JP4467802B2 - 改善された信号定位装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【技術分野】
本発明は、異なる位置にある複数の受信機を有する信号源定位装置（signal source localization arrangement）であり、少なくとも２つの受信機により受信される信号の間の遅延差を推定する遅延推定手段（delay estimation means）、及び該遅延差から信号源の所在（location）を決定する位置決定手段（position determining means）を有する信号源定位装置に関する。
【０００２】
本発明は、遅延推定装置、ビデオ通信システム（video communication system）及び信号源定位方法にも関する。
【０００３】
【背景技術】
この前文に従う装置は、IEEE, ASSP workshop on applications of signal processing to audio and acoustics, 1997においてHong Wang及びPeter Chuにより開示された文献“Voice source localization for automatic camera pointing system in videoconferencing”から既知である。
【０００４】
信号定位装置は幾つかのアプリケーションにおいて用いられる。斯様なアプリケーションの第１の例は、ビデオ会議システム（video conferencing system）又はセキュリティシステムにおける自動カメラ照準（automatic camera pointing）である。別のアプリケーションは、ユーザの位置においてオーディオの再生を最適化することが出来るようにするための、オーディオシステムにおけるユーザの位置の決定である。
【０００５】
複数の受信機を用いる信号定位装置は、たいてい受信機の出力における信号の間の遅延差の決定に基づいている。受信機の位置及び供給源と種々の受信機との間の伝搬路の間の遅延差が既知である場合に供給源の位置を決定することが出来る。２つの受信機を用いる場合にこれらの受信機の間のベースラインに対して方向を決定することが可能である。３つの受信機を用いる場合に２次元平面における供給源の位置を決定することが可能になる。単一面内に配置されていない４つ以上の受信機を用いる場合に３次元における供給源の位置を決定することが可能になる。
【０００６】
従来技術の信号定位装置においては、遅延差が、種々の受信機により受信される信号の間の相互相関関数を計算することにより決定される。その場合、遅延差は最も高い相関値が生じる相互相関関数における遅延値に等しい。
【０００７】
従来技術の信号定位装置での問題は、その動作が供給源により生成される信号の特性に強く依存するということである。特に反響環境（reverberant environment）において声に出された音声信号（voiced speech signal）は動作を狂わし得る。信号特性のこの大きな影響を低減するためには、受信信号の相互相関関数を決定するのに長い平均時間を用いなければならない。
【０００８】
【発明の開示】
本発明の目的は、信号特性の悪影響を低減している信号定位装置を提供することにある。
【０００９】
前記目的を達成するために、信号定位装置は、信号源定位装置が信号源と受信機との間の経路（path）のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するインパルス応答決定手段を有すること、及び遅延推定手段が該関数から遅延差を決定するように構成されることを特徴とする。
【００１０】
インパルス応答を表わす関数は、インパルス応答の重要な面を表わす関数ではあるが、信号源と受信機との間の経路の実インパルス応答とは他の面において実質的に異なり得る。
【００１１】
受信信号自体からではなく、信号源と受信機との間の経路のインパルス応答を表わす関数から遅延差を決定することにより、遅延差の決定における信号の特性の影響はかなり低減される。実験が、遅延差の決定において用いられる平均時間をかなり低減することが出来ることを示している。
【００１２】
好ましくは、遅延差が、インパルス応答を表わす関数の相互相関関数を計算することにより決定される。
【００１３】
本発明の実施例は、インパルス応答決定手段が受信機により供給される信号からフィルターをかけられた信号を導く可調整フィルターを有し、信号源定位装置が該フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導く組み合わせ手段を有すること、前記インパルス応答決定手段が該組み合わせ信号の電力の大きさ（power measure）を最大化するために前記可調整フィルターを制御する制御手段を有すること、及び該制御手段がフィルターをかけられたオーディオ信号の組み合わせ電力利得の大きさ（combined power gain measure）を所定の値までに限定するように構成されることを特徴とする。
【００１４】
複数のフィルターをかけられた信号を組み合わせ、限定された組み合わせ電力利得の大きさの制約の下で組み合わせ信号の電力を最大化するためにフィルターを調整することにより、前記フィルターが、該フィルターが付加される前の最大のコヒーレンスを持つフィルターをかけられた信号に至る伝達関数に収束することが得られる。これは、可調整フィルターのインパルス応答の間の遅延差が受信機の出力における信号の間の遅延差に対応することを意味する。
【００１５】
本発明の他の実施例は、制御手段が可調整フィルターの伝達関数の共役である伝達関数を持つ複数の他の可調整フィルターを有し、前記他の可調整フィルターが組み合わせオーディオ信号からフィルターをかけられた組み合わせオーディオ信号を導くように構成されること、及び前記制御手段が、該組み合わせオーディオ信号の電力の大きさを最大化するように構成され、入力オーディオ信号と該入力オーディオ信号に対応するフィルターをかけられた組み合わせオーディオ信号との間の差の大きさを最小化するために前記可調整フィルター及び前記他の可調整フィルターの伝達関数を制御することにより処理されたオーディオ信号の組み合わせ電力利得の大きさを所定の値までに制限するように構成されることを特徴とする。
【００１６】
実験は、２セットの可調整フィルターを用いることにより音声信号の質を更に高めることが出来ることを示している。入力オーディオ信号と対応するフィルターをかけられた組み合わせオーディオ信号との間の差の大きさを最小化することにより、該組み合わせオーディオ信号の電力の大きさが、各周波数成分毎に可調整フィルターの電力利得の合計が所定の定数に等しいという制約の下で最大化されるということが得られる。上記の２つの基準の間の相関関係を、簡素化された例を用いることにより図の詳細な説明において以下に示す。
【００１７】
本発明を、図を参照して以下に説明する。
【００１８】
【本発明を実施するための最良の形態】
図１によるビデオ通信システムにおいて、マイクロホン１はインパルス応答決定手段５に接続され、マイクロホン２はインパルス応答決定手段６に接続される。方向だけではなく２次元又は３次元における信号源の厳密な位置をも決定することが出来るようにするために、付加的なマイクロホン３及び４を対応するインパルス応答決定手段に付加することが出来る。インパルス応答決定手段５及び６は、信号源から関連のマイクロホンまでのインパルス応答を表わす関数を決定する。
【００１９】
インパルス応答を表わす関数を伝えるインパルス応答決定手段５及び６の出力は、相関計算手段７の入力に接続される。
【００２０】
インパルス応答決定手段５及び６が周波数領域において動作する場合にそれらは、インパルス応答h1及びh2の推定値のフーリエ変換W1 ＊及びW2 ＊を供給するだろう。そこで、まず次式に従ってクロスパワースペクトルを決定することにより相互相関関数を容易に決定することが出来る。
ΦW1,W2(f)= W1・W2 ＊ （１）
【００２１】
式（１）においてW２は、インパルス応答決定手段により供給される関数W２ ＊の複素共役である。関数ΦW1,W2(f)から該関数に対してIFFTを行うことにより相互相関関数ρW1,W2(k)を決定することが出来る。
【００２２】
時間領域において動作するインパルス応答決定手段５及び６においては、関数h1及びh2がこれらのインパルス応答決定手段により供給されるだろう。この場合には、相互相関関数ρW1,W2(k)を次式に従って計算することが出来る。
【数１】
【００２３】
式（２）においてNはh1及びh2の長さである。
【００２４】
関数ρW1,W2(k)が決定された後、非零サンプルの間に値が零であるサンプルを導入することにより関数ρW1,W2(k)をアップサンプリングし、これに続いて補間することにより、この関数の分解能（resolution）を改善することが出来る。有用な補間係数（interpolation factor）は４から８までの範囲内にある。
