JP4059023B2 - 適応型ダイバーシティ受信装置及びそれに用いる適応型ダイバーシティ受信方法 - Google Patents
適応型ダイバーシティ受信装置及びそれに用いる適応型ダイバーシティ受信方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4059023B2 JP4059023B2 JP2002194043A JP2002194043A JP4059023B2 JP 4059023 B2 JP4059023 B2 JP 4059023B2 JP 2002194043 A JP2002194043 A JP 2002194043A JP 2002194043 A JP2002194043 A JP 2002194043A JP 4059023 B2 JP4059023 B2 JP 4059023B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- generating
- estimated value
- equalization
- adaptive
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Landscapes
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は適応型ダイバーシティ受信装置及びそれに用いる適応型ダイバーシティ受信方法に関し、特に地上ディジタル放送の中継あるいは受信におけるマルチパス反射等を打ち消すために用いるダイバーシティ受信方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
国内地上ディジタル放送で採用されるOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式においては、マルチパスに強く、移動体受信にも利用することができ、SFN(Single Frequency Network:単一周波数ネットワーク)を構成することができるという様々な特徴がある。
【0003】
SFNに際しては、親局から中継局への配信に放送波そのものを使う方法と、光ファイバ等の別回線によって配信を行う方法とがある。コスト的には前者の方法が望ましいが、前者の方法では親局から中継局への送信におけるマルチパスや、中継局の送信アンテナから受信アンテナへの回り込み等、反射による周波数特性上の山谷(リップル)となって現れ、伝送性能に劣化が生じる。
【0004】
この性能劣化はリップルによって、ある周波数における信号が雑音に邪魔されるため(C/Nが低下するため)に生じる。特に、反射の遅延時間が短かく、反射が大きい場合にはリップルも大きく、劣化の程度が甚だしくなる。
【0005】
これらの問題に対処するため、中継局にマルチパスや回り込みをキャンセルするための装置を設置することが提案されているが、アンテナを複数建設し、複数のアンテナで受信した信号の各周波数成分の中から雑音の少ない成分を選び出して合成するスペースダイバーシティも提案されている。
【0006】
その手法の一つとしては、ディジタル放送信号であるOFDM信号に含まれるパイロット信号(SP)を再生し、それを基に伝送路特性を推定し、各アンテナ系の信号の各周波数成分に基づいて重み付けを決定し、各周波数の成分を混合し、合成信号を再生する方式がある。この方式としては、例えば、“スペースダイバーシティを用いた地上デジタル放送の放送波中継の検討”(中原他、映像情報メディア学会技術報告、Vol.25、No.13、pp.7−12、BCS2001−11、Mar.2001)等に記載された方法がある。
【0007】
上記のようなOFDM復調を行う方式では、伝送路がかなり理想的に求められ、理論値に近いダイバーシティ効果が発揮されるものの、OFDM復調が必要であり、装置が複雑化する。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の複数のアンテナを用いる地上ディジタル放送のスペースダイバーシティにおいては、特性的には略理論的な限界に近づくものの、装置の複雑さが増大する。そのため、処理内容の単純化と処理量の減少とが望まれているという課題がある。
【0009】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、特性の劣化を招くことなく、演算の簡単化と処理量の減少とを図ることができ、装置の構造を簡単かつ小型化することができる適応型ダイバーシティ受信装置及びそれに用いる適応型ダイバーシティ受信方法を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明による適応型ダイバーシティ受信装置は、親局からの信号を受信する複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した受信信号各々に対して適応等化する複数の等化手段と、前記複数の等化手段各々の適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成する生成手段とを備え、
前記複数の等化手段各々は、前記受信信号と前記親局からの信号の歪みの推定値との差を求める手段と、この差信号を基に前記推定値を生成する手段とを具備し、
前記推定値を生成する手段は、帯域外雑音を発生する帯域外雑音発生手段と、前記帯域外雑音発生手段からの前記帯域外雑音を前記差信号に付加する付加手段と、前記付加手段の出力信号を基にフィルタ係数を求める係数算出手段と、前記差信号に対して前記係数算出手段で求めたフィルタ係数を用いて前記推定値を生成する手段とを具備し、
