JPS61113314A - サンプル値間引きデイジタルフイルタ− - Google Patents
サンプル値間引きデイジタルフイルタ−Info
- Publication number
- JPS61113314A JPS61113314A JP59235409A JP23540984A JPS61113314A JP S61113314 A JPS61113314 A JP S61113314A JP 59235409 A JP59235409 A JP 59235409A JP 23540984 A JP23540984 A JP 23540984A JP S61113314 A JPS61113314 A JP S61113314A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- discrete signal
- output
- signal sequence
- filter
- digital filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0283—Filters characterised by the filter structure
- H03H17/0292—Time multiplexed filters; Time sharing filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/065—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer
- H03H17/0664—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer where the output-delivery frequency is lower than the input sampling frequency, i.e. decimation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H2218/00—Indexing scheme relating to details of digital filters
- H03H2218/08—Resource sharing
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は入力離散信号系列の標本化周波数を１／２に変
換するサンプル値間引きテイジタルフィルターに関する
。
換するサンプル値間引きテイジタルフィルターに関する
。
（従来技術とその問題点）
標本化周波数変換は種々のメディアかディジタル化され
つつある現在、益々重要な技術となりつつある。たとえ
ば、最近種々の機器が開発されつつあるディジタルオー
ディオの分野では原アナログ信号を１６ビツト程度のデ
ィジタル信号に変換する必要があるが、この変換を行な
うに際して原アナロク信号を定められた標本化周波数ｆ
ｓにて標本化する必要がある。ここで、もし原アナログ
信号のスペクトラムがｆ ｓ ／ ２以内に帯域制限さ
れていないと、前記標本化Ｉこよっていわゆる折返し雑
音が発生し、信号の品質を劣化させることになる。
つつある現在、益々重要な技術となりつつある。たとえ
ば、最近種々の機器が開発されつつあるディジタルオー
ディオの分野では原アナログ信号を１６ビツト程度のデ
ィジタル信号に変換する必要があるが、この変換を行な
うに際して原アナロク信号を定められた標本化周波数ｆ
ｓにて標本化する必要がある。ここで、もし原アナログ
信号のスペクトラムがｆ ｓ ／ ２以内に帯域制限さ
れていないと、前記標本化Ｉこよっていわゆる折返し雑
音が発生し、信号の品質を劣化させることになる。
従って、標本化に先立って原アナログ信号をカットオフ
周波数ｆＳ／２以下のローパスフィルターに通さなけれ
ばならないが、通常、オーディオ信号に対しては７０〜
