JPH0520706B2 - - Google Patents

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JPH0520706B2
JPH0520706B2 JP62224198A JP22419887A JPH0520706B2 JP H0520706 B2 JPH0520706 B2 JP H0520706B2 JP 62224198 A JP62224198 A JP 62224198A JP 22419887 A JP22419887 A JP 22419887A JP H0520706 B2 JPH0520706 B2 JP H0520706B2
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JP
Japan
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signal
chirp
processor
auxiliary
output
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JP62224198A
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JPS6370602A (ja
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Daburyu Miraa Toomasu
Deii Kaauin Robaato
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Raytheon Co
Original Assignee
Hughes Aircraft Co
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Filing date
Publication date
Application filed by Hughes Aircraft Co filed Critical Hughes Aircraft Co
Publication of JPS6370602A publication Critical patent/JPS6370602A/ja
Publication of JPH0520706B2 publication Critical patent/JPH0520706B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
    • H01Q3/2611—Means for null steering; Adaptive interference nulling
    • H01Q3/2629—Combination of a main antenna unit with an auxiliary antenna unit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H03H21/0012—Digital adaptive filters
    • H03H21/0025—Particular filtering methods
    • H03H21/0027—Particular filtering methods filtering in the frequency domain

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、適応アレイに関するものであり、
さらに特定すれば、広い帯域にわたつて妨害を強
力に消去するように構成された適応アレイに関す
るものである。
［従来の技術］ 適応アレイにおいては、多重経路、素子から素
子への遅延、チヤンネル不整合、その他のチヤン
ネルからチヤンネルへの歪み源に対してしばしば
補償が必要になる。この補償は妨害の強力な消去
を行なうために必要である。
適応アレイ処理は変化している状態下で不所望
な信号（すなわち妨害）を減衰または除去するた
めにセンサのアレイからの信号を処理するために
使用される。特定の適応アレイの応用の一例は主
方向性アンテナと１以上の無方向性アンテナから
なるコヒーレントなサイドローブ消去装置であ
る。主アンテナの受信信号は所望の信号プラス不
所望な雑音等の妨害信号（サイドローブエネルギ
として受信される雑音等の妨害信号）よりなり主
チヤンネルから出力される。一方無指向性アンテ
ナの受信信号は不所望な雑音等の妨害信号を主体
としており、所望の信号が若干含まれている。し
たがつて両者の妨害信号の振幅および位相を等し
くして差動的に結合すれば妨害信号は消去され、
所望の信号は若干の減衰だけで出力されるから妨
害信号を有効に除去することができる。この方法
では両アンテナからの妨害信号を正確に同じ振
幅、同じ位相に調整することが必要である。しか
しながら、実際には主アンテナと無指向性アンテ
ナは構造が異なり、同じ信号を受けても出力振幅
が異なり、また配置されている位置も相違するた
め信号の到着時間にも差が生じて位相が変化す
る。振幅は簡単に調整可能であるが、位相の調整
は簡単ではない。受信信号の帯域幅が狭い場合に
は信号の遅延時間の変化による受信信号の位相の
変化は帯域内の周波数の差が少ないために各周波