前記複数の等化手段各々は、前記差信号を基に前記推定値を生成して等化を行っている。
【0011】
本発明による他の適応型ダイバーシティ受信装置は、親局からの信号を受信する複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した受信信号各々に対して適応等化する複数の等化手段と、前記複数の等化手段各々の適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成する生成手段とを備え、
前記複数の等化手段各々は、前記受信信号と前記親局からの信号の歪みの推定値との差を求める手段と、前記合成ダイバーシティ信号を基に前記推定値を生成する手段とを具備し、
前記推定値を生成する手段は、帯域外雑音を発生する帯域外雑音発生手段と、前記帯域外雑音発生手段からの前記帯域外雑音を前記合成ダイバーシティ信号に付加する付加手段と、前記付加手段の出力信号を基にフィルタ係数を求める係数算出手段と、前記合成ダイバーシティ信号に対して前記係数算出手段で求めたフィルタ係数を用いて前記推定値を生成する手段とを具備し、
前記複数の等化手段各々は、前記合成ダイバーシティ信号を基に前記推定値を生成して等化を行い、
前記生成手段は、前記複数のアンテナ各々の系列における差信号から前記合成ダイバーシティ信号を生成している。
【0012】
本発明による適応型ダイバーシティ受信方法は、親局からの信号を複数のアンテナで受信し、前記複数のアンテナで受信した受信信号各々に対して適応等化し、それら適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成し、
前記適応等化を行う際に、前記受信信号と前記親局からの信号の歪みの推定値との差を求め、この差信号を基に前記推定値を生成するとともに、
前記推定値を生成する際に、帯域外雑音発生手段で発生した帯域外雑音を前記差信号に付加し、その帯域外雑音が付加された信号を基にフィルタ係数を求め、前記差信号に対して前記フィルタ係数を用いて前記推定値を生成して等化を行っている。
【0013】
本発明による他の適応型ダイバーシティ受信方法は、親局からの信号を複数のアンテナで受信し、前記複数のアンテナで受信した受信信号各々に対して適応等化し、それら適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成し、
前記適応等化を行う際に、前記受信信号と前記親局からの信号の歪みの推定値との差を求め、前記合成ダイバーシティ信号を基に前記推定値を生成するとともに、
前記推定値を生成する際に、帯域外雑音発生手段で発生した帯域外雑音を前記合成ダイバーシティ信号に付加し、その帯域外雑音が付加された信号を基にフィルタ係数を求め、前記合成ダイバーシティ信号に対して前記フィルタ係数を用いて前記推定値を生成して等化を行い、
前記合成ダイバーシティ信号を生成する際に、前記複数のアンテナ各々の系列における差信号から前記合成ダイバーシティ信号を生成している。
【0014】
すなわち、本発明の第1のダイバーシティ受信装置は、複数のアンテナで受信した信号各々に対して適応等化する手段と、各適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成する手段とを有している。
【0015】
本発明の第2のダイバーシティ受信装置は、上記の構成において、適応等化する手段が、受信信号と親局信号推定値との差を求め、この差信号を基に親局信号推定値を生成して等化を行っている。
【0016】
本発明の第3のダイバーシティ受信装置は、上記の構成において、適応等化する手段が、受信信号と親局信号推定値との差を求め、差信号と合成ダイバーシティ信号とを基に親局信号推定値を生成して等化を行い、合成ダイバーシティ信号を生成する手段が、各アンテナ系における差信号から合成ダイバーシティ信号を生成している。
【0017】
本発明の第4のダイバーシティ受信装置は、上記の構成において、受信信号を直交変換し、各周波数における伝送路特性を推定し、その推定値を基に合成における重み付けを決定する手段を有している。
【0018】
本発明の第5のダイバーシティ受信装置は、上記の構成において、適応等化する手段が、複数のアンテナで受信した信号の位相を合わせて適応等化を行っている。
【0019】
本発明の第6のダイバーシティ受信装置は、上記の構成において、適応等化する手段が、複数のアンテナで受信した信号の適応等化を行い、各アンテナの等化された信号の位相を合わせるようにしている。
【0020】
本発明では、上記の構成をとることで、装置構造の簡単化及び小型化を図ることが容易となり、しかも安定で高性能な適応型ダイバーシティ受信方法を実現することが可能となる。
【0021】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図1は本発明の実施の形態によるダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図である。図1において、本発明の実施の形態によるダイバーシティ受信装置は複数の受信アンテナ1−k(k=1,・・・,i,・・・,I)と、位相同期回路2−kと、等化回路(W1 〜WI )3−kと、合成回路4とから構成されている。
【0022】
