KR100470523B1 - 마이크로폰 신호로부터 스피커 간섭을 제거하기 위한 필터 시스템 - Google Patents

마이크로폰 신호로부터 스피커 간섭을 제거하기 위한 필터 시스템 Download PDF

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Abstract

스피커에 의해 발생된 소리 신호를 마이크로폰 신호로부터 제거하도록 고안된 필터 시스템으로서, 상기 필터 시스템은 스테레오 샘플링 유닛(10)을 포함하고, 상기 스테레오 샘플링 유닛(10)은 간섭을 가진 마이크로폰 신호뿐 아니라 간섭을 하는 스피커 신호를 시간 (t)에서 샘플링하여 연산 유닛(11)에 제공하기 위한 샘플 x(t)와 z(t)를 발생시키며, 상기 연산 유닛(11)은 스피커와 마이크로폰간 전이 함수 H(f,T)를 도출하고, 간섭으로부터 자유로운 마이크로폰 신호 y(t)를 x(t), z(t), H(f,T)로부터 복구하도록 작동하는 필터 유닛(12)에 상기 전이 함수 H(f,T)를 적용한다.

Description

마이크로폰 신호로부터 스피커 간섭을 제거하기 위한 필터 시스템{Process and Apparatus for Eliminating Loudspeaker Interference from Microphone Signals}
본 발명은 스피커에 의해 발생되는 음향 신호를 마이크로폰 신호로부터 제거하기 위한 여파 시스템에 관한 것이다. 상기 시스템은 간섭-내장 마이크로폰 신호와 간섭 스피커 신호를 시간 (t)로 샘플링하고 컴퓨터에 적용되는 샘플 x(t)와 z(5)를 발생시키는 스테레오 샘플링 유닛을 포함하고, 이때 상기 컴퓨터는 스피커와 마이크로폰 사이에 전이 함수 H(f, T)를 확인하고, 간섭으로부터 자유로운 마이크로폰 신호 y(t)를 발생시키도록 x(t), z(t), H(f, T)를 처리하는 필터 유닛(12)까지 상기 전이 함수를 제공한다.
전화통신이나 기계음 처리와 같은 여러 응용 분야에서, 음성 입력에 사용되는 마이크로폰이 전송 및 처리될 음성 신호에 추가하여, 똑같은 음향 시스템 내에서 사용되는 한 개 이상의 스피커에 의해 발생되는 신호를 얻을 수 있다는 점에서 문제가 발생한다. 다양한 응용 분야에서, 이러한 종류의 스피커 간섭은 여러 문제점을 유발할 수 있다. 차량 내에서 통화하고자 하는 이동전화나 셀룰러폰 사용자가 스피커로부터의 출력을 위해 전화받은 사람의 신호를 증폭하는 소위 핸즈프리 유닛을 이용할 때 가장 잘 알려진 문제점이 발생한다. 핸즈프리 마이크로폰은 주변 잡음과 운전자의 음성 신호에 부가하여, 상대방에게 이 스피커 신호를 전송할 것이다. 이는 자신의 음성의 에코가 상대방에게 들리게 할 것이다. 이 에코는 신호 전파 시간이 길수록 엄청 짜증날 것이다. 신호 전파가 최대 300ms까지 걸리는 이동 전화 네트워크에서, 이 현상은 큰 문제점이다. 이동 전화 네트워크의 디코더가 비선형 왜곡을 유발하기 때문에, 이어지는 에코 제거가 이러한 경우에 훨씬 더 어렵다. 이러한 이유로 하여, 앞서 언급한 스피커 간섭을 제거하는 것이 절대적으로 필요하다.
스피커 간섭에 의해 발생되는 문제점 중 다른 한가지 예는 음성의 기계 인식용 시스템에 관한 것이다. 이 종류의 시스템 이용이 증가 중이어서, 음성 인식 시스템을 제어하는 마이크로폰 신호로부터 스피커 신호를 제거하는 것은 이 시스템에 대한 기본적 중요성을 또한 가진다. 음성 인식 시스템은 만족할만한 인지 속도를 얻을 수 있도록 가능한 간섭으로부터 자유로운 입력 신호를 필요로 한다. 또한, 차량에 사용되는 종류의 기존 시스템은 시스템이 음성 입력을 수신하기 전에 시스템 스피커를 뮤트시키기 위한 "푸시-투-토크" 버튼을 가진다. 이는 원하는 핸즈프리 작동과 일치하지 않으며, 먼저 음성 인식 시스템을 이용하는 주관점이다.
