JP2957289B2 - 送受信装置 - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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- H04B7/155—Ground-based stations
- H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
- H04B7/15585—Relay station antennae loop interference reduction by interference cancellation
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は干渉波抑圧手段を備え
た送受信装置に関する。
た送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、干渉波抑圧手段を備えた受信装置
として、例えば、B.Widrow:“Adaptive Noise Cancelli
ng ”Proc.IEEE,vol.63,No.12.(1975) に開示されたも
のがある。図７は上記文献に開示された内容を応用した
送受信装置のブロック図であり、１は送信装置、２は受
信装置、１０は干渉波抑圧手段である。図中に示す信号
記号の定義は以下の通りである。Ｊｏ（ｔ）は送信装置
１の送信素子９ａから放射される送信波、Ｊ（ｔ）は送
信波の一部を未知の伝搬路を経て受信装置２の受信素子
９ｂが受信する受信干渉波Ｓ（ｔ）は所望受信波、Ｈ
（ｚ）は受信干渉波の未知の伝搬路の伝達関数、Ｗ
（ｚ）は適応フィルタ７の伝達関数、ｊｏ（ｔ）は送信
信号発生手段１１の出力信号、ｊｏ（ｋ）は上記送信信
号のディジタル信号、ｊf （ｋ）は適応フィルタ７の出
力信号、ｃ（ｋ）は送信信号発生手段１１のパルスタイ
ミング信号、ｄ（ｋ）は受信装置２の出力信号、ｅ
（ｋ）は干渉波抑圧手段１０の出力信号である。なお、
ｔは時刻の因子、ｋはディジタル信号の離散時刻を表す
因子である。図７の送受信装置において、送信波Ｊｏ
（ｔ）の一部が未知の伝搬路を経て受信装置に受信され
る受信干渉波Ｊ（ｔ）（＝不要波）が存在し、所望受信
波Ｓ（ｔ）の観測が困難な場合、受信装置出力信号ｄ
（ｋ）は所望受信波信号ｓ（ｋ）と受信干渉波信号ｊ
（ｋ）の和信号であるから、受信装置出力信号ｄ（ｋ）
から受信干渉波信号ｊ（ｋ）を抑圧して所望受信波信号
ｓ（ｋ）を得るための干渉波抑圧手段を必要とする。図
７に示されるように、送信側から受信側に干渉する受信
干渉波信号を近似合成する適応フィルタ７と、受信装置
出力信号ｄ（ｋ）から適応フィルタ出力信号ｊf （ｋ）
を差引く複素減算器８とからなる干渉波抑圧手段１０は
ノイズキャンセラとして知られている。送信側から受信
側への未知の干渉波伝搬路を一つの未知のフィルタと考
え、その伝達関数をＨ（ｚ）とすると、適応フィルタ７
の伝達関数Ｗ（ｚ）が未知の干渉波伝搬路の伝達関数Ｈ
（ｚ）に一致するように制御されたとき、干渉波抑圧手
段１０の出力信号ｅ（ｋ）は、受信装置出力信号ｄ
（ｋ）から受信干渉波信号ｊ（ｋ）を抑圧した所望受信
波信号ｓ（ｋ）となる。
として、例えば、B.Widrow:“Adaptive Noise Cancelli
ng ”Proc.IEEE,vol.63,No.12.(1975) に開示されたも
のがある。図７は上記文献に開示された内容を応用した
送受信装置のブロック図であり、１は送信装置、２は受
信装置、１０は干渉波抑圧手段である。図中に示す信号
記号の定義は以下の通りである。Ｊｏ（ｔ）は送信装置
１の送信素子９ａから放射される送信波、Ｊ（ｔ）は送
信波の一部を未知の伝搬路を経て受信装置２の受信素子
９ｂが受信する受信干渉波Ｓ（ｔ）は所望受信波、Ｈ
（ｚ）は受信干渉波の未知の伝搬路の伝達関数、Ｗ
（ｚ）は適応フィルタ７の伝達関数、ｊｏ（ｔ）は送信
信号発生手段１１の出力信号、ｊｏ（ｋ）は上記送信信
号のディジタル信号、ｊf （ｋ）は適応フィルタ７の出
力信号、ｃ（ｋ）は送信信号発生手段１１のパルスタイ