図示せぬ親局から送られてきた放送波は伝送路(図示せず)を介して中継装置の受信アンテナ1−kに入力される。伝送路の途中の反射はマルチパス(ゴースト)となる。
【0023】
各受信アンテナ1−kで受信された信号は位相同期回路2−kでそれぞれの位相が合うように制御され、等化回路3−kに加えられてその信号の周波数特性がフラット化され、合成回路4で合成されて合成ダイバーシティ信号が生成される。
【0024】
合成回路4では上記の信号の各周波数における雑音成分が減少するように(C/Nが改善されるように)、合成が行われる。その際、各アンテナ系#1〜#Iの位相が揃っている必要がある。本実施例においては、各アンテナ系#1〜#Iの位相を合わせるために等化回路3−kの前段に位相同期回路2−kを挿入しているが、位相同期回路2−kは必ずしもこの位置に置く必要はない。例えば、合成回路4の前でもよい。
【0025】
一般の通信路では、位相同期を正確に合わせるのが難しいが、本実施例においては等化が行われているため、各アンテナ系#1〜#Iの等化の効果を用いると、高い精度で同期させることができる。合成回路4で各アンテナ系#1〜#Iの信号を合成することによって、全体として受信アンテナ1−kに入力された雑音成分を相対的に減らすことができ、ダイバーシティ効果が生まれる。
【0026】
図2は本発明の第1の実施例によるダイバーシティ受信装置の全体構成を示すブロック図である。図2において、本発明の第1の実施例によるダイバーシティ受信装置は受信アンテナ1−k(k=1,・・・,i,・・・,I)と、位相同期回路2−kと、加算器5−kと、適応フィルタ6−kと、合成用加算回路41とから構成されている。
【0027】
以下、i番目のアンテナ系#iに注目して説明する。位相同期回路2−iを出た信号は加算器5−iと適応フィルタ6−iとからなる等化回路(図1の等価回路3−kに相当)に入力される。加算器5−iの出力は他のアンテナ系#1,・・・,#Iからの信号とともに、合成用加算回路4に入力される。加算器5−iの出力はさらに適応フィルタ6−iに入力される。適応フィルタ6−iから伝送路での反射等によって生じた歪みの推定値が出力され、加算器5−iに加えられる。適応フィルタ6−iは加算器5−iの出力電力が小さくなるように、フィルタ係数を修正する。
【0028】
適応フィルタ6−iの動作については、本願出願人による「適応型回り込みキャンセル装置」で提案されている、回り込みやマルチパス特性を推定して反射信号の推定値を出力するという動作で実現することができる。適応フィルタ6−iについては、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号が帯域制限されているため、動作が不安定になる恐れがある。そのため、加算器5−iの出力に安定化のためのフィルタあるいは遅延を挿入している。
【0029】
適応フィルタ6−iのフィルタ係数を求める際に、さらに安定化する方法もある。例えば、本願出願人による「反射打ち消し装置」で提案されている方法がある。この方法について図3を用いて簡単に説明する。
【0030】
図3は図2の適応フィルタ6−iの構成例を示すブロック図である。図3において、適応フィルタ6−iは帯域外雑音を付加し、適応フィルタの安定性を実現するものである。
【0031】
加算器5−iで等化された信号は打ち消しフィルタ61−iと雑音付加器63−iとに入力される。雑音付加器63−iは帯域外雑音発生器64−iで作られた帯域外雑音のレベルを調整しながら、係数算出器62−iに入力される。打ち消しフィルタ61−iは係数算出器62−iから与えられるフィルタ係数を用いて受信信号推定値を出力する。係数算出器62−iは雑音付加器63−iの出力から打ち消しフィルタ61−iで用いるフィルタ係数を作成する。
【0032】
これら図2及び図3を参照して本発明の第1の実施例の動作原理について説明する。地上ディジタル放送システムの中継装置では、親局からの信号が様々な伝播経路を通り、複数のアンテナで受信される。受信信号にはマルチパス反射及び伝送路雑音等が加わっている。また、中継装置自体の出力からの回り込み信号についても同様である。したがって、マルチパス伝送路及び回り込み伝送路はFIR(Finite Impulse Response)フィルタで近似することができる。
【0033】
ここで、マルチパス伝送路特性を「1+M」で表す。同様に、回り込み伝送路特性を「F」で表す。親局信号を「X」、回り込み伝送路からの回り込み信号を「Y」、中継装置の出力信号を「S」と簡単に表記した場合、回り込みに対処するための等化回路特性を「T」とすると、中継装置において各信号は、
(X(1+M)+S×F)T=S
で関係付けられる。この場合、
T=1/(1−M−F)
となると、中継装置の出力Sが親局信号Xと等しくなる。
【0034】
したがって、回り込み伝送路やマルチパス伝送路をFIRで表現することができる場合には、反射打ち消しのためのフィルタをIIR(Infinite Implse Response)フィルタとして配置すると良いことが判る。
【0035】
実際、図2に示すダイバーシティ受信装置においては、等化回路3−iを構成する適応フィルタ6−iそれ自身がトランスバーサルフィルタ、つまりFIRで表現されており、等化回路3−iとしてはIIRフィルタになっている。また、このフィルタは、理想的には、マルチパス、回り込みの両方による歪みを打ち消すことができる能力を持っている。
【0036】
