＭに
変換した出力が得られる。以上の構成によって、ＴＤＭ
ＵＸが実現できる。
【００４０】図２に図１の実施例の動作を説明する信号
スペクトル図を示す。図２−ａの実線で示すような入力
標本化周波数ｆs1のＦＤＭ信号を、ＴＤＭ信号に変換す
るものとする。各チャンネル信号の帯域幅はｆBで、多
重数ＭはＭ≦ｆs1／２ｆBである。チャンネルＢの信号
を抜き出すためには図２−ｂに示すように、帯域ｆB／
２のＬＰＦをｆo＝(ｋ＋１／２)ｆB周波数シフトしたＢ
ＰＦを用いれば良い。
スペクトル図を示す。図２−ａの実線で示すような入力
標本化周波数ｆs1のＦＤＭ信号を、ＴＤＭ信号に変換す
るものとする。各チャンネル信号の帯域幅はｆBで、多
重数ＭはＭ≦ｆs1／２ｆBである。チャンネルＢの信号
を抜き出すためには図２−ｂに示すように、帯域ｆB／
２のＬＰＦをｆo＝(ｋ＋１／２)ｆB周波数シフトしたＢ
ＰＦを用いれば良い。
【００４１】ＢＰＦ出力は、図２−ｃの実線で示した様
になり、これを標本化周波数２ｆB で標本化すると、点
線の様なスペクトルが得られる。図２−ｃの様に奇数チ
ャンネルのスペクトルは、周波数反転しているので、上
述したように符号反転により図２−ｄの様なスペクトル
の信号として出力する。周波数シフト量を変えて、別の
チャンネルの信号を抜き出し、出力標本周期Ｔ2(＝１／
ｆs2) の指定されたタイムスロットに、出力出来るの
で、図１の構成によりＦＤＭ−ＴＤＭ変換が可能な事が
分かる。
になり、これを標本化周波数２ｆB で標本化すると、点
線の様なスペクトルが得られる。図２−ｃの様に奇数チ
ャンネルのスペクトルは、周波数反転しているので、上
述したように符号反転により図２−ｄの様なスペクトル
の信号として出力する。周波数シフト量を変えて、別の
チャンネルの信号を抜き出し、出力標本周期Ｔ2(＝１／
ｆs2) の指定されたタイムスロットに、出力出来るの
で、図１の構成によりＦＤＭ−ＴＤＭ変換が可能な事が
分かる。
【００４２】以上の説明から容易に分かるように、本発
明によるＦＤＭ−ＴＤＭ変換では、多重数Ｍは２のべき
乗に制限されず、Ｍによらず同一構成で処理することが
可能である。また、入力標本化周波数任意の値を選ぶこ
とが出来る（ｆs1＝２ＭｆBに制限されない）。一方、
出力標本化周波数は個別チャンネルの帯域幅ｆB に対
し、任意の偶数倍の値(ｆs2＝２ｎｆB）を選ぶことがで
き、入出力で同じにする必要もない。このことから、本
発明の信号多重方式変換装置は設計自由度が非常に大き
いことが分かる。
明によるＦＤＭ−ＴＤＭ変換では、多重数Ｍは２のべき
乗に制限されず、Ｍによらず同一構成で処理することが
可能である。また、入力標本化周波数任意の値を選ぶこ
とが出来る（ｆs1＝２ＭｆBに制限されない）。一方、
出力標本化周波数は個別チャンネルの帯域幅ｆB に対
し、任意の偶数倍の値(ｆs2＝２ｎｆB）を選ぶことがで
き、入出力で同じにする必要もない。このことから、本
発明の信号多重方式変換装置は設計自由度が非常に大き
いことが分かる。
【００４３】図８に本発明によるトランスマルチプレク
サ（ＴＭＵＸ）の実施例を示す。
サ（ＴＭＵＸ）の実施例を示す。
【００４４】ＴＭＵＸはＴＤＭ入力信号を、ＦＤＭ信号
に多重したまま変換する装置である。８０は図７に示し
た標本化周波数変換器、８１1，〜，８１Nは遅延素子、
８６はＲＯＭ、８９は符号反転器である。
に多重したまま変換する装置である。８０は図７に示し
た標本化周波数変換器、８１1，〜，８１Nは遅延素子、
８６はＲＯＭ、８９は符号反転器である。
【００４５】図８の動作を、図９の信号スペクトル図を
参照しながら説明する。入力ＴＤＭ信号は帯域幅ｆB の
個別チャンネル信号をＭ多重した、標本化周波数ｆs1＝
２ＭｆBの信号である。入力ＴＤＭ信号の各個別チャン
ネル信号は、２ｆBの標本化周波数を持ち、これを標本
化周波数ｆs1で見ると、図９−ａの破線の様な折り返し
高調波信号が得られる。ＦＤＭ信号を得るには帯域フィ
ルタで、指定帯域の信号を抜き出せば良い。まず、図１
