CN100569007C - 改进后的信号定位装置 - Google Patents

Abstract

在视频会议系统中，摄像机定位装置(10)用于将摄像机指向说话者。为了找到摄像机的正确方向，系统被要求确定发声的位置。这一点可以利用至少两个接收语音信号的麦克风来实现。通过测量麦克风接收的信号间的传输延迟可以确定说话者的位置。根据本发明，通过首先确定脉冲响应(h₁)和(h₂)，然后计算脉冲响应(h₁)和(h₂)之间的互相关函数，可以确定延迟。根据互相关函数中的主峰值，可以确定延迟。

Description

改进后的信号定位装置

本发明涉及信号源定位装置，该装置包括多个具有不同位置的接收机，该信号源定位装置包括用于估计至少两个接收机所接收的信号之间的延迟差值的延迟差值估计装置，以及用于根据延迟差值确定信号源位置的位置确定装置。

本发明还涉及延迟差值估计装置，视频通讯系统和信号源定位方法。从Hong Wang和Peter Chu在IEEE，针对音频和声学的信号处理应用的ASSP工作室，1997的文章″Voice Source Location forAutomatic Camera Pointing System in Videoconference″，中已知根据序言的装置。

信号定位装置用于很多应用。第一个例子是在视频会议系统和安全系统中的自动摄像机指向。另一个应用是确定音频系统中用户的位置，以便能够在所述位置上最佳化音频信号的再生。

使用多个接收机的信号定位装置常常基于确定接收机输出处信号之间的延迟差值。如果接收机的位置以及信号源和不同接收机之间传播路径间的延迟差值已知，那麽可以确定信号源的位置。如果使用了两个接收机，有可能确定参照接收机之间基线的方向。如果使用了三个接收机，有可能确定2维平面中信号源的位置。如果使用了多于三个接收机，并且这三个接收机不位于一个平面中，有可能在三维空间中确定信号源的位置。

在以前技术的信号定位装置中，是通过计算不同接收机所接收的信号之间的互相关函数来确定延迟差值的。因此延迟差值等于当互相关函数具有最大相关值时该函数的延迟差值。

以前技术中信号定位装置的一个问题是其操作很大程度上依赖于信号源所产生信号的特性。尤其是回响环境中浊音语音信号会干扰其操作。为了降低信号特性的严重影响，较长的平均时间被用于确定所接收信号的互相关函数。

本发明的目标是给出一种信号定位装置，其中信号特性的不利影响被降低。

为了达到所述目的，该信号定位装置的特征在于信号源定位装置包括脉冲响应确定装置用于确定多个表示信号源与接收机之间路径的脉冲响应的函数。其特征还在于延迟差值估计装置被用来根据所述函数确定延迟差值。

表示脉冲响应的函数表示了脉冲响应的主要方面，但是在其它方面，它可能与信号源和接收机之间路径的真实脉冲响应存在很大差别。

通过根据表示信号源与接收机之间路径的脉冲响应函数而不是根据所接收信号本身来确定延迟差值，在确定延迟差值方面信号特性的影响会大幅降低。实验表明，用于确定延迟差值的平均时间可以大幅降低。

最好的是，通过计算脉冲响应函数的互相关函数来确定延迟差值。本发明的一个实施方案的特征在于脉冲响应确定装置包括可调节滤波器用于根据接收机给出的信号获得滤波后的信号，信号源定位装置包括组合装置用于从滤波后的信号获得组合信号，该方案的特征还在于脉冲响应确定装置包括控制装置用于控制可调节滤波器以便最大化组合信号的功率测量值。该方案的特征还在于控制装置用于将滤波后音频信号的组合功率增益值限制为预定值。

在受限的组合功率增益测量值的限制条件下，通过组合多个滤波后信号并调节滤波器以最大化组合信号的功率，可以得到滤波器收敛到某个传递函数，该传递函数导致滤波后的信号在相加之前具有最大的一致性。这意味着，可调节滤波器脉冲响应之间的延迟差值对应于接收机输出处的信号间的延迟差值。