数でそれ程大きい相違がなく、信号の遅延時間の
調整で位相の整合が可能であるが、広帯域の場合
には同じ遅延時間に対して周波数によつて大きな
位相の変化を生じるために単なる信号の遅延時間
の調整では周波数によつて位相が大きく相違する
ようになり正確な整合を行うことができなくな
る。したがつてこの方式は受信帯域が狭帯域の場
合にしか使用できず、広帯域の受信アンテナには
不適当である。
広帯域補償を行なう方法の一つは、フロスト氏
（Otis L.Frost）によつて紹介されている
（Proceedings of the IEEE60巻８号1972年８月
号926頁）。この方法は所望の雑音消去を行なうた
めにタツプの付いた遅延ラインを使用しており、
したがつて比較的高価である。帯域区分により広
帯域補償を行なうすでに提案されている他の方法
は帯域をいくつかのサブバンドに分割するために
チヤンネル化したフイルタまたは個別のフーリエ
変換（データのデジタル化を必要とする）のいず
れかを使用している。
［発明の解決しようとする課題］ この発明の目的は、入力信号をデジタル化する
必要がなく、広い帯域に適合することができてし
かもアナログ適合重み付け回路に匹敵する性能を
備えている妨害信号を抑制するアンテナ信号処理
方法およびそれに使用されるアレイプロセツサを
提供することである。
［課題解決のための手段］ 上記の目的を達成するため、主アンテナおよび
１以上の補助アンテナを備えたアンテナアレイを
使用し、予め定められた周波数帯域内の受信信号
から妨害信号を消除去するように処理するこの発
明のアンテナ信号処理方法は、期間Ｔの時間にわ
たつて行われるチヤープ変換により時間ドメイン
から周波数ドメインへ主アンテナ信号の各周波数
成分が時間的に順次に現われるように主アンテナ
信号を変換し、主アンテナ信号の前記チヤープ変
換と同期して期間Ｔの時間にわたつて行われるチ
ヤープ変換により時間ドメインから周波数ドメイ
ンへ補助アンテナ信号の各周波数成分が時間的に
順次に現われるように補助アンテナ信号を変換
し、チヤープ変換と同期して時間的に変化する係
数により変換された補助アンテナ信号に重み付け
をし、変換された主アンテナ信号から前記重み付
けされ変換された補助アンテナ信号を減算し、結
果として生じた信号を逆チヤープ変換によつて時
間ドメインに変換することを特徴とする。
この発明のアンテナ信号処理方法に使用される
アレイプロセツサは、主アンテナに結合され、主
アンテナ信号の各周波数成分が時間的に順次に現
われるように期間Ｔの時間にわたつて行われるチ
ヤープ変換により時間ドメインから周波数ドメイ
ンへ主アンテナ信号を変換する手段と、補助アン
テナに結合され、補助アンテナ信号の各周波数成
分が時間的に順次に現われるように主アンテナ信
号の前記チヤープ変換と同期して期間Ｔに時間に
わたつて行われるチヤープ変換により時間ドメイ
ンから周波数ドメインへ補助アンテナ信号を変換
する手段と、チヤープ変換と同期して時間的に変
化する係数により変換された補助アンテナ信号に
重み付けをする手段と、変換された主アンテナ信
号と重み付けされ変換された補助アンテナ信号と
を結合して結合された変換されたアレイ信号を出
力する手段と、結合されたアレイ信号を受けてこ
れを逆チヤープ変換することによつて時間ドメイ
ンに変換してアレイプロセツサ出力を出力させる
手段とを具備していることを特徴とする。
以下この発明を図面を参照にしてサイドローブ
消去装置に適用した実施例で説明する。しかしな
がら、このサイドローブ消去装置への適用は単な
る例示であつて、この発明の適用はサイドローブ
消去装置に限定されるものではなく、その他の形
態の適応アレイにも適用可能であることはもちろ
んである。
［実施例］ この発明の好ましい１実施例が第１図にブロツ
ク図で示されている。主アンテナ５およびＭ個の
複数の補助アンテナ５０Ａ〜５０ＭはＭ＋１素子
の受信アレイを形成している。主アンテナ５は典
型的には入力信号の角度方向に向いて高い利得を
有するアンテナである。補助アンテナ５０Ａ〜５
０Ｍは典型的には広いビームのアンテナであり、
その目的は主として妨害電波を受信することであ
る。この形態は通常適応アレイのサイドローブ消
去装置（SLC）形態と呼ばれ、それにおいては主
アンテナのサイドローブに入る妨害源はアンテナ
アレイに後続している適応アレイプロセツサによ
つて消去される。
当業者には、この発明が妨害プラス雑音の制限
下の最大信号を含む異なつた適応拘束を使用する
他の適応アレイ形態に適用可能であることが認識
できるであろう。さらに、この発明は、サーチ形
態のアルゴリズムを含む異なつた適応アルゴリズ
ムを使用する他の適応アレイ形態に適用可能であ
る。
第１図のブロツク図で示されたシステムにおい
ては、適応アレイ処理は不所望な妨害を消去する
ために使用される。しかしながら、第１図に符号
１０で全体を示されたアレイプロセツサは抑圧の
程度または量を改善し、強い抑圧が行なえる周波
数帯域を増加させるように構成されている。改善
された特性は、入力信号の周波数帯域を多数の周
波数サブバンドに実効的に区分するようにアレイ
プロセツサ１０でチヤープ変換装置１５および５
５Ａ〜Ｍを使用することによつて達成される。そ
のとき各周波数サブバンドでは各補助アンテナ５
０Ａ〜Ｍからの信号を処理する補助プロセツサ６
０Ａ〜６０Ｍによつて独立した適応処理が行われ
る。