の実施例と同様に、符号反転器８９によって奇数番目チ
ャンネルの周波数反転を除く（図９−ｂ）。続いて、遅
延素子８１1,〜，８１N，係数掛算器２0，２1，〜，
２N，加算器４1，〜，４NからなるＭチャンネル多重フ
ィルタに入力される。このフィルタは遅延素子８１1，
〜，８１Nが、Ｍ多重されているので、ｆs1の各タイム
スロット毎に各チャンネルの信号が出力される。ＲＯＭ
８６に書き込まれたオリジナルフィルタ係数（図９−ｃ
の実線の特性）は、タイムスロット毎に異なる位相シフ
ト定数が、ＲＯＭｂ５から読み出されて係数掛算器
３0，３1，〜，３N により乗算される。これによりフィ
ルタ特性は、図９−ｃの点線の様になり、所望の帯域に
シフトされた信号が得られる。これを各タイムスロット
で実行すると、図９−ｄのＦＤＭ信号が得られる。この
信号は標本化周波数がｆs1であるので、さらに標本化周
波数変換器８０でｆｓ２に変換して出力すれば、図９−
ｅに示す所望のＦＤＭ信号を得ることが出来る。本発明
によるＴＤＭ−ＦＤＭ変換では、多重数Ｍを自由に選ぶ
ことが出来る事が分かる。また、標本化周波数変換器を
用いることにより、出力標本化周波数を任意の値に選ぶ
ことが出来る（ｆs2＝２ＭｆBに制限されない）。他
方、入力標本化周波数は個別チャンネルの帯域幅ｆB に
対し、任意の偶数倍の値（ｆs1＝２ｎｆB）を選ぶこと
ができ、入出力で同じにする必要もない。
参照しながら説明する。入力ＴＤＭ信号は帯域幅ｆB の
個別チャンネル信号をＭ多重した、標本化周波数ｆs1＝
２ＭｆBの信号である。入力ＴＤＭ信号の各個別チャン
ネル信号は、２ｆBの標本化周波数を持ち、これを標本
化周波数ｆs1で見ると、図９−ａの破線の様な折り返し
高調波信号が得られる。ＦＤＭ信号を得るには帯域フィ
ルタで、指定帯域の信号を抜き出せば良い。まず、図１
の実施例と同様に、符号反転器８９によって奇数番目チ
ャンネルの周波数反転を除く（図９−ｂ）。続いて、遅
延素子８１1,〜，８１N，係数掛算器２0，２1，〜，
２N，加算器４1，〜，４NからなるＭチャンネル多重フ
ィルタに入力される。このフィルタは遅延素子８１1，
〜，８１Nが、Ｍ多重されているので、ｆs1の各タイム
スロット毎に各チャンネルの信号が出力される。ＲＯＭ
８６に書き込まれたオリジナルフィルタ係数（図９−ｃ
の実線の特性）は、タイムスロット毎に異なる位相シフ
ト定数が、ＲＯＭｂ５から読み出されて係数掛算器
３0，３1，〜，３N により乗算される。これによりフィ
ルタ特性は、図９−ｃの点線の様になり、所望の帯域に
シフトされた信号が得られる。これを各タイムスロット
で実行すると、図９−ｄのＦＤＭ信号が得られる。この
信号は標本化周波数がｆs1であるので、さらに標本化周
波数変換器８０でｆｓ２に変換して出力すれば、図９−
ｅに示す所望のＦＤＭ信号を得ることが出来る。本発明
によるＴＤＭ−ＦＤＭ変換では、多重数Ｍを自由に選ぶ
ことが出来る事が分かる。また、標本化周波数変換器を
用いることにより、出力標本化周波数を任意の値に選ぶ
ことが出来る（ｆs2＝２ＭｆBに制限されない）。他
方、入力標本化周波数は個別チャンネルの帯域幅ｆB に
対し、任意の偶数倍の値（ｆs1＝２ｎｆB）を選ぶこと
ができ、入出力で同じにする必要もない。
【００４６】以上、本発明をＦＤＭ−ＴＤＭ変換器、お
よびＴＤＭ−ＦＤＭ変換器に適用した実施例に付いて説
明したが、上記実施例は、両者ともＴＤＭ信号の標本化
周波数が、個別チャンネルの帯域幅ｆBの偶数倍の値(ｆ
s＝２ｎｆB）に限られていた。実際の応用では、この制
約も問題となることがある。この場合には、ＴＤＭ−Ｆ
ＤＭ変換器の実施例で述べたようにＴＤＭ信号側に標本
化周波数変換器を挿入することで解決できる。この場合
には、入出力標本化周波数ｆs1，ｆs2，個別チャンネル
の帯域幅ｆB および多重数Ｍを全く自由に選ぶことが可
能で、本発明の信号多重方式変換装置は設計自由度が非
常に大きいことが分かる。
よびＴＤＭ−ＦＤＭ変換器に適用した実施例に付いて説
明したが、上記実施例は、両者ともＴＤＭ信号の標本化