ミング信号、ｄ（ｋ）は受信装置２の出力信号、ｅ
（ｋ）は干渉波抑圧手段１０の出力信号である。なお、
ｔは時刻の因子、ｋはディジタル信号の離散時刻を表す
因子である。図７の送受信装置において、送信波Ｊｏ
（ｔ）の一部が未知の伝搬路を経て受信装置に受信され
る受信干渉波Ｊ（ｔ）（＝不要波）が存在し、所望受信
波Ｓ（ｔ）の観測が困難な場合、受信装置出力信号ｄ
（ｋ）は所望受信波信号ｓ（ｋ）と受信干渉波信号ｊ
（ｋ）の和信号であるから、受信装置出力信号ｄ（ｋ）
から受信干渉波信号ｊ（ｋ）を抑圧して所望受信波信号
ｓ（ｋ）を得るための干渉波抑圧手段を必要とする。図
７に示されるように、送信側から受信側に干渉する受信
干渉波信号を近似合成する適応フィルタ７と、受信装置
出力信号ｄ（ｋ）から適応フィルタ出力信号ｊf （ｋ）
を差引く複素減算器８とからなる干渉波抑圧手段１０は
ノイズキャンセラとして知られている。送信側から受信
側への未知の干渉波伝搬路を一つの未知のフィルタと考
え、その伝達関数をＨ（ｚ）とすると、適応フィルタ７
の伝達関数Ｗ（ｚ）が未知の干渉波伝搬路の伝達関数Ｈ
（ｚ）に一致するように制御されたとき、干渉波抑圧手
段１０の出力信号ｅ（ｋ）は、受信装置出力信号ｄ
（ｋ）から受信干渉波信号ｊ（ｋ）を抑圧した所望受信
波信号ｓ（ｋ）となる。
【０００３】適応フィルタ７は段数Ｍのディジタルフィ
ルタで構成され、フィルタのインパルス応答値にあたる
Ｍ個の荷重を最小二乗法等の適応アルゴリズムに基づい
て逐次的に制御することによって、その伝達関数Ｗ
（ｚ）を上記の未知の干渉波伝搬路の伝達関数Ｈ（ｚ）
に近づけるのであるが、一般に干渉波伝搬路の伝達関数
Ｈ（ｚ）を模擬するのに必要な適応フィルタの段数Ｍは
不明である。例え、この適応フィルタの必要段数Ｍが事
前に判明したとしても、段数Ｍが増加すれば適応フィル
タの構造が複雑化し、適応アルゴリズムの収束時間を長
引かせるので、適応フィルタの段数Ｍには制約がある。
特に送信信号にパルス信号が用いられる場合、多回数の
荷重制御を実行したあとでも、図５に示すように、適応
フィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）は未知の伝搬路の伝達関数
Ｈ（ｚ）に一致するとは限らず（図５に、適応フィルタ
と未知の伝搬路の伝達関数の振幅応答を例示している
が、位相応答についても状況は同様である）、送信パル
ス信号の搬送波周波数ｆ0 上で伝達関数の値を一致させ
ている。このときの干渉波抑圧手段１０の出力信号ｅ
（ｋ）は図４（ｂ）に示すように、 図４（ａ）に示し
た受信装置出力信号ｄ（ｋ）と比較して、受信干渉波Ｊ
（ｔ）のパルスエッジに相当する時点以外で受信干渉波
信号ｊ（ｋ）はほぼ抑圧されているが、上記パルスエッ
ジに相当する時点では受信干渉波信号の大きな消え残り
（残存干渉波）が存在し、所望受信波信号ｓ（ｋ）の観
測の障害になっていた。
ルタで構成され、フィルタのインパルス応答値にあたる
Ｍ個の荷重を最小二乗法等の適応アルゴリズムに基づい
て逐次的に制御することによって、その伝達関数Ｗ
（ｚ）を上記の未知の干渉波伝搬路の伝達関数Ｈ（ｚ）
に近づけるのであるが、一般に干渉波伝搬路の伝達関数
Ｈ（ｚ）を模擬するのに必要な適応フィルタの段数Ｍは
不明である。例え、この適応フィルタの必要段数Ｍが事
前に判明したとしても、段数Ｍが増加すれば適応フィル
タの構造が複雑化し、適応アルゴリズムの収束時間を長
引かせるので、適応フィルタの段数Ｍには制約がある。
特に送信信号にパルス信号が用いられる場合、多回数の
荷重制御を実行したあとでも、図５に示すように、適応
フィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）は未知の伝搬路の伝達関数
Ｈ（ｚ）に一致するとは限らず（図５に、適応フィルタ
と未知の伝搬路の伝達関数の振幅応答を例示している
が、位相応答についても状況は同様である）、送信パル
ス信号の搬送波周波数ｆ0 上で伝達関数の値を一致させ
ている。このときの干渉波抑圧手段１０の出力信号ｅ
（ｋ）は図４（ｂ）に示すように、 図４（ａ）に示し