【００２５】
（アップサンプリングされ、補間された）相互相関関数は、相関関数決定手段７により遅延差計算手段８に渡される。これらの遅延差計算手段８は、最大相関値を持つｋの値を決定する。その場合に対応する遅延差Δはk・Tsに等しく、Tsはサンプリング期間である。
【００２６】
遅延計算手段８の出力は位置計算手段の入力に接続される。２つの受信機を用いる場合、受信機の間の接続線と供給源の方向との間の角度として規定される方向Θを次式に従って計算することが出来る。
【数２】
【００２７】
式（３）において、cは受信されるべき信号の伝搬速度であり、dは受信機の間の距離である。角度Θを表わす信号は、カメラの位置を受信機１と受信機２との間のベースラインに対して角度Θ以上回転させるカメラ位置決め手段１０に渡される。
【００２８】
図２に従うインパルス応答決定手段において、ここではマイクロホン１である第１受信機の出力がインパルス応答決定手段５及び６の第１入力に接続され、ここではマイクロホン２である第２受信機の出力がインパルス応答決定手段５及び６の第２入力に接続される。
【００２９】
マイクロホン４と６とが、各々インパルス応答H1とH2とを持つ伝搬路を介して信号VINを受信すると仮定される場合に、マイクロホン１の出力信号はH1・VINに等しく、マイクロホン２の出力信号はH2・VINに等しい。マイクロホン１の出力は伝達関数W1を持つフィルター１０の入力に接続され、マイクロホン２の出力は伝達関数W2を持つフィルター１２の入力に接続される。フィルター１０及び１２の出力において、処理された信号VP及びVQが使用可能になる。これらの処理された信号に関しては次のように書くことが出来る。
VP=H1・W1・VIN （４）
及び
VQ=H2・W2・VIN （５）
組み合わせ手段１８の出力において、処理された信号VPとVQとの合計VSUMが使用可能になる。この信号VSUMは次式に等しい。
VSUM=(H1・W1+H2・W2)VIN （６）
【００３０】
加算器１８の出力は、２つの他の可調整フィルター１４及び１６の入力に接続される。他の可調整フィルター１４及び１６は、伝達関数W1 ＊及びW2 ＊を用いて組み合わせ信号からフィルターをかけられた組み合わせ信号を導く。第１のフィルターをかけられた組み合わせ信号は次式に等しく、
VFC1=(H1・W1+H2・W2)・W1 ＊・VIN （７）
第２のフィルターをかけられた組み合わせ信号は次式に等しい。
VFC2=(H1・W1+H2・W2)・W2 ＊・VIN （８）
減算器２４により第１入力オーディオ信号と第１のフィルターをかけられた組み合わせオーディオ信号との間の第１の差の大きさを決定する。減算器２４の出力信号に関しては次のように書くことが出来る。
VDIFF1={H1-(H1・W1+H2・W2)・W1 ＊ }・VIN （９）
減算器２６により第２入力オーディオ信号と第２の倍率変更された組み合わせオーディオ信号との間の第２の差の大きさを決定する。減算器２６の出力信号に関しては次のように書くことが出来る。
VDIFF2={H2-(H1・W1+H2・W2)・W2 ＊ }・VIN （１０）
図２に従う装置は、減算器２４のVDIFF1の出力信号の電力を０と等しくさせるためにフィルター１０及び１４の係数を調整する制御素子２０を有する。更に、この装置は、減算器２６の出力信号VDIFF2の電力を０と等しくさせるためにフィルター１２及び１６の係数を調整する制御素子２２を有する。x及びyに関して両方の差信号を０と等しくさせる値を見出すために、以下の等式のセットを解く必要がある。
(H1・W1+H2・W2)・W1 ＊=H1 （１１）
(H1・W1+H2・W2)・W2 ＊=H2 （１２）
式（１２）で式（１１）を割ることにより、式（１１）及び式（１２）から(H1・W1+H2・W2)の項を除くことで、次式がもたらされる。
【数３】
式（１３）の左側及び右側を共役させることにより、W1に関しては次のように書くことが出来る。
【数４】
式（１２）に式（１４）を代入することで次式が与えられる。
【数５】
式（１５）を並べ替えることで|W2|2に関して次式が与えられる。
【数６】
【００３１】
|W1|2に関しては、同様に次のように求めることが出来る。
【数７】
式（１６）及び式（１７）から、|H1|2が増大する（又は|H2|2が減少する）際に|W1|2の値が増大すること、及び|H2|2が増大する（又は|H1|2が減少する）際に|W2|2の値が増大することは明らかである。このように、最も強い入力信号は明白である。これは、従来技術の装置においては必要とされていた話者からマイクロホンまでの経路の周波数依存性を知る必要なしに、話者の音声信号を背景雑音及び音声信号の反響成分に対して強調するために用いる。
【００３２】
処理手段の電力利得の合計が限定されるという制約の下で組み合わせオーディオ信号の電力を最大化させることは、|H1|2及び|H2|2に関して減算器２４及び２６の出力信号を０と等しくさせるのと同じ値をもたらすことを以下に実証する。
【００３３】
組み合わせオーディオ信号VSUMの電力の大きさPSUMに関しては、次のように書くことが出来る。
PSUM= VSUM 2=|H1・W1+H2・W2|2・VIN 2 （１８）
【００３４】
倍率変更手段の電力利得の合計が一定値までに限定される境界条件に関しては次のように述べることが出来る。
GP=|W1|2+|W2|2=1 （１９）
結果として、|H1・W1+H2・W2|2の項は境界条件|W1|2+|W2|2-1=0の下で最大化されるはずである。これは、周知のラグランジュの乗数法を用いることによりなされ得る。前記の方法に従って、次式は最大化されるはずである。
(|H1・W1+H2・W2|2+λ・(|H1|2+|H2|2-1) （２０）
【数８】
、
【数９】
、
【数１０】
及び
【数１１】
に関して式（２０）を微分し、導関数を０に設定することで、４つの変数を持つ４つの等式が与えられる。これらの等式を解き、|W1|2及び|W2|2の値を計算することにより、式（１６）及び式（１７）が求められる。結果として、W1及びW2を差信号が０と等しくなるように制御することは、組み合わせ信号の電力を処理手段の種々の分岐（branch）の電力利得の合計が最大値までに限定されるという境界条件の下で最大化することと同等であることは明らかである。上記は、各々が
【数１２】
である伝達係数Hiを持つN入力信号に対して容易に一般化され得る。各々が信号iに対応し、電力伝達係数|Wi|2を持つN分岐を処理手段が持つと仮定した場合に、これらの|Wi|2の値に関して次のように書くことが出来る。
【数１３】
【００３５】
伝達経路のインパルス応答を、通例用いられる適当な複雑さを備えるデジタルフィルターによって厳密にモデル化することは出来ないことから、一般に、減算器の出力信号をちょうど０と等しくさせることは可能ではないということが認められる。実際には、所与の期間にわたって平均化される減算器の出力信号の電力を最小化する。適応フィルターを動作させるこの方法は効果的であることが判明している。本具体例において、インパルス応答を表わす関数は、該関数の位相の差が信号源から受信機までの伝達経路のインパルス応答における位相の差に等しいという特性を持つ。これは、伝達経路のインパルス応答を表わす関数の１つの可能性であるが、種々の関数を用いることが出来ることは明らかである。
【００３６】
図３のインパルス応答決定手段５及び６においては、ここではマイクロホン３０、３２及び３４であるオーディオ供給源からの入力信号がデジタル信号に変換され、該デジタル信号が関連の直並列変換器（series to parallel converter）３６、３８及び４０によりL個のサンプルのブロックに変換される。直並列変換器３６、３８及び４０の出力は、処理手段４１の対応する入力、及び関連のブロック遅延素子５４、５６及び５８の入力に接続される。
【００３７】
処理手段４１において、直並列変換器３６の出力信号はブロック連結ユニット（block concatenation unit）４２に加えられる。ブロック連結ユニット４２は、現在のL個のサンプルのブロックと直並列変換器３６の出力において使用可能なサンプルの前のブロックからのN個のサンプルとからN+L個のサンプルのブロックを構成する。ブロック連結ユニット４２の出力は、周波数領域プログラム可能フィルター４４の入力に接続される。処理されたオーディオ信号を伝える周波数領域プログラム可能フィルター４４の出力は、ここでは加算器７６である組み合わせ手段の第１入力に接続される。周波数領域プログラム可能フィルター４４は、自身の出力においてN+L個のサンプルのブロックを与える。
【００３８】