８０ ｄＢという極めて高い歪率が要求され、この規格
を満たすためには前記ローパスフィルターのロールオフ
特性を急造なものにすると共にこれによって生ずる群遅
延歪を等化しなければならない。しかしながら、もし原
アナログ信号を標本化周波数２ｆＳにて標本化するもの
とすれば、前記ローパスフィルターはディジタルフィル
ターにて実現できることになり、群遅延歪を発生するこ
となく急蹟なロールオフ特性を持たせることが可能にな
る。更に、こうして得られたディジタルフィルターの出
力を２サンプルにつき１サンプルづつ取り出せば標本化
周波数ｆｓの所望の離散信号系列が得られることになる
。
周波数ｆＳ／２以下のローパスフィルターに通さなけれ
ばならないが、通常、オーディオ信号に対しては７０〜
８０ ｄＢという極めて高い歪率が要求され、この規格
を満たすためには前記ローパスフィルターのロールオフ
特性を急造なものにすると共にこれによって生ずる群遅
延歪を等化しなければならない。しかしながら、もし原
アナログ信号を標本化周波数２ｆＳにて標本化するもの
とすれば、前記ローパスフィルターはディジタルフィル
ターにて実現できることになり、群遅延歪を発生するこ
となく急蹟なロールオフ特性を持たせることが可能にな
る。更に、こうして得られたディジタルフィルターの出
力を２サンプルにつき１サンプルづつ取り出せば標本化
周波数ｆｓの所望の離散信号系列が得られることになる
。
従来、この種のサンプル値間引きディジタルフィルター
に関しては多くの研究がなされており、特に有限インパ
ルス応答形（以下これをＦＩＲと略す）ディジタルフィ
ルターを適用すれば、その次数をＮ−１とした時、１／
２間引きをするための単位時間当の所要演算量かＮ’／
２で済むことが知られている。更に、ＦＩＲテイジタル
フィルターとしていわゆる係数対称なフィルターを用い
ることにすれば所要演算量がＮ／４となり非常に能率の
良い信号処理系が実現される。しかしながら、このサン
プル値間引きディジタルフィルターを用いて２チャンネ
ル分の多重処理を行なうことを考えると、フィルターの
タップ係数は１組用意するだけでよいのに対し、レジス
ターは各チャンネル各各に対応したものを用意しなけれ
ばならず装置の複雑化を招いていた。
に関しては多くの研究がなされており、特に有限インパ
ルス応答形（以下これをＦＩＲと略す）ディジタルフィ
ルターを適用すれば、その次数をＮ−１とした時、１／
２間引きをするための単位時間当の所要演算量かＮ’／
２で済むことが知られている。更に、ＦＩＲテイジタル
フィルターとしていわゆる係数対称なフィルターを用い
ることにすれば所要演算量がＮ／４となり非常に能率の
良い信号処理系が実現される。しかしながら、このサン
プル値間引きディジタルフィルターを用いて２チャンネ
ル分の多重処理を行なうことを考えると、フィルターの
タップ係数は１組用意するだけでよいのに対し、レジス
ターは各チャンネル各各に対応したものを用意しなけれ
ばならず装置の複雑化を招いていた。
（発明の目的）
本発明は前記の如き従来の欠点を除去するサンプル値間
引きディジタルフィルターを提供するものであり、その
目的は２チャンネル多重処理と１／２サンプル値間引処
理とを効率良く結合することζこめる。
引きディジタルフィルターを提供するものであり、その
目的は２チャンネル多重処理と１／２サンプル値間引処
理とを効率良く結合することζこめる。
（発明の構成）
即ち、本発明はクロック周波数１／Ｔにて動作する有限
インパルス応答形ディジタルフィルタを２個のサブフィ
ルタに並列分解したディジタルフィルタであって、標本
化周波数１／Ｔの第１の離散信号系列と標本化周波数１
／Ｔの第２の離散信号系列とを入力としＴ秒毎に該第１
の離散信号系列と該第２の離散信号系列とを交互に選択
する第１のセレクターと、該第１のセレクターとは相補
的な動作ｆこて前記第２の離散信号系列と前記第１の離
散信号系列とを交互に選択する第２のセレクターと、該
第１のセレクターの出力として得られる第３の離散信号