本发明的另一个实施方案的特征在于控制装置包括多个另外的可调节滤波器，这些滤波器的传递函数为可调节滤波器传递函数的共轭。所述另外的可调节滤波器用于从组合音频信号获得滤波后的组合音频信号。其特征还在于控制装置用于最大化组合音频信号的功率值，并用于将处理后的音频信号的组合功率增益值限制为一个预定值，其方式是控制可调节滤波器和另外的可调节滤波器的传递函数以便最小化输入音频信号和对应于所述输入音频信号的滤波后组合音频信号之间的差值。

实验表明，通过使用两组可调节滤波器，语音信号的质量可以进一步增强，通过最小化输入音频信号和对应滤波后组合音频信号之间的差值，可以得到，在每个频率分量上，在可调节滤波器的功率增益和等于预定常数的限制下，组合音频信号的功率测量值被最大化。上面提到的两个准则之间的对应性将利用简化的例子在附图的详细描述中给出。

下面将参考附图描述本发明。

图1给出利用本发明信号源定位装置的视频通讯系统的方框图。

图2给出本发明的脉冲响应确定装置的一般方框图。

图3更详细地给出本发明的脉冲响应确定装置，其中使用了频域自适应滤波器和频域可编程滤波器。

图4给出在图2装置中使用的归一化装置73的实施方案。

图5给出用于图3的频域自适应滤波器62，66，68的实现。

图6给出用于图3的频域可编程滤波器44，46，50的实现。

图7给出本发明脉冲响应确定装置的实现，其中使用了时域自适应滤波器和时域可编程滤波器。

在根据图1的视频通讯系统中，麦克风1连接到脉冲响应确定装置5，麦克风2连接到脉冲响应确定装置6。附加麦克风3和4可以被加入对应的脉冲响应确定装置以便能够确定除了方向之外，在两维或三维空间中信号源的精确位置。脉冲响应确定装置5和6确定表示信号源到各个麦克风之间脉冲响应的函数。

载有表示脉冲响应函数的脉冲响应确定装置5和6的输出连接到相关计算装置7的输入处。

如果脉冲响应确定装置5和6工作在频域，它们将给出脉冲响应h₁和h₂的估计值的傅里叶变换W₁*和W₂*。通过首先根据下式确定互功率谱，可以很容易确定互相关函数。

${\mathrm{\Φ}}_{w_1,w_2}\left(f\right)=W_1\·{W_2}^{*}---\left(1\right)$

在(1)中，W₂ ^*是脉冲响应确定装置给出的函数W₂的复数共轭。根据函数Φ_W1，W2(f)，通过对该函数执行IFFT，互相关函数ρ_W1，W2(k)可以确定。

如果脉冲响应确定装置5和6工作在时域，函数h1，h2将由这些脉冲响应确定装置给出。在这种情况中，互相关函数ρ_W1，W2(k)可以根据下式计算：

${\mathrm{\ρ}}_{w_1{w}_2}\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{n=N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_1\left(k\right)\·h_2(n-k);k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(2\right)$

${\mathrm{\ρ}}_{w_1{w}_2}\left(k\right)=\underset{n=-k}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_1\left(k\right)\·h_2(n-k);k=-(N-1),...,-1$

在(2)中，N是h₁和h₂的长度。

在函数ρ_W1，W2(k)确定之后，通过在非零样本之间加入值为0的样本而向上采样函数ρ_W1，W2(k)，该函数的分辨率被提高，其后是内插操作。有用的内插因子在4到8之间。

(向上采样和内插)后的互相关函数由相关函数确定装置7传递给延迟差值估计装置8。这些延迟差值估计装置8确定具有最大相关值的k值。对应的延迟差值Δ于是等于k.Ts，其中Ts是采样周期。

延迟差值估计装置8的输出连接到位置计算装置的输入。如果使用了两个接收机，定义为接收机间连线和信号源方向之间的角度的方位角θ可以根据下式计算出来：

$\mathrm{\θ}=\arccos \left(\frac{c\·k\·T_s}{d}\right)---\left(3\right)$

在(3)中，c是要被接收的信号的传播速度，d是接收机之间的距离。表示角度θ的信号被传递给摄像机定位装置1010，该装置旋转摄像机一个角度，该角度为相对接收机1和2之间基线的角度θ。