同様に、直並列変換器３８の出力信号はブロック連結ユニット４８及び周波数領域プログラム可能フィルター４６により処理され、直並列変換器４０の出力信号はブロック連結ユニット５２及び周波数領域プログラム可能フィルター５０により処理される。処理されたオーディオ信号を伝える周波数領域プログラム可能フィルター４６及び５０の出力は加算器７６の対応する入力に接続される。
【００３９】
加算器７６の出力はIFFTユニット７７の入力に接続され、IFFTユニット７７は加算器７６の出力信号から高速フーリエ逆変換された信号を決定する。IFFTユニット７７の出力はユニット７９の入力に接続され、ユニット７９は、IFFTユニット７７の出力においてN+L個のサンプルのうち末尾のN個のサンプルを捨てる（discard）。
【００４０】
ユニット７９の出力信号は、並直列変換器７８によりサンプルのシリアルストリームに変換される。並直列変換器７８の出力において、オーディオ処理装置の出力信号が使用可能になる。ユニット７９の出力信号はブロック連結ユニット７４にも加えられ、ブロック連結ユニット７４は、ユニット７９の出力における現在のL個のサンプルのブロック及びユニット７９の出力におけるN個の前のサンプルのブロックとからN+L個のサンプルのブロックを導く。ブロック連結ユニット７４の出力は高速フーリエ変換器７２の入力に接続され、高速フーリエ変換器７２は自身の入力におけるN+L個のサンプルからN+L点のFFTを計算する。高速フーリエ変換器７２の出力信号は組み合わせ信号の周波数スペクトルを表わす。周波数スペクトルは周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８の入力、並びに正規化器７３の入力に加えられる。正規化器７３の出力は周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８の入力に接続される。
【００４１】
ブロック遅延素子５４の出力は減算器６０の第１入力に接続される。ブロック遅延素子５６の出力は減算器６４の第１入力に接続され、ブロック遅延素子５８の出力は減算器７０の第１入力に接続される。ブロック遅延素子５４、５６及び５８は、周波数領域プログラム可能フィルター４４及び４６においてオーディオ信号に加わる遅延を補償するためにある。
【００４２】
周波数領域適応フィルター６２の出力は減算器６０の第２入力に接続され、減算器６０の出力は該周波数領域適応フィルターの制御入力に接続される。周波数領域適応フィルター６６の出力は減算器６４の第２入力に接続され、減算器６４の出力は該周波数領域適応フィルターの制御入力に接続される。周波数領域適応フィルター６８の出力は減算器７０の第２入力に接続され、減算器７０の出力は該周波数領域適応フィルターの制御入力に接続される。
【００４３】
周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８は、それらの制御入力における入力信号の電力を最小化すべくそれらの伝達関数を調整するように構成される。周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８は、それらのN+L個のフィルター係数を周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び４８に供給する。これらの周波数領域適応フィルターは、ブロック連結ユニット４２、４８及び５２から受取られる信号にフィルターをかけるためにN+L個のフィルター係数を用いる前に、該N+L個のフィルター係数の共役値を決定する。
【００４４】
ここでは、インパルス応答を表わす関数が周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び５０のための係数U１, U２,…UMのセットにより構成される。
【００４５】
図４に従う周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８において、パディング素子（padding element）８０は、関連の周波数領域適応フィルターの制御入力において使用可能なL個のサンプルを０の値を持つN個のサンプルと組み合わせてN+L個のサンプルを持つデータのブロックにする。このN+L個のサンプルのブロックに、FFT素子８２により実行されるN+L点の高速フーリエ変換を施す。このFFTを実行する前の、L個のサンプルのブロックのN+L個のサンプルのブロックへの拡張は、巡回たたみ込み効果（cyclic convolution effect）による信号の歪みを防ぐために行われる。この対策は、（適応）デジタルフィルターの当業者にとって周知である。
【００４６】
FFT素子８２の出力において、周波数領域適応フィルターの制御入力（＝減算器６０、６４及び７０各々の出力）における信号の周波数スペクトルが使用可能になる。FFT素子８２の出力信号は正規化器７３の出力信号と掛け算される。正規化器７３の出力信号のN+L個の成分は、周波数領域適応フィルターの係数の適応のスピードを決定する適応スピード値を表わす。
【００４７】
乗算器８４の出力信号は、加算器８６によりブロック遅延素子１１２の出力信号に付加される。ブロック遅延素子１１２の出力信号は、前の周波数領域適応フィルターのフィルター係数の値を表わす。加算器８６の出力信号に、IFFT素子９４により実行される高速フーリエ逆変換を施す。IFFT素子９４のN+L個の出力サンプルから、末尾のLブロックの値が素子９６により零に設定される。次いで、（L個のサンプルが零である）N+L個のサンプルに、FFT素子１１０により実行されるFFT演算を施す。IFFT素子９４、素子９６及びFFT素子１１０の組み合わせが、巡回たたみ込み効果を防ぐためにFDAF係数に時間領域の制約が加えられる“条件付き（constrained）”FDAFを構成する。
【００４８】
FFT素子１１０の出力はブロック遅延素子１1２の入力に接続される。ブロック遅延素子１１２の出力において、N+L個の係数がフィルター演算用に使用可能になる。これらの係数は対応するプログラム可能フィルターにも渡される。加算器８６、IFFT素子９４、素子９６、FFT素子１１０及びブロック遅延素子１１２の組み合わせは、次式によりフィルター係数を決定する。
νi,k+1=νi,k+λi,k・Εi,k （２２）
式（２２）において、νi,k+1は時点k+1におけるN+L個のフィルター係数を表わし、νi,kは時点kにおけるN+L個のフィルター係数を表わし、λi,kは正規化器７３により乗算器８４の第２入力に供給される適応係数を表わし、Ek,iは図２の減算器６０、６４又は７０の出力におけるエラー信号の周波数スペクトルを表わす。
【００４９】
図４に従う正規化器７３において、入力信号は図２のFFTユニット７２により供給され、共役素子（conjugating element）１０６は該入力信号の共役値を決定する。この共役値は乗算器１０４により前記入力信号と掛け算される。乗算器１０４の出力において入力信号のパワースペクトルが使用可能になる。乗算器１０４の出力は乗算器１０２の入力に接続される。
【００５０】
乗算器１０２、加算器１００、乗算器９８及びブロック遅延素子９２により構成される低域フィルターは、乗算器１０４の出力において使用可能なような、周波数領域適応フィルターの入力信号のパワースペクトルの時間平均を決定する。
bの適切な値は、次式の通りである。
【数１４】
式（２３）においてfsampleは、オーディオ信号がサンプリングされ、処理されるサンプリング周波数である。Lに関しては３２又は６４という値が、サンプルレートが８ｋHzと等しい場合に有用な値であることが分かっている。時平均パワースペクトルを伝える加算器１００の出力は割り算器（divider）８８の第１入力に接続される。共役素子１０６の出力信号は倍率変更素子（scaling element）９０により倍率2aで倍率変更される。Aの適切な値は0.01である。倍率変更素子９０の出力信号は割り算器８８の第２入力に接続される。
【００５１】
割り算器８８は、デジタルフィルターの入力信号の（倍率2aで倍率変更された）共役のFFT変換と正規化器７３の入力信号の時平均パワースペクトルとの比を計算することによりλi,kの値を決定する。λi,kの値は、入力信号のスペクトルのkth成分と時平均パワースペクトルのkth成分との間の比に比例して増大する。このことは、それらの強さに関係なく全ての周波数成分に対して同じである適応速度をもたらす。
【００５２】
図６に従う周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び５０において、入力信号は、該入力信号からN+L点のFFTを計算するFFT素子１２０の入力に加えられる。共役素子１２２は、周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８から受け取られるパラメータの共役値を決定する。乗算器１２４は、入力信号のFFTを周波数領域適応フィルターから受け取られる共役されたフィルター係数と掛け算することによりフィルターをかけられた信号を計算する。