첫 번째 언급된 앞서의 예를 바탕으로, 앞서 기술한 문제를 해결하는 기존의 방법은 "에코 소거"라는 항목 하에서 합쳐진다. 모든 이 기존 방법들은 필터 매개변수의 일련의 적응에 의해 에코 신호를 최소화시키는 것을 찾는 반복 과정의 변형을 바탕으로 한다.
이 알고리즘 아래의 기본 원리는 Peter Vary의 책, Digitale Sprachsignalverarbeitung, Chapter 13(1998년, Stuttgart, Teubner)으로부터 알려져 있다. 또한, US 5,475,731호와 EP 0 870 365호에도 공개되어 있다. 그 개선사항에 대한 여러 제안은 EP 0 988 744호와 WO 00/16497호에 공개되어 있다. 이 모든 방법은 마이크로폰이 스피커 신호만을 픽업할 경우에만 그 결과가 최적이라는 공통점을 가진다. 이동중인 차량에서나 소위 풀-듀플렉스(full-duplex) 상황에서와 같이 링크의 양 단부에서 쌍방이 서로 동시에 말할 때 추가적인 비-고정 음향 교란이 존재한다면, 이 모든 기존 시스템의 성능이 크게 저하된다
이는 US 5,539,731 호와 밀접한 관계로 공지된 방법에도 적용된다. 그러나 이 방법이 실제로 행하는 개선된 수렴사항은 증가된 연산 노력을 필요로한다.
앞서 언급한 것들 중에서, 듀플렉스 상황이나 마이크로폰으로의 잡음 입력 교란은 이 방법에서 수렴 문제를 유발한다. 또한, 앞서 언급한 방법들은 필터 길이가 증가함에 따라 급속하게 저하되는 알고리즘의 수렴 성능 문제를 가진다.
음성 입력에 사용되는 마이크로폰 신호로부터 스피커 간섭을 효과적으로 제거하는 것이 발명의 목적이다.
이 목적은 청구범위 제 1 항에서 설명되는 측정에 의해, 특히 연산 유닛에 의해 달성된다. 여기서, 퓨리에 변환 유닛은 마이크로폰 신호와 스피커 신호의 스펙트럼 X(f, T)와 Z(f, T)를 각각 결정하고, 이를 처리하여 컨벌루션층과, 곱셈, 스무딩, 그리고 나눗셈층에서 전이 함수 H(f, T)를 연산하며, 이때 스피커와 마이크로폰간에서 유효한 신호 전파 지연을 고려한다.
이 측정들은 음성 입력에 사용되는 마이크로폰 신호로부터 스피커 간섭을 효과적으로 제거하는 역할을 하고, 푸시-투-토크 키를 제거하는 역할을 한다. 스피커 신호가 음성 제어 텔레비젼 수신기같이 음성 입력에 의해 제어되는 시스템에 의해 발생된다면, 발명의 시스템은 음성 신호 세트 자체가 음성 제어 명령으로 처리되지 않음을 보장한다.
본 발명이 적절한 응용 분야는 훨씬 더 넓다. 이 이유로, 마이크로폰 신호로부터의 스피커 간섭 제거에 이어지는 설명에 기준이 놓일 것이다.
본 발명은 스피커-공간 시스템의 전이 함수를 직접적으로 결정하기 위해 네트워크형 연산 유닛이 사용되는 새로운 방법을 제시한다. 이 방법이 필요로하는 연산 노력은 매우 적당하며, 이 방법은 잡음 교란과 듀플렉스 상황에 극단적으로 저항성을 보인다. 왜냐하면, 모든 다른 방법과 달리, 이 방법은 마이크로폰으로부터 결여된 다른 비-고정 신호의 특정 경우를 시작점으로 간주하지 않기 때문이다.
이 측정들은 매우 긴 필터의 경우에 대한 문제점없이 수렴하고, 필터 길이는 가용 메모리에 의해서만 제한된다. 시스템은 어떤 하드웨어 플랫폼에서도 구현된다. 이는 적응력이 충분하며, 기대되는 신호 전파 지연을 위해 미리 배치될 필요가 없다. 다른 시스템과 달리, 이는 듀플렉스 상황의 기존 방식의 감지를 요청하지 않는다. 시스템은 충분한 강도의 스피커 신호가 가용하자마자 안정하다. 또한, 시스템은 음향 시스템 조건의 변화를 자동적으로 그리고 신속하게 검색할 것이다.