系列か供給されクロック速度１／Ｔにて動作する第１の
サブフィルタと、前記第２のセレクターの出力として得
られる第４の離散信号系列か供給されクロック速度１／
Ｔ６ごて動作する第２のサブフィルタと、切替速度１／
Ｔにて動作する多重分離回路とより成り、特に前記第１
のサブフィルタおよび前記第２のサブフィルタが共に転
置形の構成となっており各々のレジスタ部が共通化され
その出力が前記多重分離回路に供給されていることを特
徴とするサンプル値間引きディジタルフィルターを提供
するものである。
インパルス応答形ディジタルフィルタを２個のサブフィ
ルタに並列分解したディジタルフィルタであって、標本
化周波数１／Ｔの第１の離散信号系列と標本化周波数１
／Ｔの第２の離散信号系列とを入力としＴ秒毎に該第１
の離散信号系列と該第２の離散信号系列とを交互に選択
する第１のセレクターと、該第１のセレクターとは相補
的な動作ｆこて前記第２の離散信号系列と前記第１の離
散信号系列とを交互に選択する第２のセレクターと、該
第１のセレクターの出力として得られる第３の離散信号
系列か供給されクロック速度１／Ｔにて動作する第１の
サブフィルタと、前記第２のセレクターの出力として得
られる第４の離散信号系列か供給されクロック速度１／
Ｔ６ごて動作する第２のサブフィルタと、切替速度１／
Ｔにて動作する多重分離回路とより成り、特に前記第１
のサブフィルタおよび前記第２のサブフィルタが共に転
置形の構成となっており各々のレジスタ部が共通化され
その出力が前記多重分離回路に供給されていることを特
徴とするサンプル値間引きディジタルフィルターを提供
するものである。
（発明の原理）
以下本発明の詳細な説明する。いま、入力の標本化周波
数を１／Ｔとし、ｅｘｐ ｆ−ｊωＴｌをＺで表わし、
いわゆるＺ変換表示にて２つの入力離散信号系列をＸＩ
（ｚ ） 、Ｘｌ （ｚ）と表わす。この時、前記の
１７２間引き処理を行なうためにはまずＸｌ（ｚンＸ２
（Ｚ）の各々をカットオフ周波数が高々１／４Ｔである
ようなディジタルフィルタＨ（Ｚ）に通し、しかる後ζ
こ各々の出力を１サンプルづつ間引けばよい。いま、（
Ａ（Ｚ）Ｃおよび［：Ａ（Ｚ））。が一般に離散信号系
列Ａ（Ｚ）の偶数番目のサンプルおよび奇数番目のサン
プルを取り出す演算を各々表わすものとすれば、前記１
／２間引き処理を２チヤンネル多重化して得られる出力
Ｙ （Ｚ）は、Ｙ （ｚ）−ＣＸｔ（ｚ）Ｈ（ｚ））ｚ
＋ ＣＸｔ（ｚ）Ｈ（ｚ））。
数を１／Ｔとし、ｅｘｐ ｆ−ｊωＴｌをＺで表わし、
いわゆるＺ変換表示にて２つの入力離散信号系列をＸＩ
（ｚ ） 、Ｘｌ （ｚ）と表わす。この時、前記の
１７２間引き処理を行なうためにはまずＸｌ（ｚンＸ２
（Ｚ）の各々をカットオフ周波数が高々１／４Ｔである
ようなディジタルフィルタＨ（Ｚ）に通し、しかる後ζ
こ各々の出力を１サンプルづつ間引けばよい。いま、（
Ａ（Ｚ）Ｃおよび［：Ａ（Ｚ））。が一般に離散信号系
列Ａ（Ｚ）の偶数番目のサンプルおよび奇数番目のサン
プルを取り出す演算を各々表わすものとすれば、前記１
／２間引き処理を２チヤンネル多重化して得られる出力
Ｙ （Ｚ）は、Ｙ （ｚ）−ＣＸｔ（ｚ）Ｈ（ｚ））ｚ
＋ ＣＸｔ（ｚ）Ｈ（ｚ））。
と表現される。ここで、ディジタルフィルタＨ（Ｚ）は
（Ｎ−１）次のＦＩＲフィルタであるものとして、 Ｈ（ｚ）−ａｏ＋ａ、 Ｚ−”＋ａ、 ｚ−”＋・−・
−＋ａＮ−、ｚ Ｑ１′−’）とすれば、これを次のよ
うにして２つのサフフィルタに分解できる。
（Ｎ−１）次のＦＩＲフィルタであるものとして、 Ｈ（ｚ）−ａｏ＋ａ、 Ｚ−”＋ａ、 ｚ−”＋・−・
−＋ａＮ−、ｚ Ｑ１′−’）とすれば、これを次のよ
うにして２つのサフフィルタに分解できる。
即ち、
Ｈ（ｚ）＝Ｈ＋ （ｚ”） ＋Ｚ−’Ｈ，（Ｚ ”）
（３）ただし、 Ｈｔ （ｚ ”） ”ａ。＋ａｆｉＺ″″″＋・・−
・十ａ Ｎ−２ｚ”″（Ｎ−”）（４）Ｈ２（ｚ ”）
淘ａ１＋ａ、ｚ−１＋−−−−−＋ ａＮ−１ｚ−（
Ｎ−リ （５）（１）式および（３）式より、多重化出