【００５３】
Nの適切な選択はNをLと等しくさせることではあるが、Lよりも小さい又は大きいNを選択することも可能であるということが認められる。FFT演算及びIFFT演算の容易な実施を可能にするためには、N+Lを２つの電力と等しくさせることが望ましい。
【００５４】
図７に従うインパルス応答決定手段の時間領域の実施において、マイクロホン３０、３２及び３４の出力は処理手段１３１並びに遅延素子１８６、１８８及び１９０の入力に接続される。処理手段１３１は時間領域プログラム可能フィルター１３３、１３５及び１３７を有する。
【００５５】
時間領域プログラム可能フィルター１３３は、複数の縦続接続遅延素子１３０、１３２及び１３４、並びに重み係数W1,1…W1,Nで重み付けされた遅延素子の出力信号を加算する加算器１４６を有する。重み付けは重み付け素子１３６、１３８、１４０、１４２及び１４４により行われる。時間領域プログラム可能フィルター１３５は、複数の縦続接続遅延素子１４８、１５０及び１５２、並びに重み係数W2,1…W2,Nで重み付けされた遅延素子の出力信号を加算する加算器１６４を有する。重み付けは重み付け素子１５４、１５６、１５８、１６０及び１６２により行われる。時間領域プログラム可能フィルター１３７は、複数の縦続接続遅延素子１６６、１６８及び１７０、並びに重み係数WM,1…WM,Nで重み付けされた遅延素子の出力信号を加算する加算器１８２を有する。
【００５６】
処理されたオーディオ信号を伝える時間領域プログラム可能フィルター１３３、１３５及び１３７の出力は、ここでは加算器１８４である組み合わせ手段に接続される。加算器１８４の出力において、高められたオーディオ信号（enhanced audio signal）が使用可能になる。加算器１８４の出力は、時間領域適応フィルター１９１、１９３及び１９５の入力に接続される。
【００５７】
時間領域適応フィルター１９１は複数の遅延素子１９４、１９６及び１９８を有する。遅延素子１９４、１９６及び１９８の出力信号は、重み付け素子２００、２０２、２０４、２０６及び２０８により重み係数W1,1…W1,Nで重み付けされる。重み付け素子２００…２０８の出力信号は加算器１９２により加算され、加算器１９２は適応フィルター１９１の出力信号を供給する。
【００５８】
時間領域適応フィルター１９３は複数の遅延素子２２６、２２８及び２３０を有する。遅延素子２２６、２２８及び２３０の出力信号は、重み付け素子２１６、２１８、２２０、２２２及び２２４により重み係数W2,1…W2,Nで重み付けされる。重み付け素子２１６…２２４の出力信号は加算器２１０により加算され、加算器２１０は適応フィルター１９３の出力信号を供給する。
【００５９】
時間領域適応フィルター１９５は複数の遅延素子２３６、２４０及び２４６を有する。遅延素子２３６、２４０及び２４６の出力信号は、重み付け素子２３４、２３８、２４２、２４４及び２４８により重み係数WM,1…WM,Nで重み付けされる。重み付け素子２３４…２４８の出力信号は加算器２３２により加算され、加算器２３２は時間領域適応フィルター１９５の出力信号を供給する。
【００６０】
遅延素子１８６、１８８及び１９０の出力は、減算器２１２、２１４及び２３０の第１入力に接続される。遅延素子１８６、１８８及び１９０は、プログラム可能フィルターのインパルス応答を相対的に（時間的により早く）アンチ・コーザルにするためにある。減算器２１２、２１４及び２３０の第２入力は、時間領域適応フィルター１９１、１９３及び１９５の出力に結合される。減算器２１２、２１４及び２３０の出力は各々制御手段２３１、２３３及び２３５に接続される。制御手段は、対応する減算器の出力信号の電力を最小化するために対応する適応フィルター１９１、１９３及び１９５の伝達関数を調整するように構成される。
【００６１】
制御手段２３１、２３３及び２３５は、次式に従って適応フィルター１９１、１９３及び１９５の係数を調整するように構成される。
Wj,k (n+1)=Wj,k (n)+μ・y[n-k+1]・ej[n] （２４）
式（２４）においてWj,k(n)は、jth適応フィルターにおけるkth (k=1,2,…N)重み付け素子の重み係数であり、μは適応定数であり、ej[n]は入力信号を遅延させるjthブロック遅延素子の出力信号とjth適応フィルターの出力信号との間の差である。yj[n-k+1]は、オーディオ処理装置のk-1サンプリング期間以上遅延した出力信号である。これらの信号y[n-k+1]は、適応フィルターの遅延素子の出力において使用可能になる。適応フィルターの全てが同一の入力信号を持つことから、遅延素子を共用することができ、遅延素子の所要数の低減をもたらす。
【００６２】
係数Wj,k(n)が決定された後、これらの係数は、逆に時間領域プログラム可能フィルター１３３、１３５及び１３７に渡される。このことは、適応フィルターにおける第1タップに対応する係数が対応するプログラム可能フィルターにおける末尾のタップの係数に渡されることを意味する。
【００６３】
ここでは、インパルス応答を表わす関数は係数W1,1,…W1,N ;…; WM,1,…WM,Nのセットである。上記のようにインパルス応答を表わすこれらの関数は相関関数相関手段７に渡される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による信号源定位手段を用いるビデオ通信システムのブロック図を示す。
【図２】 本発明によるインパルス応答決定手段のブロック概略図を示す。
【図３】 周波数領域適応フィルター及び周波数領域プログラム可能フィルターが用いられる本発明によるより詳細なインパルス応答決定手段を示す。
【図４】 図２に従う装置において用いられる正規化手段７３の実施例を示す。
【図５】 図３において用いられている周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８の具体例を示す。
【図６】 図３において用いられている周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び５０の具体例を示す。
【図７】 時間領域適応フィルター及び時間領域プログラム可能フィルターが用いられる本発明によるインパルス応答決定手段の具体例を示す。
【符号の説明】
１ マイクロホン
２ マイクロホン
３ 付加的なマイクロホン
４ 付加的なマイクロホン
５ インパルス応答決定手段
６ インパルス応答決定手段
７ 相関関数決定手段
８ 遅延差計算手段
【技術分野】
本発明は、異なる位置にある複数の受信機を有する信号源定位装置（signal source localization arrangement）であり、少なくとも２つの受信機により受信される信号の間の遅延差を推定する遅延推定手段（delay estimation means）、及び該遅延差から信号源の所在（location）を決定する位置決定手段（position determining means）を有する信号源定位装置に関する。
【０００２】
本発明は、遅延推定装置、ビデオ通信システム（video communication system）及び信号源定位方法にも関する。
【０００３】
【背景技術】
この前文に従う装置は、IEEE, ASSP workshop on applications of signal processing to audio and acoustics, 1997においてHong Wang及びPeter Chuにより開示された文献“Voice source localization for automatic camera pointing system in videoconferencing”から既知である。
【０００４】
信号定位装置は幾つかのアプリケーションにおいて用いられる。斯様なアプリケーションの第１の例は、ビデオ会議システム（video conferencing system）又はセキュリティシステムにおける自動カメラ照準（automatic camera pointing）である。別のアプリケーションは、ユーザの位置においてオーディオの再生を最適化することが出来るようにするための、オーディオシステムにおけるユーザの位置の決定である。
【０００５】
複数の受信機を用いる信号定位装置は、たいてい受信機の出力における信号の間の遅延差の決定に基づいている。受信機の位置及び供給源と種々の受信機との間の伝搬路の間の遅延差が既知である場合に供給源の位置を決定することが出来る。２つの受信機を用いる場合にこれらの受信機の間のベースラインに対して方向を決定することが可能である。３つの受信機を用いる場合に２次元平面における供給源の位置を決定することが可能になる。単一面内に配置されていない４つ以上の受信機を用いる場合に３次元における供給源の位置を決定することが可能になる。