周波数が、個別チャンネルの帯域幅ｆBの偶数倍の値(ｆ
s＝２ｎｆB）に限られていた。実際の応用では、この制
約も問題となることがある。この場合には、ＴＤＭ−Ｆ
ＤＭ変換器の実施例で述べたようにＴＤＭ信号側に標本
化周波数変換器を挿入することで解決できる。この場合
には、入出力標本化周波数ｆs1，ｆs2，個別チャンネル
の帯域幅ｆB および多重数Ｍを全く自由に選ぶことが可
能で、本発明の信号多重方式変換装置は設計自由度が非
常に大きいことが分かる。
【００４７】
【発明の効果】本発明によれば、時変係数フィルタによ
る標本化周波数変換器を応用した、通過帯域可変のフィ
ルタを用いて、多重信号の方式を変換する装置が実現で
きる。従来のＦＦＴ（あるいはＩＦＦＴ）を用いた信号
多重方式変換装置では、チャンネル多重数が２のべき乗
に制限されたり、入出力標本化周波数と、個別チャンネ
ルの標本化周波数及び多重数との間に制限があり、これ
が装置の適用範囲を狭めていた。本発明の信号多重方式
変換装置では、構成を変更する事無しに、任意の多重数
の方式変換が行え、さらに、標本化周波数変換器を併用
することにより、標本化周波数と多重数の間の制限を除
き、全く自由に選ぶことが出来る。このため本発明によ
り、設計自由度が大きく、したがって広範囲な分野に適
応可能な信号多重方式変換装置が得られる。
る標本化周波数変換器を応用した、通過帯域可変のフィ
ルタを用いて、多重信号の方式を変換する装置が実現で
きる。従来のＦＦＴ（あるいはＩＦＦＴ）を用いた信号
多重方式変換装置では、チャンネル多重数が２のべき乗
に制限されたり、入出力標本化周波数と、個別チャンネ
ルの標本化周波数及び多重数との間に制限があり、これ
が装置の適用範囲を狭めていた。本発明の信号多重方式
変換装置では、構成を変更する事無しに、任意の多重数
の方式変換が行え、さらに、標本化周波数変換器を併用
することにより、標本化周波数と多重数の間の制限を除
き、全く自由に選ぶことが出来る。このため本発明によ
り、設計自由度が大きく、したがって広範囲な分野に適
応可能な信号多重方式変換装置が得られる。
【００４８】時変係数ＦＩＲフィルタの構造を持ち、位
相シフト係数の変更は、ＲＯＭで対処出来るので、構成
を大幅に簡単化出来る長所をもつ。
相シフト係数の変更は、ＲＯＭで対処出来るので、構成
を大幅に簡単化出来る長所をもつ。
【００４９】また、本発明はすべてディジタル回路で実
現できるので、ＬＳＩ化も容易であり、ディジタル信号
処理を用いる各方面で、広く応用することが出来る。
現できるので、ＬＳＩ化も容易であり、ディジタル信号
処理を用いる各方面で、広く応用することが出来る。
【図１】本発明によるトランスデマルチプレクサ（ＴＤ
ＭＵＸ）の実施例のブロック図。
ＭＵＸ）の実施例のブロック図。
【図２】図１の動作を説明する信号スペクトルの説明
図。
図。
【図３】ＴＤＭ−ＦＤＭ変換器の原理説明図。
【図４】図３の動作を説明する信号スペクトル図。
【図５】従来のトランスマルチプレクサ（ＴＭＵＸ）の
ブロック図。
ブロック図。
【図６】時変係数ＦＩＲフィルタによる補間方式の原理
の説明図。
の説明図。
【図７】時変係数ＦＩＲフィルタによるディジタル補間
器のブロック図。
器のブロック図。
【図８】本発明によるＴＭＵＸの実施例のブロック図。
【図９】図８の動作を説明する信号スペクトル図。
１1，〜，１N…遅延素子、２0，２1，〜，２N，３0,
３1，〜，３N …係数掛算器、４1，〜，４N…加算器、
５，６…ＲＯＭ、７…カウンタ、８…ラッチレジスタ、
９…符号反転器。
３1，〜，３N …係数掛算器、４1，〜，４N…加算器、
５，６…ＲＯＭ、７…カウンタ、８…ラッチレジスタ、
９…符号反転器。
Claims (5)
- 【請求項１】帯域幅ｆB の個別チャンネル信号をＭ個、
周波数分割多重（ＦＤＭ）し、第一の標本化周波数ｆs1
(≧２ＭｆB）で標本化した入力ＦＤＭ信号を、時分割多
重（ＴＤＭ）信号に変換し、第二の標本化周波数ｆs2で
標本化し直したＴＤＭ出力信号に変換する信号多重方式
変換装置において、前記第一の標本化周波数で周期的に
