JPS5948576B2 - Ｔｄｍ／ｆｄｍ変換装置 - Google Patents
Ｔｄｍ／ｆｄｍ変換装置Info
- Publication number
- JPS5948576B2 JPS5948576B2 JP52038831A JP3883177A JPS5948576B2 JP S5948576 B2 JPS5948576 B2 JP S5948576B2 JP 52038831 A JP52038831 A JP 52038831A JP 3883177 A JP3883177 A JP 3883177A JP S5948576 B2 JPS5948576 B2 JP S5948576B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- fdm
- tdm
- conversion device
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J4/00—Combined time-division and frequency-division multiplex systems
- H04J4/005—Transmultiplexing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Electric Clocks (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ＴＤＭ（時分割多重）信号からＦＤＭ（周波
数分割多重）信号への変換をディジタル的に行なう装置
、すなわちトランス・マルチプレクサに関するものであ
る。
数分割多重）信号への変換をディジタル的に行なう装置
、すなわちトランス・マルチプレクサに関するものであ
る。
最近、通信網はディジタル総合網を目指し各構成要素の
積極的なディジタル化が推進されているが、既存網の大
部分はアナログ方式であり、ディジタル方式の導入には
、網の運用、経済性等の点から両方式の融合性を考慮す
る必要があると思われ、アナログ・ディジタル両方式間
の効率的、経済的なインターフェイスが望まれる。
積極的なディジタル化が推進されているが、既存網の大
部分はアナログ方式であり、ディジタル方式の導入には
、網の運用、経済性等の点から両方式の融合性を考慮す
る必要があると思われ、アナログ・ディジタル両方式間
の効率的、経済的なインターフェイスが望まれる。
ＴＤＭ信号とＦＤＭ信号の変換には、いわゆる音接と称
して多重化信号を音声ベース・バンドに落して行う方法
と、両多重化信号を多重化レベルでチャンネル対応に変
換する方法がある。
して多重化信号を音声ベース・バンドに落して行う方法
と、両多重化信号を多重化レベルでチャンネル対応に変
換する方法がある。
後者の方法を用いた変換装置は、いわゆるトランス・マ
ルチプレクサと称されている。従来、トランス・マルチ
プレクサの基本方式においては、帯域通過ディジタル・
フィルタとして、側波帯の重複あるいは異チャンネル間
の重複を避けるために、かなり急峻なカット・オフ特性
のものが要求され、さらに多重度に比例して動作サンプ
リング周波数が大きくなるため、ディジタル・フィルタ
リングに要求される演算量は膨大となる。
ルチプレクサと称されている。従来、トランス・マルチ
プレクサの基本方式においては、帯域通過ディジタル・
フィルタとして、側波帯の重複あるいは異チャンネル間
の重複を避けるために、かなり急峻なカット・オフ特性
のものが要求され、さらに多重度に比例して動作サンプ
リング周波数が大きくなるため、ディジタル・フィルタ
リングに要求される演算量は膨大となる。
したがつて、基本方式の変換処理をハードウェアで構成
することがきわめて困難である。本発明の目的は、この
ような問題を解決するため、側波帯抽出用のディジタル
・フィルタの動作速度を落とすことにより、ここに要す
る演算量を少くするとともに、補間に使用するフィルタ
の特性を同一にして変換装置の構成を簡単化し、かつ周
波数シフトのための乗算を不要にすることにより乗算貴
石よび乗算の種類を減少させたＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置
を提供することにある。
することがきわめて困難である。本発明の目的は、この
ような問題を解決するため、側波帯抽出用のディジタル
・フィルタの動作速度を落とすことにより、ここに要す
