KR20010034048A - 향상된 신호 위치 측정 장치 - Google Patents

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KR20010034048A
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잔세코넬리스피.
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요트.게.아. 롤페즈
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

비디오 컨퍼런싱 시스템에서 카메라 위치 수단(10)이 화자에게 카메라를 포인팅하도록 하는데 이용된다. 카메라의 정확한 방향을 찾아내기 위하여, 음향이 전송되는 위치를 결정하는 시스템이 요구된다. 이것은 스피치 신호를 수신하는 적어도 두개의 마이크로폰을 이용함으로써 행하여질 수 있다. 마이크로폰들에 의해 수신된 신호들 간의 전송 지연을 측정함으로써 스피커의 위치가 결정될 수 있다. 본 발명에 따르면, 상기 지연은 임펄스 응답(h1,h2)을 먼저 결정하고, 이어서 임펄스 응답(h1,h2) 간의 크로스 상관 함수를 계산함으로써 결정된다. 크로스 상관 함수에서의 주피크로부터 지연값이 결정된다.

Description

향상된 신호 위치 측정 장치{Improved signal localization arrangement}
서두부에 따른 장치는 1997년 오디오 및 아쿠스틱에 대한 신호 처리의 응용에 관한 IEEE의 ASSP 워크샵에서 발표된 Hong Wang 및 Peter Chu에 의한 논문 "Voice source localization for automatic camera pointing system in videoconferencing"으로부터 공지되어 있다.
신호 위치 측정 장치는 여러 용도로 사용된다. 그러한 응용예의 첫번째 예로는 비디오 컨퍼런싱 시스템이나 보안 시스템에서 자동 카메라 포인팅이 있다. 또다른 응용예로는 오디오 시스템의 사용자의 위치를 결정하여 그 위치에서 오디오 재생을 최적화할 수 있도록 하는 것이 있다.
복수의 수신기들을 이용한 신호 위치 측정 장치들은 종종 수신기들의 출력에서 신호들 간의 지연차의 결정에 근거하고 있다. 신호원 및 다른 수신기들 간의 전파 경로들 사이의 지연차 및 수신기들의 위치를 알고 있는 경우에, 신호원의 위치는 결정될 수 있다. 2개의 수신기들이 이용되는 경우, 수신기들 간의 베이스라인에 대해 방향을 결정하는 것이 가능하다. 3개의 수신기가 이용되는 경우, 2차원 평면에서의 신호원의 위치를 결정하는 것이 가능해진다. 하나의 평면에 있지 않은 3개 이상의 수신기들이 사용되는 경우, 3차원에서의 신호원의 위치를 결정할 수 있게 된다.
종래 기술의 신호 위치 측정 장치에 있어서는, 지연차는 다른 수신기들에 의해 수신된 신호들 간의 크로스 상관 함수를 계산함으로써 결정된다. 그리고 지연차는 최고 상관 값이 발생하는 크로스 상관 함수에서의 지연값과 동일하다.
종래의 신호 위치 측정 장치의 문제점은 그것의 동작이 신호원에 의해 발생된 신호의 특성들에 대한 의존도가 매우 크다는 것이다. 특히 반사 환경에서의 유성 스피치 신호들은 동작을 방해할 수 있다. 신호 특성들의 이러한 커다란 영향을 감소시키기 위하여, 수신 신호들의 크로스 상관 함수를 결정하는데 장시간의 평균 시간이 이용되어야 한다.
본 발명은 상이한 위치들을 갖는 복수의 수신기들을 포함하는 신호원 위치 측정 장치에 관한 것으로서, 상기 신호원 위치 측정 장치는 적어도 두개의 수신기들에 의해 수신된 신호들 간의 지연차를 추정하는 지연 추정 수단과, 상기 지연차로부터 신호원 위치를 결정하는 위치 결정 수단을 포함한다.
또한 본 발명은 지연 추정 장치, 비디오 통신 시스템, 신호원 위치 측정 방법에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 신호 위치 측정 수단을 이용한 비디오 통신 시스템을 도시하는 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 임펄스 응답 결정 수단을 도시한 일반적인 블록도.
도 3a 및 도 3b는 주파수 도메인 적응형 및 주파수 도메인 프로그램가능 필터들이 사용된 본 발명에 따른 임펄스 응답 결정 수단을 보다 상세히 도시한 블록도.
도 4는 도 2에 따른 장치에 이용된 정규화 수단(73)의 실시예를 도시한 도면.
도 5는 도 3a 및 도 3b에 이용된 주파수 도메인 적응형 필터(62, 66, 68)의 실시예를 도시한 도면.
도 6은 도 3a 및 도 3b에 도시된 주파수 도메인 프로그램가능 필터들(44, 46, 50)의 실시예를 도시한 도면.
도 7a 내지 도 7c는 시간 도메인 적응형 필터들 및 시간 도메인 프로그램가능 필터들을 이용한 본 발명에 따른 임펄스 응답 결정 수단의 실시예를 도시한 도면.
본 발명의 목적은 신호 특성들의 악영향을 감소시킨 신호 위치 측정 장치를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 상기 신호 위치 측정 장치는, 상기 신호원 및 상기 수신기들 간의 경로들의 임펄스 응답들을 나타내는 복수의 함수들을 결정하기 위한 임펄스 응답 결정 수단을 포함하며, 상기 지연 추정 수단은 상기 함수들로부터 상기 지연차를 결정하도록 배열되는 것을 특징으로 한다.