在图2的脉冲响应确定装置中，这里为麦克风1的第一接收机的输出连接到脉冲响应确定装置5，6的第一输入端，而这里为麦克风2的第二接收机的输出被连接到脉冲响应确定装置5，6的第二输入端。

假设麦克风1和2通过脉冲响应分别为H₁和H₂的传播路径接收信号V_1N，麦克风1的输出信号等于H₁·V_1N，麦克风2的输出信号为H₂·V_1N。麦克风1的输出连接到传递函数为W₁的滤波器10的输入端，麦克风2的输出连接到传递函数为W₂的滤波器12的输入端。在滤波器10和12的输出端可以获得处理后的信号V_P和V_Q。对于这些处理后的信号可以有：

V_P＝H₁·W₁·V_IN                            (4)

和

V_Q＝H₂·W₂·V_IN                            (5)

在组合装置18的输出处，可以得到处理后的信号V_P和V_Q的和V_SUM。信号V_SUM等于：

V_SUM＝(H₁·W₁+H₂·W₂)V_IN                   (6)

加法器18的输出连接到两个另外的可调节滤波器14和16的输入端。另外的可调节滤波器14和16利用传递函数W₁*和W₂*从组合信号中获得滤波后的组合信号。第一滤波后的组合信号等于：

V_FC1＝(H₁·W₁+H₂·W₂)·W₁ ^*·V_IN            (7)

第二滤波后的组合信号等于：

V_FC2＝(H₁·W₁+H₂·W₂)·W₂ ^*·V_IN            (8)

第一输入音频信号和第一滤波后组合音频信号之间的第一差值由减法器24确定。减法器24的输出信号可以为下式：

V_DIFF1＝{H₁-(H₁·W₁+H₂·W₂)·W₁ ^*}·V_IN     (9)

第二输入音频信号和第二经缩放的组合音频信号之间的第二差值由减法器26确定。减法器26的输出信号可以为下式：

V_DIFF2＝{H₂-(H₁·W₁+H₂·W₂)·W₂ ^*}·V_IN         (10)

图2的装置包括控制元件20用于调节滤波器10和14的系数使得减法器24的输出信号V_DIRF1的功率等于0。该装置还包括控制元件22用于调节滤波器12和16的系数使得减法器26的输出信号V_DIFF2的功率等于0。为了找到x和y的值使得两个差值信号都等于0，必须对下述等式求解。

(H₁·W₁+H₂·W₂)·W₁ ^*＝H₁                       (11)

(H₁·W₁+H₂·W₂)·W₂ ^*＝H₂                       (12)

通过用(11)除以(12)从(11)和(12)中消去项(H₁·W₁+H₂·W₂)得到

$\frac{{W_1}^{*}}{{W_2}^{*}}=\frac{H_1}{H_2}\⇒{W_1}^{*}=\frac{H_1\·{W_2}^{*}}{H_2}---\left(13\right)$

通过在(13)的左边和右边对W₁取共轭，得到：

$\frac{W_1}{W_2}=\frac{{H_1}^{*}}{{H_2}^{*}}\⇒W_1=\frac{{H_1}^{*}\·W_2}{{H_2}^{*}}---\left(14\right)$

将(14)代入(12)得到下述表达式：

$(\frac{{\left|H_1\right|}^2\·W_2}{{H_2}^{*}}+H_2\·W_2)\·{W_2}^{*}=H_2---\left(15\right)$

重整(15)得到|W₂|²

${\left|W_2\right|}^2=\frac{{\left|H_2\right|}^2}{{\left|H_1\right|}^2+{\left|H_2\right|}^2}---\left(16\right)$

对于|W₁|²可以用同样的方法得到

${\left|W_1\right|}^2=\frac{{\left|H_1\right|}^2}{{\left|H_1\right|}^2+{\left|H_2\right|}^2}---\left(17\right)$