る演算量を少くするとともに、補間に使用するフィルタ
の特性を同一にして変換装置の構成を簡単化し、かつ周
波数シフトのための乗算を不要にすることにより乗算貴
石よび乗算の種類を減少させたＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置
を提供することにある。
以下、本発明の実施例を、図面により説明する。
第１図はＴＤＭとＦＤＭ伝送路の接続図、第２図はＴＤ
Ｍ／ＦＤＭ変換処理を示す周波数スペクトラム図、第３
図はＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置のブロック図、第４図は１
６チャンネルＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置のブロック図、第
５図はＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置の他の例を示すブロック
図である。第１図に示すように、ＴＤＭ信号は本発明に
よるＴＤＭ／ＦＤＭトランス・マルチプレクサＴ一ＭＵ
ＸでディジタルＦＤＭ信号に変換された後、ディジタル
・アナログ変換器Ｄ／ＡによりアナログＦＤＭ信号に変
換される。簡単のために、ＡチヤンネルのＰＣＭ−ＴＤ
Ｍ信号をＳＳＢ−ＦＤＭ信号に変換する場合を、第２図
、第３図により説明する。
Ｍ／ＦＤＭ変換処理を示す周波数スペクトラム図、第３
図はＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置のブロック図、第４図は１
６チャンネルＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置のブロック図、第
５図はＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置の他の例を示すブロック
図である。第１図に示すように、ＴＤＭ信号は本発明に
よるＴＤＭ／ＦＤＭトランス・マルチプレクサＴ一ＭＵ
ＸでディジタルＦＤＭ信号に変換された後、ディジタル
・アナログ変換器Ｄ／ＡによりアナログＦＤＭ信号に変
換される。簡単のために、ＡチヤンネルのＰＣＭ−ＴＤ
Ｍ信号をＳＳＢ−ＦＤＭ信号に変換する場合を、第２図
、第３図により説明する。
入力信号のサンプリング周波数をＦ８，とすると、第３
図のＣＨｌ〜ＣＨ４の各入力信号ｘ゛，（ｎτ）〜３：
：４（ｎτ）の周波数スペクトラムは、第２図ａで表わ
される。
図のＣＨｌ〜ＣＨ４の各入力信号ｘ゛，（ｎτ）〜３：
：４（ｎτ）の周波数スペクトラムは、第２図ａで表わ
される。
な右、入力信号ｘ゛１（ｎτ）〜．Ｘ：４（ｎτ）は時
分割多重されて、実際には１つの入力点から入力される
。そして、各チヤンネル信号ｘ“，（ｎ！）〜Ｘ゜４ｌ
，２・・・・・・）を掛けて、複素信号を形成する。
分割多重されて、実際には１つの入力点から入力される
。そして、各チヤンネル信号ｘ“，（ｎ！）〜Ｘ゜４ｌ
，２・・・・・・）を掛けて、複素信号を形成する。
この複素信号の周波数スペクトラムは、第２図ｂに示す
ように、元の信号の周波数スペクトラムを左にＦｓｌ／
４だけずらしたものとなる。なお、ｅ−Ｊ７引まｎ（ｎ
は４の倍数）ごとに周期的であり、とり得る値は１，−
Ｊ，−１，ｊの４つだけで、これは実質的に乗算が不要
であることを意味する。次に、この複素信号をその上側
波帯だけ通過させるようなサンプリング周波数Ｆｓｌで
動作する過渡特性の急唆な低域通過デイジタル・フイル
タＨＯに通すと（第２図（ＨＯ）参照）、出力信号ｙ１
（ｎτ）〜Ｙ４（ｎτ）の周波数スペクトラムは第２図
ｃのようになる。
ように、元の信号の周波数スペクトラムを左にＦｓｌ／
４だけずらしたものとなる。なお、ｅ−Ｊ７引まｎ（ｎ
は４の倍数）ごとに周期的であり、とり得る値は１，−
Ｊ，−１，ｊの４つだけで、これは実質的に乗算が不要
であることを意味する。次に、この複素信号をその上側
波帯だけ通過させるようなサンプリング周波数Ｆｓｌで
動作する過渡特性の急唆な低域通過デイジタル・フイル
タＨＯに通すと（第２図（ＨＯ）参照）、出力信号ｙ１
（ｎτ）〜Ｙ４（ｎτ）の周波数スペクトラムは第２図
ｃのようになる。
次に、信号ｙ１（ｎτ）〜Ｙ４（ｎτ）をサンプリング
周波数Ｆｓ２＝２ｆｓ１で動作し．０〜１ｆｓ２のゝ
８通過帯域で平坦（ゲインｌ）、績ＦＳ２Ｈｆｓ２