初期設定される計時装置によって、第二の標本化周波数
ｆs2の標本化パルスの時刻を計測し、第二標本化時刻に
よって定まるフィルタ係数のｎ番目の係数に、前記ＦＤ
Ｍ信号のｋ番目の個別チャンネルの中心周波数ｆk＝ｆB
(ｋ＋１／２)と、ｆs2との比に相当する位相シフト係数
cos(２πｎｆk／ｆs2)を掛けた値を係数とする時変係数
フィルタを用いて、前記位相シフト係数のｋの値を、前
記TDM信号のタイムスロット番号(ｋ＝０〜Ｍ−１)とす
る事により、入力ＦＤＭ信号をＴＤＭ出力信号に変換す
る事を特徴とする信号多重方式変換装置。 - 【請求項２】帯域幅ｆB の個別チャンネル信号をＭ個、
時分割多重（ＴＤＭ）し、標本化周波数ｆs(＝２ＭｆB)
で標本化した入力ＴＤＭ信号を、標本化周波数ｆs の周
波数分割多重（ＦＤＭ）信号に変換する信号多重方式変
換装置において、前記個別チャンネルの帯域幅の１／２
の遮断周波数を持つ低域通過フィルタのｎ番目の係数
に、前記ＦＤＭ信号のｋ番目の個別チャンネルの中心周
波数ｆk＝ｆB(ｋ＋１／２）と、ｆs との比に相当する
位相シフト係数cos(２πｎｆk／ｆs) を掛けた値を係数
とし、この係数が入力ＴＤＭ信号のＭ標本毎の同一個別
チャンネルの信号に掛かるように動作する時変係数フィ
ルタを用いて、前記位相シフト係数のｋの値を、前記Ｔ
ＤＭ信号のタイムスロット番号（ｋ＝０〜Ｍ−１）とす
る事により、入力ＴＤＭ信号をＦＤＭ出力信号に変換す
る事を特徴とする信号多重方式変換装置。 - 【請求項３】請求項２において、前記時変係数フィルタ
の後段に、標本化周波数変換器を縦続接続し、出力ＦＤ
Ｍ信号の標本化周波数を前記ＴＤＭ入力信号の標本化周
波数ｆs(＝２ＭｆB)と異なった値とする信号多重方式変
換装置。 - 【請求項４】請求項１または２において、前記信号多重
方式変換装置の出力側、あるいは前記信号多重方式変換
装置の入力側で、ＴＤＭ信号の奇数番目のタイムスロッ
トの符号を一標本おきに反転することにより、ＦＤＭ信
号における前記チャンネル信号のスペクトルを反転する
信号多重方式変換装置。 - 【請求項５】請求項１または２において、前記信号多重
方式変換装置の出力側、あるいは前記信号多重方式変換
装置の入力側に、標本化周波数変換装置を縦続接続し、
TDM信号の標本化周波数を前記個別チャンネルの帯域幅
の偶数倍と異なる値に変換する信号多重方式変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1373492A JPH05206969A (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | 信号多重方式変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1373492A JPH05206969A (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | 信号多重方式変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05206969A true JPH05206969A (ja) | 1993-08-13 |
Family
ID=11841482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1373492A Pending JPH05206969A (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | 信号多重方式変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05206969A (ja) |
-
1992
- 1992-01-29 JP JP1373492A patent/JPH05206969A/ja active Pending
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