根据(16)和(17)，明显的是，当|H₁|²增加(或|H₂|²减小)时，|W₁|²增加，当|H₂|²增加(或|H₁|²减小)时，|W₂|²增加。用这种方法可以产生最强的输入信号。这样可以增强说话者语音信号对背景噪声以及语音信号的回声分量的强度，而不需要如以前技术设备中那样知道说话者到麦克风之间路径的频率特性。

下面将证明，在处理装置的功率增益和受限的前提下，最大化组合音频信号的功率导致|H₁|²和|H₂|²具有使得减法器24和26的输出信号等于0的同样的值。

对于组合音频信号V_SOM的功率值P_SUM有

P_SUM＝V_SUM ²＝|H₁·W₁+H₂·W₂|²·V_IN ²                (18)

对于缩放装置的功率增益和限制到常数值的边界条件可以表示为下式：

G^P＝|W₁|²+|W₂|²＝1                                 (19)

因此，在边界条件|W₁|²+|W₂|²-1＝0的条件下，项|H₁·W₁+H₂·W₂|²必须被最大化。这一点可以通过使用众所周知的拉格朗日乘法方法来实现。根据所述的方法，下面的表达式必须被最大化。

|H₁W₁+H₂W₂|²+λ(|H₁|²+|H₂|²-1)                     (20)

针对

和

对(20)微分，并将导出式置为0，得出有4个变量的4个等式。通过对这些等式求解，并且计算|W₁|²和|W₂|²，(16)，(17)可以找到。因此，很明白的是，控制W₁和W₂使得差值信号等于0等价于在边界条件：即，将处理装置的不同分支的功率增益和限制为最大值下，最大化组合信号的功率。上述公式对于具有传递因子H_i的N个输入信号可以很容易产生，其中1≤i≤N。如果假设处理装置有N个分支，每个对应于信号i，并且功率传递因子为|W_i|²，对于|W_i|²的值可以有：

${\left|W_i\right|}^2=\frac{{\left|H_i\right|}^2}{\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_i\right|}^2}---\left(21\right)$

可以观察到，通常是不可能使得减法器的输出信号精确地等于0的，因为传输路径的脉冲响应不能通过通常使用的具有合理复杂度的数字滤波器准确模拟。实际上，在给定周期上被平均的减法器的输出信号功率被最小化。这种操作自适应滤波器的方法证明是有效的。在当前实现中，表示脉冲响应的函数具有下述特性：其相位差值等于信号源到接收机的传输路径脉冲响应中相位的差值。对于表示传输路径脉冲响应的函数来说，这是一种可能，但是明显的是，可以使用不同的函数。

在图3的脉冲响应确定装置5，6中，来自这里为麦克风30，32和34的音频源的输入信号被转换成数字信号，它们被各个串-并转换器36，38和40转换成有L个样本的数据块。串并转换器36，38和40的输出被连接到处理装置41的相应输入端以及各个块延迟元件54，56和58的输入端。

在处理装置41中，串并转换器36的输出信号被施加给块连接单元42。块连接单元42根据当前的L样本块和在串并转换器36的输出处得到的以前样本块中的N个样本构造一个N+L样本块。块连接单元42的输出被连接到频域可编程滤波器44的输入端。载有处理后的音频信号的频域可编程滤波器44的输出被连接到这里为加法器76的组合装置的第一输入端。频域可编程滤波器44在其输出端给出N+L样本块。

用同样的方法，串并转换器38的输出信号由块连接单元48和频域可编程滤波器46处理，串并转换器40的输出信号由块连接单元52和频域可编程滤波器50处理。载有处理后的音频信号的频域可编程滤波器46和50的输出被连接到加法器76的对应输入端。

加法器76的输出被连接到I FFT单元77的输入端，该单元根据加法器76的输出信号确定反向快速傅里叶变换信号。IFFT单元77的输出被连接到单元79的输入端，该单元抛弃IFFT单元77的输出处的N+L样本中后面的N个样本。