도 1에 도시되는 발명은 실시예를 들어 상세하게 설명될 것이다. 유용한 음성 신호에 추가하여 마이크로폰이 픽업하는 마이크로폰이나 음성 신호, 그리고 스피커 신호가 스테레오 샘플링 유닛(10)에서 샘플링되고 디지털화된다.
이는 시간 (t)에서 마이크로폰과 스피커 신호의 샘플 x(t)와 z(t)를 생성한다. 이 신호로부터, 연산 유닛(11)은 스피커와 마이크로폰 사이에서 유효한 전이 함수 H(f,T)를 도출한다.
도 2는 퓨리에 변환 유닛(13)이 시간 도메인 신호 x(t)와 z(t)를 갖추어 시간 T에서 스펙트럼 X(f,T)와 Z(f,T)의 이어지는 연산 각각에 대해 2n개 샘플의 프레임을 형성한다.
이를 위해, 도 3에 도시되는 바와 같이, 두 프레임 모두는 윈도우 함수 w(t)로 곱하여지고, 상기 윈도우 함수는 스피커-마이크로폰 신호 전파 지연 d에 의해 미리 회전되는 스피커 신호 상에서 작동한다. 즉, y(t)가 w(t+d)만큼 곱해진다.
도 4에 도시되는 바와 같이, d의 값은 지연 유닛(16)에서 결정된다. 이는 마이크폰에 도달하기 전에 스피커 신호의 전파 지연을 보상하는 역할을 한다. 보상은 프레임 길이 2n에 비해 전파 지연 d가 상대적으로 짧기 때문에 항상 보다 성공적이다. 발명의 또다른 실시예에서, 앞서 언급한 지연은 d만큼 지연된 스피커 신호 사에서 작동하는 퓨리에 변환과 윈도우잉에 의해 명백하게 보상된다.
신호 전파 지연의 정확한 보상은 이러한 방식으로 가능하다. 그러나, 스피커 신호의 지연을 위해 적절한 크기의 메모리가 필요할 것이다. 본 실시예의 변형에서, 윈도우 함수 w(t)의 퓨리에 변환으로 스펙트럼 X(f,T)와 Z(f,T)을 연관시킴으로서 x(t)와 z(t)의 퓨리에 변환에 이어, 윈도우 함수가 작용된다.
w(t) = (1-cost/n)/2)의 Hann 윈도우와 같이 윈도우 함수가 적절하게 선택될 경우, 이 작동은 시간 도메인 윈도우잉에 선호된다. 왜냐하면, 윈도우 함수의 명백한 표시를 메모리에 유지시키는 것이 불필요하기 때문이다.
퓨리에 변환 유닛(13)에서 연산된 스펙트럼은 곱셈, 스무딩, 나눗셈층(14)에 적용된다. 연산 유닛(11)의 이 층들은 노드를 포함하고, 상기 노드 각각은 주파수 f에 의해 구별되는 한 개의 스펙트럼 모드를 처리한다.
도 5에 도시되는 바와 같이, 레벨 감지기나 감시 유닛(17)이 이어지는 작동에 대해 충분한 스펙트럼 강도의 존재를 위해 각 노드를 검사한다. 간섭 함수 G(f,T)는 모드 F에서 연산될 것이고, 이때 X(f,T)와 Y(t,T)는 시간 T에서 주어진 한계값을 넘는다. 낮은 한계의 진폭을 가지는 모드의 경우에, 시간 상의 다음 지점의 값 G(f,T-1)가 G(f,T)에 사용될 것이다.
앞서 한계 강도를 가지는 모드의 경우에, 스피커 스펙트럼 Z(f,T)는 그 켤레 복소수 Z*(f,T)가 곱하여지고, 그 프로덕트는 N(f,T)를 부여하는 붕괴 상수 m으로 스무딩된다.
마찬가지로, M(f,T)는 켤레 복소수 스피커 스펙트럼 Z*(f,T)로 마이크로폰 스펙트럼 X(f,T)을 곱함으로서, 그리고 붕괴 상수 m으로 프로덕트를 스무딩함으로서, 발생된다. 붕괴 상수 m에 따라, 음향 전송 공간의 음향학적 성질의 변화 이후나 시스템 작동 이후, G(f,T)는 바람직한 전이 함수에 상응할 것이다. 그 결과는 교란 잡음의 존재와 듀플렉스 상황에서조차 정확할 것이다.