【０００６】
従来技術の信号定位装置においては、遅延差が、種々の受信機により受信される信号の間の相互相関関数を計算することにより決定される。その場合、遅延差は最も高い相関値が生じる相互相関関数における遅延値に等しい。
【０００７】
従来技術の信号定位装置での問題は、その動作が供給源により生成される信号の特性に強く依存するということである。特に反響環境（reverberant environment）において声に出された音声信号（voiced speech signal）は動作を狂わし得る。信号特性のこの大きな影響を低減するためには、受信信号の相互相関関数を決定するのに長い平均時間を用いなければならない。
【０００８】
【発明の開示】
本発明の目的は、信号特性の悪影響を低減している信号定位装置を提供することにある。
【０００９】
前記目的を達成するために、信号定位装置は、信号源定位装置が信号源と受信機との間の経路（path）のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するインパルス応答決定手段を有すること、及び遅延推定手段が該関数から遅延差を決定するように構成されることを特徴とする。
【００１０】
インパルス応答を表わす関数は、インパルス応答の重要な面を表わす関数ではあるが、信号源と受信機との間の経路の実インパルス応答とは他の面において実質的に異なり得る。
【００１１】
受信信号自体からではなく、信号源と受信機との間の経路のインパルス応答を表わす関数から遅延差を決定することにより、遅延差の決定における信号の特性の影響はかなり低減される。実験が、遅延差の決定において用いられる平均時間をかなり低減することが出来ることを示している。
【００１２】
好ましくは、遅延差が、インパルス応答を表わす関数の相互相関関数を計算することにより決定される。
【００１３】
本発明の実施例は、インパルス応答決定手段が受信機により供給される信号からフィルターをかけられた信号を導く可調整フィルターを有し、信号源定位装置が該フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導く組み合わせ手段を有すること、前記インパルス応答決定手段が該組み合わせ信号の電力の大きさ（power measure）を最大化するために前記可調整フィルターを制御する制御手段を有すること、及び該制御手段がフィルターをかけられたオーディオ信号の組み合わせ電力利得の大きさ（combined power gain measure）を所定の値までに限定するように構成されることを特徴とする。
【００１４】
複数のフィルターをかけられた信号を組み合わせ、限定された組み合わせ電力利得の大きさの制約の下で組み合わせ信号の電力を最大化するためにフィルターを調整することにより、前記フィルターが、該フィルターが付加される前の最大のコヒーレンスを持つフィルターをかけられた信号に至る伝達関数に収束することが得られる。これは、可調整フィルターのインパルス応答の間の遅延差が受信機の出力における信号の間の遅延差に対応することを意味する。
【００１５】
本発明の他の実施例は、制御手段が可調整フィルターの伝達関数の共役である伝達関数を持つ複数の他の可調整フィルターを有し、前記他の可調整フィルターが組み合わせオーディオ信号からフィルターをかけられた組み合わせオーディオ信号を導くように構成されること、及び前記制御手段が、該組み合わせオーディオ信号の電力の大きさを最大化するように構成され、入力オーディオ信号と該入力オーディオ信号に対応するフィルターをかけられた組み合わせオーディオ信号との間の差の大きさを最小化するために前記可調整フィルター及び前記他の可調整フィルターの伝達関数を制御することにより処理されたオーディオ信号の組み合わせ電力利得の大きさを所定の値までに制限するように構成されることを特徴とする。
【００１６】
実験は、２セットの可調整フィルターを用いることにより音声信号の質を更に高めることが出来ることを示している。入力オーディオ信号と対応するフィルターをかけられた組み合わせオーディオ信号との間の差の大きさを最小化することにより、該組み合わせオーディオ信号の電力の大きさが、各周波数成分毎に可調整フィルターの電力利得の合計が所定の定数に等しいという制約の下で最大化されるということが得られる。上記の２つの基準の間の相関関係を、簡素化された例を用いることにより図の詳細な説明において以下に示す。
【００１７】
本発明を、図を参照して以下に説明する。
【００１８】
【本発明を実施するための最良の形態】
図１によるビデオ通信システムにおいて、マイクロホン１はインパルス応答決定手段５に接続され、マイクロホン２はインパルス応答決定手段６に接続される。方向だけではなく２次元又は３次元における信号源の厳密な位置をも決定することが出来るようにするために、付加的なマイクロホン３及び４を対応するインパルス応答決定手段に付加することが出来る。インパルス応答決定手段５及び６は、信号源から関連のマイクロホンまでのインパルス応答を表わす関数を決定する。
【００１９】
インパルス応答を表わす関数を伝えるインパルス応答決定手段５及び６の出力は、相関計算手段７の入力に接続される。
【００２０】
インパルス応答決定手段５及び６が周波数領域において動作する場合にそれらは、インパルス応答h1及びh2の推定値のフーリエ変換W1 ＊及びW2 ＊を供給するだろう。そこで、まず次式に従ってクロスパワースペクトルを決定することにより相互相関関数を容易に決定することが出来る。
ΦW1,W2(f)= W1・W2 ＊ （１）
【００２１】
式（１）においてW２は、インパルス応答決定手段により供給される関数W２ ＊の複素共役である。関数ΦW1,W2(f)から該関数に対してIFFTを行うことにより相互相関関数ρW1,W2(k)を決定することが出来る。
【００２２】
時間領域において動作するインパルス応答決定手段５及び６においては、関数h1及びh2がこれらのインパルス応答決定手段により供給されるだろう。この場合には、相互相関関数ρW1,W2(k)を次式に従って計算することが出来る。
【数１】
式（２）においてNはh1及びh2の長さである。
【００２４】
関数ρW1,W2(k)が決定された後、非零サンプルの間に値が零であるサンプルを導入することにより関数ρW1,W2(k)をアップサンプリングし、これに続いて補間することにより、この関数の分解能（resolution）を改善することが出来る。有用な補間係数（interpolation factor）は４から８までの範囲内にある。
【００２５】
（アップサンプリングされ、補間された）相互相関関数は、相関関数決定手段７により遅延差計算手段８に渡される。これらの遅延差計算手段８は、最大相関値を持つｋの値を決定する。その場合に対応する遅延差Δはk・Tsに等しく、Tsはサンプリング期間である。
【００２６】
遅延計算手段８の出力は位置計算手段の入力に接続される。２つの受信機を用いる場合、受信機の間の接続線と供給源の方向との間の角度として規定される方向Θを次式に従って計算することが出来る。
【数２】
式（３）において、cは受信されるべき信号の伝搬速度であり、dは受信機の間の距離である。角度Θを表わす信号は、カメラの位置を受信機１と受信機２との間のベースラインに対して角度Θ以上回転させるカメラ位置決め手段１０に渡される。
【００２８】
図２に従うインパルス応答決定手段において、ここではマイクロホン１である第１受信機の出力がインパルス応答決定手段５及び６の第１入力に接続され、ここではマイクロホン２である第２受信機の出力がインパルス応答決定手段５及び６の第２入力に接続される。
【００２９】
マイクロホン４と６とが、各々インパルス応答H1とH2とを持つ伝搬路を介して信号VINを受信すると仮定される場合に、マイクロホン１の出力信号はH1・VINに等しく、マイクロホン２の出力信号はH2・VINに等しい。マイクロホン１の出力は伝達関数W1を持つフィルター１０の入力に接続され、マイクロホン２の出力は伝達関数W2を持つフィルター１２の入力に接続される。フィルター１０及び１２の出力において、処理された信号VP及びVQが使用可能になる。これらの処理された信号に関しては次のように書くことが出来る。
VP=H1・W1・VIN （４）
及び
VQ=H2・W2・VIN （５）
組み合わせ手段１８の出力において、処理された信号VPとVQとの合計VSUMが使用可能になる。この信号VSUMは次式に等しい。
VSUM=(H1・W1+H2・W2)VIN （６）
【００３０】
加算器１８の出力は、２つの他の可調整フィルター１４及び１６の入力に接続される。他の可調整フィルター１４及び１６は、伝達関数W1 ＊及びW2 ＊を用いて組み合わせ信号からフィルターをかけられた組み合わせ信号を導く。第１のフィルターをかけられた組み合わせ信号は次式に等しく、