た受信装置出力信号ｄ（ｋ）と比較して、受信干渉波Ｊ
（ｔ）のパルスエッジに相当する時点以外で受信干渉波
信号ｊ（ｋ）はほぼ抑圧されているが、上記パルスエッ
ジに相当する時点では受信干渉波信号の大きな消え残り
（残存干渉波）が存在し、所望受信波信号ｓ（ｋ）の観
測の障害になっていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の干渉波抑圧手段
を備えた送受信装置は、上記のように送信装置と受信装
置とが同時動作し、送信信号にパルス信号を用いる場
合、送信側から受信側へ干渉する受信干渉波信号の大き
な消え残り（残存干渉波）が干渉波抑圧手段出力に存在
し、所望受信波信号ｓ（ｋ）の観測の障害になるという
課題があった。この発明は、上記のような課題を解決す
るためになされたもので、適応フィルタの段数Ｍを増加
して適応アルゴリズムの収束時間を増加することなく、
受信干渉波抑圧性能を向上させて、送信側から受信側へ
干渉する受信干渉波による所望受信波信号ｓ（ｋ）の観
測障害を排除できる干渉波抑圧手段を備えた送受信装置
を得ることを目的とする。
を備えた送受信装置は、上記のように送信装置と受信装
置とが同時動作し、送信信号にパルス信号を用いる場
合、送信側から受信側へ干渉する受信干渉波信号の大き
な消え残り（残存干渉波）が干渉波抑圧手段出力に存在
し、所望受信波信号ｓ（ｋ）の観測の障害になるという
課題があった。この発明は、上記のような課題を解決す
るためになされたもので、適応フィルタの段数Ｍを増加
して適応アルゴリズムの収束時間を増加することなく、
受信干渉波抑圧性能を向上させて、送信側から受信側へ
干渉する受信干渉波による所望受信波信号ｓ（ｋ）の観
測障害を排除できる干渉波抑圧手段を備えた送受信装置
を得ることを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明に係る送受信装
置は、干渉波抑圧手段を備えた送受信装置において、 送
信側から受信側に干渉する受信干渉波信号を少なくとも
送信波の１次波形を近似合成する適応フィルタと、 受信
側で受ける入力信号から上記適応フィルタ出力を減算し
て入力データを出力する減算器と、 上記入力データの中
央値を出力するメディアンフィルタと、 上記送信波のパ
ルスエッジであるパルスの立ち上がりと立ち下がり時刻
から所定の時間だけ上記入力データを上記メディアンフ
ィルタを経由して動作させる切換スイッチ相当とを備え
たことを特徴とする。
置は、干渉波抑圧手段を備えた送受信装置において、 送
信側から受信側に干渉する受信干渉波信号を少なくとも
送信波の１次波形を近似合成する適応フィルタと、 受信
側で受ける入力信号から上記適応フィルタ出力を減算し
て入力データを出力する減算器と、 上記入力データの中
央値を出力するメディアンフィルタと、 上記送信波のパ
ルスエッジであるパルスの立ち上がりと立ち下がり時刻
から所定の時間だけ上記入力データを上記メディアンフ
ィルタを経由して動作させる切換スイッチ相当とを備え
たことを特徴とする。
【０００６】
【作用】上記のように構成された送受信装置では、干渉
波抑圧手段として送信側から受信側に干渉する受信干渉
波信号を近似合成する適応フィルタと、受信装置出力信
号から上記の適応フィルタ出力信号を差引く減算手段
と、上記の減算手段出力を入力デ−タとしその中央値を
出力するメディアンフィルタとを備えて、上記の適応フ
ィルタに、受信干渉波の搬送波周波数ｆ0 成分を、メデ
ィアンフィルタに受信干渉波のｆ0 以外の成分を抑圧さ
せることにより、適応フィルタの構成を簡単にし、適応
アルゴリズムの収束時間の増加を伴わず、受信干渉波抑
圧性能を向上することが可能となる。
波抑圧手段として送信側から受信側に干渉する受信干渉
波信号を近似合成する適応フィルタと、受信装置出力信
号から上記の適応フィルタ出力信号を差引く減算手段
と、上記の減算手段出力を入力デ−タとしその中央値を
出力するメディアンフィルタとを備えて、上記の適応フ
ィルタに、受信干渉波の搬送波周波数ｆ0 成分を、メデ
ィアンフィルタに受信干渉波のｆ0 以外の成分を抑圧さ