임펄스 응답을 나타내는 함수는 임펄스 응답의 중요한 특성을 나타내는 함수이지만, 그것은 실질적으로는 신호원 및 수신기 간의 경로의 실제 임펄스 응답과는 기타 다른 특성들에 있어서는 상이할 수도 있다.
수신된 신호들 자체 대신에 수신기들 및 신호원 간의 경로들의 임펄스 응답을 나타내는 함수들로부터 지연차를 결정함으로써, 지연차의 결정에 관한 신호들 특성의 영향은 크게 감소된다. 지연차의 결정에 이용되는 평균 시간이 크게 단축될 수 있음을 실험예들이 보여주고 있다.
가급적이면, 상기 지연차는 임펄스 응답들을 나타내는 함수들의 크로스 상관 함수를 계산함으로써 결정된다.
본 발명의 한 실시예는, 상기 임펄스 응답 결정 수단이 상기 수신기들에 의해 제공된 신호들로부터 필터된 신호들을 도출해내기 위한 조정가능 필터들을 포함하고, 상기 신호원 위치 측정 장치는 상기 필터된 신호들로부터 조합된 신호를 도출해내기 위한 조합 수단을 포함하고, 상기 임펄스 응답 결정 수단은 상기 조합된 신호의 파워 측정치를 최대화하도록 상기 조정가능 필터들을 제어하기 위한 제어 수단을 포함하고, 상기 제어 수단은 상기 필터된 오디오 신호들의 조합된 파워 이득 측정치를 소정의 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 한다.
복수의 필터된 신호들을 조합하고 제한된 조합 파워 이득 측정치의 제약하에서 조합된 신호의 파워를 최대화하기 위해 필터들을 조정함으로써, 필터들은 필터된 신호들이 가산되기 전에 최대의 일관성 정도를 갖는 필터된 신호들을 도출해내는 전달 함수로 수렴하는 것이 얻어진다. 이것은 조정가능 필터들의 임펄스 응답 간의 지연차가 수신기들의 출력에서의 신호들 간의 지연차에 대응됨을 의미한다.
본 발명의 또다른 실시예는, 제어 수단이 상기 조정가능 필터들의 전달 함수의 공액인 전달 함수를 갖는 복수의 또다른 조정가능 필터들을 포함하고, 상기 또다른 조정가능 필터들은 상기 조합된 오디오 신호로부터 필터된 조합 오디오 신호들을 도출해내도록 배열되고, 상기 제어 수단은 상기 조합된 오디오 신호의 파워 측정치를 최대화하고, 상기 입력 오디오 신호들에 대응하는 상기 필터된 조합 오디오 신호 및 상기 입력 오디오 신호들 간의 차 측정치를 최소화하도록 상기 조정가능 필터들 및 상기 또다른 조정가능 필터들의 전달 함수들을 제어함으로써 상기 처리된 오디오 신호들의 조합 파워 이득 측정치를 소정의 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 한다.
실험예들은 두 세트의 조정가능 필터들을 이용함으로써 스피치 신호의 질이 한층 더 강화될 수 있음을 보여주었다. 입력 오디오 신호 및 대응하는 필터된 조합 오디오 신호 간의 차 측정치를 최소화함으로써, 조합된 오디오 신호의 파워 측정치가 주파수 성분에 대하여 조정가능 필터들의 파워 이득의 합이 소정의 상수와 같게 되는 제약하에서 최대가 되는 것이 얻어진다. 상술한 두 기준 간의 일치성은 간단화한 예를 이용함으로써 하기의 상세한 설명에서 나타내어질 것이다.
이제 첨부 도면을 참조하여 본 발명에 대해 기술하기로 한다.
도 1에 따른 비디오 통신 시스템에 있어서, 마이크로폰(1)은 임펄스 응답 결정 수단(5)에 접속되고, 마이크로폰(2)은 임펄스 응답 결정 수단(6)에 접속된다. 추가적인 마이크로폰(3, 4)은 방향 이외에 2차원 또는 3차원에서의 신호원의 정확한 위치를 결정할 수 있도록 하기 위하여 대응하는 임펄스 응답 결정 수단에 부가될 수 있다. 임펄스 응답 결정 수단(5, 6)은 신호원으로부터 각각의 마이크로폰까지의 임펄스 응답을 나타내는 함수를 결정한다.
임펄스 응답을 ㄹ나타내는 함수들을 수반하는 임펄스 응답 결정 수단(5, 6)의 출력들은 상관 계산 수단(7)의 입력에 접속된다.
임펄스 응답 결정 수단(5, 6)이 그 주파수 도메인에서 동작하는 경우에 임펄스 응답(h1, h2)의 추정의 퓨리에 변환(W1 *,W2 *)을 제공하게 된다. 이제 상관 함수는 다음의 식에 따라 크로스 파워 스펙트럼을 먼저 결정함으로써 쉽게 결정될 수 있다.
상기 식(1)에서, W2는 임펄스 응답 결정 수단에 의해 제공된 함수(W2 *)의 공액 복소수이다. ΦW1,W2(f)으로부터 크로스 상관 함수 ρW1,W2(k)는 함수에 대한 IFFT를 행함으로써 결정될 수 있다.
임펄스 응답 결정 수단(5, 6)이 시간 도메인에서 동작하는 경우, 함수(h1, h2)는 이들 임펄스 응답 결정 수단에 의해 제공된다. 그런 경우에, 크로스 상관 함수 ρW1,W2(k)는 다음의 식 (2)에 의해 계산될 수 있다.