の過渡帯域で任意Ｊよび香ＦＳ２〜トＳ２を阻止帯域と
するような特性を有する低域通過デイジタル・フイルタ
ＨＭ（第２図（ＨＭ（１）参照）で補間すると、その出
力信号の周波数スペクトラムは、第２図ｄに示すように
なる。
周波数Ｆｓ２＝２ｆｓ１で動作し．０〜１ｆｓ２のゝ
８通過帯域で平坦（ゲインｌ）、績ＦＳ２Ｈｆｓ２
の過渡帯域で任意Ｊよび香ＦＳ２〜トＳ２を阻止帯域と
するような特性を有する低域通過デイジタル・フイルタ
ＨＭ（第２図（ＨＭ（１）参照）で補間すると、その出
力信号の周波数スペクトラムは、第２図ｄに示すように
なる。
ここで用いる補間フイルタは、過渡帯域が広いため．フ
イルタの次数はきわめて少くてすむ。祷÷：▲心、―言
；ｒ揶工 してはＥｊ６トをそれぞれ掛けると、その信号の周波数
スペクトラムは各々第２図（ｅ１）〜（Ｅ４）のように
なる。
イルタの次数はきわめて少くてすむ。祷÷：▲心、―言
；ｒ揶工 してはＥｊ６トをそれぞれ掛けると、その信号の周波数
スペクトラムは各々第２図（ｅ１）〜（Ｅ４）のように
なる。
ＣＨｌ（ｅ１）とＣＨ２（Ｅ２）右よびＣＨ３（Ｅ３）
とＣＨ４（Ｅ４）をそれぞれ加算して得られる信号ｚ１
（ｎτ／２）およびＺ２（ｎτ／２）の周波数スペクト
ラムは第２図ｆ１？よびＦ２となる。そして、この信号
ｚ１（ｎτ／２）、Ｚ２（ｎτ／２）を前記フイルタと
同一特性を有し、サンプリング周波数Ｆｓ３＝２ｆｓ２
で動作する低域通過デイジタル・フイルタ（第２図（Ｈ
Ｍ（）参照）で補間すると、その出力信号の周波数スペ
クトラムは第２図９１，９２に示すようになる。
とＣＨ４（Ｅ４）をそれぞれ加算して得られる信号ｚ１
（ｎτ／２）およびＺ２（ｎτ／２）の周波数スペクト
ラムは第２図ｆ１？よびＦ２となる。そして、この信号
ｚ１（ｎτ／２）、Ｚ２（ｎτ／２）を前記フイルタと
同一特性を有し、サンプリング周波数Ｆｓ３＝２ｆｓ２
で動作する低域通過デイジタル・フイルタ（第２図（Ｈ
Ｍ（）参照）で補間すると、その出力信号の周波数スペ
クトラムは第２図９１，９２に示すようになる。
次に、上記処理で得られた出力信号のうち第２図９１に
対応するものに対してはＥｊ叶を、第２図９瞳こ対応す
るものに対してはＥｊｌ７ｒｎ：それぞれ掛けると、そ
れらの信号の周波数スペクトラムは第２図ｈ１およびＨ
２となり、両者を加算して得られる信号ｗ（ｎτ／４）
の周波数スペクトラム３１：ｒ二冗蝉てＺ−ま８の倍数
）ごとに周期！署（−１−ｊ）の８通りである。
対応するものに対してはＥｊ叶を、第２図９瞳こ対応す
るものに対してはＥｊｌ７ｒｎ：それぞれ掛けると、そ
れらの信号の周波数スペクトラムは第２図ｈ１およびＨ
２となり、両者を加算して得られる信号ｗ（ｎτ／４）
の周波数スペクトラム３１：ｒ二冗蝉てＺ−ま８の倍数
）ごとに周期！署（−１−ｊ）の８通りである。
これらは、実質的１こは、信号の１つ右きのサンプル値
に！７ン２を掛けることに対応するが、もし補間フイル
タとして非巡回型のものを用い、フイルタのｌ′）？き
の係数値をあらかじめ！Σ／２倍して？けば、周波数シ
フトのための特別の乗算は不要になることを意味する。
最後に、ｗ（ｎτ／４）の実部を取出せば、これが４チ
ヤンネルを周波数多重したデイジタルＳＳＢ−ＦＤＭ信
号であり、その周波数スペクトラムは第２図ｊのように
なる。
に！７ン２を掛けることに対応するが、もし補間フイル
タとして非巡回型のものを用い、フイルタのｌ′）？き
の係数値をあらかじめ！Σ／２倍して？けば、周波数シ
フトのための特別の乗算は不要になることを意味する。
最後に、ｗ（ｎτ／４）の実部を取出せば、これが４チ
ヤンネルを周波数多重したデイジタルＳＳＢ−ＦＤＭ信
号であり、その周波数スペクトラムは第２図ｊのように
なる。
そして、これをＤ／Ａ変換器に通すことにより、アナロ
グＳＳＢ−ＦＤＭ信号が得られる。
グＳＳＢ−ＦＤＭ信号が得られる。
第３図は、４チーピンネルのＴＤＭ簡号をＦＤＭ信号に
変換する装置のプロツク図であるが、破線の部分Ｕを単
位とすると、第３図の装置はこの単位のカスケード接続
と、前段の急唆な特性を有するフイルタＨ。
変換する装置のプロツク図であるが、破線の部分Ｕを単
位とすると、第３図の装置はこの単位のカスケード接続
と、前段の急唆な特性を有するフイルタＨ。
との組合せで構成されていることがわかる。，π―卿二
怜？・ ｌλ，！｝罠）個の単位Ｕとｎ個のフイルタＨ。
怜？・ ｌλ，！｝罠）個の単位Ｕとｎ個のフイルタＨ。