力Ｙ （ｚ）は、Ｙ（Ｚ）−（（ｘ、（ｚ））ｚ＋ （
Ｘｔ（Ｚ）） 、 ）Ｈｌ （Ｚ ”）、
゛（（Ｘｔ（Ｚ））Ｅ＋（ＸＩ（ｚ））ｏ）ｚ−’Ｈ
ｚ（ｚ”） （ｅ）と表わされる。ここで（４）式お
よび（５）式で与えられるＨｌ（Ｚ”）およびＨ２（ｚ
２）ヲ各々Ｈ，（Ｚ”） ｍａ、＋Ｚ−”Ｈ，１（Ｚ”
）Ｈ２（Ｚ ２） −ａｔ ＋ ｚ−２ＨｔＩ（Ｚ ２
）と表わし、（Ｘｌ（ｚ） ） ” （Ｘｔ（ｚ））
ｏをＳ、（Ｚ）。
（３）ただし、 Ｈｔ （ｚ ”） ”ａ。＋ａｆｉＺ″″″＋・・−
・十ａ Ｎ−２ｚ”″（Ｎ−”）（４）Ｈ２（ｚ ”）
淘ａ１＋ａ、ｚ−１＋−−−−−＋ ａＮ−１ｚ−（
Ｎ−リ （５）（１）式および（３）式より、多重化出
力Ｙ （ｚ）は、Ｙ（Ｚ）−（（ｘ、（ｚ））ｚ＋ （
Ｘｔ（Ｚ）） 、 ）Ｈｌ （Ｚ ”）、
゛（（Ｘｔ（Ｚ））Ｅ＋（ＸＩ（ｚ））ｏ）ｚ−’Ｈ
ｚ（ｚ”） （ｅ）と表わされる。ここで（４）式お
よび（５）式で与えられるＨｌ（Ｚ”）およびＨ２（ｚ
２）ヲ各々Ｈ，（Ｚ”） ｍａ、＋Ｚ−”Ｈ，１（Ｚ”
）Ｈ２（Ｚ ２） −ａｔ ＋ ｚ−２ＨｔＩ（Ｚ ２
）と表わし、（Ｘｌ（ｚ） ） ” （Ｘｔ（ｚ））
ｏをＳ、（Ｚ）。
（Ｌ （Ｚ）） Ｅ＋ （ＸＩ （Ｚ））、を５ｌ（Ｚ
）と表わすコトニスれば、 （６）式は、 Ｙ（Ｚ）−Ｓ、 （Ｚ） （ａ、＋２−”Ｈ，、（Ｚ”
） ）＋８１（ｚ）ｚ−” （ａ、＋ｚ”″”Ｈｔｘ
（ｚ’） ）７５ｔ（ｚ）ａｏ”Ｚ−’ （８２（ｚ）
ａ、＋ｚ−’田２．（ｚ２）＋Ｚ””Ｈｔ１ （’ン
） ） （７１と変形
され、その構成は第２図に示すものとなる。即ち、第２
図は、本発明の原理を示すためのブロック図であって、
端子２０１および端子２０２には前記の５ｔ（Ｚ）詔よ
びＳｔ （Ｚ）が各々入力され、端子２０３からはＹ（
Ｚ）が出力される。参照番号２０４詔よび２０５は前記
ディジタルフィルターＨｔ ｘ（ｚ ２）およびＨ□（
ｚ２）を−々表わして怠り、参照番−ｊ！２０６および
２０７は各々ａｏおよびａ、を掛は合わせる乗算
！器である。また、参照番号２０８，２０９，２
１０は単位遅延時間Ｔ秒のレジスターであって、参照番
号２１１゜２１２．２１３は全て加算器を表わしている
。
）と表わすコトニスれば、 （６）式は、 Ｙ（Ｚ）−Ｓ、 （Ｚ） （ａ、＋２−”Ｈ，、（Ｚ”
） ）＋８１（ｚ）ｚ−” （ａ、＋ｚ”″”Ｈｔｘ
（ｚ’） ）７５ｔ（ｚ）ａｏ”Ｚ−’ （８２（ｚ）
ａ、＋ｚ−’田２．（ｚ２）＋Ｚ””Ｈｔ１ （’ン
） ） （７１と変形
され、その構成は第２図に示すものとなる。即ち、第２
図は、本発明の原理を示すためのブロック図であって、
端子２０１および端子２０２には前記の５ｔ（Ｚ）詔よ
びＳｔ （Ｚ）が各々入力され、端子２０３からはＹ（
Ｚ）が出力される。参照番号２０４詔よび２０５は前記
ディジタルフィルターＨｔ ｘ（ｚ ２）およびＨ□（
ｚ２）を−々表わして怠り、参照番−ｊ！２０６および
２０７は各々ａｏおよびａ、を掛は合わせる乗算
！器である。また、参照番号２０８，２０９，２
１０は単位遅延時間Ｔ秒のレジスターであって、参照番
号２１１゜２１２．２１３は全て加算器を表わしている
。
（７）式において、Ｈａｔ （Ｚ”） 、ＨＨ（Ｚ”）
を更に分解していくと結局第１図に示すような本発明に
よるサンプル値間引きディジタルフィルターが得られる
ことになる。
を更に分解していくと結局第１図に示すような本発明に
よるサンプル値間引きディジタルフィルターが得られる
ことになる。
（実施例）
本発明によるサンプル値間引きディジタルフィルターの
具体的実施例を第１図に示す。ここでは簡単のためフィ
ルター次数を５次としている。図において、端子１０１
および１０２を介して標本化周波数１／Ｔなる第１の入
力離散信号系列Ｘ、 （Ｚ）および第２の入力離散信号
系列Ｘｔ （Ｚ）が各々入力される。参照番号１０７は
第１のセレクターであって前記Ｘ、 （Ｚ）の偶数番目
サンプルとＸｔ （Ｚ）の奇数番目サンプルとを選択多