VFC1=(H1・W1+H2・W2)・W1 ＊・VIN （７）
第２のフィルターをかけられた組み合わせ信号は次式に等しい。
VFC2=(H1・W1+H2・W2)・W2 ＊・VIN （８）
減算器２４により第１入力オーディオ信号と第１のフィルターをかけられた組み合わせオーディオ信号との間の第１の差の大きさを決定する。減算器２４の出力信号に関しては次のように書くことが出来る。
VDIFF1={H1-(H1・W1+H2・W2)・W1 ＊ }・VIN （９）
減算器２６により第２入力オーディオ信号と第２の倍率変更された組み合わせオーディオ信号との間の第２の差の大きさを決定する。減算器２６の出力信号に関しては次のように書くことが出来る。
VDIFF2={H2-(H1・W1+H2・W2)・W2 ＊ }・VIN （１０）
図２に従う装置は、減算器２４のVDIFF1の出力信号の電力を０と等しくさせるためにフィルター１０及び１４の係数を調整する制御素子２０を有する。更に、この装置は、減算器２６の出力信号VDIFF2の電力を０と等しくさせるためにフィルター１２及び１６の係数を調整する制御素子２２を有する。x及びyに関して両方の差信号を０と等しくさせる値を見出すために、以下の等式のセットを解く必要がある。
(H1・W1+H2・W2)・W1 ＊=H1 （１１）
(H1・W1+H2・W2)・W2 ＊=H2 （１２）
式（１２）で式（１１）を割ることにより、式（１１）及び式（１２）から(H1・W1+H2・W2)の項を除くことで、次式がもたらされる。
【数３】
【数４】
【数５】
【数６】
|W1|2に関しては、同様に次のように求めることが出来る。
【数７】
【００３２】
処理手段の電力利得の合計が限定されるという制約の下で組み合わせオーディオ信号の電力を最大化させることは、|H1|2及び|H2|2に関して減算器２４及び２６の出力信号を０と等しくさせるのと同じ値をもたらすことを以下に実証する。
【００３３】
組み合わせオーディオ信号VSUMの電力の大きさPSUMに関しては、次のように書くことが出来る。
PSUM= VSUM 2=|H1・W1+H2・W2|2・VIN 2 （１８）
【００３４】
倍率変更手段の電力利得の合計が一定値までに限定される境界条件に関しては次のように述べることが出来る。
GP=|W1|2+|W2|2=1 （１９）
結果として、|H1・W1+H2・W2|2の項は境界条件|W1|2+|W2|2-1=0の下で最大化されるはずである。これは、周知のラグランジュの乗数法を用いることによりなされ得る。前記の方法に従って、次式は最大化されるはずである。
(|H1・W1+H2・W2|2+λ・(|H1|2+|H2|2-1) （２０）
【数８】
【数９】
【数１０】
【数１１】
【数１２】
【数１３】
伝達経路のインパルス応答を、通例用いられる適当な複雑さを備えるデジタルフィルターによって厳密にモデル化することは出来ないことから、一般に、減算器の出力信号をちょうど０と等しくさせることは可能ではないということが認められる。実際には、所与の期間にわたって平均化される減算器の出力信号の電力を最小化する。適応フィルターを動作させるこの方法は効果的であることが判明している。本具体例において、インパルス応答を表わす関数は、該関数の位相の差が信号源から受信機までの伝達経路のインパルス応答における位相の差に等しいという特性を持つ。これは、伝達経路のインパルス応答を表わす関数の１つの可能性であるが、種々の関数を用いることが出来ることは明らかである。
【００３６】
図３のインパルス応答決定手段５及び６においては、ここではマイクロホン３０、３２及び３４であるオーディオ供給源からの入力信号がデジタル信号に変換され、該デジタル信号が関連の直並列変換器（series to parallel converter）３６、３８及び４０によりL個のサンプルのブロックに変換される。直並列変換器３６、３８及び４０の出力は、処理手段４１の対応する入力、及び関連のブロック遅延素子５４、５６及び５８の入力に接続される。
【００３７】
処理手段４１において、直並列変換器３６の出力信号はブロック連結ユニット（block concatenation unit）４２に加えられる。ブロック連結ユニット４２は、現在のL個のサンプルのブロックと直並列変換器３６の出力において使用可能なサンプルの前のブロックからのN個のサンプルとからN+L個のサンプルのブロックを構成する。ブロック連結ユニット４２の出力は、周波数領域プログラム可能フィルター４４の入力に接続される。処理されたオーディオ信号を伝える周波数領域プログラム可能フィルター４４の出力は、ここでは加算器７６である組み合わせ手段の第１入力に接続される。周波数領域プログラム可能フィルター４４は、自身の出力においてN+L個のサンプルのブロックを与える。
【００３８】
同様に、直並列変換器３８の出力信号はブロック連結ユニット４８及び周波数領域プログラム可能フィルター４６により処理され、直並列変換器４０の出力信号はブロック連結ユニット５２及び周波数領域プログラム可能フィルター５０により処理される。処理されたオーディオ信号を伝える周波数領域プログラム可能フィルター４６及び５０の出力は加算器７６の対応する入力に接続される。
【００３９】
加算器７６の出力はIFFTユニット７７の入力に接続され、IFFTユニット７７は加算器７６の出力信号から高速フーリエ逆変換された信号を決定する。IFFTユニット７７の出力はユニット７９の入力に接続され、ユニット７９は、IFFTユニット７７の出力においてN+L個のサンプルのうち末尾のN個のサンプルを捨てる（discard）。
【００４０】
ユニット７９の出力信号は、並直列変換器７８によりサンプルのシリアルストリームに変換される。並直列変換器７８の出力において、オーディオ処理装置の出力信号が使用可能になる。ユニット７９の出力信号はブロック連結ユニット７４にも加えられ、ブロック連結ユニット７４は、ユニット７９の出力における現在のL個のサンプルのブロック及びユニット７９の出力におけるN個の前のサンプルのブロックとからN+L個のサンプルのブロックを導く。ブロック連結ユニット７４の出力は高速フーリエ変換器７２の入力に接続され、高速フーリエ変換器７２は自身の入力におけるN+L個のサンプルからN+L点のFFTを計算する。高速フーリエ変換器７２の出力信号は組み合わせ信号の周波数スペクトルを表わす。周波数スペクトルは周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８の入力、並びに正規化器７３の入力に加えられる。正規化器７３の出力は周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８の入力に接続される。
【００４１】
ブロック遅延素子５４の出力は減算器６０の第１入力に接続される。ブロック遅延素子５６の出力は減算器６４の第１入力に接続され、ブロック遅延素子５８の出力は減算器７０の第１入力に接続される。ブロック遅延素子５４、５６及び５８は、周波数領域プログラム可能フィルター４４及び４６においてオーディオ信号に加わる遅延を補償するためにある。
【００４２】
周波数領域適応フィルター６２の出力は減算器６０の第２入力に接続され、減算器６０の出力は該周波数領域適応フィルターの制御入力に接続される。周波数領域適応フィルター６６の出力は減算器６４の第２入力に接続され、減算器６４の出力は該周波数領域適応フィルターの制御入力に接続される。周波数領域適応フィルター６８の出力は減算器７０の第２入力に接続され、減算器７０の出力は該周波数領域適応フィルターの制御入力に接続される。
【００４３】
周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８は、それらの制御入力における入力信号の電力を最小化すべくそれらの伝達関数を調整するように構成される。周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８は、それらのN+L個のフィルター係数を周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び４８に供給する。これらの周波数領域適応フィルターは、ブロック連結ユニット４２、４８及び５２から受取られる信号にフィルターをかけるためにN+L個のフィルター係数を用いる前に、該N+L個のフィルター係数の共役値を決定する。
【００４４】
ここでは、インパルス応答を表わす関数が周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び５０のための係数U１, U２,…UMのセットにより構成される。
【００４５】