单元79的输出信号被并串转换器78转换成串行样本流。在并串转换器78的输出端，可以得到音频处理装置的输出信号。单元79的输出信号还被施加给块连接单元74，该单元根据单元79输出处的当前L样本块以及单元79输出处的包含N个以前样本的样本块获得N+L样本块。块连接单元74的输出被连接到快速傅里叶变换器72的输入端，该变换器根据其输入端的N+L个样本计算N+L点FFT。快速傅里叶变换器72的输出信号表示组合信号的频谱。该频谱被施加给频域自适应滤波器62，66和68的输入端以及归一化装置73的输入端。归一化装置73的一个输出被连接到频域自适应滤波器62，66和68的输入端。

块延迟元件54的输出被连接到减法器60的第一输入端。块延迟元件56的输出被连接到减法器64的第一输入端。块延迟元件58的输出被连接到减法器70的第一输入端。块延迟元件54，56和58用于补偿音频信号在频域可编程滤波器44，46中经历的延迟。

频域自适应滤波器62的一个输出端连接到减法器60的第二输入端。减法器60的输出被连接到该频域自适应滤波器的控制输入端。频域自适应滤波器66的输出被连接到减法器64的第二输入端，减法器64的输出端连接到该频率自适应滤波器的控制输入端。频域自适应滤波器68的输出被连接到减法器70的第二输入端，减法器70的输出被连接到该频域自适应滤波器的控制输入端。

频域自适应滤波器62，66和68用于调整其传递函数以便最小化其控制输入端的输入信号的功率。频域自适应滤波器62，66和68为频域可编程滤波器44，46和48提供N+L个滤波器系数。在利用它们过滤从块连接单元42，48和52接收的信号之前，这些频域自适应滤波器确定该N+L个滤波器系数的共轭值。

表示脉冲相应的函数在这里由用于频域可编程滤波器44，46和50的系数U1，U2...UM构成。

在图4的频域自适应滤波器62，66和68中，填充单元80将各个频域自适应滤波器控制输入端得到的L个样本与值为0的N个样本组合成具有N+L个样本的数据块。该N+L样本块被FFT元件82进行N+L点快速傅里叶变换。在执行FFT之前将L样本块扩展到N+L样本块是为了防止由于循环卷积效果引起的信号失真。该值对于(自适应)数字滤波器领域的技术人员是众所周知的。

在FFT元件82的输出端，频域自适应滤波器的控制输入端(＝减法器60，64和70的输出端)的信号频谱可以得到。FFT元件82的输出信号被乘以归一化装置73的输出信号。归一化装置73的输出信号的N+L个分量表示确定频域自适应滤波器系数自适应速度的自适应速度值。

乘法器84的输出信号被加法器86加入块延迟元件112的输出信号中。块延迟元件112的输出信号表示频域自适应滤波器系数的以前值。加法器86的输出信号被IFFT元件94进行反向快速傅里叶变换。根据IFFT元件94的N+L个输出样本，最终的L样本块的值被元件96置0。接着N+L样本(其中L个样本为0)被FFT元件110进行FFT操作。IFFT元件94，元件96和FFT元件110的组合构成受限的FDAF，其中时域限制施加于FDAF系数上以防止循环卷积效果。

FFT元件110的输出被连接到块延迟元件112的输入端。在块延迟元件112的输出端，可得到N+L个系数用于滤波器操作。这些系数还被传递给相应的可编程滤波器。根据下述表达式，加法器86，I FFT元件94，元件96和FFT元件110以及块延迟元件112的组合确定滤波器系数。

v_i，k+1＝v_i，k+λ_i，k·E_i，k                (22)

在(22)中，V_i，k+1表示在时刻k+1的N+L个滤波器系数，V_i，k表示时刻k的N+L个滤波器系数。λ_i，k表示由归一化装置73提供给乘法器84的第二输入端的自适应系数。E_k，i表示图3中减法器60，64或70的输出端的误差信号的频谱。

在图4的归一化装置73中，输入信号由图3中的FFT单元72给出，共轭元件106确定所述输入信号的共轭值。该共轭值被乘法器104乘以所述输入信号。在乘法器104的输出端，可得到输入信号的功率谱。乘法器104的输出端连接到乘法器102的输入端。

由乘法器102，加法器100，乘法器98和块延迟元件92组成的低通滤波器确定在乘法器104输出处可获得的频域自适应滤波器的输入信号功率谱的时间平均值。b的适当值为