상기 식(2)에서, N은 h1및 h2의 길이이다.
함수 ρW1,W2(k)가 결정되 후에, 이 함수의 분해능은 보간을 행하기 이전에 0이 아닌 샘플들간의 값 0를 갖는 샘플들을 도입함으로서 함수 ρW1,W2(k)를 업샘플링함으로써 향상될 수 있다. 유용한 보간 인자들은 4 내지 8의 범위에 있다.
(업샘플되고 보간된) 크로스 상관 함수는 상관 함수 결정 수단(7)에 의해 지연차 계산 수단(8)으로 전달된다. 이 지연차 계산 수단(8)은 최대 상관치를 갖는 k의 값을 결정한다. 그리고 대응하는 지연차 Δ는 kㆍTS이다(TS는 샘플링 주기).
지연차 계산 수단(8)의 출력은 위치 계산 수단의 입력에 접속된다. 두개의 수신기를 이용하는 경우, 수신기들 간의 접속 라인 및 신호원의 방향 간의 각으로서 규정되는 방향 θ는 다음의 식 (3)에 따라 계산될 수 있다.
상기 식 (3)에서 c는 수신될 신호의 전파 속도이고 d는 수신기들 간의 거리이다. 각(θ)을 나타내는 신호는 수신기들(1, 2)들 간의 베이스라인에 대해 각(θ)로 카메라의 위치를 회전시키는 카메라 위치 결정 수단(10)으로 전달된다.
도 2에 따른 임펄스 응답 결정 수단에 있어서, 여기서는 마이크로폰(1)인 제 1 수신기의 출력은 임펄스 응답 결정 수단(5, 6)의 제 1 입력에 연결되고, 여기서는 마이크로폰(2)인 제 2 수신기의 출력은 임펄스 응답 결정 수단(5, 6)의 제 2 입력에 접속된다.
마이크로폰(4, 6)이 임펄스 응답 H1및 H2를 갖는 전파 경로들을 통해 신호(VIN)을 수신한다고 가정하면, 마이크로폰(1)의 출력 신호는 H1ㆍVIN이고 마이크로폰(2)의 출력 신호는 H2ㆍVIN이다. 마이크로폰(1)의 출력은 변환 함수(W1)을 갖는 필터(10)의 입력에 연결되고 마이크로폰(2)의 출력은 변환 함수(W2)을 갖는 필터(12)의 입력에 연결된다. 필터들(10, 12)의 출력에서, 처리된 신호(VP,VQ)가 유효하다. 이들 처리된 신호들에 대해서는, 다음의 식 (4) 및 (5)로 나타내어질 수 있다.
조합 수단(18)의 출력에서 처리된 신호(VP,VQ)의 합(VSUM)은 유효하다. 이 신호(VSUM)는 다음의 식과 같다.
가산기(18)의 출력은 2개의 또다른 조정가능 필터들(14, 16)의 입력에 접속된다. 그 또다른 조정가능 필터들(14, 16)은 변환 함수(W1 *,W2 *)를 이용하여 조합 신호로부터 필터된 조합 신호를 도출해낸다. 제 1 필터된 조합 신호는 다음의 식과 같다.
그리고 제 2 필터된 조합 신호는 다음의 식과 같다.
제 1 입력 오디오 신호 및 제 1 필터된 조합 오디오 신호 간의 제 1 차 측정은 감산기(24)에 의해 결정된다. 감산기(24)의 출력 신호에 대해 다음의 식과 같이 쓸 수 있다.
제 2 입력 오디오 신호 및 제 2 스케일된 조합 오디오 신호 간의 제 2 차 측정은 감산기(26)에 의해 결정된다. 감산기(26)의 출력 신호에 대해 다음의 식과 같이 쓸 수 있다.
도 2에 따른 장치는 0과 동일한 감산기(24)의 VDIFF1의 출력 신호를 제곱하기 위하여 필터(10,14)의 계수들을 조정하기 위한 제어 소자(20)를 포함한다. 상기 장치는 또한 0과 동일한 감산기(26)의 출력 신호 VDIFF2를 제곱하기 위하여 필터(12, 16)의 계수들을 조정하기 위한 제어 소자(22)를 더 포함한다. 차 신호들을 0과 같게 하도록 x와 y에 대해 값을 구하기 위하여 다음의 식들의 해를 구하여야 한다.
식(11)을 식(12)로 나눔으로써 식(11) 및 식(12)으로부터 항 (H1ㆍW1+ H2ㆍW2)을 소거하면, 다음과 같이 된다.
W1에 대해 식(13)의 좌우변을 공액화하면 다음과 같이 쓸 수 있다.
식(14)를 식(12)로 감산하면 다음의 식을 얻는다.
식(15)를 |W2|2에 대해 재배열하면 다음의 식을 얻는다.
|W1|2에 대해 동일한 방식으로 다음의 식을 얻을 수 있다.
식(16) 및 식(17)로부터, |H1|2가 증가하면(또는 |H2|2가 증가하면) |W1|2의 값이 증가하고, |H2|2가 증가하면(또는 |H1|2가 증가하면) |W2|2의 값이 증가한다는 것이 명확해진다. 그러한 방식으로, 최강의 입력 신호가 표명되어진다. 이것은 종래의 장치에서 요구되었던 바와 같은 스피커에서 마이크로폰으로의 경로들의 주파수 의존도를 알아야할 필요 없이 스피치 신호의 배경 잡음 및 반사 성분들에 비해서 스피커의 스피치 신호를 강화시키는데 이용한다.
하기에서는 처리 수단의 파워 이득의 합이 제한되는 제약하에서 조합된 오디오 신호의 파워를 최소화하는 것으로 인해 감산기(24, 26)의 출력 신호를 0으로 하는 것처럼 |H1|2및 |H2|2에 대해 동일한 값이 생성되는 것에 대해 설명하기로 한다.
조합된 오디오 신호(VSUM)의 파워 측정치(PSUM)에 대해 다음의 식과 같이 쓸 수 있다.
스케일링 수단의 파워 이득의 합이 일정한 값에 제한되는 경계 조건에 대해 다음의 식과 같이 나타내어질 수 있다.
따라서, 항 |H1·W1+H2·W2|2은 경계 조건 |W1|2+|W2|2-1=0 하에서 최대로 되어야 한다. 이것은 널리 공지된 라그랑제 승산법을 이용함으로써 행해질 수 있다. 상기 방법에 따르면, 다음의 식이 최대회되어야 한다.
에 대해 식 (20)을 미분하고 그 도함수들을 0으로 설정하면 4개의 변수들을 갖는 4개의 식을 얻는다. 이들 식의 해를 구하고 |W1|2및 |W2|2의 값을 계산함으로써, 식(16) 및 식(17)이 얻어진다. 따라서, 차 신호를 0으로 하기 위하여 W1및 W2를 제어하는 것이 처리 수단의 다른 브랜치의 파워 이득의 합을 최대값으로 제한하는 경계 조건하에서 조합 신호의 파워를 최대화하는 것과 동일함이 명백하다. 상기는 1≤i≤N의 경우에 전달 인자 Hi를 각각 갖는 N개 입력 신호들에 대해 용이하게 일반화될 수 있다. 처리 수단이 신호 i에 각각 대응하고 파워 전달 인자 |Wi|2를 각각 갖는 N개의 브랜치를 갖는다고 가정하면, 이들 |Wi|2의 값들에 대해 다음과 같이 쓸 수 있다.
일반적으로 감산기의 출력 신호들을 정확히 0으로 하는 것이 불가능함을 알게 되었다. 왜냐하면, 전송 경로들의 임펄스 응답이 타당한 복잡도에 따라 공통적으로 이용된 디지털 필터들에 의해 정확하게 모델화될 수 없기 때문이다. 실제로는, 주어진 기간 동안에 평균화된 감산기들의 출력 신호들의 파워는 최소화된다. 적응형 필터들을 동작시키는 이러한 방법은 효과적인 것으로 판명되었다. 본 실시예에 있어서, 임펄스 응답을 나타내는 함수들은 그들의 위상의 차가 신호원으로부터 수신기들까지의 전송 경로의 임펄스 응답에서의 위상들의 차와 동일한 특성을 갖는다. 이것은 전송 경로들의 임펄스 응답을 나타내는 함수들의 한가지 가능성이지만, 그것은 다른 함수들도 사용할 수 있음이 명백하다.
도 3a 및 도 3b의 임펄스 응답 결정 수단(5, 6)에 있어서, 여기서는 마이크로폰(30, 32, 34)인 오디오원으로부터의 입력 신호들은 병렬 변환기들(36, 38, 40)에 대해 각각 직렬로 L개 샘플들의 블록으로 변환되는 디지털 신호들로 변환된다. 직병렬 변환기들(36, 38, 40)의 출력은 각각의 블록 지연 소자(54, 56, 58)의 입력 및 처리 수단(41)의 해당 입력에 접속된다.
처리 수단(41)에 있어서, 직병렬 변환기(36)의 출력 신호는 블록 연결 유닛(42)에 인가된다. 블록 연결 유닛(42)은 직병렬 변환기(36)의 출력에서 유효한 샘플들의 이전 블록드로부터 N개 샘플들 및 L 개 샘플들의 현재 블록으로부터 N+L 개의 샘플들의 블록을 구성한다. 블록 연결 유닛(42)의 출력은 주파수 도메인 프로그램가능 필터(44)의 입력에 접속된다. 처리된 오디오 신호를 수반하는 주파수 도메인 프로그램가능 필터(44)의 출력은 여기서는 가산기(76)인 조합 수단의 제 1 입력에 접속된다. 주파수 도메인 프로그램가능 필터(44)는 그것의 출력에서 N+L 개의 샘플들의 블록을 제공한다.
동일한 방식으로 직병렬 변환기(38)의 출력 신호는 블록 연결 수단(48) 및 주파수 도메인 프로그램가능 필터(46)에 의해 처리되고 직병렬 변환기(40)의 출력 신호는 블록 연결 수단(52) 및 주파수 도메인 프로그램가능 필터(50)에 의해 처리된다. 처리된 오디오 신호들을 수반하는 주파수 도메인 프로그램가능 필터들(46, 50)의 출력은 가산기(76)의 대응하는 입력들에 접속된다.
가산기(76)의 출력은 가산기(76)의 출력 신호로부터 IFFT(Inverse Fast Fourier Transformed) 신호를 결정하는 IFFT 유닛(77)의 입력에 접속된다. IFFT 유닛(77)의 출력은 IFFT 유닛(77)의 출력에서 N+L 개의 샘플들의 마지막 N 개 샘플들을 페기하는 유닛(79)의 입력에 접속된다.
유닛(79)의 출력 신호는 병렬 직렬 변환기(78)에 의해서 샘플들의 직렬 스트림으로 변환된다. 병렬 직렬 변환기(78)의 출력에서 오디오 처리 장치의 출력 신호는 유효하다. 또한, 유닛(79)의 출력 신호는 유닛(79)의 추력에서의 N개 이전 샘플들의 블록 및 유닛(79)의 출력에서의 L개 샘플들의 현재 블록으로부터 N+L 개의 샘플들의 블록들을 도출해내는 블록 연결 유닛(74)에 인가된다. 블록 연결 유닛(74)의 출력은 그것의 입력에서 N+L 개의 샘플들로부터 N+L 포인트 FFT를 계산하는 FFT(Fast Fourier Transformer)(72)의 입력에 접속된다. FFT(72)의 출력 신호는 조합된 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 이 주파수 스펙트럼은 주파수 도메인 적응형 필터들(62, 66, 68)의 입력 및 정규화기(73)의 입력에 인가된다. 정규화기(73)의 출력은 주파수 도메인 적응형 필터들(62, 66, 68)의 입력들에 접속된다.
블록 지연 소자(54)의 출력은 감산기(60)의 제 1 입력에 접속된다. 블록 지연 소자(56)의 출력은 감산기(64)의 제 1 입력에 접속되고, 블록 지연 소자(58)의 출력은 감산기(70)의 제 1 입력에 접속된다. 블록 지연 소자(54, 56, 58)는 오디오 신호들이 주파수 도메인 프로그램가능 필터들(44, 46)에서 오디오 신호들이 종속되는 지연을 보상하도록 제공된다.
주파수 도메인 적응형 필터(62)의 출력은 감산기(60)의 제 2 입력에 접속되고 감산기(60)의 출력은 주파수 도메인 적응형 필터의 제어 입력에 접속된다. 주파수 도메인 적응형 필터(66)의 출력은 감산기(64)의 제 2 입력에 접속되고 감산기(64)의 출력은 주파수 도메인 적응형 필터의 제어 입력에 접속된다. 주파수 도메인 적응형 필터(68)의 출력은 감산기(70)의 제 2 입력에 접속되고 감산기(70)의 출력은 주파수 도메인 적응형 필터의 제어 입력에 접속된다.
주파수 도메인 적응형 필터들(62, 66, 68)은 그들의 제어 입력들에서 입력 신호의 파워를 최소화하도록 그들의 전달 함수를 조정하도록 배열된다. 주파스 도메인 적응형 필터들(62, 66, 68)은 주파수 도메인 프로그램가능 필터들(44, 46, 48)로 N+L 개의 필터 계수들을 제공한다. 이들 주파수 도메인 적응형 필터들은 블록 연결 유닛(42, 48, 52)로부터 수신된 신호들을 필터링하는데 그것들을 이용하기 전에 N+L 개의 필터 계수들의 공액값을 결정한다.
임펄스 응답을 나타내는 함수들은 여기서는 주파수 도메인 프로그램가능 필터들(44, 46, 50)에 대한 계수들(U1,U2,...UM)의 세트들에 의해 구성된다.
도 4에 따르는 주파수 도메인 적응형 필터들(62, 66, 68)에 있어서, 패딩 소자(80)는 각각의 주파수 도메인 적응형 필터의 제어 입력에서 유효한 L개 샘플들을 N+L 개의 샘플들을 갖는 데이터 블록에 대해 0의 값을 갖는 N개 샘플들과 조합한다. N+L개 샘플들의 이 블록에 대해 FFT 소자(82)에 의해 실행된 N+L 포인트 FFT를 행한다. FFT를 실행하기 전에 N+L개 샘플들의 블록들로의 L개 샘플들의 불록들의 확장은 싸이클릭 컨벌루션 효과로 인해 신호의 왜곡을 방지하도록 행하여진다. 이 측정은 적응형 디지털 필터들의 당업자에게 널리 공지되어 있는 것이다.
FFT 소자(82)의 출력에서 주파수 도메인 적응형 필터의 제어 입력에서의 신호의 주파수 스펙트럼(=감산기(60, 64, 70) 각각의 출력)은 유효하다. FFT 소자(82)의 출력 신호는 정규화기(73)의 출력 신호와 승산된다. 정규화기(73)의 출력 신호의 N+L 개의 성분들은 주파수 도메인 적응형 필터의 계수들의 적응의 속도를 결정하는 적응 속도 값을 나타낸다.
승산기(84)의 출력 신호는 가산기(86)에 의해 블록 지연 소자(112)의 출력 신호에 가산된다. 블록 지연 소자(112)의 출력 신호는 주파수 도메인 적응형 필터의 필터 계수들의 이전값들을 나타낸다. 가산기(86)의 출력 신호는 IFFT 소자(94)에 의해 실행된 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 받는다. IFFT 소자(94)의 N+L 개의 샘플들로부터 최종 L 블록의 값은 소자(96)에 의해 0으로 설정된다. 이어서, N+L 개의 샘플들(L개 샘플들은 0)은 FFT 소자(110)에 의해 실행된 FFT 동작을 받는다. IFFT 소자(94), 소자(96), FFT 소자(110)의 조합은 시간 도메인 제약이 FDAF 계수들에 가해져서 싸이클릭 컨벌루션 효과들을 방지하는 "제약된" FDAF를 구성한다.
FFT 소자(110)의 출력은 블록 지연 소자(112)의 입력에 접속된다. 블록 지연 소자(112)의 출력에서 N+L 계수들은 필터 동작에 사용하기 위해 유효하다. 이들 계수들은 또한 대응하는 프로그램가능 필터로 전달된다. 가산기(86), IFFT 소자(94), 소자(96), FFT 소자(110), 블록 지연 소자(112)의 조합은 다음의 식에 따르는 필터 계수를 결정한다.
상기 식(22)에서 νi,k+1는 순간 (k+1)에서의 N+L 필터 계수들을 나타내며, νi,k는 순간 k에서의 N+L 필터 계수들을 나타내고, λi,k는 승산기(84)의 제 2 입력으로 정규화기(73)에 의해 제공된 적응 계수들을 나타내고 Ek,i는 도 2에서 감산기(60, 64, 70)의 출력에서의 에러 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다.
도 4에 따른 정규화기(73)에 있어서, 도 2에서 FFT 유닛(72)에 의해 제공된 입력 신호에 따라 공액화 소자(106)는 상기 입력 신호의 공액값을 결정한다. 이 공액값은 승산기(104)에 의해 상기 입력 신호와 승산된다. 승산기(104)의 출력에서 입력 신호의 파워 스펙트럼은 유효하다. 승산기(104)의 출력은 승산기(102)의 입력에 접속된다.
승산기(102), 가산기(100), 승산기(98), 블록 지연 소자(92)에 의해 구성된 저역 통과 필터는 승산기(104)의 출력에서 유효한 바와 같이 주파수 도메인 적응형 필터의 입력 신호의 파워 스펙트럼의 시간 평균을 결정한다.
b에 대한 적당한 값은 다음과 같다.
식(23)에서, fsample는 오디오 신호들이 샘플되고 처리되는 샘플 주파수이다. L에 대한 값 32 또는 64는 샘플 레이트가 8kHz인 유용한 값인 것으로 판명되었다. 시간 평균 파워 스펙트럼을 수반하는 가산기(100)의 출력은 분할기(88)의 제 1 입력에 접속된다. 공액화 소자(106)의 출력 신호는 스케일링 소자(90)에 의해 스케일링 인자(2a)에 따라 스케일된다. a에 대한 적당한 값은 0.01이다. 스케일링 소자(90)의 출력 신호는 분할기(88)의 제 2 입력에 접속된다.
분할기(88)는 정규화기(73)의 입력 신호의 시간 평균 파워 스펙트럼 및 디지털 필터의 입력 신호의 공액 FFT 변환의 비(스케일링 인자 2a에 따라 스케일됨)를 계산함으로써 λi,k의 값을 결정한다. λi,k의 값은 입력 신호의 스펙트럼의 k번째 성분 및 시간 평균 파워 스펙트럼의 k번째 성분 간의 비에 비례하여 증가한다. 이것은 그들의 세기와는 상관없이 모든 주파수 성분들에 대해 동일한 적응 속도를 초래한다.
도 6에 따르는 주파수 도메인 프로그램가능 필터(44, 46, 50)에 있어서, 입력 신호는 상기 입력 신호로부터 N+L 포인트 FFT를 계산하는 FFT 소자(120)의 입력에 인가된다. 공액화 소자(122)는 주파수 도메인 적응형 필터(62, 66, 68)로부터 수신된 파라미터들의 공액값을 결정한다. 승산기(124)는 주파수 도메인 적응형 필터들로부터 수신된 공액 필터 계수들과 입력 신호의 FFT를 승산함으로써 필터된 신호를 계산한다. N에 대한 적당한 선택은 그것을 L과 같게 하는 것이지만, L보다 작거나 더 큰 N을 선택하는 것도 가능하다. FFT 및 IFFT 동작의 실행을 용이하게 할 수 있도록 N+L을 2의 제곱과 같게 하는 것이 바람직하다.
도 7a 내지 도 7c에 따르는 임펄스 응답 결정 수단의 시간 도메인 실행에 있어서, 마이크로폰(30, 32, 34)의 출력들은 처리 수단(131)의 입력 및 지연 소자(186, 188, 190)에 접속된다. 처리 수단(131)은 시간 도메인 프로그램가능 필터(133, 135, 137)들을 포함한다.
시간 도메인 프로그램가능 필터(133)는 가중 인자(W1,1…W1,N)에 따라 가중된 지연 소자의 출력 신호를 가산하는 가산기(146), 및 복수의 케스케이드된 지연 소자들(130, 132, 134)를 포함한다. 상기 가중은 가중 소자(136, 138, 140, 142, 144)에 의해 행하여진다. 시간 도메인 프로그램가능 필터(135)는 가중 인자(W2,1…W2,N)에 따라 가중된 지연 소자의 출력 신호를 가산하는 가산기(164), 및 복수의 케스케이드된 지연 소자들(148, 150, 152)을 포함한다. 상기 가중은 가중 소자(154, 156, 158, 160, 162)에 의해 행하여진다. 시간 도메인 프로그램가능 필터(137)는 가중 인자(WM,1…WM,N)에 따라 가중된 지연 소자의 출력 신호를 가산하는 가산기(182), 및 복수의 케스케이드된 지연 소자들(166, 168, 170)을 포함한다.
처리된 오디오 신호들을 수반하는 시간 도메인 프로그램가능 필터(133, 135, 137)의 출력은 여기서는 가산기(184)인 조합 수단에 접속된다. 가산기(184)의 출력에서 강화된 오디오 신호가 유효하다. 가산기(184)의 출력은 시간 도메인 적응형 필터(191, 193, 195)의 입력에 접속된다.
시간 도메인 적응형 필터(191)는 복수의 지연 소자(194, 196, 198)을 포함한다. 지연 소자(194, 196, 198)의 출력 신호는 가중 인자(W1,1…W1,N)에 따라 가중 소자(200, 202, 204, 206, 208)에 의해서 가중된다. 가중 소자(200…208)의 출력 신호는 적응형 필터(191)의 출력 신호를 제공하는 가산기(192)에 의해 가산된다.
시간 도메인 적응형 필터(193)는 복수의 지연 소자(226, 228, 230)를 포함한다. 지연 소자(226, 228, 230)의 출력 신호는 가중 인자(W2,1…W2,N)에 따라 가중 소자(216, 218, 220, 222, 224)에 의해서 가중된다. 가중 소자(216…224)의 출력 신호는 적응형 필터(193)의 출력 신호를 제공하는 가산기(210)에 의해 가산된다.
시간 도메인 적응형 필터(195)는 복수의 지연 소자(236, 240, 246)를 포함한다. 지연 소자들(236, 240, 246)의 출력 신호는 가중 인자(WM,1…WM,N)에 따라 가중 소자(234, 238, 242, 244, 248)에 의해서 가중된다. 가중 소자(234…248)의 출력 신호는 적응형 필터(195)의 출력 신호를 제공하는 가산기(232)에 의해 가산된다.
지연 소자(186, 188, 190)의 출력들은 감산기(212, 214, 230)의 제 1 입력에 접속된다. 지연 소자(186, 188, 190)는 프로그램가능 필터들의 임펄스 응답을 비교적 정기적으로(시간적으로 보다 빠르게) 되게 제공된다. 감산기들(212, 214, 230)의 제 2 입력들은 시간 도메인 적응형 필터들(191, 193, 195)의 출력들에 연결된다. 감산기들(212, 214, 230)의 출력들은 제어 수단(231, 233, 235)에 각각 접속된다. 제어 수단은 대응하는 감산기의 출력 신호의 파워를 최소화하도록 대응하는 적응형 필터(191, 193, 195)의 전달 함수를 조정하도록 배열된다.
제어 수단(231, 233, 235)은 다음의 식에 따라 적응형 필터들(191, 193, 195)의 계수들을 조정하기 위해 배열된다.
상기 식(24)에서, Wj,k(n)는 j번째 적응형 필터에서의 k번째(k=1,2,…N) 가중 소자의 가중 인자이고, μ 는 적응 상수이고, ej[n]는 j번째 적응형 필터의 출력 신호 및 입력 신호를 지연시키는 j번째 블록 지연 소자의 출력 신호 간의 차이다. yj[n-k+1]은 오디오 처리 장치의 출력 신호를 지연시킨 k-1 이상의 샘플 주기이다. 이들 신호 y[n-k+1]는 적응형 필터들의 지연 소자의 출력에서 유효하다. 적응형 필터 모두가 동일한 입력 신호를 갖기 때문에, 지연 소자는 지연 소자의 필요한 수를 감소시키게 공유될 수 있다.
계수들 Wj,k(n)이 결정된 후에, 이들 계수들은 시간 도메인 프로그램가능 필터들(133, 135, 137)로 역으로 전달된다. 이것은 적응형 필터들에서 제 1 탭에 대응하는 계수들이 대응하는 프로그램가능 필터에서의 마지막 탭의 계수들로 전달됨을 의미한다.
임펄스 응답을 나타내는 함수들은 여기서는 계수들 W1,1,…W1,N;…; WM,1,…WM,N의 세트이다. 상술한 바와 같이, 임펄스 응답을 나타내는 이들 함수들은 상관 함수 상관 수단(7)에 전달된다.

Claims (11)

  1. 다른 위치들을 갖는 복수의 수신기들을 포함하고, 적어도 두개의 수신기들에 의해 수신된 신호들 간의 지연차를 추정하기 위한 지연차 추정 수단과, 상기 지연차로부터 신호원 위치를 결정하기 위한 위치 결정 수단을 포함하는 신호원 위치 측정 장치에 있어서,
    상기 신호원 위치 측정 장치는 상기 신호원 및 상기 수신기들 간의 경로들의 임펄스 응답들을 나타내는 복수의 함수들을 결정하기 위한 임펄스 응답 결정 수단을 포함하며, 상기 지연 추정 수단은 상기 함수들로부터 상기 지연차를 결정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 신호원 위치 측정 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 지연 추정 수단은 상기 함수들로부터의 상관 함수의 계산에 의해 상기 지연차를 결정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 신호원 위치 측정 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 임펄스 응답 결정 수단은 상기 수신기들에 의해 제공된 신호들로부터 필터된 신호들을 도출해내기 위한 조정가능 필터들을 포함하고, 상기 신호원 위치 측정 장치는 상기 필터된 신호들로부터 조합된 신호를 도출해내기 위한 조합 수단을 포함하고, 상기 임펄스 응답 결정 수단은 상기 조합된 신호의 파워 측정치를 최대화하도록 상기 조정가능 필터들을 제어하기 위한 제어 수단을 포함하고, 상기 제어 수단은 상기 필터된 신호들의 조합된 파워 이득 측정치를 소정의 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 신호원 위치 측정 장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 제어 수단은 상기 조정가능 필터들의 전달 함수의 공액인 전달 함수를 갖는 복수의 또다른 조정가능 필터들을 포함하고, 상기 또다른 조정가능 필터들은 상기 조합된 오디오 신호로부터 필터된 조합 오디오 신호들을 도출해내도록 배열되고, 상기 제어 수단은 상기 조합된 신호의 파워 측정치를 최대화하고, 상기 입력 신호들에 대응하는 상기 필터된 조합 신호 및 상기 입력 신호들 간의 차 측정치를 최소화하도록 상기 조정가능 필터들 및 상기 또다른 조정가능 필터들의 전달 함수들을 제어함으로써 상기 처리된 신호들의 조합 파워 이득 측정치를 소정의 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 신호원 위치 측정 장치.
  5. 적어도 두개의 수신기들에 의해 수신된 신호들 간의 지연차를 추정하기 위한 지연 추정 수단에 있어서,
    신호원 위치 측정 장치는 신호원 및 상기 수신기들 간의 경로들의 임펄스 응답을 나타내는 복수의 함수들을 결정하기 위한 임펄스 응답 결정 수단을 포함하고, 상기 지연 추정 수단은 상기 함수들로부터 지연값을 결정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 지연 추정 수단.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 지연 추정 수단은 상기 함수들을 상관시킴으로써 상기 지연차를 결정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 지연 추정 수단.
  7. 제 5 항 또는 제 6 항에 있어서, 상기 임펄스 응답 결정 수단은 상기 수신기들에 의해 제공된 신호들로부터 필터된 신호들을 도출해내기 위한 조정가능 필터들을 포함하고, 상기 신호원 위치 측정 장치는 상기 필터된 신호들로부터 조합된 신호를 도출해내기 위한 조합 수단을 포함하고, 상기 임펄스 응답 결정 수단은 상기 조합된 신호의 파워 측정치를 최대화하도록 상기 조정가능 필터들을 제어하기 위한 제어 수단을 포함하고, 상기 제어 수단은 상기 필터된 오디오 신호들의 조합된 파워 이득 측정치를 소정의 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 지연 추정 수단.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 제어 수단은 상기 조정가능 필터들의 전달 함수의 공액인 전달 함수를 갖는 복수의 또다른 조정가능 필터들을 포함하고, 상기 또다른 조정가능 필터들은 상기 조합된 오디오 신호로부터 필터된 조합 오디오 신호들을 도출해내도록 배열되고, 상기 제어 수단은 상기 조합된 오디오 신호의 파워 측정치를 최대화하고, 상기 입력 오디오 신호들에 대응하는 상기 필터된 조합 오디오 신호 및 상기 입력 오디오 신호들 간의 차 측정치를 최소화하도록 상기 조정가능 필터들 및 상기 또다른 조정가능 필터들의 전달 함수들을 제어함으로써 상기 처리된 오디오 신호들의 조합 파워 이득 측정치를 소정의 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 지연 추정 수단.
  9. 신호원을 향하는 방향으로 카메라를 포인팅하기 위한 카메라 포인팅 수단을 포함하고, 상기 신호원의 위치를 결정하기 위한 신호원 위치 측정 장치를 포함하는 비디오 통신 장치로서, 상기 신호원 위치 측정 장치는 다른 위치들을 갖는 복수의 수신기들을 포함하고, 적어도 두개의 수신기들에 의해 수신된 신호들 간의 지연차를 추정하기 위한 지연 추정 수단과, 상기 지연차로부터 신호원 위치를 결정하기 위한 위치 결정 수단을 포함하는, 상기 비디오 통신 장치에 있어서,
    상기 신호원 위치 측정 장치는 상기 신호원 및 상기 수신기들 간의 경로들의 임펄스 응답들을 나타내는 복수의 함수들을 결정하기 위한 임펄스 응답 결정 수단을 포함하며, 상기 지연 추정 수단은 상기 함수들로부터 상기 지연값을 결정하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 비디오 통신 장치.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 임펄스 응답 결정 수단은 상기 수신기들에 의해 제공된 신호들로부터 필터된 신호들을 도출해내기 위한 조정가능 필터들을 포함하고, 상기 신호원 위치 측정 장치는 상기 필터된 신호들로부터 조합된 신호를 도출해내기 위한 조합 수단을 포함하고, 상기 임펄스 응답 결정 수단은 상기 조합된 신호의 파워 측정치를 최대화하도록 상기 조정가능 필터들을 제어하기 위한 제어 수단을 포함하고, 상기 제어 수단은 상기 필터된 오디오 신호들의 조합된 파워 이득 측정치를 소정의 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 비디오 통신 장치.
  11. 다른 위치들을 갖는 복수의 수신기들을 이용하는 신호원 위치 측정 방법으로서, 적어도 두개의 수신기들에 의해 수신된 신호들 간의 지연차를 추정하는 단계와, 상기 지연차로부터 신호원 위치를 결정하는 단계를 포함하는, 상기 신호원 위치 측정 방법에 있어서,
    상기 신호원 위치 측정 방법은 상기 신호원 및 상기 수신기들 간의 경로들의 임펄스 응답들을 나타내는 복수의 함수들을 결정하는 단계를 포함하며, 상기 함수들로부터 상기 지연값을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호원 위치 측정 방법.
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