しかしながら、加算器5−iと適応フィルタ6−iとでループを描いている適応型IIRフィルタであるため、回り込み量が多い場合には不安定になる要素が極めて大きい。また、親局信号Xが雑音として作用するため、システム同定という観点からは収束性にきわめて強い制限が生じる。尚、マルチパスに対して、等化回路3−iはマルチパスの含まれる伝送路の逆特性を求めることになる。以下、それらの問題点について具体的に述べる。
【0037】
適応フィルタ6−iの係数を決めるに当たって、中継装置においては親局信号Xを知ることができない。つまり、送信信号Sを親局信号Xに近づけるという規範は使えない。したがって、その代わりとして、受信信号(X+Y)と歪みの推定値Zとの差Eの電力を最小にするように、フィルタの係数を修正する最小二乗法を用いる。そのため、親局信号Xが外乱として作用することになる。
【0038】
また、OFDM信号は白色雑音ではなく、帯域の制限された(その帯域の中では略フラットな周波数特性となっているが)信号であり、信号の存在しない帯域では特性を求めることができない。回り込みのある場合には、そのループゲインが「1」以上になることもあり、帯域外で一旦雑音が発生すると、成長を開始し、動作不安定となる恐れがある。
【0039】
したがって、逐次適応型フィルタでは帯域外成分に対して、若干のロス(数dBでよい)を与えるための安定化フィルタを挿入したり、遅延を挿入することによって、収束特性を改善することができる。しかしながら、それでは性能が不十分となり、短時間のマルチパス反射を打ち消すことができないという問題がある。そのため、帯域外雑音を付加してから重み付け係数を求めることによって、その安定性が改善され、従来、必要であった安定化フィルタや遅延が不要になる。
【0040】
フィルタ係数の修正の具体例を示す。サンプル時刻jにおいて適応フィルタ6−iのn番目の係数h(n) は、
h(n) ←h(n) +μ×S(j) ×S(j-n)
のように修正される。ここでμは小さな正の値であり、例えば、μ=0.01/P等の値が用いられる。尚、PはS(j-1) からS(j-N) の二乗和を表す。この式を用いると、信号電力にばらつき、あるいは変動があっても対応することができる。但し、このμの最適値は実験的に求めることが多い。
【0041】
逐次適応型フィルタにおいてはフィルタ係数が正しくない方向へ修正されることが確率的にあり得るため、フィルタ係数にリーク作用を加え過去の影響を徐々に消すことは実際上有効である。その方法として、係数の修正毎に係数に「1」よりほんの僅か小さな値(0.99999等)を乗じるか、またはある小さな正の定数を定め、フィルタ係数が正であればこの定数を減じ、負であればこの定数を加算する方法がある。いずれにしても過去の影響を徐々に消すことによって、適応フィルタの安定性をより増すことができる。
【0042】
図3においては、重み付け係数を求める際、上記の式のS(j) の代わりに「S(j) +N(j) 」を用いる。これによって、係数を求めるに当たって、全帯域に信号が存在することになり、信号が帯域制限されていることによる不安定さを解消することができる。但し、雑音が送信信号の中に紛れ込むことのないように、重み付け係数の修正にのみ雑音を使用する。つまり、受信信号の推定と係数の修正とを異なる回路で行っている。
【0043】
図4は本発明の第2の実施例によるダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図である。図4において、本発明の第2の実施例は、適応フィルタ6−iの入力信号として合成用加算回路41の出力を用いる以外は図2に示す本発明の第1の実施例と同様の構成となっており、同一構成要素には同一符号を付してある。このようにすると、適応フィルタ6−iの出力である受信信号推定値の中の雑音成分が減少し、ダイバーシティ効果が改善される。尚、本発明の第1及び第2の実施例の合成用加算回路41においては、単なる加算でもよいが、各アンテナ系の電力に応じた重み付けを施してから加算することで、さらに特性を改善することができる。
【0044】
図5は本発明の第3の実施例によるダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図である。図5において、本発明の第3の実施例によるダイバーシティ受信装置は、等化回路を直交変換回路7−k(k=1,・・・,i,・・・,I)と、係数加算器8−kと、直交変換型適応フィルタ9−kとから構成し、合成回路を振幅制御回路42と合成用係数加算回路43と逆直交変換回路44とから構成している。
【0045】
直交変換としては様々な変換があるが、例えば次数Nの離散フーリエ変換を用いることができる。直交変換を用いた適応制御方法は、以下のような動作を行うことで実現することができる。
【0046】
図6は図5の直交変換回路7−iと係数加算器8−iと直交変換型適応フィルタ9−iとにおける処理の流れを示すブロック図である。図6において、DFT(Discrete Fourier Transform:離散フーリエ変換)を用いると、直交変換回路7−iの出力にはN個の離散フーリエ変換の結果である変換係数が得られる。変換係数は振幅制御回路42と係数加算器8−iに入力される。
【0047】
振幅制御回路42は各アンテナ系#1〜#Iからの変換係数から、各アンテナ系#1〜#Iの各周波数における伝送路特性を推定し、適切な重み付け係数を求め、合成用係数加算回路43に出力する。係数加算器8−iは変換係数から、直交変換型適応フィルタ9−iから出力される推定値を差し引いて出力する。直交変換型適応フィルタ9−iは係数加算器8−iの出力を入力し、推定値を出力するとともに、係数加算器8−iの出力が小さくなるように重み付け係数を修正する。