せることにより、適応フィルタの構成を簡単にし、適応
アルゴリズムの収束時間の増加を伴わず、受信干渉波抑
圧性能を向上することが可能となる。
【０００７】
【実施例】本発明の実施例について図を参照して説明す
る。図１は本発明の送受信装置の一実施例を示すブロッ
ク図である。１は送信装置、２は受信装置、３は新たな
構成の干渉波抑圧手段であって、適応フィルタ７と、受
信装置出力信号ｄ（ｋ）から上記適応フィルタ出力信号
ｊf （ｋ）を差引く複素減算器８とを有する従来構成の
干渉波抑圧手段に、メディアンフィルタ１２と出力切替
手段１３とを付加したものである。Ｊｏ（ｔ）は送信装
置１の送信素子９ａから放射される送信波（例えば相手
先に対するジャミング波）であり、一方、同時に動作す
る受信装置２が受信素子９ｂを通して、所望受信波をＳ
（ｔ）（例えば相手先が発する通信、レ−ダ波）を連続
して観測し、その情報に基づいて送信波を制御するもの
である。今、送信信号にパルス信号が用いられ、図４
（ａ）に示す受信装置出力信号ｄ（ｋ）が、所望受信波
信号ｓ（ｋ）と送信波の一部が未知の伝搬路を経て受信
装置に受信される受信干渉波信号ｊ（ｋ）とからなる場
合、従来の技術で説明したように、適応フィルタ７の伝
達関数Ｗ（ｚ）の値を送信パルス信号の搬送波周波数ｆ
0 上で干渉波伝搬路の伝達関数Ｈ（ｚ）と一致させてお
くと、従来構成の干渉波抑圧手段の出力信号のｅ（ｋ）
では、図４（ｂ）に示すように、受信干渉波Ｊ（ｔ）の
パルスエッジに相当する時点に、受信干渉波信号ｊ
（ｋ）の大きな残存干渉波が存在する。新たな構成の干
渉波抑圧手段においては、適応フィルタ７に受信干渉波
の搬送波周波数ｆ0 成分の抑圧を、新たに付加したメデ
ィアンフィルタ１２に受信干渉波のｆ0 以外の成分の抑
圧を分担させて、図４（ｃ）に示すように、最終出力信
号ｙ（ｋ）での受信干渉波抑圧性能を向上させている。
ｆ（ｋ）はメディアンフィルタ１２の出力信号、ｙ
（ｋ）は送受信装置の干渉波抑圧手段３の最終出力信号
である。
る。図１は本発明の送受信装置の一実施例を示すブロッ
ク図である。１は送信装置、２は受信装置、３は新たな
構成の干渉波抑圧手段であって、適応フィルタ７と、受
信装置出力信号ｄ（ｋ）から上記適応フィルタ出力信号
ｊf （ｋ）を差引く複素減算器８とを有する従来構成の
干渉波抑圧手段に、メディアンフィルタ１２と出力切替
手段１３とを付加したものである。Ｊｏ（ｔ）は送信装
置１の送信素子９ａから放射される送信波（例えば相手
先に対するジャミング波）であり、一方、同時に動作す
る受信装置２が受信素子９ｂを通して、所望受信波をＳ
（ｔ）（例えば相手先が発する通信、レ−ダ波）を連続
して観測し、その情報に基づいて送信波を制御するもの
である。今、送信信号にパルス信号が用いられ、図４
（ａ）に示す受信装置出力信号ｄ（ｋ）が、所望受信波
信号ｓ（ｋ）と送信波の一部が未知の伝搬路を経て受信
装置に受信される受信干渉波信号ｊ（ｋ）とからなる場
合、従来の技術で説明したように、適応フィルタ７の伝
達関数Ｗ（ｚ）の値を送信パルス信号の搬送波周波数ｆ
0 上で干渉波伝搬路の伝達関数Ｈ（ｚ）と一致させてお
くと、従来構成の干渉波抑圧手段の出力信号のｅ（ｋ）
では、図４（ｂ）に示すように、受信干渉波Ｊ（ｔ）の
パルスエッジに相当する時点に、受信干渉波信号ｊ
（ｋ）の大きな残存干渉波が存在する。新たな構成の干
渉波抑圧手段においては、適応フィルタ７に受信干渉波
の搬送波周波数ｆ0 成分の抑圧を、新たに付加したメデ
ィアンフィルタ１２に受信干渉波のｆ0 以外の成分の抑
圧を分担させて、図４（ｃ）に示すように、最終出力信
号ｙ（ｋ）での受信干渉波抑圧性能を向上させている。
ｆ（ｋ）はメディアンフィルタ１２の出力信号、ｙ
（ｋ）は送受信装置の干渉波抑圧手段３の最終出力信号
である。
【０００８】図２は、図１のメディアンフィルタ１２の
内部構成の一例を示す図である。メディアンフィルタは
入力デ−タ（観測値ａ1 ，ａ2 ，…，ａN ）を大きさの
順に並べたとき真中にくる数、即ち、中央値を出力する
フィルタである。３１は包絡線検波器、３２は当該メデ
ィアンフィルタの入力となる従来構成の干渉波抑圧手段
出力信号ｅ（ｋ）を包絡線検波器３１の出力信号ｅ
（ｋ）の絶対値で除す除算器、３３は包絡線検波器に接
続されたシフトレジスタ、３４はシフトレジスタと同じ
段数のレジスタ、３５は除算器出力値に、レジスタの中
央段の値を乗ずる乗算器である。次に、メディアンフィ
ルタ１２の動作を説明する。従来構成の干渉波抑圧手段
の出力信号ｅ（ｋ）を包絡線検波して、検波器出力信号
ｅ（ｋ）の絶対値をシフトレジスタの１番目に入力する
と、ｉ番目のシフトレジスタの内容は夫々ｉ＋１番目に
シフトされる。次に、シフトレジスタ３３の内容を大き
い順に並べ替え、レジスタ３４に記憶し、上記レジスタ
の中央段の値（中央値）を出力する。図２に例示したよ
うに、シフトレジスタ３３の値が４，２，９，４，５と
なっているとき、レジスタ３４に９，５，４，４，２と
大きい順に並べ替え、レジスタの中央段の値、即ち９，
５，４，４，２の中央値４を乗算器３５へ転送する。そ
して、従来構成の干渉波抑圧手段の出力信号ｅ（ｋ）を
Ａ e exp ［ｊφ e ］とすると、除算器３２の出力信号は
次式で表せる。 レジスタ３４の出力値をＡｍとすると、乗算器３５の出
力信号ｆ（ｋ）はＡｍexp ［ｊφ e ］となるから、この
メディアンフィルタ１２は入力信号ｅ（ｋ）の位相を保
存しつつ、送信波Ｊｏ（ｔ）のパルスエッジに相当する
時点に、ｅ（ｋ）に存在する受信干渉波信号ｊ（ｋ）の
大きな残存干渉波の幅の２倍程度の時間をカバ−する個
数の入力デ−タの振幅値（観測値ａ1 ，ａ2 ，…，ａN
の夫々の絶対値）の中央値を出力する。
内部構成の一例を示す図である。メディアンフィルタは
入力デ−タ（観測値ａ1 ，ａ2 ，…，ａN ）を大きさの
順に並べたとき真中にくる数、即ち、中央値を出力する
フィルタである。３１は包絡線検波器、３２は当該メデ
ィアンフィルタの入力となる従来構成の干渉波抑圧手段
出力信号ｅ（ｋ）を包絡線検波器３１の出力信号ｅ
（ｋ）の絶対値で除す除算器、３３は包絡線検波器に接
続されたシフトレジスタ、３４はシフトレジスタと同じ
段数のレジスタ、３５は除算器出力値に、レジスタの中
央段の値を乗ずる乗算器である。次に、メディアンフィ
ルタ１２の動作を説明する。従来構成の干渉波抑圧手段
の出力信号ｅ（ｋ）を包絡線検波して、検波器出力信号
ｅ（ｋ）の絶対値をシフトレジスタの１番目に入力する
と、ｉ番目のシフトレジスタの内容は夫々ｉ＋１番目に
シフトされる。次に、シフトレジスタ３３の内容を大き
い順に並べ替え、レジスタ３４に記憶し、上記レジスタ
の中央段の値（中央値）を出力する。図２に例示したよ
うに、シフトレジスタ３３の値が４，２，９，４，５と
なっているとき、レジスタ３４に９，５，４，４，２と
大きい順に並べ替え、レジスタの中央段の値、即ち９，
５，４，４，２の中央値４を乗算器３５へ転送する。そ
して、従来構成の干渉波抑圧手段の出力信号ｅ（ｋ）を
Ａ e exp ［ｊφ e ］とすると、除算器３２の出力信号は
次式で表せる。 レジスタ３４の出力値をＡｍとすると、乗算器３５の出
力信号ｆ（ｋ）はＡｍexp ［ｊφ e ］となるから、この
メディアンフィルタ１２は入力信号ｅ（ｋ）の位相を保
存しつつ、送信波Ｊｏ（ｔ）のパルスエッジに相当する
時点に、ｅ（ｋ）に存在する受信干渉波信号ｊ（ｋ）の
大きな残存干渉波の幅の２倍程度の時間をカバ−する個
数の入力デ−タの振幅値（観測値ａ1 ，ａ2 ，…，ａN
の夫々の絶対値）の中央値を出力する。
【０００９】次に、干渉波抑圧手段の出力切替手段１３
の一実施例について図１、図３を参照して説明する。出
力切替手段１３は本実施例の送受信装置の干渉波抑圧手
段３の出力部にあって、送信波Ｊｏ（ｔ）のパルスタイ
ミングｃ（ｋ）をもとに、パルスエッジに相当する時刻
からτ時間幅だけ、スイッチ１５を動作させ、複素減算
器８の出力信号ｅ（ｋ）をメディアンフィルタ１２を経
て、最終出力信号ｙ（ｋ）を得るようにしている。これ
は、パルスエッジ以外の時点で、所望受信波信号ｓ
（ｋ）のメディアンフィルタ１２による歪を最小にする
ためである。図３は図１における出力切替手段１３のス
イッチ１５の動作を説明するタイミングチャ−トであ
る。スイッチ制御部１４は送信波ｊｏ（ｔ）を生成する
送信装置１の送信信号発生手段１１からタイミング信号
ｃ（ｋ）を得て、スイッチ１５の駆動信号を生成する。
送信信号発生手段１１の出力信号ｊｏ（ｔ）がパルス信
号であるとすると、送信信号発生手段１１から取出した
タイミング信号ｃ（ｋ）は次式で表せる。
の一実施例について図１、図３を参照して説明する。出
力切替手段１３は本実施例の送受信装置の干渉波抑圧手
段３の出力部にあって、送信波Ｊｏ（ｔ）のパルスタイ
ミングｃ（ｋ）をもとに、パルスエッジに相当する時刻
からτ時間幅だけ、スイッチ１５を動作させ、複素減算
器８の出力信号ｅ（ｋ）をメディアンフィルタ１２を経
て、最終出力信号ｙ（ｋ）を得るようにしている。これ
は、パルスエッジ以外の時点で、所望受信波信号ｓ
（ｋ）のメディアンフィルタ１２による歪を最小にする
ためである。図３は図１における出力切替手段１３のス
イッチ１５の動作を説明するタイミングチャ−トであ
る。スイッチ制御部１４は送信波ｊｏ（ｔ）を生成する
送信装置１の送信信号発生手段１１からタイミング信号
ｃ（ｋ）を得て、スイッチ１５の駆動信号を生成する。
送信信号発生手段１１の出力信号ｊｏ（ｔ）がパルス信
号であるとすると、送信信号発生手段１１から取出した
タイミング信号ｃ（ｋ）は次式で表せる。
【００１０】
【数１】
【００１１】ｃ（ｋ−ｎ）を上記のタイミング信号ｃ
（ｋ）からｎ時間（離散点周期で規格化した時間）だけ
遅延した信号とすると、スイッチ制御部１４はｃ（ｋ）
とｃ（ｋ−ｎ）の２つの信号の排他的論理和、即ち次式
で表せるＳＷ（ｋ）が１の値をとるときのみ、スイッチ
１５をＡ側に接続し、ＳＷ（ｋ）が０の値をとるとき
は、スイッチ１５をＢ側に接続する。
（ｋ）からｎ時間（離散点周期で規格化した時間）だけ
遅延した信号とすると、スイッチ制御部１４はｃ（ｋ）
とｃ（ｋ−ｎ）の２つの信号の排他的論理和、即ち次式
で表せるＳＷ（ｋ）が１の値をとるときのみ、スイッチ
１５をＡ側に接続し、ＳＷ（ｋ）が０の値をとるとき
は、スイッチ１５をＢ側に接続する。
【００１２】
【数２】
【００１３】以上のように、従来構成の干渉波抑圧手段
に対し、メディアンフィルタ１２を付加した、新たな構
成の干渉波抑圧手段３では、適応フィルタ７は、その伝
達関数Ｗ（ｚ）を広周波数帯域にわたり、未知の干渉波
伝搬路の伝達関数Ｈ（ｚ）に一致させる必要はなく、送
信パルスの搬送波周波数ｆ0 で一致させるだけでよい。
従って、適応フィルタ７の段数Ｍが１段であっても、図
６に示すように、上記の周波数ｆ0 上で適応フィルタ７
の伝達関数Ｗ（ｚ）を、未知系の干渉波伝搬路の伝達関
数Ｈ（ｚ）に一致させることは可能となる。即ち、新た
な構成の干渉波抑圧手段３において、適応フィルタに受
信干渉波の搬送波周波数ｆ0 成分を抑圧させ、メディア
ンフィルタに受信干渉波のｆ0以外の成分を抑圧させる
ことにより、適応フィルタ７の構成を簡単にすることが
でき、適応アルゴリズムの収束時間を増加せずに、受信
干渉波抑圧性能を上げ、送信と受信を同時動作させる送
受信装置において、送信側から受信側に干渉する受信干
渉波による所望受信波信号ｓ（ｋ）の観測障害を排除す
ることができる。なお、図１に示すように、本実施例で
は、適応フィルタ７の荷重計算のための残差帰還を複素
減算器の出力信号ｅ（ｋ）から得ているが、新たな構成
の干渉波抑圧手段３の最終出力信号ｙ（ｋ）から得ても
同様の効果を奏する。更に、図１に示す送信装置１と受
信装置２とは一体構造の送受信装置に限るものでなく、
送信装置１と受信装置２とが分離されていて、相互にケ
−ブル又は無線で接続されたシステムの場合にも同様の
効果を奏する。また、この発明の送受信装置は電波応用
に限らず音波応用の場合も同様の効果を奏する。
に対し、メディアンフィルタ１２を付加した、新たな構
成の干渉波抑圧手段３では、適応フィルタ７は、その伝
達関数Ｗ（ｚ）を広周波数帯域にわたり、未知の干渉波
伝搬路の伝達関数Ｈ（ｚ）に一致させる必要はなく、送
信パルスの搬送波周波数ｆ0 で一致させるだけでよい。
従って、適応フィルタ７の段数Ｍが１段であっても、図
６に示すように、上記の周波数ｆ0 上で適応フィルタ７
の伝達関数Ｗ（ｚ）を、未知系の干渉波伝搬路の伝達関
数Ｈ（ｚ）に一致させることは可能となる。即ち、新た
な構成の干渉波抑圧手段３において、適応フィルタに受
信干渉波の搬送波周波数ｆ0 成分を抑圧させ、メディア
ンフィルタに受信干渉波のｆ0以外の成分を抑圧させる
ことにより、適応フィルタ７の構成を簡単にすることが
でき、適応アルゴリズムの収束時間を増加せずに、受信
干渉波抑圧性能を上げ、送信と受信を同時動作させる送
受信装置において、送信側から受信側に干渉する受信干
渉波による所望受信波信号ｓ（ｋ）の観測障害を排除す
ることができる。なお、図１に示すように、本実施例で
は、適応フィルタ７の荷重計算のための残差帰還を複素
減算器の出力信号ｅ（ｋ）から得ているが、新たな構成
の干渉波抑圧手段３の最終出力信号ｙ（ｋ）から得ても
同様の効果を奏する。更に、図１に示す送信装置１と受
信装置２とは一体構造の送受信装置に限るものでなく、
送信装置１と受信装置２とが分離されていて、相互にケ
−ブル又は無線で接続されたシステムの場合にも同様の
効果を奏する。また、この発明の送受信装置は電波応用
に限らず音波応用の場合も同様の効果を奏する。
【００１４】
【発明の効果】以上のような本発明によれば、干渉波抑
圧手段として、送信側から受信側に干渉する受信干渉波
信号を近似合成する適応フィルタと、受信装置出力信号
から上記適応フィルタ出力信号を差引く減算手段と、上
記の減算手段出力を入力として入力デ−タの中央値を出
力するメディアンフィルタとを備え、上記適応フィルタ
とメディアンフィルタが抑圧する受信干渉波の周波数成
分を分担させることにより、適応フィルタの構成を簡単
にし、適応アルゴリズムの収束時間の増加を伴わずに、
送信側から受信側へ干渉する受信干渉波による観測障害
を排除できる干渉波抑圧手段を備えた送受信装置を得る
ことができる。
圧手段として、送信側から受信側に干渉する受信干渉波
信号を近似合成する適応フィルタと、受信装置出力信号
から上記適応フィルタ出力信号を差引く減算手段と、上
記の減算手段出力を入力として入力デ−タの中央値を出
力するメディアンフィルタとを備え、上記適応フィルタ
とメディアンフィルタが抑圧する受信干渉波の周波数成
分を分担させることにより、適応フィルタの構成を簡単
にし、適応アルゴリズムの収束時間の増加を伴わずに、
送信側から受信側へ干渉する受信干渉波による観測障害
を排除できる干渉波抑圧手段を備えた送受信装置を得る
ことができる。
【図１】本発明の送受信装置の一実施例の構成ブロック
図である。
図である。
【図２】図１のメディアンフィルタの内部構成の一例を
示す図である。
示す図である。
【図３】図１のスイッチの動作を説明するタイミングチ
ャ−トである。
ャ−トである。
【図４】従来及び本発明の干渉波抑圧手段の要部の信号
波形図である。
波形図である。
【図５】適応フィルタと干渉波伝搬路の伝達関数の振幅
応答例を示す図である。
応答例を示す図である。
【図６】段数Ｍ＝１の適応フィルタと干渉波伝搬路の伝
達関数の振幅応答例を示す図である。
達関数の振幅応答例を示す図である。
【図７】従来の送受信装置の構成ブロック図である。
１ 送信装置 ２ 受信装置 ３ 干渉波抑圧手段 ７ 適応フィルタ ８ 複素減算器 ９ａ 送信素子 ９ｂ 受信素子 １１ 送信信号発生手段 １２ メディアンフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 桐本 哲郎 鎌倉市大船五丁目１番１号 三菱電機株 式会社 電子システム研究所内 (72)発明者 大橋 由昌 鎌倉市大船五丁目１番１号 三菱電機株 式会社 電子システム研究所内 (56)参考文献 特開 昭62−66723（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−136418（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−264472（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/38 - 1/58