図４に従う周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８において、パディング素子（padding element）８０は、関連の周波数領域適応フィルターの制御入力において使用可能なL個のサンプルを０の値を持つN個のサンプルと組み合わせてN+L個のサンプルを持つデータのブロックにする。このN+L個のサンプルのブロックに、FFT素子８２により実行されるN+L点の高速フーリエ変換を施す。このFFTを実行する前の、L個のサンプルのブロックのN+L個のサンプルのブロックへの拡張は、巡回たたみ込み効果（cyclic convolution effect）による信号の歪みを防ぐために行われる。この対策は、（適応）デジタルフィルターの当業者にとって周知である。
【００４６】
FFT素子８２の出力において、周波数領域適応フィルターの制御入力（＝減算器６０、６４及び７０各々の出力）における信号の周波数スペクトルが使用可能になる。FFT素子８２の出力信号は正規化器７３の出力信号と掛け算される。正規化器７３の出力信号のN+L個の成分は、周波数領域適応フィルターの係数の適応のスピードを決定する適応スピード値を表わす。
【００４７】
乗算器８４の出力信号は、加算器８６によりブロック遅延素子１１２の出力信号に付加される。ブロック遅延素子１１２の出力信号は、前の周波数領域適応フィルターのフィルター係数の値を表わす。加算器８６の出力信号に、IFFT素子９４により実行される高速フーリエ逆変換を施す。IFFT素子９４のN+L個の出力サンプルから、末尾のLブロックの値が素子９６により零に設定される。次いで、（L個のサンプルが零である）N+L個のサンプルに、FFT素子１１０により実行されるFFT演算を施す。IFFT素子９４、素子９６及びFFT素子１１０の組み合わせが、巡回たたみ込み効果を防ぐためにFDAF係数に時間領域の制約が加えられる“条件付き（constrained）”FDAFを構成する。
【００４８】
FFT素子１１０の出力はブロック遅延素子１1２の入力に接続される。ブロック遅延素子１１２の出力において、N+L個の係数がフィルター演算用に使用可能になる。これらの係数は対応するプログラム可能フィルターにも渡される。加算器８６、IFFT素子９４、素子９６、FFT素子１１０及びブロック遅延素子１１２の組み合わせは、次式によりフィルター係数を決定する。
νi,k+1=νi,k+λi,k・Εi,k （２２）
式（２２）において、νi,k+1は時点k+1におけるN+L個のフィルター係数を表わし、νi,kは時点kにおけるN+L個のフィルター係数を表わし、λi,kは正規化器７３により乗算器８４の第２入力に供給される適応係数を表わし、Ek,iは図２の減算器６０、６４又は７０の出力におけるエラー信号の周波数スペクトルを表わす。
【００４９】
図４に従う正規化器７３において、入力信号は図２のFFTユニット７２により供給され、共役素子（conjugating element）１０６は該入力信号の共役値を決定する。この共役値は乗算器１０４により前記入力信号と掛け算される。乗算器１０４の出力において入力信号のパワースペクトルが使用可能になる。乗算器１０４の出力は乗算器１０２の入力に接続される。
【００５０】
乗算器１０２、加算器１００、乗算器９８及びブロック遅延素子９２により構成される低域フィルターは、乗算器１０４の出力において使用可能なような、周波数領域適応フィルターの入力信号のパワースペクトルの時間平均を決定する。
bの適切な値は、次式の通りである。
【数１４】
【００５１】
割り算器８８は、デジタルフィルターの入力信号の（倍率2aで倍率変更された）共役のFFT変換と正規化器７３の入力信号の時平均パワースペクトルとの比を計算することによりλi,kの値を決定する。λi,kの値は、入力信号のスペクトルのkth成分と時平均パワースペクトルのkth成分との間の比に比例して増大する。このことは、それらの強さに関係なく全ての周波数成分に対して同じである適応速度をもたらす。
【００５２】
図６に従う周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び５０において、入力信号は、該入力信号からN+L点のFFTを計算するFFT素子１２０の入力に加えられる。共役素子１２２は、周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８から受け取られるパラメータの共役値を決定する。乗算器１２４は、入力信号のFFTを周波数領域適応フィルターから受け取られる共役されたフィルター係数と掛け算することによりフィルターをかけられた信号を計算する。
【００５３】
Nの適切な選択はNをLと等しくさせることではあるが、Lよりも小さい又は大きいNを選択することも可能であるということが認められる。FFT演算及びIFFT演算の容易な実施を可能にするためには、N+Lを２つの電力と等しくさせることが望ましい。
【００５４】
図７に従うインパルス応答決定手段の時間領域の実施において、マイクロホン３０、３２及び３４の出力は処理手段１３１並びに遅延素子１８６、１８８及び１９０の入力に接続される。処理手段１３１は時間領域プログラム可能フィルター１３３、１３５及び１３７を有する。
【００５５】
時間領域プログラム可能フィルター１３３は、複数の縦続接続遅延素子１３０、１３２及び１３４、並びに重み係数W1,1…W1,Nで重み付けされた遅延素子の出力信号を加算する加算器１４６を有する。重み付けは重み付け素子１３６、１３８、１４０、１４２及び１４４により行われる。時間領域プログラム可能フィルター１３５は、複数の縦続接続遅延素子１４８、１５０及び１５２、並びに重み係数W2,1…W2,Nで重み付けされた遅延素子の出力信号を加算する加算器１６４を有する。重み付けは重み付け素子１５４、１５６、１５８、１６０及び１６２により行われる。時間領域プログラム可能フィルター１３７は、複数の縦続接続遅延素子１６６、１６８及び１７０、並びに重み係数WM,1…WM,Nで重み付けされた遅延素子の出力信号を加算する加算器１８２を有する。
【００５６】
処理されたオーディオ信号を伝える時間領域プログラム可能フィルター１３３、１３５及び１３７の出力は、ここでは加算器１８４である組み合わせ手段に接続される。加算器１８４の出力において、高められたオーディオ信号（enhanced audio signal）が使用可能になる。加算器１８４の出力は、時間領域適応フィルター１９１、１９３及び１９５の入力に接続される。
【００５７】
時間領域適応フィルター１９１は複数の遅延素子１９４、１９６及び１９８を有する。遅延素子１９４、１９６及び１９８の出力信号は、重み付け素子２００、２０２、２０４、２０６及び２０８により重み係数W1,1…W1,Nで重み付けされる。重み付け素子２００…２０８の出力信号は加算器１９２により加算され、加算器１９２は適応フィルター１９１の出力信号を供給する。
【００５８】
時間領域適応フィルター１９３は複数の遅延素子２２６、２２８及び２３０を有する。遅延素子２２６、２２８及び２３０の出力信号は、重み付け素子２１６、２１８、２２０、２２２及び２２４により重み係数W2,1…W2,Nで重み付けされる。重み付け素子２１６…２２４の出力信号は加算器２１０により加算され、加算器２１０は適応フィルター１９３の出力信号を供給する。
【００５９】
時間領域適応フィルター１９５は複数の遅延素子２３６、２４０及び２４６を有する。遅延素子２３６、２４０及び２４６の出力信号は、重み付け素子２３４、２３８、２４２、２４４及び２４８により重み係数WM,1…WM,Nで重み付けされる。重み付け素子２３４…２４８の出力信号は加算器２３２により加算され、加算器２３２は時間領域適応フィルター１９５の出力信号を供給する。
【００６０】
遅延素子１８６、１８８及び１９０の出力は、減算器２１２、２１４及び２３０の第１入力に接続される。遅延素子１８６、１８８及び１９０は、プログラム可能フィルターのインパルス応答を相対的に（時間的により早く）アンチ・コーザルにするためにある。減算器２１２、２１４及び２３０の第２入力は、時間領域適応フィルター１９１、１９３及び１９５の出力に結合される。減算器２１２、２１４及び２３０の出力は各々制御手段２３１、２３３及び２３５に接続される。制御手段は、対応する減算器の出力信号の電力を最小化するために対応する適応フィルター１９１、１９３及び１９５の伝達関数を調整するように構成される。
【００６１】
制御手段２３１、２３３及び２３５は、次式に従って適応フィルター１９１、１９３及び１９５の係数を調整するように構成される。
Wj,k (n+1)=Wj,k (n)+μ・y[n-k+1]・ej[n] （２４）
式（２４）においてWj,k(n)は、jth適応フィルターにおけるkth (k=1,2,…N)重み付け素子の重み係数であり、μは適応定数であり、ej[n]は入力信号を遅延させるjthブロック遅延素子の出力信号とjth適応フィルターの出力信号との間の差である。yj[n-k+1]は、オーディオ処理装置のk-1サンプリング期間以上遅延した出力信号である。これらの信号y[n-k+1]は、適応フィルターの遅延素子の出力において使用可能になる。適応フィルターの全てが同一の入力信号を持つことから、遅延素子を共用することができ、遅延素子の所要数の低減をもたらす。