필터 유닛(13)에서 스피커 간섭 z(t)가 마이크로폰 신호 x(t)로부터 제거되기 전에, G(f,T)가 컨벌루션층(15)으로 이동되어, 스펙트럼 해상도를 감소시킨다. 이는 실제 여파 처리를 더 짧은 프레임 내에서 실행되게 하여, 주파수 도메인에서 여파가 실행될 때 장치의 신호 드웰 시간이 감소하게 한다. 이때 짧은 프레임이란 2n개의 샘플보다 작은 2k개로 이루어지는 프레임을 의미한다.
지연 유닛(16)은 M(f,T)로부터, 퓨리에 변환 유닛(13)에 필요한, 스피커와 마이크로폰간에 유효한 신호 전파 지연을 도출한다. 이는 앞서 설명한 바와 같이 곱셈, 스무딩, 나눗셈층(14)에서 결정된다. 이를 위해, M(f,T)는 퓨리에 역변환을 거친다. 도 4에 도시되는 바와 같이, 최종 신호의 피크는 점 d에 위치하고, 이때 d는 바람직한 전파 지연을 나타낸다. 그러나, 그렇게 정의된 전파 지연이 주변 공간에서 발생하는 모든 리플렉션을 포함한다는 것을 기억하여야 한다. 이러한 이유로, d는 소리의 속도와 마이크로폰-스피커 거리의 몫보다 일반적으로 클 것이다.
컨벌루션층(15)에서, 간섭 함수 G(f,T)는 바람직한 전이 함수 H(f,T)를 도출하도록 작동하고, 이 전이 함수 H(f,T)는 그후 필터 유닛(12)에 사용된다. H(f,T)는 함수 g(f)로 주파수 도메인에서 G(f,T)를 연루함으로서, 그리고 그후, 더 굵은 래스터만으로 이를 평가함으로서 형성된다. 이 작동은 전이 함수 H(f,T)의 스펙트럼 해상도를 감소시키고, G(f,T)가 앞서 n>k 모드로 이루어질 때만 이는 k 모드로 이루어질 것이다.
일반적으로, 스펙트럼 해상도의 앞서 언급한 감소는 유닛(12)에서의 여파가 주파수 도메인에서 발생할 때 필요할 것이고, 이는 여파가 필터 길이에 비례하는 시간 지연을 생성하기 때문이다. 여파가 시간 도메인에서 실행될 때, 필터 길이에 따른 시간 지연없이 작동을 실행할 수 있을 것이다.
이러한 발명의 실시예에서, n=k가 가능할 것이다. 즉, 완전한 스펙트럼 해상도의 여파가 가능할 것이다. 앞서 기술한 컨벌루션 단계는 이 경우에 불필요하다. 이렇게 도출된 전이 함수 H(f,T)가 필터 유닛(12)에 제공되고, 이때 마이크로폰 신호로부터 스피커 간섭을 실제 제거하는 과정이 진행된다.
필터 유닛(12)의 두 개의 실시예가 아래에 기술된다. 도 7a에 도시되는 제 1 실시예에서, 마이크로폰의 시간 신호와 스피커 신호가 퓨리에 변환을 다시 거치게 된다. 이를 위해, 한 프레임 형성을 위해 2k개의 샘플이 모이게 된다. 이 과정에서, 스피커 신호는 스피커-마이크로폰 전파 지연을 보상하도록 마이크로폰 신호에 대해 d개의 샘플만큼 지연된다.
이 변환은 마이크로폰 신호에 대해 스펙트럼 Xk(f,T)와, 스피커 신호에 대해 스펙트럼 Zk(f,T)를 도출한다. 이 두 스펙트럼들은 전이 함수 H(f,T)처럼 각 경우에 k 모드를 포함한다. H(f,T)와 Zk(f,T)의 곱과, Xk(f,T)로부터 이 프로덕트를 뺀 것은 여파된 스펙트럼 Yk(f,T)를 도출하고, 이는 간섭으로부터 해방된 음성 신호 y(t)를 발생시키도록 퓨리에 역변환된다. 이 신호는 다음의 디지털-아날로그 변환 다음에 스피커로부터 출력된다.
도 7b에 도시되는 발명의 또다른 실시예에서, 필터 유닛(12)은 단일-펄스 응답 h(t,T)을 도출하도록 전이 함수 H(f,T)를 퓨리에 역변환한다. 그후, H(t,T)를 z(t)로 컨벌루션 실행하고 x(t)로부터 그 프로덕트를 뺌으로서 시간 도메인에서 여파가 실행되고, 그 결과 간섭으로부터 자유로운 음성 신호 y(t)가 도출된다.
음성 입력에 사용되는 마이크로폰 신호로부터 스피커 간섭을 효과적으로 제거하는 것이 발명의 목적이다.
이 측정들은 음성 입력에 사용되는 마이크로폰 신호로부터 스피커 간섭을 효과적으로 제거하는 역할을 하고, 푸시-투-토크 키를 제거하는 역할을 한다. 스피커 신호가 음성 제어 텔레비젼 수신기같이 음성 입력에 의해 제어되는 시스템에 의해 발생된다면, 발명의 시스템은 음성 신호 세트 자체가 음성 제어 명령으로 처리되지 않음을 보장한다.
본 발명이 적절한 응용 분야는 훨씬 더 넓다. 이 이유로, 마이크로폰 신호로부터의 스피커 간섭 제거에 이어지는 설명에 기준이 놓일 것이다.
이 측정들은 매우 긴 필터의 경우에 대한 문제점없이 수렴하고, 필터 길이는 가용 메모리에 의해서만 제한된다. 시스템은 어떤 하드웨어 플랫폼에서도 구현된다. 이는 적응력이 충분하며, 기대되는 신호 전파 지연을 위해 미리 배치될 필요가 없다. 다른 시스템과 달리, 이는 듀플렉스 상황의 기존 방식의 감지를 요청하지 않는다. 시스템은 충분한 강도의 스피커 신호가 가용하자마자 안정하다. 또한, 시스템은 음향 시스템 조건의 변화를 자동적으로 그리고 신속하게 검색할 것이다.
도 1은 본 발명의 간섭 여파 및 제거 시스템의 도면.
도 2는 도 1에 도시되는 바와 같이 간섭 제거를 위한 연산 유닛의 도면으로서, 곱셈, 스무딩, 그리고 나눗셈층뿐 아니라, 컨벌루션층까지를 이용하여 전이 함수 H(f,T)를 연산하고, 이러한 연산은 지연 유닛에서 결정되는 스피커-마이크로폰 전파 지연 d와, 마이크로폰 및 스피커 신호 스펙트럼 X(f,T)와 Z(f,T)를 각각 바탕으로 하는 도면.
도 3은 시간 도메인 신호 x(t)와 z(t)의 각각의 2n 샘플 한 프레임으로부터, 시간 T에서 마이크로폰 및 스피커 신호의 스펙트럼 X(f,T)와 Z(f,T)를 결정하도록 작동하는 퓨리에 변환 유닛의 도면으로서, 상기 프레임은 Hann 윈도우 w(t) = (1-cost/n)/2)와 같은 윈도우 함수 w(t)와 곱해지고, 스피커 신호는 d 샘플에 의해 지연되고, 또는 윈도우가 d 샘플에 의해 회전되는 도면.
도 4는 M(f,T)의 퓨리에 역변환의 피크 감지를 이용하여 마이크로폰과 스피커간 신호 전파 지연 d를 결정하는 지연 유닛의 작동을 도시하는 도면.
도 5는 곱셈, 스무딩, 나눗셈층의 한 노드의 작동을 도시하는 도면으로서, 레벨 감시 유닛이 충분한 신호 에너지를 감지할 경우, 이 노드는 각각의 시간 T와 특정 주파수 f에 대하여 M(f,T)와 N(f,T)의 값뿐아니라 간섭 함수 G(f, T)를 계수 M(f,T)/N(f,T)로 결정하고, 이때 M(f,T)는 마이크로폰 스펙트럼 X(f,T)와 켤레 복소수 스피커 스펙트럼 Z*(f,T)의 붕괴 상수 m에 의해 스무딩되는 프로덕트이고, N(f,T)는 붕괴 상수 m에 의해 스무딩되는 스피커 스펙트럼 Z*(f,T)Z(f,T)의 제곱인 도면.
도 6은 특정 시간 T에서 모든 주파수 F에 대한 단일 펄스 방형파의 퓨리에 변환과 같이 컨벌루션 함수 g(f)로 간섭 함수 G(f,T)를 포함하도록 적응되는 컨벌루션층의 작동을 도시하는 도면으로서, 결과적으로 전이 함수 H(f,T)를 나타내는 도면.
도 7a는 스피커 신호 z(t)의 간섭이 마이크로폰 신호 x(t)로부터 제거되고 간섭으로부터 자유로운 마이크로폰 신호 y(t)가 전이 함수 H(f,T)를 이용하여 발생되는 필터 유닛의 도면으로서, 이때 시간 도메인 신호 x(t)와 z(t)는 k 모드로 이루어지는 스펙트럼 Xk(f,T)와 Zk(f,T)를 발생시키도록 퓨리에 변환되고, 그후, Zk(f,T)가 H(f,T)와 곱해지고, 그 프로덕트는 Xk(f,T)로부터 빼져서 Yk(f,T)를 도출하며, 이로부터 y(t)가 퓨리에 역변환에 의해 회복되는 과정의 도면.
도 7b는 퓨리에 역변환에 의해 H(f,T)로부터 먼저 도출되는 h(f,T)로 y(t)를 도출하기 위해 x(t)로부터 빼지는 콘벌루트와 시간 도메인에서 h(t,T)로 z(t)가 관계되는 대안의 필터 유닛의 도면.
(도면 부호 설명)
10 ... 마이크로폰 신호 x(t)와 간섭하는 스피커 신호 z(t)를 샘플링하고 디지털화하기 위한 스테레오 샘플링 유닛
11 ... 프레임에서 시간 신호 x(t)와 z(t)를 모아 정리하는 네트워크형 연산 유닛으로서, 마이크로폰 스펙트럼 X(f,T)와 스피커 스펙트럼 Z(f,T)를 발생시키도록 퓨리에 변환에 의해 이를 처리하며, 이 스펙트럼들로부터 전이 함수 H(f,T)를 발생시킴.
12 ... 간섭으로부터 자유로운 마이크로폰 신호 y(t)를 마이크로폰 신호 x(t)와 스피키 신호로부터 발생시키기 위해 상기 전이 함수 H(f,T)를 이용하는 필터 유닛.
13 ... 신호 지연과 윈도우 함수를 적용하도록 만들어진 퓨리에 변환 유닛으로서, 시간 도메인 신호 x(t)와 z(t)를 스펙트럼 X(f,T)와 Z(f,T)로 각각 변환함.
14 ... 상기 네트워크형 연산 유닛(11)의 곱셈, 스무딩, 나눗셈층
15 ... 상기 네트워크형 연산 유닛(11)의 컨벌루션층
16 ... 스피커와 마이크로폰간 신호 전파 지연 d를 결정하기 위한 지연 유닛
17 ... 스피커와 마이크로폰 신호 스펙트럼을 위한 레벨 감지기 유닛
d ... 지연 유닛(16)에 의해 결정되는 바와 같이 퓨리에 변환 유닛에 k용되는 지연 시간
f ... 스펙트럼의 개별 모드가 차이나는 만큼의 주파수
G(f,T) ... 간섭 함수. 이 간섭 함수로부터 전이 함수 H(f,T)가 g(f)로의 컨벌루션 실행에 의해 형성됨.
g(f) ... H(f,T)를 발생시키도록 G(f,T)를 컨벌루션 실행하기 위해 사용되는 스펙트럼 함수.
H(f,T) ... 스피커-공간 시스템의 전이 함수
h(t,T) ... 단일 펄스 응답으로서, 전이 함수 H(f,T)의 퓨리에 역변환.
k ... 스펙트럼 Xk(f,T), Yk(f,T), Zk(f,T)에서뿐 아니라 H(f,T)까지에서의 모드의 수
m ... M(f,T)와 N(f,T)의 발생에서 스무딩에 사용되는 붕괴 상수
n ... X(f,T), Y(f,T), Z(f,T), M(f,T), N(f,T), G(f,T)의 모드의 수.
M(f,T) ... 마이크로폰 스펙트럼과 켤레 복소수 스피커 스펙트럼의 스무딩된 프로덕트.
N(f,T) ... 스피커 신호 스펙트럼 Z(f,T)의 스무딩된 제곱.
t ... 음성 신호가 샘플링될 때의 시간
T ... 프레임 형성을 위해 시간 도메인 신호가 처리되고 스펙트럼 도출을 위해 이 프레임들이 처리될 때의 시간.
w(t) ... 윈도우 함수.
x(t) ... 스피커 간섭에 의해 교란되는 마이크로폰 신호의 시간 도메인 신호
X(f,T) ... n개의 모드를 포함하는 마이크로폰 신호의 스펙트럼. 주파수 f와 시간 T에서 마이크로폰의 진폭임.
Xk(f,T) ... k개의 모드로 이루어지는 마이크로폰 신호의 스펙트럼.
y(t) ... 간섭으로부터 자유로운 마이크로폰 신호의 시간 도메인 신호
Y(f,T) ... 스피커 신호 간섭 제거후 마이크로폰 신호의 스펙트럼.
Yk(f,T) ... n개 모드 대신에 k개 모드를 포함하는 마이크로폰 신호의 스펙트럼.
z(t) ... 스피커 신호의 시간 도메인 신호
Z(f,T) ... n개의 모드를 포함하는 스피커 신호. 주파수 f와 시간 T에서 스피커 진폭임.
Zk(f,T) ... n개의 모드 대신에 k개의 모드를 포함하는 스피커

Claims (18)

  1. 스테레오 샘플링 유닛, 연산 유닛, 그리고 필터 유닛을 포함하는 필터 시스템으로서,
    상기 스테레오 샘플링 유닛은 마이크로폰 신호와 스피커 신호를 샘플링하고,
    상기 연산 유닛은 마이크로폰 신호와 스피커 신호간 전이 함수를 발생시키며,
    상기 스테레오 샘플링 유닛은 상기 마이크로폰 신호를 샘플링하여, 마이크로폰 신호 샘플 x(t)를 시간 도메인으로 발생시키고,
    상기 스테레오 샘플링 유닛은 상기 스피커 신호를 샘플링하여, 스피커 신호 샘플 z(t)를 시간 도메인으로 발생시키며,
    상기 연산 유닛은 퓨리에 변환 유닛, 곱셈, 스무딩, 나눗셈층, 컨벌류션층, 그리고 시간 지연 유닛을 포함하고,
    상기 퓨리에 변환 유닛은 마이크로폰 스펙트럼 X(f,T)와 스피커 스펙트럼 Z(f,T)을 연산하고,
    상기 곱셈, 스무딩, 나눗셈층(multiplying, smoothing, and division layer)은 상기 스펙트럼 X(f,t)와 Z(f,T)를 처리하며,
    상기 컨벌류션층(convolution layer)은 전이 함수 H(f,T)를 도출하도록 입력을 합성(convolving)하고,
    상기 시간 지연 유닛은 상기 마이크로폰 신호와 상기 스피커 신호간의 신호 지연 d를 결정하며,
    이때, 상기 연산 유닛은 상기 마이크로폰 신호 샘플 x(t), 상기 스피커 신호 샘플 z(t), 상기 마이크로폰 스펙트럼 X(f,t), 그리고 상기 스피커 스펙트럼 Z(f, T)를 이용하여 상기 전이 함수 H(f,T)를 발생시키고,
    상기 필터 유닛은 상기 마이크로폰 신호 샘플 x(t), 상기 스피커 신호 샘플 z(t), 그리고 상기 전이 함수 H(f,T)를 이용하여 간섭없는 신호 y(t)를 발생시키는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 퓨리에 변환 유닛은 상기 마이크로폰 신호 샘플 x(t)와 상기 스피커 신호 샘플 z(t)를 조합하여 2n 개의 샘플들로 각각 형성되는 프레임들을 형성하고, 상기 퓨리에 변환 유닛은 상기 프레임들로부터 시간 T에서 상기 마이크로폰 신호 샘플 x(t)의 상기 마이크로폰 스펙트럼 X(f,T)와 상기 스피커 신호 샘플 z(t)의 상기 스피커 스펙트럼 Z(f,T)를 결정하는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 프레임들이 윈도우 함수 w(t)와 곱하여질 수 있고, 이때, 상기 스피커 신호 z(t)가 d개의 샘플만큼 지연되는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 윈도우 함수 w(t)가 d개의 샘플에 의해 회전되는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 윈도우 함수 w(t)가 w(t) = (1-cos(πt/n))/2 로 정의되는 한 윈도우(Hann Window)인 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 스피커 신호 샘플 z(t)가 지정 한도 값보다 큰 지를 결정하기 위해 상기 스피커 신호 샘플 z(t)의 신호 에너지를 검출하는 레벨 감지기 유닛을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 스피커 스펙트럼 Z(f,T)는 켤레 복소수 스피커 스펙트럼 Z*(f,T)를 가지며, 상기 레벨 감지기 유닛은 상기 신호 에너지가 상기 지정 한도보다 클 때 특정 주파수 f에 대해 각각의 시간 T에서 상기 스피커 스펙트럼 Z(f,T)의 스무딩된 프로덕트 N(f,T)를 제공하며, 이때, 스무딩된 프로덕트 N(f,T)는 상기 스피커 스펙트럼 Z(f,T)를 상기 켤레 복소수 스피커 스펙트럼 Z*(f,T)와 곱함(multiplying)으로서 얻어지는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 스피커 스펙트럼 Z(f,T)는 켤레 복소수 스피커 스펙트럼 Z*(f,T)를 가지며, 상기 마이크로폰 스펙트럼 X(f,T)는 상기 켤레복소수 스피커 스펙트럼 Z*(f,T)와 곱하여져, 그후 붕괴 상수 m에 의해 스무딩되어, 상기 마이크로폰 스펙트럼 X(f,T)의 스무딩된 프로덕트 M(f,T)를 도출시키는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 시간 지연 유닛은 상기 마이크로폰 스펙트럼 X(f,T)의 상기 스무딩된 프로덕트 M(f,T)의 퓨리에 역변환에서의 피크를 검출함으로서 상기 마이크로폰 신호와 상기 스피커 신호 사이에서 유효한 상기 신호 지연 d를 도출하는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 스피커 스펙트럼 Z(f,T)의 상기 스무딩된 프로덕트 N(f,T)를 상기 마이크로폰 스펙트럼 X(f,T)의 스무딩된 프로덕트 M(f,T)로 나눔으로서 간섭 함수 G(f,T)가 도출되는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 컨벌류션층은 특정 시간 (T)에서 모든 주파수 (f)에 대해 상기 간섭 함수 G(f,T)를 컨벌루션 함수 g(f)와 합성시키도록 동작하는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 컨벌루션 함수 g(f)는 단일 펄스 방형파 함수의 퓨리에 변환인 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 간섭 함수 G(f,T)를 상기 컨벌루션 함수 g(f)와 합성시키는 것은 상기 전이 함수 H(f,T) 발생에 효과적인 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  14. 제 1 항에 있어서, 간섭없는 마이크로폰 신호 y(t)를 얻기 위해 전이 함수 H(f,T)의 도움으로 스피커 시간-도메인 신호 z(t)로부터, 또는 마이크로폰 신호 x(t)로부터 상기 스피커 신호 z(t)를 제거하도록 상기 필터 유닛(12)이 동작하는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  15. 제 14 항에 있어서, k개의 모드로 이루어지는 마이크로폰 신호 스펙트럼 Xk(f,T)가 상기 마이크로폰 신호 샘플 x(t)와 상기 스피커 신호 샘플 z(t)의 퓨리에 변환에 의해 발생될 수 있는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  16. 제 15 항에 있어서, n개의 모드로 이루어지는 스피커 신호 스펙트럼 Zk(f,T)가 상기 마이크로폰 신호 샘플 x(t)와 상기 스피커 신호 샘플 z(t)로부터의 퓨리에 변환에 의해 발생될 수 있는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 스피커 신호 스펙트럼 Zk(f,T)가 전이 함수 H(f,T)와 곱하여지고
    그 프로덕트가 마이크로폰 신호 스펙트럼 Xk(f,T)로부터 빼져서 마이크로폰 신호 스펙트럼 Yk(f,T)를 얻고,
    이 스펙트럼 Yk(f,T)는 퓨리에 역변환에 의해, 간섭없는 마이크로폰 신호의 시간 도메인 신호 y(t)를 도출하는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
  18. 제 1 항에 있어서,
    시간 도메인 신호 z(t)는 전이 함수 H(f,T)의 퓨리에 역변환의 단일 펄스 응답 h(t,T)와 합성되고,
    합성되어 계산된 값은 상기 마이크로폰 신호 샘플 x(t)로부터 빼져서, 이에 따라,
    간섭없는 마이크로폰 신호의 시간 도메인 신호 y(t)를 도출하고,
    이때, 상기 단일 펄스 응답 h(t,T)는 퓨리에 역변환에 의해 전이 함수 H(f,T)로부터 미리 도출되는 것을 특징으로 하는 필터 시스템.
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