この実施例では、各補助プロセツサ６０Ａ〜６
０Ｍはいくつかの動作を行なう。例えばプロセツ
サ６０Ａの最初の動作において、Ｔ秒の期間にわ
たる入力信号のフーリエ変換であるチヤープ変換
装置５５Ａの出力はプロセツサ６０Ａに結合さ
れ、そこにおいて以下説明するように結合装置２
０の出力と乗算される（装置６２Ａにおいて）。
装置６２Ａの動作から生じるアナログ信号は積分
回路６３Ａにより変換ブロツク期間内の短いサブ
インターバルにわたつて積分され、Ａ／Ｄ変換装
置６４Ａによりデジタル型式に変換される。デジ
タル化された信号は係数計算装置６６Ａにより処
理されて回路６３Ａの積分動作が行われたサブイ
ンターバルに対応する入力信号帯域幅の特定の周
波数サブバンドに対する係数または重みを表わす
デジタル値を出力する。このデジタル値はＤ／Ａ
変換装置６８Ａによりアナログ係数または重みに
変換される。重みは変換された補助アンテナ信号
の位相および振幅を調整するために使用されて特
定の周波数サブバンドに対する補助プロセツサ出
力を生じる。特定の周波数サブバンドに対する全
ての補助プロセツサの各出力は結合装置２０によ
り変換された主アンテナ信号から減算される。そ
の結果の結合信号は逆チヤープ変換装置２５によ
り逆チヤープ変換されて入力信号スペクトルを再
構成するが、適応アレイプロセツサ１０によつて
妨害は抑圧されている。
この発明で使用するチヤープ変換装置は、アン
テナの受信信号を期間Ｔの時間ブロツクに区分し
てその各時間ブロツクごとに受信信号の各周波数
成分が時間的に順次に現われるように時間ドメイ
ンから周波数ドメインへ変換する。すなわち、チ
ヤープ変換装置は受信信号を時間ブロツクＴごと
に全受信周波数範囲にわたるフーリエ変換を行
い、受信周波数帯域の下限から上限まで全周波数
帯域を複数の、例えばＮ個の小帯域（以下これを
サブバンドと呼ぶ）に分割し、その各サブバンド
を時間ブロツクＴを同様にＮに分割した短い期間
（以下これをサブインターバルと呼ぶ）にそれぞ
れ対応させて割当て、時間ブロツクＴごとに連続
するＮ個のサブインターバルにおいて対応する各
サブバンドの信号を順次出力する。各チヤープ変
換装置においては同じサブバンド信号が同期して
出力される。
この各チヤープ変換装置から出力された各サブ
バンドの信号は、主アンテナ用のチヤープ変換装
置１５では直接に結合器２０に供給されるが、補
助アンテナ用のチヤープ変換装置５５Ａ〜Ｍでは
補助プロセツサ６０Ａ〜Ｍに供給されてそこにお
いて各サブバンドに対してそこに予め蓄積されて
いる重み付け係数によつて重み付けされてから結
合器２０に供給される。重み付け係数は後述する
ように受信信号の状態に応じて更新されて（適応
されて）使用されると共に、次の時間ブロツクＴ
の同じサブバンドのサブインターバルにおいて使
用するためにメモリに戻して蓄積される。このよ
うにして時間ブロツクＴごとにＮ個のサブバンド
信号が時間多重化されて処理されることができ
る。
各周波数サブバンドの大きさは補助プロセツサ
６０Ａ中の積分回路６３Ａの積分時間の長さによ
つて決定され、このように全体の広い帯域がサブ
バンドに分割されることによつて各補助プロセツ
サはその周波数サブバンドに対して最適化させる
ことが可能になり、全周波数帯域を単一の適応プ
ロセツサで適応させる通常のシステムに比較して
適応性能を著しく向上させることができる。
チヤープ変換装置は前述のように受信信号を時
間ブロツクＴごとに受信周波数帯域の下限から上
限まで全周波数帯域をＮ個のサブバンドに分割
し、その各サブバンドを時間ブロツクＴを同様に
Ｎに分割し、そのそれぞれを対応したサブインタ
ーバルにおいて出力する。この動作を以下第２Ａ
図および第２Ｂ図を参照にして説明する。
第２Ａ図にはアンテナに入力する受信信号のス
ペクトル分布が示されている。受信信号のスペク
トルは受信周波数帯域Ｂの下限周波数Lから上限
周波数Hまで延在しており、この周波数帯域Ｂ内
の妨害信号は消去される必要がある。なお縦軸は
各周波数成分の振幅を示している。
チヤープ変換装置は時間ブロツクＴの期間に受
信された信号のフーリエ変換を行い、第２Ａ図に
示された受信周波数帯域Ｂにわたる信号を周波数
1，2、等で区切られたサブバンドに分け、これ
を第２Ｂに示されるように時間ブロツクを時間
T1，T2、等でＮ個に分割したサブインターバル
において順次出力させる。したがつて、例えば周
波数Lの信号成分は時間TLにチヤープ変換装置
から出力され、周波数Hの信号成分は時間THに
チヤープ変換装置から出力される。
変換動作はまた、期間Ｔのデータブロツク内の
入力信号スペクトルの周波数サブバンドを対応す
る時間サブインターバルに変換する手段を与える
ものとみることもできる。この周波数区分の時間
間隔への変換はまた第２Ａ図および第２Ｂ図に示
されている。入力信号帯域幅Ｂはそれぞれ上限周
波数1，2，3…Nを有するＮ個の周波数サブバ
ンドに分割される。これらの周波数サブバンドは
それぞれT1，T2，T3…TNで終わる対応する時間
サブインターバルに変換される。
チヤープ変換アルゴリズムは広く文献に記載さ
れている（例えば、G.R.NuddおよびO.W.Otto著
“音響表面波フイルタを使用するチヤープ信号処
理”1975Ultrasonics Symp.Proc.350〜354頁
1975年10月およびM.A.Jack，P.M.Grant，J.H.
Collins著“表面音響波フーリエ変換プロセツサ
の理論、設計および応用”Proc.IEEE第68巻４号
450〜468頁1980年４月参照）。
チヤープ変換装置１５および５５Ａ〜５５Ｍの
１形態の機能的ブロツク図は第３図に示されてい
る。チヤープ変換アルゴリズムを行なうには３つ
の動作が必要である。第１は直線走査局部発振器
による入力信号ｓ（ｔ）の乗算である。この乗算
処理はミキサ８０により示され、そのミキサ８０
は入力信号ｓ（ｔ）を直線走査局部発振器
（SLO）８２により発生された信号e-j2〓〓t2/2と混
合または乗算する。ここでμはSLO波形のチヤ
ープスロープを表わす。得られた混合信号はｇ
（ｔ）である。ここでｔは時間変数であり、 ｇ（ｔ）＝ｓ（ｔ）e-j2〓〓t2/2 (1) チヤープ変換の次の動作は線形FM分散フイル
タ、すなわちチヤープフイルタ８５を通過させる
信号ｇ（ｔ）の回転である。チヤープフイルタ８
５の伝送特性（パルス応答正）は次のとおりであ
る。
ｈ（ｔ）＝e-j2〓〓t2/2 (2) フイルタ８５の出力ｄ（ｔ）は、 ｄ（ｔ）＝∫∞ ∞ｓ（τ）e-j〓〓2/2ej〓〓(t-〓)2/
2dτ(3) チヤープ変換の最後の動作はチヤープフイルタ
出力信号と第２の直線走査局部発振器９２の信号
との乗算である。第２の乗算動作はミキサ９０に
より行われ、それはSLO９２からの出力信号
e-j〓t2/2とフイルタ出力信号との乗算を行なう。第
２の乗算処理の結果はｙ（ｔ）であり、ここで、 ｙ（ｗ）＝∫∞ ∞ｓ（τ）e-jw〓dτ (4) ＝Ｆ［ｓ（ｔ）］ (5) ここで、Ｆ［ｓ（ｔ）］は入力信号ｓ（ｔ）および
ｗ＝2πμtのフーリエ変換を表わす。
式(4)および(5)により説明される変換は時間サン
プルにおける均一な窓を使用する。適応アレイプ
ロセツサの妨害抑圧特性はサンプルデータに窓を
開けることによつて改善される。50％チユーキー
（Tukey）窓は適当とみとめられるそのような窓
の一つである。チユーキー窓は当業者にはよく知
られており、文献に記載されている（例えば
Fredrick J.Harris著“デイスクリートフーリエ
変換によるハーモニツク解析用の窓の使用
“Proc.IEEE第66巻１号1978年１月号参照）。
第１図に示されたシステムがアンテナからの連
続入力信号すなわち連続するチヤープ変換ブロツ
クまたは期間を処理するとき、そのブロツクは順
次に時間的に重なることなく処理されることがで
きる。ブロツクが順次に処理されるとき、適応ア
レイプロセツサの特性はエツジ効果によつてブロ
ツクのエツジにおいて低下する。このエツジ効果
を避けてチヤープ変換装置と共に使用される適応
アレイプロセツサの適切な動作を確保するため
に、連続する時間間隔に対するチヤープ変換は時
間的に重なつてもよい。チユーキー窓と共に使用
されるとき、連続するチヤープ期間の間の50％の
重なりは満足できるものであることが認められ
た。
連続するチヤープ期間における50％の重なりは
２個のチヤープ変換装置の動作をピンポンのよう
に交互に行なわせることによつて各入力変換装置
１５および５５Ａ〜５５Ｍにおいて行なうことが
できる。これは第４図に一般的に示されている。
チヤープ変換装置７２（第１図のチヤープ変換装
置１５および５５Ａ〜５５Ｍとて使用できる）は
第１および第２のチヤープ変換装置７３および７
４を備えている。アンテナ信号は分割されて各デ
ータ窓装置７２Ａおよび７２Ｂを通過し、それら
各データ窓装置７２Ａおよび７２Ｂは各変換クロ
ツク期間にわたつて時間ドメインアンテナ信号に
50％チユーキー窓動作を行なう。よく知られてい
るように、チユーキー窓はゼロから１の範囲の時
間に依存する係数により時間ドメインデータに重
みを付け、係数は時間ブロツク期間の中間の50％
にわたつて１であり、期間の始めおよび終わりで
ゼロに落ちる。窓データはそれから第１と第２の
チヤープ変換装置７３，７４間に結合され、それ
ら第１および第２のチヤープ変換装置７３，７４
はそれぞれ第３図に示された形態のものでよい。
各装置７３，７４の出力は単極双投スイツチ７５
の各スイツチノード７３Ａおよび７４Ａに結合さ
れる。チヤープ変換装置７２の出力はスイツチ７
５からの切換出力信号である。
窓装置７２Ａ，７２Ｂ、チヤープ変換装置７
３，７４およびスイツチ７５の動作はチヤープ変
換制御装置７６によつて制御されて時間ドメイン
データの50％チユーキー窓、連続する変換期間の
間の50％の重なり、およびチヤープ変換装置７５
のピンポン動作を達成する。50％の重なり、およ
びピンポン動作は第５図の波形およびタイミング
図によつて説明される。
第５図のＡは受信されたアンテナ信号の波形の
一例を示す。
第５図のＢは第１のチヤープ変換装置７３の動
作の時間シーケンスを示す。制御装置７６は時間
TL1に第１のチヤープ変換装置７３に動作を開始
させ、Ｔ秒の連続する変換期間にわたつて入力デ
ータが変換され、各時間T11，T21，T31等々に終
わる。
第５図のＣは第２のチヤープ変換装置７４の動
作の時間シーケンスを示す。制御装置７６は時間
TL1よりＴ／２後の時間TL2に第２のチヤープ変
換装置７４に動作を開始させる。第２のチヤープ
変換装置７４はＴ秒の連続する変換期間にわたつ
て入力データを変換し、各時間T12，T22，T32
等々に終わる。
第５図のＤは制御装置７６およびスイツチ７５
によつて行われるチヤープ変換装置７２のピンポ
ン動作を示す。制御装置７６はスイツチ７５に第
１および第２のチヤープ変換装置７３，７４の出
力を多重化させ、変換のエツジ効果を避けて、50
％の重なりを得る。スイツチ７５は第１のチヤー
プ変換装置７３が動作を開始するとき時間TL1に
続く最初のＴ／４秒の間は実効的に開放状態であ
り、それから次のＴ／２秒にわたつて変換装置７
２の出力として第１のチヤープ変換装置７３の出
力を接続する。それから制御装置７６はスイツチ
７５の切換え電極をノード７４Ａに切換え、次の
Ｔ／２秒にわたつて変換装置７２の出力として第
２のチヤープ変換装置７４の出力を結合する。こ
の多重化動作は、変換装置出力が各第１および第
２のチヤープ変換装置７３，７４の出力間でピン
ポンのように切換えられて連続する。
各変換期間の中央の50％における変換出力だけ
を選択することにより、変換のエツジ効果を避け
ることができる。
第６図を参照すると、補助プロセツサ６０Ａ〜
Ｍの好ましい１実施例のブロツク図が示されてい
る。例示された補助プロセツサ１６０は90度スプ
リツタ１５８、同相乗算器１５７、および直角位
相乗算器１５９を具備する装置１６２を備えてい
る。90度スプリツタ１５８は結合装置２０から周
波数ドメイン出力信号を受取り、この信号を同相
信号成分とそれより位相が90度遅れた直角位相信
号成分とに分割する。アレイアンテナの一つから
のチヤープ変換装置１１５で変換された信号は同
相乗算器１５７で同相出力信号成分と乗算され、
直角位相乗算器１５９で直角位相出力信号成分と
乗算される。同相乗算器１５７の動作から生じる
同相エラー信号は中間周波数成分として表わさ
れ、積分回路１６３に結合される。
前に述べたように補助アンテナからの受信信号
は主として妨害信号であるからそれを処理したチ
ヤープ変換装置１１５のそのサブバンドにおける
出力と同時に90度スプリツタ１５８に供給される
結合器２０の信号成分は妨害信号成分と考えるこ
とができる。そのような信号が存在しなければ乗
算器１５７，１５９はその一方の入力がゼロであ
るためその出力はゼロとなり、乗算器１５７，１
５９の出力は妨害信号が無ければ存在しないか
ら、これは妨害信号の存在を示す尺度となる。し
たがつて以下これをエラー信号と呼ぶ。90度スプ
リツタ１５８により同相成分と90度成分に分ける
のは結合器２０の出力とチヤープ変換装置１１５
の出力の信号の位相を考慮して２つの位相成分に
別けて処理するためである。
この同相および90度エラー信号は重み付け係数
を更新して受信状態の変化に適応させるために使
用される。同相および90度エラー信号はそれぞれ
一連の別個の装置でに同様に処理されて重み付け
装置１７０中において同相重み付け装置１７１お
よび90度重み付け装置１７３による重み付けを制
御し、それによつて重み付けされたチヤープ変換
装置１１５の出力信号は90度結合器１７４で結合
される。したがつて同相および90度エラー信号に
よる動作は同様であるから、以下同相エラー信号
に基づいた同相重み付けについて説明する。
積分回路１６３は当業者によく知られている形
式のもので、時間ブロツクＴ内のサブインターバ
ル中に同相乗算器１５７から出力された同相エラ
ー信号を積分する。その積分された値はＡ／Ｄ変
換装置１６４によつてデジタル値に変換される。
今ｋ番目の時間ブロツクのｉ番目のサンプル、す
なわちｉ番目のサブバンドについて考えるとして
この値をRi（ｋ）とする。Ａ／Ｄ変換装置１６４
は１サブインターバル当り１回積分回路１６３の
出力をサンプリングするように選択されている。
Ａ／Ｄ変換装置１６４の出力Ri（ｋ）はそれか
ら係数計算装置１６６に結合される。係数計算装
置１６６はデジタル加算器１６５と同相重み付け
メモリ１６７とを備えている。係数計算装置１６
６はメモリ１６６内に記憶されていた前回（ｋ−
１番目の時間ブロツク）の重み付け係数を呼出し
てそれに今回のエラー信号Ri（ｋ）にある係数α
を乗算した値αRi（ｋ）を加算して重み付け係数
を更新する。したがつて重み付け係数は、 Wi（ｋ）＝Wi（ｋ−１）＋αRi（ｋ） である。この重み付け係数はメモリ１６６に戻さ
れ次の時間ブロツクｋ＋１のために記憶される。
メモリ１６６にはこのような重み付け係数が各サ
ブバンドに対してそれぞれ記憶されている。
係数計算装置１６６はこのようにして更新され
た重み付け係数Wi（ｋ）をＤ／Ａ変換装置１６８
に供給してアナログ値に変換し、それを可変減衰
器で構成された同相重み付け装置１７１に供給し
てチヤープ変換装置１１５から供給された信号の
減衰率を変化させてに重み付けを行わせる。
同様にして乗算器１５９より得られた90度エラ
ー信号について積分、Ａ／Ｄ変換、重み付け係数
の計算、Ｄ／Ａ変換が行われ、ライン１６９ａに
制御電圧を生成し、それによつて90度位相重み付
け装置１７３の減衰を制御して90度位相の重み付
けが行われる。これらの処理のための素子は図面
を簡単にするために図では省略されている。重み
付け装置１７１，１７３の出力は90度結合装置１
７４で結合されてこの補助アンテナの補助プロセ
ツサ１６０の出力信号となる。同様に各補助アン
テナの補助プロセツサからの出力信号が発生さ
れ、それらはライン１８によつて供給される主ア
ンテナのチヤープ変換装置１５の出力と共に結合
器２０に供給されてそこで結合され、妨害信号が
消去される。
第６図に示された補助プロセツサ１６０におい
て、適切な重み付け係数によつて妨害信号が消去
されて妨害周波数のサブバンドにおける90度スプ
リツタ１５８の出力信号がゼロになれば乗算器１
５７の出力もゼロになるから重み付け係数は加算
されず、前回のままとなり適切な重み付け係数が
維持される。また消去が過度になり主アンテナの
妨害信号よりも大きい補助アンテナ信号が結合器
２０に供給される場合には結合器２０から反対位
相でそのサブバンド周波数の妨害信号が出力され
るためスプリツタ１５８の出力信号が負となり、
乗算器１５７の出力も負となるためαRi（ｋ）は
マイナスとなり重み付け係数は減少する。このよ
うにして各サブバンドの重み付け係数は受信信号
の状態に応じて最適の値に維持される。
この発明の特定の一例として、入力信号帯域幅
が100MHzであると仮定する。もしも変換ブロツ
ク期間が10マイクロ秒であれば、時間／帯域幅積
は1000である。これはＡ／Ｄ変換装置の100MHz
のサンプリング速度において１ブロツク当り1000
の重み（インデツクスｉ）または1000サンプルを
許容する。これらのパラメータにより入力信号の
100MHzの帯域幅は100MHz／1000すなわち100k
Hzのサブバンドに区分される。
1000の時間／帯域幅積は典型的なアレイの要求
には余裕があり、100のオーダーの積で通常は充
分である。そのような妥協では、Ａ／Ｄ変換装置
のサンプリング速度は10MHzであり、100MHzの
入力帯域幅は100MHz／100すなわち1MHzに区分
される。
適応プロセツサ１０は各種の適応アレイアルゴ
リズムを使用して構成することができる。第１図
においては、広帯域LMSアルゴリズムが示され、
当業者によく知られた各種の技術によつて構成さ
れる。示された構成は広帯域および動作の広いダ
イナミツク範囲を得るためにある種のアナログ回
路を使用している。乗算器１５７中の乗算動作を
行なうに先立つて振幅制限装置を使用することに
よる等によつてさらにダイナミツク範囲を改善す
る方法も採用可能である。
この発明の適応アレイプロセツサは帯域幅にわ
たる歪みの劣化効果を減少させることによつて広
い帯域にわたつて妨害源の強力な消去を行なう方
法を開示するものである。この新しいプロセツサ
は、(1)デジタル部品よりも広い帯域幅を有するア
ナログ部品により構成され、(2)多くのプロセツサ
を並列に動作させるのではなく単一の適応アレイ
の時間多重化によつて得られる各サブバンド中で
適応させ、(3)タツプによる遅延ライン補償技術で
はなく各適応アレイプロセツサ中で必要になるも
つと少ない適応ループを有する、通常のプロセツ
サより勝れた多くの利点を有している。
上述の実施例はこの発明の原理を説明する可能
な特定の実施例を示したものに過ぎないことを理
解すべきである。当業者にはこの発明の技術的範
囲から逸脱することなく、これらの原理に基づい
て他の構成を容易に想到できるであろう。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の１実施例の適応アレイプロ
セツサのブロツク図であり、第２Ａ図および第２
Ｂ図は一例としての入力信号とＴ秒のチヤープブ
ロツク長に対する入力信号の対応するチヤープ変
換の簡単化したスペクトル内容を示す。第３図は
第１図の適応アレイプロセツサで使用されるチヤ
ープ変換装置のブロツク図である。第４図は変換
エツジ効果を避けるためにピンポン動作をするよ
うに構成されたチヤープ変換装置の簡略化したブ
ロツク図である。第５図は第４図のチヤープ変換
装置のピンポン動作の説明のためのタイミング図
である。第６図はこの発明で使用できる補助プロ
セツサの１実施例の簡略化したブロツク図であ
る。 ５…主アンテナ、５０Ａ〜Ｍ…補助アンテナ、
１０…適応アレイプロセツサ、１５，５５Ａ〜Ｍ
…チヤープ変換装置、２０…結合装置、２５…逆
チヤープ変換装置、６０Ａ〜Ｍ…補助プロセツ
サ。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 主アンテナおよび１以上の補助アンテナを備
    えたアンテナアレイにより受信された予め定めら
    れた周波数帯域内の信号を処理する方法におい
    て、 期間Ｔの時間にわたつて行われるチヤープ変換
    により時間ドメインから周波数ドメインへ主アン
    テナ信号の各周波数成分が時間的に順次に現われ
    るように主アンテナ信号を変換し、 主アンテナ信号の前記チヤープ変換と同期して
    期間Ｔの時間にわたつて行われるチヤープ変換に
    より時間ドメインから周波数ドメインへ補助アン
    テナ信号の各周波数成分が時間的に順次に現われ
    るように補助アンテナ信号を変換し、 前記チヤープ変換と同期して時間的に変化する
    係数により変換された補助アンテナ信号に重み付
    けをし、 変換された主アンテナ信号から前記重み付けさ
    れ変換された補助アンテナ信号を減算し、 結果として生じた信号を逆チヤープ変換によつ
    て時間ドメインに変換することを特徴とするアン
    テナ信号処理方法。 ２ 妨害消去特性を改善するために周波数ドメイ
    ンに変換するに先立つて時間ドメイン主アンテナ
    信号および補助アンテナ信号に窓を開ける過程を
    有する特許請求の範囲第１項記載の方法。 ３ 主アンテナ信号および補助アンテナ信号を変
    換する過程は、 Ｔ秒の等しい期間ではあるがＴ／２秒だけ時間
    的にずれて２組の変換された信号を出力するよう
    に第１および第２のチヤープブロツクインターバ
    ルにわたつて前記各アンテナ信号を変換し、第１
    のチヤープブロツクインターバルの中間の全体の
    半分の部分にわたつて現われる第１の組の信号の
    部分と第２のチヤープブロツクインターバルの中
    間の全体の半分の部分にわたつて現われる第２の
    組の信号の部分とよりなる変換された出力を生成
    するように２組の変換された信号間の多重化を行
    なう特許請求の範囲第１項記載の方法。 ４ 主アンテナおよび１以上の補助アンテナを備
    えたアンテナアレイにより予め定められた周波数
    帯域内で妨害を抑圧して受信された信号を処理す
    るアレイプロセツサにおいて、 主アンテナに結合され、主アンテナ信号の各周
    波数成分が時間的に順次に現われるように期間Ｔ
    の時間にわたつて行われるチヤープ変換により時
    間ドメインから周波数ドメインへ主アンテナ信号
    を変換する手段と、 補助アンテナに結合され、補助アンテナ信号の
    各周波数成分が時間的に順次に現われるように主
    アンテナ信号の前記チヤープ変換と同期して期間
    Ｔの時間にわたつて行われるチヤープ変換により
    時間ドメインから周波数ドメインへ補助アンテナ
    信号を変換する手段と、 前記チヤープ変換と同期して時間的に変化する
    係数により変換された補助アンテナ信号に重み付
    けをする手段と、 変換された主アンテナ信号と重み付けされ変換
    された補助アンテナ信号とを結合して結合された
    変換されたアレイ信号を出力する手段と、 結合されたアレイ信号を受けてこれを逆チヤー
    プ変換することによつて時間ドメインに変換して
    アレイプロセツサ出力を出力させる手段とを具備
    していることを特徴とする信号処理用アレイプロ
    セツサ。 ５ 前記時間的に変化する係数により変換された
    補助アンテナ信号に重み付けをする手段は、この
    時間的に変化する係数を受信信号の状態に適応し
    て形成する手段を備えている特許請求の範囲第４
    項記載のアレイプロセツサ。 ６ 前記重み付けをする手段は前記周波数帯域を
    構成する特定の周波数サブバンドにそれぞれ対応
    する複数の係数を出力し、前記変換された補助ア
    ンテナ信号の特定の周波数成分のサブバンドに対