$b=1-\frac{20\·L}{f_{\mathrm{sample}}}---\left(23\right)$

在(23)中f_sample是采样频率，音频信号以该采样频率采样并处理。当采样率为8KHz时，L为32或64被证明是很有用的。载有时间平均功率谱的加法器100的输出被连接到除法器88的第一输入端。共轭元件106的输出信号被缩放元件90以缩放因子2a缩放。a的适当值为0.01。缩放元件90的输出信号被连接到除法器88的第二输入端。

除法器88确定λ_i，k的值，其方法为计算数字滤波器输入信号的共轭FFT变换(以缩放因子2a缩放)与归一化装置73的输入信号的时间平均功率谱之间的比例。λ_i，k的值随输入信号谱的第k个分量和时间平均功率谱的第k个分量之间的比例而增加。这导致对所有频率分量都一样的自适应速度，该速度与频率分量的强度无关。

在图6的频域可编程滤波器44，46和50中，输入信号被施加到FFT元件120的输入端，该元件根据所述的输入信号计算N+L点FFT。共轭元件122确定从频域自适应滤波器62，66，68接收的参数的共轭值。乘法器124通过将输入信号的FFT乘以从频域自适应滤波器接收的共轭滤波器系数来计算滤波后的信号。

可以观察到，对N适当的选择是使得N等于L，但是还有可能的是选择N小于或大于L。最好的是使得N+L等于2的幂以便使得FFT和IFFT操作更容易实现。

在图7的脉冲响应确定装置的时域实现中，麦克风30，32和34的输出连接到处理装置131的输入端和延迟元件186，188和190。处理装置131包括时域可编程滤波器133，135和137。

时域可编程滤波器133包括多个串联的延迟元件130，132和134以及加法器146，其中加法器对分别以加权因子W_1，1...W_1，N加权的延迟元件输出信号进行相加操作。这种加权是由加权元件136，138，140，142和144执行的。时域可编程滤波器135包括多个串联的延迟元件148，150和152以及加法器164，其中加法器对分别以加权因子W_2，1，...W_2，N加权的延迟元件输出信号进行相加操作。这种加权是由加权元件154，156，158，160和162执行的。时域可编程滤波器137包括多个串联的延迟元件166，168和170以及加法器182，其中加法器对分别以加权因子W_M，1...W_M，N加权的延迟元件输出信号进行相加操作。

载有处理后音频信号的时域可编程滤波器133，135和137的输出连接到这里为加法器184的组合装置。在加法器184的输出端，可得到增强的音频信号。加法器184的输出连接到时域自适应滤波器191，193和195的输入端。

时域自适应滤波器191包括多个延迟元件194，196和198。加权元件200，202，204，206和208以加权因子W_1，1...W_1，N将延迟元件194，196和198的输出信号加权。加权元件200...208的输出信号被加法器192相加，该加法器给出自适应滤波器191的输出信号。

时域自适应滤波器193包括多个延迟元件226，228和230。加权元件216，218，220，222和224以加权因子W_2，1...W_2，N将延迟元件226，228和230的输出信号加权。加权元件216...224的输出信号被加法器210相加，该加法器给出自适应滤波器193的输出信号。

时域自适应滤波器195包括多个延迟元件236，240和246。加权元件234，238，242，244和248以加权因子W_M，1...W_M，N将延迟元件236，240和246的输出信号加权。加权元件234...248的输出信号被加法器232相加，该加法器给出自适应滤波器195的输出信号。

延迟元件186，188和190的输出连接到减法器212，214和230的第一输入端。延迟元件186，188和190用于使得可编程滤波器的脉冲响应相对为非因果的(较早时间)。减法器212，214和230的第二输入连接到时域自适应滤波器191，193和195的输出端。减法器212，214和230的输出分别连接到控制装置231，233和235。控制装置用于调节相应的自适应滤波器191，193和195的传递函数以便最小化对应减法器输出信号的功率。

控制装置231，233和235用于根据下述表达式调整自适应滤波器191，193和195的系数：

W_i，k(n+1)＝W_j，k(n)+μ·y[n-k+1]·e_j[n]          (24)