が第４図は、１６チヤンネルＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置の
プロツク図である。各ステージＳＴの補間フイルタのサ
ンプリング周波数はそれぞれ異なり、次のステージのサ
ンプリング周波数は、前のステージのサンプリング周波
数の２倍である。
プロツク図である。各ステージＳＴの補間フイルタのサ
ンプリング周波数はそれぞれ異なり、次のステージのサ
ンプリング周波数は、前のステージのサンプリング周波
数の２倍である。
それ故、各ステージで行われる演算量は同一である。当
然のことながら、ｎチヤンネルのＴＤＭ／ＦＤＭ変換に
対して多重処理を行えば、Ｎ以下の個数の単位Ｕと、ｎ
以下の個数のフイルタＨ。
然のことながら、ｎチヤンネルのＴＤＭ／ＦＤＭ変換に
対して多重処理を行えば、Ｎ以下の個数の単位Ｕと、ｎ
以下の個数のフイルタＨ。
で変換が可能である。また、ｎが２の寒でない場合でも
、ｎチヤンネルのＴＤＭ／ＦＤＭ変換は、適当なダミー
信号を付加すれば、本発明の方式を用いて実現できる。
、ｎチヤンネルのＴＤＭ／ＦＤＭ変換は、適当なダミー
信号を付加すれば、本発明の方式を用いて実現できる。
また、一般に変換チヤンネル数が多くの素数の積に分解
できるとき演算量の低減化が計れることは言うまでもな
い。例えば、１６チヤンネルの変換プロセス１２チヤン
ネルに適用した場合には、ダミー信号を４個用いる。第
４図において、Ｍ１〜Ｍ３はフイルタＨ。
できるとき演算量の低減化が計れることは言うまでもな
い。例えば、１６チヤンネルの変換プロセス１２チヤン
ネルに適用した場合には、ダミー信号を４個用いる。第
４図において、Ｍ１〜Ｍ３はフイルタＨ。
および単位Ｕに与える乗算係数の記憶装置ＲＯＭであり
、Ｍ３は８つのサンプルのうち１つ石きのサンプルに乗
算するためのＶ丁ン２を記憶する（補間フイルタが非巡
回型である場合Ｍ３は不要。）。次に、低域通過デイジ
タル・フイルタＨＭを非巡回型デイジタル・フイルタで
構成した場合、第３図に石ける破線の部分Ｕの構成が簡
単になる。例えば、第３図の破線の部分Ｕの入出力の関
係を式で表わすと次のようになる。、１１ 但し、 上記式（ｉ）を変形すると、次のようになる。
、Ｍ３は８つのサンプルのうち１つ石きのサンプルに乗
算するためのＶ丁ン２を記憶する（補間フイルタが非巡
回型である場合Ｍ３は不要。）。次に、低域通過デイジ
タル・フイルタＨＭを非巡回型デイジタル・フイルタで
構成した場合、第３図に石ける破線の部分Ｕの構成が簡
単になる。例えば、第３図の破線の部分Ｕの入出力の関
係を式で表わすと次のようになる。、１１ 但し、 上記式（ｉ）を変形すると、次のようになる。
式（１１）は式（ｌ）に比べると、出力Ｚ（ｍτ）を得
るために演算量がｌ／２に減少していることがわかる。
また、デイジタル・フイルタのインパルス・レスポンス
ｈ（ｎτ）が、奇数で左右対称（０ｄｄＳｙｍｍｅｔｒ
ｙ）であれば、さらに演算量は１／２に減少する。第５
図は、上記式（Ｉｉ）に準拠して４チヤンネルのＴＤＭ
／ＦＤＭ変換器を構成した場合のプロツク図である。
るために演算量がｌ／２に減少していることがわかる。
また、デイジタル・フイルタのインパルス・レスポンス
ｈ（ｎτ）が、奇数で左右対称（０ｄｄＳｙｍｍｅｔｒ
ｙ）であれば、さらに演算量は１／２に減少する。第５
図は、上記式（Ｉｉ）に準拠して４チヤンネルのＴＤＭ
／ＦＤＭ変換器を構成した場合のプロツク図である。
第５図中の破線の部分Ｕが、第３図中の破線の部分Ｕに
対応するものである。以上説明したように、本発明によ
れば、側波帯抽出用のデイジタル・フイルタＨ。
対応するものである。以上説明したように、本発明によ
れば、側波帯抽出用のデイジタル・フイルタＨ。
は急唆なカツト・オフ特性を必要とするが、動作サンプ
リングレイトが低いため、演算量としては比較的少くて
すむ。また、補間フイルタは、各ステージを通じて同一
の特性を持ち、１種類で構成でき、かつ過渡帯域が広い
ため、比較的低次の非巡回型デイジタル・フイルタで実
現することができる。さらに、デイジタル周波数シフト
する操作は、前述のごとく実質的に乗算を必要としない
。したがつて、必要乗算の種類はきわめて少くなり、ま
た各ステージの必要乗算回数が同じであるから、全シス
テムの補間および周波数シフト操作に要する毎秒、チヤ
ンネル当りの演算量は減少する。以上の考え方は、一般
に変換チヤンネル数を多くの素数の積に分解することが