【0048】
図7は本発明の第4の実施例によるダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図である。図7において、本発明の第3の実施例によるダイバーシティ受信装置は、等化回路を直交変換回路7−k(k=1,・・・,i,・・・,I)と、係数加算器8−kと、直交変換型適応フィルタ9−kとから構成し、合成回路を振幅制御回路42と合成用係数加算回路43と逆直交変換回路44とから構成しており、合成用係数加算回路43の出力を直交変換型適応フィルタ9−kに入力することで、その特性を本発明の第3の実施例よりも改善している。
【0049】
上述した本発明の第3及び第4の実施例においては、直交変換に帯域外雑音を加えることができ、その際の重み係数の算出の仕方は、上述した本発明の第1の実施例と同様の方法を用いることができる。
【0050】
このように、受信信号と受信信号推定値との差信号を求め、その差信号から受信信号推定値を発生するフィルタを設け、この差信号に帯域外雑音を加えた信号を基にフィルタの係数を求めることによって、装置の構造が簡単でかつ小型化が容易であり、特性が良く、安定した動作を得ることができる。
【0051】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、親局からの信号を複数のアンテナで受信し、複数のアンテナで受信した受信信号各々に対して適応等化し、それら適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成することによって、特性の劣化を招くことなく、演算の簡単化と処理量の減少とを図ることができ、装置の構造を簡単かつ小型化することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態によるダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図2】本発明の第1の実施例によるダイバーシティ受信装置の全体構成を示すブロック図である。
【図3】図2の適応フィルタの構成例を示すブロック図である。
【図4】本発明の第2の実施例によるダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図5】本発明の第3の実施例によるダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図6】図5の直交変換回路と係数加算器と直交変換型適応フィルタとにおける処理の流れを示すブロック図である。
【図7】本発明の第4の実施例によるダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
1−1,1−i,1−I 受信アンテナ
2−1,2−i,2−I 位相同期回路
3−1,3−i,3−I 等化回路
4 合成回路
5−1,5−i,5−I 加算器
6−1,6−i,6−I 適応フィルタ
7−1,7−i,7−I 直交変換回路
8−1,8−i,8−I 係数加算器
9−1,9−i,9−I 直交変換型適応フィルタ
41 合成用加算回路
42 振幅制御回路
43 合成用係数加算回路
44 逆直交変換回路
61−i 打ち消しフィルタ
62−i 係数算出器
63−i 雑音付加器
64−i 帯域外雑音発生器
Claims (10)
- 親局からの信号を受信する複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した受信信号各々に対して適応等化する複数の等化手段と、前記複数の等化手段各々の適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成する生成手段とを有し、
前記複数の等化手段各々は、前記受信信号と前記親局からの信号の歪みの推定値との差を求める手段と、この差信号を基に前記推定値を生成する手段とを含み、
前記推定値を生成する手段は、帯域外雑音を発生する帯域外雑音発生手段と、前記帯域外雑音発生手段からの前記帯域外雑音を前記差信号に付加する付加手段と、前記付加手段の出力信号を基にフィルタ係数を求める係数算出手段と、前記差信号に対して前記係数算出手段で求めたフィルタ係数を用いて前記推定値を生成する手段とを含み、
前記複数の等化手段各々は、前記差信号を基に前記推定値を生成して等化を行うことを特徴とする適応型ダイバーシティ受信装置。 - 親局からの信号を受信する複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した受信信号各々に対して適応等化する複数の等化手段と、前記複数の等化手段各々の適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成する生成手段とを有し、
前記複数の等化手段各々は、前記受信信号と前記親局からの信号の歪みの推定値との差を求める手段と、前記合成ダイバーシティ信号を基に前記推定値を生成する手段とを含み、
前記推定値を生成する手段は、帯域外雑音を発生する帯域外雑音発生手段と、前記帯域外雑音発生手段からの前記帯域外雑音を前記合成ダイバーシティ信号に付加する付加手段と、前記付加手段の出力信号を基にフィルタ係数を求める係数算出手段と、前記合成ダイバーシティ信号に対して前記係数算出手段で求めたフィルタ係数を用いて前記推定値を生成する手段とを含み、
前記複数の等化手段各々は、前記合成ダイバーシティ信号を基に前記推定値を生成して等化を行い、