重化することによって多重化系列５ｔ（Ｚ）を生成し乗
算器１１０，１１１，１１２に供給する。
具体的実施例を第１図に示す。ここでは簡単のためフィ
ルター次数を５次としている。図において、端子１０１
および１０２を介して標本化周波数１／Ｔなる第１の入
力離散信号系列Ｘ、 （Ｚ）および第２の入力離散信号
系列Ｘｔ （Ｚ）が各々入力される。参照番号１０７は
第１のセレクターであって前記Ｘ、 （Ｚ）の偶数番目
サンプルとＸｔ （Ｚ）の奇数番目サンプルとを選択多
重化することによって多重化系列５ｔ（Ｚ）を生成し乗
算器１１０，１１１，１１２に供給する。
また、参照番号１０８は第２のセレクターであり、前記
第１のセレクターと相補的な動作によりＸｔ（Ｚ）の奇
数番目のサンプルとＸｔ（Ｚ）の偶数番目のサンプルと
を選択多重化することによって多重化系列Ｓ。
第１のセレクターと相補的な動作によりＸｔ（Ｚ）の奇
数番目のサンプルとＸｔ（Ｚ）の偶数番目のサンプルと
を選択多重化することによって多重化系列Ｓ。
（Ｚ）を生成し乗算器１２０，１２１，１２２に供給す
る。参照番号１３０乃至１３４はｌサンプル期間、即ち
、Ｔ秒の単位遅延を有するレジスターであって、レジス
ター１３０は乗算器１２２の出力を蓄積し、レジスター
１３１は加算器１４１を介して得られるレジスター１３
０の出力と乗算器１１２の出力との和を蓄積し、レジス
ター１３２は加算器１４２を介して得られるレジスター
１３１の出力と乗算器１２１の出力との和を蓄積し、レ
ジスター１３３は加算器１４３を介して得られるレジス
ター１３２の出力と乗算器１１１の出力との和を蓄積し
、レジスター１３４は加算器１４４を介して得られるレ
ジスター１３３の出力と乗算器１２０の出力との和を蓄
積する。また、レジスター１３４の出力は加算器１４５
を介して乗算器１１０の出力と加算されその結果得られ
る信号は多重分離回路１５０に入力される。多重分離回
路１５０は第１の入力離散信号系列Ｘ、 （Ｚ）に対す
る１／２サンプル値間引き出力（ｘｔ （Ｚ） Ｈ（Ｚ
）） ｇを端子１０睦介して出力すると共に、第２の入
力離散信号系列Ｘ２（ｚ）に対する１／２サンプル値間
引き出力（Ｘｚ （Ｚ）Ｈ（Ｚ））。
る。参照番号１３０乃至１３４はｌサンプル期間、即ち
、Ｔ秒の単位遅延を有するレジスターであって、レジス
ター１３０は乗算器１２２の出力を蓄積し、レジスター
１３１は加算器１４１を介して得られるレジスター１３
０の出力と乗算器１１２の出力との和を蓄積し、レジス
ター１３２は加算器１４２を介して得られるレジスター
１３１の出力と乗算器１２１の出力との和を蓄積し、レ
ジスター１３３は加算器１４３を介して得られるレジス
ター１３２の出力と乗算器１１１の出力との和を蓄積し
、レジスター１３４は加算器１４４を介して得られるレ
ジスター１３３の出力と乗算器１２０の出力との和を蓄
積する。また、レジスター１３４の出力は加算器１４５
を介して乗算器１１０の出力と加算されその結果得られ
る信号は多重分離回路１５０に入力される。多重分離回
路１５０は第１の入力離散信号系列Ｘ、 （Ｚ）に対す
る１／２サンプル値間引き出力（ｘｔ （Ｚ） Ｈ（Ｚ
）） ｇを端子１０睦介して出力すると共に、第２の入
力離散信号系列Ｘ２（ｚ）に対する１／２サンプル値間
引き出力（Ｘｚ （Ｚ）Ｈ（Ｚ））。
を端子１０５を介して出力する。第１図の構成から判る
ようＩこ本発ＦｆＪｌこなるサンプル値間引きディジタ
ルフィルターを用いれば、レジスター１３０，１３１゜
・−・・−、１３４および加算器１４１．・・・・・・
、１４５より成るレジスタ一部を上下のサブフィルター
間で共通化できるため回路か簡易化される。
ようＩこ本発ＦｆＪｌこなるサンプル値間引きディジタ
ルフィルターを用いれば、レジスター１３０，１３１゜
・−・・−、１３４および加算器１４１．・・・・・・
、１４５より成るレジスタ一部を上下のサブフィルター
間で共通化できるため回路か簡易化される。
なお、第１図において上下のサブフィルターが各々係数
対称、即ち、ａＯ”ａ４ ＋ ａｌ ”ａ５であれば、