できるとき、同様の理由により演算量の軽減化が計られ
ることは言うまでもない。
リングレイトが低いため、演算量としては比較的少くて
すむ。また、補間フイルタは、各ステージを通じて同一
の特性を持ち、１種類で構成でき、かつ過渡帯域が広い
ため、比較的低次の非巡回型デイジタル・フイルタで実
現することができる。さらに、デイジタル周波数シフト
する操作は、前述のごとく実質的に乗算を必要としない
。したがつて、必要乗算の種類はきわめて少くなり、ま
た各ステージの必要乗算回数が同じであるから、全シス
テムの補間および周波数シフト操作に要する毎秒、チヤ
ンネル当りの演算量は減少する。以上の考え方は、一般
に変換チヤンネル数を多くの素数の積に分解することが
できるとき、同様の理由により演算量の軽減化が計られ
ることは言うまでもない。
第１図はＴＤＭとＰＤＭ伝送路の接続図、第２図は本発
明におけるＴＤＭ／ＦＤＭ変換処理を示す周波数スペク
トラム図、第３図はチヤンネルＴＤ／ＦＤＭ変換装置の
プロツク図、第４図は１６チヤンネルＴＤＭ／ＦＤＭ変
換装置のプロツク図、第５図はＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置
の他の例を示すプロツク図である。
明におけるＴＤＭ／ＦＤＭ変換処理を示す周波数スペク
トラム図、第３図はチヤンネルＴＤ／ＦＤＭ変換装置の
プロツク図、第４図は１６チヤンネルＴＤＭ／ＦＤＭ変
換装置のプロツク図、第５図はＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置
の他の例を示すプロツク図である。
Claims (1)
- １ 時分割多重符号変調信号、あるいは複数の符号変調
された信号の所望の信号成分を周波数分割多重するＴＤ
Ｎ／ＦＤＭ変換装置において、入力信号をディジタル周
波数シフトして複素信号を作る手段、該複素信号をディ
ジタル・フィルタリングして側波帯成分を抽出する手段
、および該側波帯成分を複数段階にわたり逐次、ディジ
タル・フィルタリングして信号の標本化列の補間を行い
、かつディジタル周波数シフトを行つて、加算する手段
を設けることを特徴とするＴＤＭ／ＦＤＭ変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52038831A JPS5948576B2 (ja) | 1977-04-04 | 1977-04-04 | Ｔｄｍ／ｆｄｍ変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52038831A JPS5948576B2 (ja) | 1977-04-04 | 1977-04-04 | Ｔｄｍ／ｆｄｍ変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53123613A JPS53123613A (en) | 1978-10-28 |
| JPS5948576B2 true JPS5948576B2 (ja) | 1984-11-27 |
Family
ID=12536164
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52038831A Expired JPS5948576B2 (ja) | 1977-04-04 | 1977-04-04 | Ｔｄｍ／ｆｄｍ変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5948576B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4222846A (en) * | 1978-12-13 | 1980-09-16 | Gulf Oil Corporation | Coal liquefaction-gasification process including reforming of naphtha product |
-
1977
- 1977-04-04 JP JP52038831A patent/JPS5948576B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53123613A (en) | 1978-10-28 |
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