Claims (1)
- 【請求項１】 干渉波抑圧手段を備えた送受信装置にお
いて、 送信側から受信側に干渉する受信干渉波信号を少なくと
も送信波の１次波形を近似合成する適応フィルタと、 受信側で受ける入力信号から上記適応フィルタ出力を減
算して入力データを出力する減算器と、 上記入力データの中央値を出力するメディアンフィルタ
と、 上記送信波のパルスエッジであるパルスの立ち上がりと
立ち下がり時刻から所定の時間だけ上記入力データを上
記メディアンフィルタを経由して動作させる切換スイッ
チ相当とを備えた送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3013448A JP2957289B2 (ja) | 1991-02-04 | 1991-02-04 | 送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3013448A JP2957289B2 (ja) | 1991-02-04 | 1991-02-04 | 送受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04356824A JPH04356824A (ja) | 1992-12-10 |
| JP2957289B2 true JP2957289B2 (ja) | 1999-10-04 |
Family
ID=11833421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3013448A Expired - Lifetime JP2957289B2 (ja) | 1991-02-04 | 1991-02-04 | 送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2957289B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08251094A (ja) * | 1995-03-15 | 1996-09-27 | Hitachi Ltd | 衛星通信システム及び方法 |
| US6996164B1 (en) * | 2002-01-15 | 2006-02-07 | Viasat, Inc. | Self-interference removal using converter compensation in a relayed communication system |
| CA2527146A1 (en) | 2003-05-27 | 2004-12-29 | Interdigital Technology Corporation | Multi-mode radio with interference cancellation circuit |
| JP4545683B2 (ja) * | 2005-12-08 | 2010-09-15 | 三菱電機株式会社 | 干渉波除去装置及び干渉波除去方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0746783B2 (ja) * | 1985-09-18 | 1995-05-17 | 日本電気株式会社 | 干渉信号除去方式 |
| JPH01136418A (ja) * | 1987-11-21 | 1989-05-29 | Nec Corp | 搬送波位相制御ループ |
| JPH01264472A (ja) * | 1988-04-15 | 1989-10-20 | Fuji Electric Co Ltd | 画像２値化装置 |
-
1991
- 1991-02-04 JP JP3013448A patent/JP2957289B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04356824A (ja) | 1992-12-10 |
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