在(24)中，W_j，k(n)是第j个自适应滤波器中第k(k＝1，2，，，N)个加权元素的加权因子，μ是自适应常数，e_j[n]是第j个对输入信号延迟的块延迟元件的输出信号和第j个自适应滤波器输出信号之间的差值。y_j[n-k+1]是被延迟k-1个样本周期的音频处理装置的输出信号。这些信号y[n-k+1]可以在自适应滤波器的延迟元件的输出端获得。因为自适应滤波器都具有相同的输入信号，延迟元件可以被共享，使得降低了所需要的延迟元件的数量。

在系数W_j，k(n)被确定之后，这些系数被反向传递给时域可编程滤波器133，135和137。这意味着对应于自适应滤波器第一抽头的系数被传递给相应可编程滤波器的最后一个抽头作为系数。

表示脉冲响应的函数这里为一组系数W_1，1....W_1，N；....；W_M，1，....W_M，N。如前面解释的，这些表示脉冲响应的函数被传递给相关函数相关装置7。

Claims (5)

1.一种信号源定位装置，包括多个具有不同位置的接收机，该信号源定位装置包括延迟差值估计装置用于估计至少两个接收机所接收的输入信号之间的延迟差值，以及位置确定装置用于根据延迟差值确定信号源的位置，该信号源定位装置的特征在于，信号源定位装置包括脉冲响应确定装置，用于确定多个表示信号源和接收机之间路径的脉冲响应的函数，所述脉冲响应确定装置包括：

可调节滤波器，用于从接收机给出的输入信号中获取滤波后的信号；

组合装置，用于从滤波后的信号中获取组合信号；和

控制装置，用于控制可调节滤波器以便最大化组合信号的功率值，所说控制装置被用于将滤波后的信号的组合功率增益值限制为预定值；

其中延迟差值估计装置用于根据所述函数确定延迟差值。

2.根据权利要求1的信号源定位装置，特征在于延迟差值估计装置被用于在由相关函数确定装置根据所述函数计算得到的相关函数的基础上，确定延迟差值。

3.根据权利要求1或2的信号源定位装置，特征在于控制装置包括多个另外的可调节滤波器，这些滤波器的传递函数为可调节滤波器传递函数的共轭，所述另外的可调节滤波器被设置用于根据组合信号获得滤波后的组合信号，并且控制装置被用于最大化组合信号的功率值，并将滤波后的组合信号的组合功率增益值限制为预定值，其方式是控制可调节滤波器和另外的可调节滤波器的传递函数以便最小化输入信号和对应于所述输入信号的滤波后的组合信号之间的差值。

4.一种视频通讯装置，该装置包括摄像机指向装置用于使得摄像机指向信号源的方向，该视频通讯装置包括根据权利要求1所述的信号源定位装置，用于确定信号源的位置，所述信号源定位装置包括多个具有不同位置的接收机，该信号源定位装置包括延迟差值估计装置用于估计至少两个接收机接收的信号之间的延迟差值，以及位置确定装置用于根据延迟差值确定信号源位置，该视频通讯装置的特征在于信号源定位装置包括脉冲响应确定装置用于确定多个表示信号源和接收机之间路径的脉冲响应的函数；所述脉冲响应确定装置包括：

可调节滤波器，用于从接收机给出的信号中获取滤波后的信号；

组合装置，用于从滤波后的信号中获取组合信号；和

控制装置，用于控制可调节滤波器以便最大化组合信号的功率值，所说控制装置被用于将滤波后的信号的组合功率增益值限制为预定值；

其中延迟差值估计装置用于根据所述函数确定延迟差值。

5.利用多个位置不同的接收机的信号源定位方法，该信号源定位方法包括估计至少两个接收机接收的信号之间的延迟差值，并根据延迟差值确定信号源位置，其特征在于，信号源定位方法包括确定多个表示信号源和接收机之间路径的脉冲响应的函数，其方式是最大化从接收机所提供信号得到的可调整地滤波后的信号进行相加运算得到的组合信号的功率值，同时限制滤波后的信号的组合功率增益值，其特征还在于信号源定位方法包括根据所述函数确定延迟差值。

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