    応する係数の特定の一つによつて前記変換された
    補助アンテナ信号の重み付けをするように構成さ
    れている特許請求の範囲第４項記載のアレイプロ
    セツサ。 ７ 前記重み付けをする手段は、前記複数の係数
    を蓄積する手段と、各周波数サブバンドに対応す
    る適切な時間間隔で前記各係数をリコールする手
    段とを具備している特許請求の範囲第６項記載の
    アレイプロセツサ。 ８ 前記重み付けをする手段は、前記重み付けさ
    れ変換された補助アンテナ信号を出力するために
    前記係数の特定の値に応じて前記変換された補助
    アンテナ信号を減衰させる可変減衰手段を具備し
    ている特許請求の範囲第６項記載のアレイプロセ
    ツサ。 ９ 予め定められた周波数帯域内で妨害を抑圧し
    て信号を受信するための主アンテナおよび１以上
    の補助アンテナを備えた適応アレイプロセツサに
    おいて、 連続するチヤープ変換ブロツク期間にわたつて
    行われるチヤープ変換により時間ドメインから周
    波数ドメインへ主アンテナ信号を変換するための
    主アンテナに結合された第１のチヤープ変換手段
    と、 前記連続するチヤープ変換ブロツク期間にわた
    つて行われるチヤープ変換により時間ドメインか
    ら周波数ドメインへ補助アンテナ信号を変換する
    ための前記補助アンテナに結合された第２のチヤ
    ープ変換手段と、 前記周波数帯域を構成する予め定められた複数
    の周波数サブバンドのそれぞれ一つに対応するサ
    ブバンド重み係数を生成する手段と、この手段に
    よつて生成されたサブバンド重み係数を供給され
    て前記チヤープ変換と同期して前記重み係数に応
    じて前記第２のチヤープ変換手段からの出力信号
    に順次重み付けをして各周波数サブバンドにおい
    て最適化された出力信号を補助プロセツサ出力信
    号として出力させる手段とを備えている補助プロ
    セツサ手段と、 変換された主アンテナ信号と補助プロセツサ出
    力信号とを結合して結合された出力信号を出力す
    る手段と、 結合されたアレイ信号を周波数ドメインから時
    間ドメインに変換してアレイプロセツサ出力とし
    て出力させる逆チヤープ変換手段とを具備してい
    ることを特徴とする信号処理用アレイプロセツ
    サ。 １０ 前記補助プロセツサは前記係数を適応決定
    する手段を備えている特許請求の範囲第９項記載
    のプロセツサ。 １１ 前記補助プロセツサは、補助プロセツサエ
    ラー信号を出力するための第２のチヤープ変換手
    段からの出力により結合出力を乗算する手段と、
    前記各周波数サブバンドに対応する前記チヤープ
    変換ブロツク長中のサブインターバルにわたつて
    前記エラー信号を積分するために前記乗算手段に
    結合された積分手段と、前記積分された信号を各
    周波数サブバンドに対応するデジタル積分値に変
    換するための前記積分手段に結合されたアナロ
    グ・デジタル変換手段と、前記デジタル積分値に
    応じて各周波数サブバンドに対応するデジタル係
    数値を適応決定するための係数計算手段と、前記
    デジタル係数値をアナログ係数値に変換するデジ
    タル・アナログ変換手段と、前記アナログ係数値
    に応じた減衰係数により前記第２のチヤープ変換
    手段からの出力信号を減衰させるための前記アナ
    ログ係数値に応じて前記補助プロセツサ出力を出
    力する可変減衰手段とを備えている特許請求の範
    囲第９項記載のプロセツサ。 １２ 先行するチヤープ変換ブロツクインターバ
    ルに対して各周波数サブバンドに対応するデジタ
    ル係数値を蓄積するデジタルメモリと、前記アナ
    ログ・デジタル変換手段と前記メモリ手段とに結
    合されて前記デジタル積分値に比例するデジタル
    値を先行するチヤープ変換ブロツクインターバル
    に対する前記周波数サブバンドに対応する前記デ
    ジタル係数値に加算して前記適応決定された係数
    値を出力するデジタル加算手段と、前記適応決定
    された係数値を前記メモリ中に蓄積する手段とを
    備えている特許請求の範囲第１１項記載のプロセ
    ツサ。 １３ 前記係数値は複素数値であり、前記適応プ
    ロセツサは前記複素数係数値の同位相および直角
    位相成分を出力する手段を備えている特許請求の
    範囲第９項記載のプロセツサ。 １４ 前記主アンテナは前記信号の角度方向を向
    いた比較的高い利得のアンテナよりなり、前記補
    助アンテナは比較的広いビームのアンテナよりな
    り、前記アレイおよびアレイプロセツサは前記主
    アンテナのサイドローブに入る妨害源を消去する
    サイドローブ消去装置を具備している特許請求の
    範囲第９項記載のプロセツサ。 １５ 妨害消去を改善するためにチヤープ変換に
    より変換されるのに先立つて時間ドメインおよび
    補助アンテナ信号に窓を開ける手段を具備してい
    る特許請求の範囲第９項記載のプロセツサ。 １６ 前記窓を開ける手段は50％チユーキー窓に
    より前記時間ドメインに窓を開けるように構成さ
    れている特許請求の範囲第１５項記載のプロセツ
    サ。 １７ 前記第１および第２のチヤープ変換手段に
    よるチヤープ変換が、有限長のブロツクインター
    バルの処理によつて生じるエツジ効果を最小にす
    るために時間的に一部重なつて動作する２個のチ
    ヤープ変換装置の切替えによつてそれぞれ行われ
    る特許請求の範囲第９項記載のプロセツサ。 １８ 前記第１および第２のチヤープ変換手段
    は、 ブロツク期間にわたつて時間的に連続して時間
    ドメイン信号の各周波数成分が現われる有限期間
    の連続する第１のチヤープブロツクインターバル
    中の各時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換