本発明によるサンプル値間引きディジタルフィルターは
第１図の乗算器１１２，１２２が不要となり第３図のよ
うに簡易化される。ここで、第１図と第３図において同
一の参照番号は同一の機能をもつ構成要素である。
対称、即ち、ａＯ”ａ４ ＋ ａｌ ”ａ５であれば、
本発明によるサンプル値間引きディジタルフィルターは
第１図の乗算器１１２，１２２が不要となり第３図のよ
うに簡易化される。ここで、第１図と第３図において同
一の参照番号は同一の機能をもつ構成要素である。
（発明の効果）
以上述べた如く、本発明によれば、１／２サンプル値間
引き信号処理と２チャンネル多重処理とが効率的に一体
化され回路構成の簡易化が図れる。
引き信号処理と２チャンネル多重処理とが効率的に一体
化され回路構成の簡易化が図れる。
第１図は本発明によるサンプル値間引きディジタルフィ
ルターの具体的実施例を示す構成図、第２図は本発明の
詳細な説明するためのフロ・ｙり図、第３図は第１図の
構成図において特に係数対称性が存する場合の簡略構成
法を示したフロ・ンク図である。 図において、１０７，１０８・・・・・・セレクター、
１１０，１１１゜１１２．１２０，１２１，１２２・・
−・乗算器、１３０，１３１．ｉ ３２゜１３３．１３
４・・・・・・レジスター、１４１Ｊ４２，１４３Ｊ４
４，１４５・・・・・・加算器、１５０・・−・・多重
分離回路である。 闇人弁理士内原 晋
ルターの具体的実施例を示す構成図、第２図は本発明の
詳細な説明するためのフロ・ｙり図、第３図は第１図の
構成図において特に係数対称性が存する場合の簡略構成
法を示したフロ・ンク図である。 図において、１０７，１０８・・・・・・セレクター、
１１０，１１１゜１１２．１２０，１２１，１２２・・
−・乗算器、１３０，１３１．ｉ ３２゜１３３．１３
４・・・・・・レジスター、１４１Ｊ４２，１４３Ｊ４
４，１４５・・・・・・加算器、１５０・・−・・多重
分離回路である。 闇人弁理士内原 晋
Claims (1)
- クロック周波数１／Ｔにて動作する有限インパルス応答
形ディジタルフィルタを２個のサブフィルタに並列分解
したディジタルフィルタであって標本化周波数１／Ｔの
第１の離散信号系列と標本化周波数１／Ｔの第２の離散
信号系列とを入力としＴ秒毎に該第１の離散信号系列と
該第２の離散信号系列とを交互に選択する第１のセレク
ターと該第１のセレクターとは相補的な動作にて前記第
２の離散信号系列と前記第１の離散信号系列とを交互に
選択する第２のセレクターと、該第１のセレクターの出
力として得られる第３の離散信号系列が供給されクロッ
ク速度１／Ｔにて動作する第１のサブフィルタと、前記
第２のセレクターの出力として得られる第４の離散信号
系列が供給されクロック速度１／Ｔにて動作する第２の
サブフィルタと、切替速度１／Ｔにて動作する多重分離
回路とより成り、特に前記第１のサブフィルタおよび前
記第２のサブフィルタが共に転置形の構成となっており
各々のレジスタ部が共通化されその出力が前記多重分離
回路に供給されていることを特徴とするサンプル値間引
きディジタルフィルター。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59235409A JPS61113314A (ja) | 1984-11-08 | 1984-11-08 | サンプル値間引きデイジタルフイルタ− |
| US06/795,147 US4893265A (en) | 1984-11-08 | 1985-11-05 | Rate conversion digital filter |
| DE8585114190T DE3578868D1 (de) | 1984-11-08 | 1985-11-07 | Digitaler filter zur aenderung der abtastfrequenz. |
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