【００６２】
係数Wj,k(n)が決定された後、これらの係数は、逆に時間領域プログラム可能フィルター１３３、１３５及び１３７に渡される。このことは、適応フィルターにおける第1タップに対応する係数が対応するプログラム可能フィルターにおける末尾のタップの係数に渡されることを意味する。
【００６３】
ここでは、インパルス応答を表わす関数は係数W1,1,…W1,N ;…; WM,1,…WM,Nのセットである。上記のようにインパルス応答を表わすこれらの関数は相関関数相関手段７に渡される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による信号源定位手段を用いるビデオ通信システムのブロック図を示す。
【図２】 本発明によるインパルス応答決定手段のブロック概略図を示す。
【図３】 周波数領域適応フィルター及び周波数領域プログラム可能フィルターが用いられる本発明によるより詳細なインパルス応答決定手段を示す。
【図４】 図２に従う装置において用いられる正規化手段７３の実施例を示す。
【図５】 図３において用いられている周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８の具体例を示す。
【図６】 図３において用いられている周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び５０の具体例を示す。
【図７】 時間領域適応フィルター及び時間領域プログラム可能フィルターが用いられる本発明によるインパルス応答決定手段の具体例を示す。
【符号の説明】
１ マイクロホン
２ マイクロホン
３ 付加的なマイクロホン
４ 付加的なマイクロホン
５ インパルス応答決定手段
６ インパルス応答決定手段
７ 相関関数決定手段
８ 遅延差計算手段
Claims (8)
- 異なる位置にある複数の受信機を有する信号源定位装置であって、当該信号源定位装置が、少なくとも２つの受信機により受信される信号の間の遅延差を推定する遅延差推定手段、及び該遅延差から信号源の所在を決定する位置決定手段を有する信号源定位装置であり、当該信号源定位装置が、該信号源と前記受信機との間の経路のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するインパルス応答決定手段を有し、前記インパルス応答決定手段が、前記受信機により供給される信号からフィルターをかけられた信号を導く可調整フィルター、及び該可調整フィルターを制御する制御手段を有し、当該信号源定位装置が、前記フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導く組み合わせ手段を有し、前記インパルス応答決定手段が、前記制御手段により、前記フィルターをかけられた信号の合計電力利得の大きさを所定の値までに限定しながら、前記組み合わせ信号の電力の大きさを最大化するよう、前記可調整フィルターを制御することによって、前記関数を決定するように構成され、前記遅延推定手段が、該関数から前記遅延差を決定するように構成されることを特徴とする信号源定位装置。
- 前記遅延推定手段が、前記関数から相関関数の計算により前記遅延差を決定するように構成されることを特徴とする請求項１に記載の信号源定位装置。
- 前記制御手段が、前記可調整フィルターの伝達関数の共役である伝達関数を持つ複数の他の可調整フィルターを有し、該他の可調整フィルターが、前記組み合わせ信号からフィルターをかけられた組み合わせ信号を導くように構成され、前記インパルス応答決定手段が、前記制御手段により、処理された信号の合計電力利得の大きさを所定の値までに制限しながら、前記組み合わせ信号の電力の大きさを最大化するために、入力信号と該入力信号に対応する前記フィルターをかけられた組み合わせ信号との間の差の大きさを最小化するよう、前記可調整フィルター及び前記他の可調整フィルターの伝達関数を制御することによって、前記関数を決定するように構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載の信号源定位装置。
- 少なくとも２つの受信機により受信される信号の間の遅延差を推定する遅延推定手段であり、信号源定位装置が、信号源と該受信機との間の経路のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するインパルス応答決定手段を有し、前記インパルス応答決定手段が、前記受信機により供給される信号からフィルターをかけられた信号を導く可調整フィルター、及び該可調整フィルターを制御する制御手段を有し、前記信号源定位装置が、前記フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導く組み合わせ手段を有し、前記インパルス応答決定手段が、前記制御手段により、前記フィルターをかけられた信号の合計電力利得の大きさを所定の値までに限定しながら、前記組み合わせ信号の電力の大きさを最大化するよう、前記可調整フィルターを制御することによって、前記関数を決定するように構成され、当該遅延推定手段が、該関数から前記遅延差を決定するように構成されることを特徴とする遅延推定手段。
- 当該遅延推定手段が、前記関数を相関させることにより前記遅延差を決定するように構成されることを特徴とする請求項４に記載の遅延推定手段。
- 前記制御手段が、前記可調整フィルターの伝達関数の共役である伝達関数を持つ複数の他の可調整フィルターを有し、該他の可調整フィルターが、前記組み合わせ信号からフィルターをかけられた組み合わせ信号を導くように構成され、前記インパルス応答決定手段が、前記制御手段により、処理された信号の合計電力利得の大きさを所定の値までに制限しながら、前記組み合わせ信号の電力の大きさを最大化するために、入力信号と該入力信号に対応する前記フィルターをかけられた組み合わせ信号との間の差の大きさを最小化するよう、前記可調整フィルター及び前記他の可調整フィルターの伝達関数を制御することによって、前記関数を決定するように構成されることを特徴とする請求項４又は５に記載の遅延推定手段。
- 信号源の方向にカメラを向けるカメラ照準手段を有するビデオ通信装置であって、当該ビデオ通信装置が、該信号源の位置を決定する信号源定位装置を有し、該信号源定位装置が、異なる位置にある複数の受信機を有し、該信号源定位装置が、少なくとも２つの受信機により受信される信号の間の遅延差を推定する遅延推定手段、及び該遅延差から信号源の所在を決定する位置決定手段を有するビデオ通信装置であり、該信号源定位装置が、該信号源と前記受信機との間の経路のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するインパルス応答決定手段を有し、前記インパルス応答決定手段が、前記受信機により供給される信号からフィルターをかけられた信号を導く可調整フィルター、及び該可調整フィルターを制御する制御手段を有し、当該信号源定位装置が、前記フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導く組み合わせ手段を有し、前記インパルス応答決定手段が、前記制御手段により、前記フィルターをかけられた信号の合計電力利得の大きさを所定の値までに限定しながら、前記組み合わせ信号の電力の大きさを最大化するよう、前記可調整フィルターを制御することによって、前記関数を決定するように構成され、前記遅延推定手段が、該関数から遅延値を決定するように構成されることを特徴とするビデオ通信装置。
- 異なる位置にある複数の受信機を用いる信号源定位方法であって、当該信号源定位方法は、少なくとも２つの受信機により受信される信号の間の遅延差を推定し、該遅延差から信号源の所在を決定する信号源定位方法であり、当該信号源定位方法が、
前記受信機により供給される信号から、可調整フィルターによってフィルターをかけられた信号を導くステップ、
前記フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導くステップ、
前記フィルターをかけられた信号の合計電力利得の大きさを所定の値までに限定しながら、前記組み合わせ信号の電力の大きさを最大化するよう、前記可調整フィルターを制御することによって、前記信号源と前記受信機との間の経路のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するステップ、及び
該関数から遅延値を決定するステップを有することを特徴とする信号源定位方法。
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