    するための第１のチヤープ変換装置と、 ブロツク期間にわたつて時間的に連続して時間
    ドメイン信号の各周波数成分が現われる有限期間
    の連続する第２のチヤープブロツクインターバル
    中の各時間ドメイン信号を周波数ドメインに変換
    するための第２のチヤープ変換装置とを具備し、
    それら第１および第２のチヤープブロツクインタ
    ーバルは等しい期間であるがブロツク長の予め定
    められた割合いだけ時間内にずれており、 前記第１および第２の装置の出力に結合されて
    特定のチヤープブロツクインターバルにわたるチ
    ヤープ変換手段出力が前記第１のチヤープインタ
    ーバルの中間部分にわたる前記第１の装置の出力
    と、前記チヤープブロツクインターバルの中間部
    分にわたる前記第２の装置の出力とを構成するよ
    うに前記各装置間の切換えを行なつて有限長のブ
    ロツクインターバルを処理することによつて生じ
    るエツジ効果を最小にするマルチプレクサ手段を
    備えている特許請求の範囲第９項記載のプロセツ
    サ。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE68919920T2 (de) * 1988-06-21 1995-05-11 Canon Kk Verfahren und Gerät für digitale Übertragung.
US5021793A (en) * 1989-10-18 1991-06-04 Unisys Corporation Phased array antenna method and system for adaptively positioning nulls
US5481570A (en) * 1993-10-20 1996-01-02 At&T Corp. Block radio and adaptive arrays for wireless systems
US6336106B1 (en) * 1994-02-15 2002-01-01 R.R. Donnelley & Sons Company System and method for partitioning a real-valued attribute exhibiting windowed data characteristics
US5608514A (en) * 1995-04-19 1997-03-04 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army High range resolution ladar
US6980614B2 (en) * 2002-01-14 2005-12-27 Raytheon Company System and method for subband beamforming using adaptive weight normalization
US6861975B1 (en) * 2003-06-25 2005-03-01 Harris Corporation Chirp-based method and apparatus for performing distributed network phase calibration across phased array antenna
US6891497B2 (en) * 2003-06-25 2005-05-10 Harris Corporation Chirp-based method and apparatus for performing phase calibration across phased array antenna

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4017859A (en) * 1975-12-22 1977-04-12 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Multi-path signal enhancing apparatus
US4255791A (en) * 1978-12-04 1981-03-10 Harris Corporation Signal processing system
US4254417A (en) * 1979-08-20 1981-03-03 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Beamformer for arrays with rotational symmetry
US4287475A (en) * 1979-10-05 1981-09-01 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Circuit for the adaptive suppression of narrow band interference
US4641143A (en) * 1983-09-28 1987-02-03 Sanders Associates, Inc. Two-dimensional acquisition system using circular array
NL8402559A (nl) * 1984-08-21 1986-03-17 Hollandse Signaalapparaten Bv Zijlus-'blanking' circuit.
US4654667A (en) * 1984-12-21 1987-03-31 Sanders Associates, Inc. Signal-acquisition system for a circular array

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Publication number Publication date
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GB2195515B (en) 1990-08-01

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