前記生成手段は、前記複数のアンテナ各々の系列における差信号から前記合成ダイバーシティ信号を生成することを特徴とする適応型ダイバーシティ受信装置。 - 前記複数の等化手段各々は、前記受信信号を直交変換して各周波数における伝送路特性を推定し、その推定値を基に前記合成ダイバーシティ信号の生成における重み付けを決定することを特徴とする請求項1または請求項2記載の適応型ダイバーシティ受信装置。
- 前記複数のアンテナで受信した受信信号の位相を合わせて適応等化することを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか記載の適応型ダイバーシティ受信装置。
- 前記複数のアンテナで受信した受信信号の適応等化を行い、それら適応等化された信号の位相を合わせることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか記載の適応型ダイバーシティ受信装置。
- 親局からの信号を複数のアンテナで受信し、前記複数のアンテナで受信した受信信号各々に対して適応等化し、それら適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成し、
前記適応等化を行う際に、前記受信信号と前記親局からの信号の歪みの推定値との差を求め、この差信号を基に前記推定値を生成するとともに、
前記推定値を生成する際に、帯域外雑音発生手段で発生した帯域外雑音を前記差信号に付加し、その帯域外雑音が付加された信号を基にフィルタ係数を求め、前記差信号に対して前記フィルタ係数を用いて前記推定値を生成して等化を行うことを特徴とする適応型ダイバーシティ受信方法。 - 親局からの信号を複数のアンテナで受信し、前記複数のアンテナで受信した受信信号各々に対して適応等化し、それら適応等化の結果から合成ダイバーシティ信号を生成し、
前記適応等化を行う際に、前記受信信号と前記親局からの信号の歪みの推定値との差を求め、前記合成ダイバーシティ信号を基に前記推定値を生成するとともに、
前記推定値を生成する際に、帯域外雑音発生手段で発生した帯域外雑音を前記合成ダイバーシティ信号に付加し、その帯域外雑音が付加された信号を基にフィルタ係数を求め、前記合成ダイバーシティ信号に対して前記フィルタ係数を用いて前記推定値を生成して等化を行い、
前記合成ダイバーシティ信号を生成する際に、前記複数のアンテナ各々の系列における差信号から前記合成ダイバーシティ信号を生成することを特徴とする適応型ダイバーシティ受信方法。 - 前記受信信号を直交変換して各周波数における伝送路特性を推定し、その推定値を基に前記合成ダイバーシティ信号の生成における重み付けを決定することを特徴とする請求項6または請求項7記載の適応型ダイバーシティ受信方法。
- 前記複数のアンテナで受信した受信信号の位相を合わせて適応等化することを特徴とする請求項6から請求項8のいずれか記載の適応型ダイバーシティ受信方法。
- 前記複数のアンテナで受信した受信信号の適応等化を行い、それら適応等化された信号の位相を合わせることを特徴とする請求項6から請求項8のいずれか記載の適応型ダイバーシティ受信方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002194043A JP4059023B2 (ja) | 2002-07-03 | 2002-07-03 | 適応型ダイバーシティ受信装置及びそれに用いる適応型ダイバーシティ受信方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002194043A JP4059023B2 (ja) | 2002-07-03 | 2002-07-03 | 適応型ダイバーシティ受信装置及びそれに用いる適応型ダイバーシティ受信方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004040424A JP2004040424A (ja) | 2004-02-05 |
JP4059023B2 true JP4059023B2 (ja) | 2008-03-12 |
Family
ID=31702834
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002194043A Expired - Lifetime JP4059023B2 (ja) | 2002-07-03 | 2002-07-03 | 適応型ダイバーシティ受信装置及びそれに用いる適応型ダイバーシティ受信方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4059023B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN107465441A (zh) * | 2017-07-13 | 2017-12-12 | 南京理工大学 | 一种多通道信号同步与分集合并装置及方法 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011166529A (ja) * | 2010-02-10 | 2011-08-25 | Toshiba Corp | 無線中継装置 |
-
2002
- 2002-07-03 JP JP2002194043A patent/JP4059023B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN107465441A (zh) * | 2017-07-13 | 2017-12-12 | 南京理工大学 | 一种多通道信号同步与分集合并装置及方法 |
CN107465441B (zh) * | 2017-07-13 | 2020-12-18 | 南京理工大学 | 一种多通道信号同步与分集合并装置及方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2004040424A (ja) | 2004-02-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7466750B2 (en) | Apparatus for channel equalization using multi antenna and method thereof | |
US8254509B2 (en) | Receiver | |
JP4467802B2 (ja) | 改善された信号定位装置 | |
US7809076B1 (en) | Adaptive interference canceling system and method | |
US20060182268A1 (en) | Audio system | |
US9020023B2 (en) | Reception device and reception method | |
JP2007006264A (ja) | ダイバーシチ受信機 | |
JP4464651B2 (ja) | 回り込みキャンセラ、中継システム及び回り込みキャンセル方法 | |
JP4456497B2 (ja) | 受信装置及び中継装置 | |
JP3842680B2 (ja) | 回り込みキャンセラおよび多段中継方式 | |
JP4649381B2 (ja) | 回り込みキャンセラ | |
US20030022647A1 (en) | Receiver and method therefor | |
JP4059023B2 (ja) | 適応型ダイバーシティ受信装置及びそれに用いる適応型ダイバーシティ受信方法 | |
KR20070117791A (ko) | 추정된 잡음전력을 이용하는 등화장치 | |
JP2005057673A (ja) | マルチキャリア受信装置 | |
JP4877765B2 (ja) | 無線装置 | |
JP4358706B2 (ja) | 干渉キャンセラ及び当該干渉キャンセラを用いる中継装置 | |
US8160187B1 (en) | Systems and methods for canceling crosstalk from digital multi-tone (DMT) signals | |
JP4275530B2 (ja) | 受信機及びその方法 | |
JP2006050190A (ja) | 受信装置及び送信装置 | |
JP2007081504A (ja) | Ofdm受信機における伝送路特性補間方法及びその装置 | |
JP4420797B2 (ja) | 干渉キャンセラ及び当該干渉キャンセラを用いる中継装置 | |
JP2006222836A (ja) | 受信装置、受信回路、受信方法及び受信プログラム | |
JP4486008B2 (ja) | 受信装置 | |
JP4291704B2 (ja) | 干渉キャンセラ及び回り込みキャンセラ並びにこれらのキャンセラを用いる中継装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050615 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20071001 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20071016 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071105 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20071127 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20071210 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101228 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4059023 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101228 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111228 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111228 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121228 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121228 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131228 Year of fee payment: 6 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |