JP4456497B2 - 受信装置及び中継装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数のキャリアによって搬送される信号、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を受信する受信装置及びＯＦＤＭ信号を中継する中継装置に関する。

従来、この種の受信装置は、スキャッタードパイロット（以下、ＳＰという。）信号を抽出するＳＰ抽出手段と、ＳＰ信号に基づいて信号合成するパイロットキャリア合成手段と、所定の基準値からの誤差に応じてＳＰ信号についての合成重み付け係数を生成する係数更新手段と、合成重み付け係数に基づいてシンボル番号及びキャリア番号に関する所定の補間処理をする内挿手段と、補間処理後の合成重み付け係数とＯＦＤＭ信号とに基づいて信号合成処理をするキャリア合成手段とを備え、ＳＰ信号に基づいた重み付け係数の補間処理を行うことによって、マルチパス成分の混入による周波数選択性歪みが発生する状況下でも希望波の信号を良好に再生することができるようになっている（例えば、特許文献１参照。）。

特開２００３−１７４４２７号公報（第５−１１頁、第１図）

しかしながら、このような従来の受信装置では、ＳＰ信号が含まれないサブキャリアにおける重み付け係数は、ＳＰ信号が伝送されるキャリアのＳＰ信号に基づいて生成される重み付け係数を補間処理によって生成し、信号合成処理を行う構成となっているので、受信条件によっては適正な重み付け係数が生成されず、最適な合成信号を得ることができないという問題があった。

すなわち、適正な重み付け係数が生成されるのは、ＳＰ信号による重み付け係数の算出が標本化定理を満足している場合、換言すれば、重み付け係数が算出されるサブキャリア間隔、つまりＳＰ信号が挿入されるサブキャリア方向の間隔が重み付け係数のサブキャリア方向の変化に対するナイキスト間隔以下である場合に制限される。

したがって、例えば、遅延時間の長いマルチパス波を受信している場合や干渉波の到来角度及びＯＦＤＭ信号を受信するアレーアンテナのアレー素子間隔等の受信条件によっては、重み付け係数のサブキャリア方向の変化に対するナイキスト間隔が、重み付け係数を算出するサブキャリア間隔よりも狭くなることがあり、この場合には図１１に示すように重み付け係数を算出する時点でエリアジングの重なりが生じる。この様子を図１１に示す。同図ではＳＰ信号が挿入されるサブキャリア方向の間隔Ｎｃ＝３としている。すなわち、ＳＰ信号が伝送されるサブキャリアについての重み付け係数が算出されていても、データのみが伝送されるサブキャリアについての重み付け係数は補間処理では正確に算出できず、結果として最適な合成信号を得ることができないという問題があった。

本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる受信装置を提供するものである。

本発明の受信装置は、複数のアンテナによって受信された直交周波数分割多重信号をアンテナ数分の周波数軸上のキャリアシンボルに変換する変換手段と、前記キャリアシンボルから予め定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送される所定の基準信号を抽出する基準信号抽出手段と、前記基準信号抽出手段が抽出した基準信号と同じシンボル番号で同じサブキャリア番号における振幅及び位相が既知の信号を発生する既知信号発生手段と、前記基準信号抽出手段が抽出した基準信号を前記既知信号発生手段が発生した信号で除算して前記基準信号の伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、前記伝送路応答算出手段が算出した前記基準信号の伝送路応答をサブキャリア方向及びシンボル方向に補間する補間手段と、前記補間されたアンテナ数分の伝送路応答をサブキャリア毎に重み付け合成する伝送路応答合成手段と、無歪みの伝送路における周波数応答を示す信号を入力して無歪みの伝送路応答に対する前記サブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出する誤差算出手段と、前記誤差が最小になるよう各サブキャリアに対する重み付け係数を算出する重み付け係数算出手段と、前記算出された重み付け係数に基づいて前記変換手段から出力されるアンテナ数分の前記キャリアシンボルを合成するキャリアシンボル合成手段とを備えたことを特徴とする構成を有している。

この構成により、重み付け係数算出手段は、無歪みの伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出し、キャリアシンボル合成手段は、算出された重み付け係数に基づいて変換手段から出力されるアンテナ数分のキャリアシンボルを合成するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

また、本発明の受信装置は、複数のアンテナによって受信された直交周波数分割多重信号をアンテナ数分の周波数軸上のキャリアシンボルに変換する変換手段と、前記キャリアシンボルから予め定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送される所定の基準信号を抽出する基準信号抽出手段と、前記基準信号抽出手段が抽出した基準信号と同じシンボル番号で同じサブキャリア番号における振幅及び位相が既知の信号を発生する既知信号発生手段と、前記基準信号抽出手段が抽出した基準信号を前記既知信号発生手段が発生した信号で除算して前記基準信号の伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、前記伝送路応答算出手段が算出した前記基準信号の伝送路応答をサブキャリア方向及びシンボル方向に補間する補間手段と、前記補間されたアンテナ数分の伝送路応答をサブキャリア毎に重み付け合成する伝送路応答合成手段と、無歪みの伝送路における周波数応答を示す信号を入力して無歪みの伝送路応答に対する前記サブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出する誤差算出手段と、前記誤差が最小になるよう各サブキャリアに対する重み付け係数を算出する重み付け係数算出手段と、前記直交周波数分割多重信号に時間領域のフィルタ処理を施すアンテナ数分のフィルタ手段と、前記算出された重み付け係数に基づいて前記フィルタ手段のフィルタ係数を算出するフィルタ係数算出手段と、前記フィルタ手段の出力信号を合成する合成手段とを備えたことを特徴とする構成を有している。

この構成により、重み付け係数算出手段は、無歪みの伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出し、合成手段は、重み付け係数に基づいて算出されたフィルタ係数を有するフィルタ手段の出力信号を合成するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

また、本発明の受信装置は、前記重み付け係数算出手段が、前記誤差算出手段が出力する前記伝送路応答の誤差が予め設定した方向についての前記複数のアンテナの合成指向特性が所定の応答値となるよう拘束条件を課した上で最小となるように前記複数のアンテナが出力する前記直交周波数分割多重信号の各サブキャリアに対する重み付け係数を算出することを特徴とする構成を有している。

この構成により、重み付け係数算出手段は、希望波の到来方向が既知である信号を受信する場合において、無歪みの伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差が最小になるよう各サブキャリアに対する重み付け係数を算出し、キャリアシンボル合成手段は、算出した重み付け係数に基づいて変換手段から出力されるアンテナ数分のキャリアシンボルを合成するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

また、本発明の受信装置は、複数のアンテナによって受信された直交周波数分割多重信号をアンテナ数分の周波数軸上のキャリアシンボルに変換する変換手段と、前記変換手段が出力する前記キャリアシンボルを当該サブキャリア及び前記当該サブキャリアに隣接する１つ以上のサブキャリアについての重み付け係数を用いてそれぞれ重み付け合成して複数のアレー合成信号を出力するアレー合成手段と、前記アレー合成手段が出力する前記複数のアレー合成信号をそれぞれ閾値判定し、複数の仮の判定値を出力する判定手段と、前記アレー合成手段が出力する前記複数のアレー合成信号と前記アレー合成信号に対応する前記判定手段が出力する前記複数の仮の判定値との第１の誤差をそれぞれ算出して出力する第１の誤差算出手段と、前記第１の誤差算出手段が出力するそれぞれの前記第１の誤差が最も小さいアレー合成信号についての前記仮の判定値を選択して判定値として出力する判定値選択手段と、前記キャリアシンボルを当該サブキャリアについての重み付け係数を用いて重み付け合成したアレー合成信号と前記判定値選択手段が出力する前記判定値との第２の誤差を算出して出力する第２の誤差算出手段と、前記第２の誤差が最小となる前記複数のアンテナが出力する各直交周波数分割多重信号の各サブキャリアに対する重み付け係数を算出する重み付け係数算出手段と、前記算出された重み付け係数に基づいて前記変換手段から出力されるアンテナ数分の前記キャリアシンボルを合成するキャリアシンボル合成手段とを備えたことを特徴とする構成を有している。

この構成により、重み付け係数算出手段は、判定値選択手段から出力されたアレー合成信号の判定値の中から尤もらしい判定値を参照信号として利用することにより、直交周波数分割多重信号の全てのサブキャリアについての最適な重み付け係数を算出し、キャリアシンボル合成手段は、算出した重み付け係数に基づいて変換手段から出力されるアンテナ数分のキャリアシンボルを合成するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

また、本発明の受信装置は、複数のアンテナによって受信された直交周波数分割多重信号をアンテナ数分の周波数軸上のキャリアシンボルに変換する変換手段と、前記変換手段が出力する前記キャリアシンボルを当該サブキャリア及び前記当該サブキャリアに隣接する１つ以上のサブキャリアについての重み付け係数を用いてそれぞれ重み付け合成して複数のアレー合成信号を出力するアレー合成手段と、前記アレー合成手段が出力する前記複数のアレー合成信号をそれぞれ閾値判定し、複数の仮の判定値を出力する判定手段と、前記アレー合成手段が出力する前記複数のアレー合成信号と前記アレー合成信号に対応する前記判定手段が出力する前記複数の仮の判定値との第１の誤差をそれぞれ算出して出力する第１の誤差算出手段と、前記第１の誤差算出手段が出力するそれぞれの前記第１の誤差が最も小さいアレー合成信号についての前記仮の判定値を選択して判定値として出力する判定値選択手段と、前記キャリアシンボルを当該サブキャリアについての重み付け係数を用いて重み付け合成したアレー合成信号と前記判定値選択手段が出力する前記判定値との第２の誤差を算出して出力する第２の誤差算出手段と、前記第２の誤差が最小となる前記複数のアンテナが出力する各直交周波数分割多重信号の各サブキャリアに対する重み付け係数を算出する重み付け係数算出手段と、前記直交周波数分割多重信号に時間領域のフィルタ処理を施すアンテナ数分のフィルタ手段と、前記算出された重み付け係数に基づいて前記フィルタ手段のフィルタ係数を算出するフィルタ係数算出手段と、前記フィルタ手段の出力信号を合成する合成手段とを備えたことを特徴とする構成を有している。

この構成により、重み付け係数算出手段は、判定値選択手段から出力されたアレー合成信号の判定値の中から尤もらしい判定値を参照信号として利用することにより、直交周波数分割多重信号の全てのサブキャリアについての最適な重み付け係数を算出し、合成手段は、算出した重み付け係数に基づいて算出されたフィルタ係数を有するフィルタ手段の出力信号を合成するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

また、本発明の受信装置は、前記重み付け係数算出手段が、前記第２の誤差算出手段が出力する前記第２の誤差が予め設定した方向についての前記複数のアンテナの合成指向特性が所定の応答値となるよう拘束条件を課した上で最小となるように前記複数のアンテナが出力する前記直交周波数分割多重信号の各サブキャリアに対する重み付け係数を算出することを特徴とする構成を有している。

この構成により、重み付け係数算出手段は、希望波の到来方向が既知である信号を受信する場合において、無歪みの伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差が最小になるよう各サブキャリアに対する重み付け係数を算出するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

また、本発明の受信装置は、前記第２の誤差算出手段が、前記当該サブキャリア及び前記当該サブキャリアに隣接するサブキャリアのいずれかによって伝送される所定の基準信号を含む受信信号を保持する受信信号保持部と、保持された前記所定の基準信号を重み付け合成する受信信号合成部と、前記所定の基準信号に対応する既知の基準信号の位相を所定量ずつシフトして複数のキャリアシンボルを生成するキャリアシンボル生成部と、重み付け合成された前記所定の基準信号と前記複数のキャリアシンボルとの誤差をそれぞれ算出する基準信号誤差算出部と、基準信号誤差算出部によって算出された前記誤差の中から最小の誤差を選択する誤差選択部と、前記最小の誤差が得られたキャリアシンボルの位相シフト量に基づいて位相補正量を算出する位相補正量算出部と、前記判定値選択手段によって選択された前記判定値を前記位相補正量で補正する位相補正部と、前記位相補正量で補正された前記判定値と前記アレー合成信号との誤差を算出する誤差算出部とを備えたことを特徴とする構成を有している。

この構成により、基準信号誤差算出部は、重み付け合成された所定の基準信号と複数のキャリアシンボルとの誤差をそれぞれ算出し、位相補正量算出部は、最小の誤差が得られたキャリアシンボルの位相シフト量に基づいて位相補正量を算出し、誤差算出部は、位相補正量で補正された判定値とアレー合成信号との誤差を算出するので、誤った位相の信号点に重み付け係数が収束することを回避してサブキャリアにおける重み付け係数の最適解を算出することができ、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

また、本発明の受信装置は、前記重み付け係数算出手段が、最小２乗誤差法のＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴリズムに基づいて前記重み付け係数を算出することを特徴とする構成を有している。

この構成により、最小２乗誤差法のＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴリズムによって重み付け係数を精度よく算出することができる。

本発明の中継装置は、前記記載のいずれかの受信装置を備えたことを特徴とする構成を有している。

この構成により、受信装置内の重み付け係数算出手段が、無歪みの伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出し、この算出された重み付け係数に基づいて、複数のアンテナ数分のキャリアシンボル出力を合成するか又はフィルタ係数を有するフィルタ手段の出力信号を合成するので、マルチパスによる周波数選択歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況においても希望波を良好に中継伝送することができる。

本発明は、無歪みの伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出する重み付け係数算出手段と、算出された重み付け係数に基づいて変換手段から出力されるアンテナ数分のキャリアシンボルを合成するキャリアシンボル合成手段とを設けることにより、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができるという効果を有する受信装置及び中継装置を提供することができるものである。

（第１の実施の形態）
まず、本発明の第１の実施の形態の受信装置の構成について説明する。

図１に示すように、本実施の形態の受信装置１０は、ｊ個のアンテナ１１ａ１〜１１ａｊを有する受信アンテナ１１で受信されベースバンドに復調されたＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換処理し、周波数軸上のキャリアシンボルを出力するＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路１２（１２ａ１〜１２ａｊ）と、キャリアシンボルから予め定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰ信号を抽出するＳＰ信号抽出回路１３（１３ａ１〜１３ａｊ）と、所定のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生回路１４と、ＳＰ信号の伝送路応答を算出する除算器１５（１５ａ１〜１５ａｊ）と、ＳＰ信号の伝送路応答をサブキャリア方向及びシンボル方向に対してサブキャリア毎に補間する内挿補間回路１６（１６ａ１〜１６ａｊ）と、アンテナ数分の伝送路応答を重み付け合成する伝送路応答合成回路１７と、無歪みの伝送路応答を発生する無歪み応答発生回路１８と、無歪み伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出する減算器１９と、重み付け係数を算出する重み付け係数算出回路２０と、重み付け係数に基づいてＦＦＴ回路１２から出力されるｊ個分のキャリアシンボルを合成するキャリアシンボル合成回路２１とを備えている。

なお、図１において、ｊ個のＦＦＴ回路１２ａ１〜１２ａｊからは、それぞれサブキャリアの数だけ出力があるが、出力をそれぞれ１つの線で表して図面を簡略化している。

ここで、ＳＰ信号について図２を参照して説明する。

地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）方式やＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting - Terrestrial）方式においては、図２に示すように、基準信号としてＳＰ信号がＯＦＤＭ信号に挿入されている。図２において、ＳＰ信号は黒丸、その他のキャリアシンボルは白抜きの丸で示されている。なお、ＳＰ信号は、ＯＦＤＭ信号の送信側において振幅及び位相が予め定められているので、ＯＦＤＭ信号の受信側においても送信側と同じＳＰ信号（以下、送信ＳＰ信号という。）を生成することができる。

図１において、ｊ個のアンテナ１１ａ１〜１１ａｊから受信された信号は受信フィルタを経由してダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換、直交復調後（受信フィルタから直交復調までは図示省略、以下直交復調までされた信号を受信アンテナ１１で受信された信号と称する。）、それぞれｊ個のＦＦＴ回路１２ａ１〜１２ａｊに接続されている。なお、ＦＦＴ回路１２ａ１〜１２ａｊにおける処理は、複素ベースバンド領域にて行うのが一般的であり、その場合受信ＯＦＤＭ信号を周波数変換、直交復調し、複素ベースバンド信号に変換した後にＦＦＴ処理し、周波数軸上のキャリアシンボルを生成する。さらに、ｊ個のＦＦＴ回路１２ａ１〜１２ａｊは、それぞれｊ個のＳＰ信号抽出回路１３ａ１〜１３ａｊに接続されている。

ＳＰ信号発生回路１４は、ＳＰ信号抽出回路１３によって抽出された受信ＳＰ信号と同じシンボル番号で同じサブキャリア番号における振幅及び位相が既知の送信ＳＰ信号を発生するようになっている。この送信ＳＰ信号は、アンテナ１１ａ１〜１１ａｊに対応するｊ個の除算器１５に分配されて供給されるようになっている。

除算器１５ａ１〜１５ａｊは、アンテナ１１ａ１〜１１ａｊに対応するＳＰ信号抽出回路１３ａ１〜１３ａｊから供給された受信ＳＰ信号をＳＰ信号発生回路１４から供給される送信ＳＰ信号で除算することによって、アンテナ１１ａ１〜１１ａｊに対応する伝送路応答を算出して内挿補間回路１６ａ１〜１６ａｊに出力するようになっている。

内挿補間回路１６ａ１〜１６ａｊは、除算器１５ａ１〜１５ａｊによって算出されたＳＰ信号の伝送路応答をシンボル方向及びサブキャリア方向に内挿補間処理し、受信アンテナ１１によって受信されたＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアの周波数における伝送路応答が算出できるようになっている。この内挿補間処理は、例えば、シンボル方向に１／４、サブキャリア方向に１／３以下の正規化周波数帯域を通過帯域とする補間フィルタによるフィルタリング処理によって実現することができる。なお、内挿補間処理については、「テレビジョン学会技術報告 Ｖｏｌ．２０、Ｊｏ．５３、ＰＰ．５５−６０（ＯＦＤＭ復調における適応等化方式の検討）」に記載されているので説明を省略する。この内挿補間回路から出力されるアンテナ数分のＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアの周波数についての伝送路応答は２系統に分配され、それぞれ伝送路応答合成回路１７及び重み付け係数算出回路２０に供給される。

伝送路応答合成回路１７は、アンテナ１１ａ１〜１１ａｊに対応する内挿補間回路１６ａ１〜１６ａｊから供給されるそれぞれの伝送路応答にＯＦＤＭサブキャリア毎の重み付け係数の複素共役値を乗算し、さらにＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎に各アンテナ１１ａ１〜１１ａｊに対応するそれぞれの乗算結果を加算合成（以下、アレー合成という。）し、その出力を減算器１９に供給するようになっている。

無歪み応答発生回路１８は、振幅が周波数に対して平坦な振幅１、位相ゼロの基準信号を発生し、減算器１９に供給するようになっている。

減算器１９は、無歪み応答発生回路１８から供給される所望の伝送路応答から伝送路応答合成回路１７によって供給されるアレー合成後の伝送路応答を減算し、その結果を誤差として重み付け係数算出回路２０に供給するようになっている。

重み付け係数算出回路２０は、内挿補間回路１６からＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアの周波数における伝送路応答を、減算器１９から全てのＯＦＤＭ信号のサブキャリアにおけるアレー合成後の伝送路応答の誤差を供給され、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎に、減算器１９から供給されるアレー合成後の伝送路応答の誤差が最小となるよう、最小２乗誤差法により重み付け係数を算出し、キャリアシンボル合成回路２１に供給するようになっている。

キャリアシンボル合成回路２１は、アンテナ１１ａ１〜１１ａｊに対応するＦＦＴ回路１２ａ１〜１２ａｊから供給されるキャリアシンボルに重み付け係数算出回路２０によって算出された重み付け係数の複素共役値を乗算し、さらにＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎にアンテナ１１ａ１〜１１ａｊに対応する重み付け係数乗算後のキャリアシンボルをそれぞれ加算し合成信号を出力するようになっている。

次に、本実施の形態の受信装置１０の動作について説明する。

なお、以下の説明において、受信アンテナ１１を構成するアンテナの数をＪ、任意のアンテナに付した番号をｊ（０≦ｊ＜Ｊ）、またＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの総数をＫ、任意のサブキャリアに付した番号をｋ（０≦ｋ＜Ｋ）とする。

まず、ｊ番目のアンテナ１１ａｊによってＯＦＤＭ信号が受信され、受信された受信ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間をＦＦＴ回路１２ａｊにおいて高速フーリエ変換処理することにより、キャリアシンボルが得られる。このキャリアシンボルをｕ_ｊ，ｋとする。

続いて、ＳＰ信号抽出回路１３ａｊによって受信ＳＰ信号が抽出される。次いで、除算器１５ａｊによって、受信ＳＰ信号はＳＰ信号発生回路１４で生成された送信ＳＰ信号で除算されアンテナ１１ａｊに対する伝送路応答が算出される。

ここで算出される伝送路応答は、受信したシンボルにおいてＳＰ信号が伝送されるサブキャリアの周波数についてのみであるので、内挿補間回路１６によって、前述の伝送路応答がシンボル方向及びサブキャリア方向に内挿補間処理され、全てのサブキャリアの周波数における伝送路応答が算出される。以下、内挿補間処理によって取得されるｊ番目のアンテナ１１ａｊに関するｋ番目のサブキャリアの周波数における伝送路応答をｖ_ｊ，ｋとする。

重み付け係数算出回路２０によって算出されるｊ番目のアンテナ１１ａｊのｋ番目のサブキャリアに対する重み付け係数をｗ_ｊ，ｋとすると、ｋ番目のサブキャリアの周波数における重み付け合成後の伝送路応答出力ｘ_ｋは次式で示される。なお、＊は複素共役を示す。

一方、無歪みの伝送路における周波数応答は振幅が１、位相がゼロであるので、これを最小２乗誤差法における所望信号とし、減算器１９によって、重み付け合成後の周波数応答ｘ_ｋとの差ｅ_ｋが次式で算出される。

このｅ_ｋが最小となる重み付け係数ｗ_ｊ，ｋが重み付け係数算出回路２０によって最小２乗誤差法により算出される。

そして、キャリアシンボル合成回路２１によって、重み付け係数算出回路２０から供給された重み付け係数を用いて次式に示すキャリアシンボルの合成が行われ、その結果が出力される。

以上のように、本実施の形態の受信装置１０によれば、重み付け係数算出回路２０は、無歪みの伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差が最小になるよう各サブキャリアに対する重み付け係数を算出し、キャリアシンボル合成回路２１は、算出した重み付け係数に基づいて変換手段から出力されるアンテナ数分のキャリアシンボルを合成するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

（第２の実施の形態）
まず、本発明の第２の実施の形態の受信装置の構成について説明する。なお、前述の第１の実施の形態と同様の構成については同じ符号を付し、その説明を省略する。

図３に示すように、本実施の形態の受信装置３０は、ｊ個のアンテナ１１ａ１〜１１ａｊを有する受信アンテナ１１で受信されベースバンドに復調されたＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換処理し、周波数軸上のキャリアシンボルを出力するＦＦＴ回路１２（１２ａ１〜１２ａｊ）と、キャリアシンボルから予め定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰ信号を抽出するＳＰ信号抽出回路１３（１３ａ１〜１３ａｊ）と、所定のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生回路１４と、ＳＰ信号の伝送路応答を算出する除算器１５（１５ａ１〜１５ａｊ）と、ＳＰ信号の伝送路応答をサブキャリア方向及びシンボル方向に対してサブキャリア毎に補間する内挿補間回路１６（１６ａ１〜１６ａｊ）と、アンテナ数の伝送路応答を重み付け合成する伝送路応答合成回路１７と、無歪みの伝送路応答を発生する無歪み応答発生回路１８と、無歪み伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出する減算器１９と、重み付け係数を算出する重み付け係数算出回路２０と、重み付け係数の複素共役値を逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴという。）回路３１（３１ａ１〜３１ａｊ）と、アンテナ１１ａ１〜１１ａｊから出力された受信ＯＦＤＭ信号にフィルタ処理を施すトランスバーサルフィルタ３２（３２ａ１〜３２ａｊ）と、トランスバーサルフィルタ３２の出力を加算する加算器３３（３３ａ１〜３３ａｊ）とを備えている。

ＩＦＦＴ回路３１は、重み付け係数算出回路２０から供給された重み付け係数の複素共役値を逆高速フーリエ変換し、時間領域で処理するトランスバーサルフィルタ３２のフィルタ係数を算出するようになっている。

次に、本実施の形態の受信装置３０の動作について説明する。

なお、受信アンテナ１１によってＯＦＤＭ信号が受信されてから重み付け係数算出回路２０によって重み付け係数が算出されるまでの動作は、本発明の第１の実施の形態の受信装置１０と同様であるので説明は省略する。

前述の式（３）で示された合成処理は、アンテナ１１ａ１〜１１ａｊから出力された受信ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換して得られる周波数領域の信号をその周波数応答Ｈ_ｊ（ｆ_ｋ）が式（４）で表されるフィルタによってフィルタリングされ合成される処理と等価である。

ここで、ｆ_ｋはサブキャリア番号がｋのサブキャリアの周波数を示す。したがって、式（３）に示された合成処理は、図３に示すようにトランスバーサルフィルタ３２を用いた、時間領域の畳み込み演算で実現することができる。ｊ番目のアンテナ１１ａｊから出力される時間領域信号をｕ_ｊ（ｎ）、トランスバーサルフィルタ３２のタップ係数をｈ_ｊ（ｎ）とすると、時間領域の合成信号ｙ（ｎ）は次式で表される。なお、Ｍはトランスバーサルフィルタ３２のタップ長を示す。

ｊ番目のトランスバーサルフィルタ３２ａｊのフィルタ係数は、周波数領域における各サブキャリアに対する重み付け係数の複素共役がトランスバーサルフィルタ３２ａｊが実現すべき周波数応答であるため、この周波数応答をＩＦＦＴ回路３１によって逆高速フーリエ変換することにより得ることができる。

トランスバーサルフィルタ３２は、ＩＦＦＴ回路３１によって算出されたフィルタ係数に基づき、アンテナ１１ａ１〜１１ａｊから出力されたＯＦＤＭ信号にフィルタ処理を施し、加算器３３に出力する。

そして、加算器３３によって、アンテナ１１ａ１〜１１ａｊに対応するトランスバーサルフィルタ３２ａ１〜３２ａｊから供給される時間領域信号が加算され、合成信号が得られる。

ここで、重み付け係数算出回路２０の詳細について説明する。

前述のように、重み付け係数はＯＦＤＭ信号の各サブキャリアについてそれぞれ算出される。以下、受信ＯＦＤＭ信号の伝送路応答、重み付け係数をそれぞれｖ、ｗとベクトル表記し、サブキャリア番号ｋは省略する。時刻ｉにおける重み付け係数ｗ（ｉ）を、最小２乗誤差法を用いて、入力ベクトル及び誤差から、誤差が最小になるよう係数を更新する。

最小２乗誤差法としてＬＭＳアルゴリズムを用いる場合、次式のように重み付け係数が更新される。なお、μはステップサイズを示す。

また、ＲＬＳアルゴリズムを用いる場合、次式のように重み付け係数が更新される。

ここでｋ（ｉ）はゲインベクトル、Ｐ（ｉ）は相関逆行列、λは忘却係数である。ＬＭＳ及びＲＬＳについては公知の手法であるため説明を省略する。

以上のように、本実施の形態の受信装置３０によれば、重み付け係数算出回路２０は、無歪みの伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差が最小になるよう各サブキャリアに対する重み付け係数を算出し、加算器３３は、算出された重み付け係数に基づいてフィルタ係数が算出されたトランスバーサルフィルタ３２の出力信号を合成するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態の受信装置の構成は、本発明の第１の実施の形態の受信装置１０と同様な構成であるので、構成の説明は省略する。

次に、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。

なお、本実施の形態の受信装置を希望波の到来方向が既知である信号、例えば地上デジタル放送のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置として適用する場合の動作について説明する。ただし、本実施の形態の受信装置は、本発明の第１の実施の形態の受信装置１０の動作に対し、重み付け係数算出回路２０における重み付け係数の算出方法が異なるので、以下この重み付け係数の算出方法について説明する。

まず、方向拘束付き最小２乗誤差規範に基づく最適解及び最適アルゴリズムについて説明する。なお、以下の説明において、サブキャリア番号ｋは省略する。また、以下の数式において、上付きの＊は複素共役、上付きのＴ及びＨはそれぞれ転置、複素共役転置、Ｅ[・]は期待値演算を表している。

図１において、減算器１９から重み付け係数算出回路２０に入力される誤差ｅは、アレー合成信号ｙと参照信号ｄとの差で与えられる。

ここで、ｗは重み付け係数ベクトル、ｕはアレー入力ベクトルを示す。最適合成問題は以下のように定式化できる。

ここで、Ｈは拘束応答ベクトルである。また、ｃは拘束行列であり、拘束数をＮ、ｐ番目の拘束条件における拘束方向のアレー伝播ベクトルをｃ_ｐとすれば、拘束行列ｃは次式で表される。

次に、最小化すべき評価関数Ｊを以下に定める。

ここで、

である。

また、Λはラグランジュ(Lagrange）の未定定数ベクトルである。式（１３）の評価関数Ｊを最小にするｗは式（１６）を満足する。

よって、最適重み付け係数ベクトルｗ_ｏｐｔは式（１７）で表される。

Λを定めるため、式（１１）の条件式の複素共役である式（１８）に式（１７）を代入すると式（１９）が得られる。

式（１９）をΛについて解くと式（２０）が得られる。

式（２０）を式（１７）に代入して、式（２１）に示す最適重み付け係数ベクトルｗ_ｏｐｔが得られる。

次に、式（２１）の最適解を以下に示す最適化アルゴリズムを用いて繰り返し演算により求める。ここでは、ＬＭＳ及びＳＭＩアルゴリズムを適用した例を説明する。

まず、ＬＭＳアルゴリズムを適用して式（２１）の最適解を求める場合について説明する。

ｎを時刻とし、重み付け係数ベクトルを次式のように更新する。

ここで、μはステップサイズを表す。評価関数Ｊの重み付け係数ベクトルに関する勾配は次式で表される。

式（２２）に式（２３）を代入して式（２４）に示す更新式が得られる。

Λ（ｎ）を定めるために、式（２４）を式（１８）に代入して式（２５）を得る。

式（２５）をΛ（ｎ）について解くと式（２６）を得る。

式（２６）を式（２４）に代入し、式（２７）及び式（２８）に示すＬＭＳアルゴリズムによる重み付け係数ベクトルｗ（ｎ）の更新式を得る。

ここで、Ｉは単位行列、またＰは式（２９）で表される拘束平面への投影行列、Ｆは式（３０）で表される拘束平面に垂直なベクトルである。

まず、ＬＭＳアルゴリズムを適用して式（２１）の最適解を求める場合について説明する。

アレー入力の相関行列Ｒ_ｕｕ（ｎ）及びアレー入力ベクトルと参照記号の相関ベクトルｒ_ｕｄ（ｎ）をそれぞれ式（３１）及び式（３２）により推定する。

ここで、λは忘却係数を示す。ｉ＝ｎの項を取り出し、次式を得る。

式（２１）において、Ｒ_ｕｕ及びｒ_ｕｄの代わりに、それぞれ式（３３）及び式（３４）によって推定される相関行列Φ、相関ベクトルｚを代入することにより、最適重み付け係数ベクトルが得られる。

ところで、式（２１）においては相関行列Ｒ_ｕｕの逆行列を計算する必要がある。そこで、この計算を省くために、式（３３）を逆行列の公式に代入すると式（３５）が得られる。

ここで、Ｐ（ｎ）＝Φ^−１（ｎ）とおき、式（３６）及び式（３７）に示すΦ（ｎ）の逆行列の更新式を得る。

ここで、ｋ（ｎ）はゲインベクトルである。

式（３６）及び式（３７）を用いて算出したΦ^―１（ｎ）をＲ^−１ _ｕｕとし、さらに式（３４）を用いて算出したｚ（ｎ）をｒ_ｕｄとして式（２１）を計算することで最適重みベクトルｗ_ｏｐｔを直接求める。

以上のように、本実施の形態の受信装置によれば、重み付け係数算出回路２０は、希望波の到来方向が既知である信号を受信する場合において、無歪みの伝送路応答に対するサブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差が最小になるよう各サブキャリアに対する重み付け係数を算出し、キャリアシンボル合成回路２１は、算出した重み付け係数に基づいて変換手段から出力されるアンテナ数分のキャリアシンボルを合成するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

（第４の実施の形態）
まず、本発明の第４の実施の形態の受信装置の構成について説明する。ただし、本発明の第１の実施の形態の受信装置１０と同様な構成については、詳細な説明を省略する。

図４に示すように、本実施の形態の受信装置４０は、ｊ個のアンテナ１１ａ１〜１１ａｊを有する受信アンテナ１１で受信されベースバンドに復調されたＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換処理し、周波数軸上のキャリアシンボルを出力するＦＦＴ回路１２（１２ａ１〜１２ａｊ）と、アレー合成信号の判定値を出力するアレー合成判定部４１と、アレー合成判定部４１から出力される仮の判定値を選択して判定値として出力する選択回路４２と、キャリアシンボルを当該キャリアシンボルについての重み付け係数を用いて重み付け合成したアレー合成信号とアレー合成判定部４１が出力する仮の判定値との誤差を算出して出力する加算器４３と、加算器４３が出力する誤差が最小となる各アレー素子が出力する各受信ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアに対する重み付け係数を算出する重み付け係数算出回路２０と、重み付け係数に基づいてＦＦＴ回路１２から出力されるｊ個分のキャリアシンボルを合成するキャリアシンボル合成回路２１とを備えている。

アレー合成判定部４１は、ＦＦＴ回路１２が出力するキャリアシンボルを当該サブキャリア及びｍを１以上の任意の整数としたとき隣接するｍ個以上のサブキャリアについての重み付け係数を用いてそれぞれ重み付け合成して複数のアレー合成信号を出力する合成回路４１ａと、合成回路４１ａが出力する複数のアレー合成信号をそれぞれ閾値判定し、複数の仮の判定値を出力する判定回路４１ｂと、合成回路４１ａが出力する複数のアレー合成信号とそれに対応する判定回路４１ｂの出力する複数の仮の閾値との誤差をそれぞれ算出して出力する減算器４１ｃとを備えている。

なお、アレー合成判定部４１は、（２ｍ＋１）個で構成され、図４に示されたアレー合成判定部４１は、隣接する１個のサブキャリア（ｍ＝１）についての判定値を出力する場合の構成で例示されている。この場合、選択回路４２は、３つの減算器４１ｃが出力するそれぞれの誤差が最も小さいアレー合成信号についての仮の判定値を選択して判定値として出力することとなる。

次に、本実施の形態の受信装置４０の動作について説明する前に、本発明の第１の実施の形態の受信装置１０に対する改良点について説明する。

希望波と干渉波のＤＵ比が低い受信環境下において、全てのサブキャリアに関する重み付け係数を最適解に収束させるためには、信頼性の高い参照信号が必要である。正しい判定値が得られる確率が高ければ最適解へ近づき、その結果さらに正しい判定値が得られる確率が高くなるが、正しい判定値が得られる確率が低いと重み付け係数の最適化がなされず判定誤りの確率も下がらない。

一方、マルチパス波のように希望波と相関の高い干渉波（相関性干渉波）が受信される場合であれば、ＳＰ信号を利用した等化により信頼性の高い参照信号が生成できる。したがって、希望波と相関の低い干渉波（非相関性干渉波）が受信される場合の対策が課題である。非相関性干渉波が受信され、その到来方向に合成指向特性のヌルが生成される解となる場合、マルチキャリア伝送方式であるＯＦＤＭであっても、各サブキャリア間で重み付け係数の最適解は相関が強いと考えられる。

したがって、あるサブキャリアにおける重み付け係数の最適解は、隣接するサブキャリアにおける重み付け係数の準最適解とみなすことができる。収束あるいは収束過程にあるサブキャリアに関する重み付け係数の最適解を隣接するサブキャリアに関する重み付け係数の準最適解として求める複数の判定値を参照信号に利用することにより、収束特性を大幅に改善することができる。

次に、本実施の形態の受信装置４０の動作について説明する。ただし、本発明の第１の実施の形態の受信装置１０の動作と同様な動作についての説明は省略する。

まず、隣接するｍ個のサブキャリアについての重み付け係数を用いて、合成回路４１ａによってアレー合成信号を生成する。なお、ｍは十分小さな整数であり、例えば１でもよい。また、当該サブキャリアの番号はｋとする。また、仮の判定値には下線を施して表すものとする。

ここで、ｉはｋ−ｍ≦ｉ≦ｋ＋ｍを満たす任意の整数である。

式（３８）に示された複数のアレー合成信号ｙ_ｉ，ｋを判定回路４１ｂによって、それぞれ閾値判定し、式（３９）に示す仮の判定値ｄ_ｉを生成する。

ここで、ｄｅｃ（ｙ）は閾値判定の関数であり、ｙに最も近い送信データを返す。さらに、それぞれについて式（４０）を用いて仮の判定値ｄ_ｉとアレー合成信号ｙ_ｉとのノルム（残留誤差）ｅ_ｉを減算器４１ｃによって、それぞれ算出する。

最後に、ｅ_ｉが最小であるｉをｊとして選択回路４２によって選択し、ｄ_ｊを参照信号とする。

ここで、複素平面上における参照信号の選択判定について、ｍ＝１の場合の具体例を図５に示す。図５においては、生成された３つのアレー合成信号ｅ_ｋ−１、ｅ_ｋ及びｅ_ｋ＋１のうち、ｅ_ｉが最小となるｉ＝ｋ＋１が選択され、ｄ_ｋ＋１が参照信号として選択される。そして、重み付け係数算出回路２０によって、前述の最小２自乗誤差法において参照信号ｄ_ｋ＋１が利用されることにより、ＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアについての最適な重み付け係数が算出される。

なお、本実施の形態の他の態様の受信装置を図６に示す。前述の受信装置４０は、本発明の第１の実施の形態の受信装置１０をベースとして構成したものであるのに対し、図６に示された受信装置５０は、本発明の第２の実施の形態の受信装置３０をベースとして構成したものであり、受信装置４０と同様に実施可能である。

以上のように、本実施の形態の受信装置４０によれば、重み付け係数算出回路２０は、アレー合成判定部４１から出力されたアレー合成信号の判定値の中から尤もらしい判定値を参照信号として利用することにより、ＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアについての最適な重み付け係数を算出し、キャリアシンボル合成回路２１は、算出した重み付け係数に基づいて変換手段から出力されるアンテナ数分のキャリアシンボルを合成するので、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

（第５の実施の形態）
本発明の第５の実施の形態の受信装置の構成は、本発明の第４の実施の形態の受信装置４０（図４参照）において、第２の誤差算出手段としての加算器４３を図７に示された誤差算出手段７０に変更した構成であるので、受信装置４０と同様な構成についての説明は省略する。

図７に示すように、本実施の形態の受信装置に係る誤差算出手段７０は、キャリアシンボルから予め定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰ信号を抽出するＳＰ信号抽出回路７１と、当該サブキャリア及び当該サブキャリアに隣接するサブキャリアのいずれかによって伝送されるＳＰ信号を受信してから次にＳＰ信号が受信されるまでの間において受信した受信ＳＰ信号を保持するシンボル保持部７２と、保持された受信ＳＰ信号を重み付け合成する受信信号合成部７３と、送信された既知の送信ＳＰ信号を発生する送信ＳＰ発生部７４と、送信ＳＰ信号をπ／２、π及び３π／２位相回転したキャリアシンボルをそれぞれ生成して出力する乗算器７５ａ〜７５ｃと、重み付け合成された受信ＳＰ信号と送信ＳＰ発生部７４及び乗算器７５ａ〜７５ｃの出力信号との誤差をそれぞれ算出する加算器７６ａ〜７６ｄと、加算器７６ａ〜７６ｄによって算出された誤差の中から最小の誤差を選択し、最小の誤差が得られたキャリアシンボルの位相回転量に基づいて位相補正量を算出する誤差選択位相補正部７７と、選択回路４２（図４参照）によって選択された判定値を位相補正量で補正する乗算器７８と、位相補正量で補正された判定値とアレー合成信号との誤差を算出する加算器７９とを備えている。

ＳＰ信号抽出回路７１は、図４に示されたｊ個のＦＦＴ回路１２ａ１〜１２ａｊにｊ本のラインで接続され、ＳＰ信号を含むキャリアシンボルを入力し、ＳＰ信号を抽出するようになっている。

受信信号合成部７３は、図４に示された重み付け係数算出回路２０にｊ本のラインで接続され、重み付け係数のデータを入力するようになっている。

乗算器７８は、図４に示されたアレー合成判定部４１に接続され、選択回路４２によって選択された判定値をアレー合成判定部４１から入力するようになっている。

加算器７９は、図４に示された重み付け係数算出回路２０に接続され、アレー合成信号を入力すると共に、算出した誤差のデータを重み付け係数算出回路２０に出力するようになっている。

次に、本発明の第４の実施の形態に係る加算器４３（図４参照）に対する本実施の形態に係る誤差算出手段７０の改良点について説明する。

一般にＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のデジタル変調された信号の信号点は信号空間上において、その位相のみが異なる位置にも信号点が存在する。例として、図８に１６ＱＡＭの信号空間ダイヤグラムを示す。信号点８０をπ／２、π及び３π／２位相回転した位置もそれぞれ信号点８１、８２及び８３となっているため、判定値には位相に関する不確定性がある。したがって、誤った位相の信号点に重み付け係数が収束する可能性があり、以下具体的に説明する。

サブキャリア番号ｋの搬送波周波数における誤差ｅ_ｋは、次式で与えられる。

ここで、ｋはサブキャリア番号、ｄ_ｋは選択判定値又は判定値、ｙ_ｋはアレー合成信号を示す。なお、以下サブキャリア番号ｋは省略する。

誤った位相の信号点に重み付け係数が収束する場合、ｄ及びｙがそれぞれπ／２、π又は３π／２位相が回転している。そこで、誤差算出手段７０は、重み付け係数を正しい位相に収束させるため、誤差を求める際の基準である式（４２）の第１項のｄに逆方向の位相回転を加え、補正をするようになっている。

次に、本実施の形態の受信装置に係る誤差算出手段７０の動作について説明する。なお、受信する信号のデジタル変調方式として１６ＱＡＭを例に挙げて説明する。

まず、ＳＰ信号抽出回路７１によって、ｊ個のＦＦＴ回路１２ａ１〜１２ａｊからＳＰ信号を含むキャリアシンボルが入力され、ＳＰ信号が抽出される。

次いで、シンボル保持部７２によって、当該サブキャリア及び当該サブキャリアに隣接するサブキャリアのいずれかによって伝送されるＳＰ信号を受信してから次にＳＰ信号が受信されるまでの間において受信した受信ＳＰ信号が保持される。例えば、図２に示すような構成で受信ＳＰ信号が含まれる場合は、４つのキャリアシンボルを連続して保持すれば受信ＳＰ信号を含むキャリアシンボルが少なくとも１つ得られる。

さらに、受信信号合成部７３によって、受信ＳＰ信号が伝送されたサブキャリアについてその時点における重み付け係数を用いて式（４３）により受信ＳＰ信号がアレー合成される。以下、アレー合成された信号には下線を施して表すものとする。なお、式（４３）以降において施された下線は、前述の式（３８）〜式（４１）において施された下線とは異なるものである。

ここで、Ｕｓｐは受信ＳＰベクトル、ｙはアレー合成された受信ＳＰ信号である。

引き続き、加算器７６ａ〜７６ｄによって、重み付け係数を用いてアレー合成された受信ＳＰ信号ｙと、既知の送信ＳＰ信号ｒ_ｓｐに対して、ｎπ／２の位相回転が加えられた信号とが入力され、両者の誤差がそれぞれ式（４４）により算出される。なお、ｎは０≦ｎ＜４を満たす整数である。

次いで、誤差選択位相補正部７７によって、加算器７６ａ〜７６ｄが算出した誤差の中から最小の誤差を与えるｎが選ばれてｍとされる。

よって位相補正量φは次式で示され、この位相補正量φは、誤差選択位相補正部７７によって乗算器７８に出力される。

さらに、乗算器７８によって、誤差を求める際に用いられる基準信号である判定値ｄが次式により補正され、補正された判定値ｄ_０が得られる。

そして、加算器７９によって、次式により誤差ｅが算出される。なお、ｙはアレー合成信号を示す。

ここで、図９を用いて位相補正量の算出例を説明する。

図９において、アレー合成された受信ＳＰ信号の信号点（×印で示す）と、既知の送信ＳＰ信号の信号点９０と回転対称にある信号点９１〜９３との誤差ｅ_ｎ（ｎ＝０、１、２、３）の中で最小値は信号点９２のｅ_２であるため、ｍ＝２が得られる。これより、信号点９０に対して位相がπ回転した信号点９２に重み付け係数が誤って収束していると見なし、参照信号であるｄを−π回転し、誤差ｅを式（４８）により算出する。

なお、以上の説明ではＳＰ信号が伝送されるサブキャリアについて述べたが、ＳＰ信号が伝送されないサブキャリアについてはそのサブキャリアに隣接するどちらかのサブキャリアにおける受信ＳＰ信号を用いることで上述の処理を行えばよい。

また、キャリア変調方式についてはＱＡＭである場合について説明したが、ＰＳＫであっても同様であるため説明は省略する。例えばＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）の場合は信号点が２つであるため、式（４４）におけるｎはｎ＝０、２でよい。また、ＩＳＤＢ-Ｔ方式においてＳＰ信号のキャリア変調はＢＰＳＫが用いられており、信号点は２つである。このため、π／２及び３π／２の位相回転角の信号点に重み付け係数が収束する可能性が小さいため、ＢＰＳＫと同様ｎ＝０、２としてもよい。

以上のように、本実施の形態の受信装置によれば、加算器７６ａ〜７６ｄは、重み付け係数を用いてアレー合成された受信ＳＰ信号と、既知の送信ＳＰ信号が位相回転された信号との誤差を算出し、誤差選択位相補正部７７は、加算器７６ａ〜７６ｄが算出した誤差の中から最小の誤差を与える信号の位相で位相補正量を算出し、加算器７９は、位相補正量で補正された判定値とアレー合成信号との誤差を算出する構成としたので、誤った位相の信号点に重み付け係数が収束することを回避してサブキャリアにおける重み付け係数の最適解を算出することができ、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に抽出し再生することができる。

（第６の実施の形態）
まず、本発明の第６の実施の形態の中継装置の構成について説明する。

図１０に示すように、本実施の形態の中継装置６０は、ｊ個のアンテナ１１ａ１〜１１ａｊを有する受信アンテナ１１で受信された希望波（ＯＦＤＭ波）から所望の周波数帯域の受信信号を取り出す受信フィルタ６１（６１ａ１〜６１ａｊ）と、受信信号の周波数を所定の周波数に変換する受信変換部６２（６２ａ１〜６２ａｊ）と、本発明の第１の実施の形態の受信装置１０と、所定のＲＦ帯に周波数変換する送信変換部６３（６３ａ１〜６３ａｊ）と、入力されたＲＦ信号を電力増幅するパワーアンプ６４と、不要輻射成分を除去する送信フィルタ６５と、電波を放射する送信アンテナ６６とを備えている。

なお、受信装置１０に代えて本発明の第２〜第５の実施の形態のいずれかの受信装置で中継装置６０を構成してもよい。

次に、本実施の形態の中継装置６０の動作について説明する。

まず、ｊ個のアンテナ１１ａ１〜１１ａｊによって、親局から送信されたＯＦＤＭ波が受信され、受信されたＯＦＤＭ信号はそれぞれ接続された受信フィルタ６１に出力される。次いで、受信フィルタ６１によって、受信されたＯＦＤＭ信号から不要な信号成分が除去されて所望の周波数帯域の受信信号が取り出され、受信変換部６２に出力される。

引き続き、受信変換部６２によって、所定の周波数にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換された後に直交復調され、ベースバンド信号として受信装置１０に出力される。次いで、受信装置１０によって、マルチパス歪みなどが除去された希望信号が抽出されて送信変換部６３に出力される。

さらに、送信変換部６３によって、受信装置１０から出力されたベースバンド信号が直交変調され、Ｄ／Ａ変換後に所定の周波数にアップコンバートされる。次いで、パワーアンプ６４によって電力増幅され、送信フィルタ６５によって所定の帯域外の不要輻射成分が除去され、送信アンテナ６６によって電波が子局に放射される。

なお、受信装置１０への入力はベースバンド信号としたが、高い周波数でも受信装置１０で処理可能ならばＩＦ信号のままでもよい。この場合、Ａ／Ｄ変換後の出力信号が受信装置１０の入力信号となり、受信装置１０の出力信号がＤ／Ａ変換の入力信号となる。

以上のように、本実施の形態の中継装置６０によれば、受信装置１０により、マルチパスによる周波数選択歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況においても希望信号を良好に再生し、中継送信することができる。

以上のように、本発明にかかる受信装置は、マルチパスによる周波数選択性歪みが発生する状況や希望波と同一の周波数帯域内に妨害波が受信される状況下においても希望信号を良好に受信することができるという効果を有し、デジタル放送や無線ＬＡＮ等において電波を受信する際に問題となるフェージングや干渉波の対策としてアダプティブアレーアンテナ技術やダイバーシティ技術を適用する受信装置、中継装置等として有用である。

本発明の第１の実施の形態の受信装置のブロック図 スキャッタードパイロット信号の説明図 本発明の第２の実施の形態の受信装置のブロック図 本発明の第４の実施の形態の受信装置のブロック図 本発明の第４の実施の形態において複素平面上における参照信号の選択判定例を示す図 本発明の第４の実施の形態の他の態様の受信装置のブロック図 本発明の第５の実施の形態の受信装置に係る誤差算出手段のブロック図 本発明の第５の実施の形態の受信装置に係る誤差算出手段が処理する信号例としての１６ＱＡＭの信号空間ダイヤグラム 本発明の第５の実施の形態の受信装置に係る誤差算出手段による位相補正量の算出例の説明図 本発明の第６の実施の形態の中継装置のブロック図 エリアジングの重なりの説明図

符号の説明

１０、３０、４０、５０ 受信装置
１１ 受信アンテナ
１１ａ１〜１１ａｊ アンテナ
１２（１２ａ１〜１２ａｊ） ＦＦＴ回路（変換手段）
１３（１３ａ１〜１３ａｊ） ＳＰ信号抽出回路（基準信号抽出手段）
１４ ＳＰ信号発生回路
１５（１５ａ１〜１５ａｊ） 除算器（伝送路応答算出手段）
１６（１６ａ１〜１６ａｊ） 内挿補間回路（補間手段）
１７ 伝送路応答合成回路（伝送路応答合成手段）
１８ 無歪み応答発生回路
１９ 減算器（誤差算出手段）
２０ 重み付け係数算出回路（重み付け係数算出手段）
２１ キャリアシンボル合成回路（キャリアシンボル合成手段）
３１（３１ａ１〜３１ａｊ） ＩＦＦＴ回路（フィルタ係数算出手段）
３２（３２ａ１〜３２ａｊ） トランスバーサルフィルタ（フィルタ手段）
３３（３３ａ１〜３３ａｊ） 加算器（合成手段）
４１ アレー合成判定部
４１ａ 合成回路（アレー合成手段）
４１ｂ 判定回路（判定手段）
４１ｃ 減算器（第１の誤差算出手段）
４２ 選択回路（判定値選択手段）
４３ 加算器（第２の誤差算出手段）
６０ 中継装置
６１（６１ａ１〜６１ａｊ） 受信フィルタ
６２（６２ａ１〜６２ａｊ） 受信変換部
６３（６３ａ１〜６３ａｊ） 送信変換部
６４ パワーアンプ
６５ 送信フィルタ
６６ 送信アンテナ
７０ 誤差算出手段
７１ ＳＰ信号抽出回路
７２ シンボル保持部（受信信号保持部）
７３ 受信信号合成部
７４ 送信ＳＰ発生部（キャリアシンボル生成部）
７５ａ〜７５ｃ 乗算器（キャリアシンボル生成部）
７６ａ〜７６ｄ 加算器（基準信号誤差算出部）
７７ 誤差選択位相補正部（誤差選択部、位相補正量算出部）
７８ 乗算器（位相補正部）
７９ 加算器（誤差算出部）
８０、８１、９０〜９３ 信号点

Claims (9)

1. 複数のアンテナによって受信された直交周波数分割多重信号をアンテナ数分の周波数軸上のキャリアシンボルに変換する変換手段と、
   前記キャリアシンボルから予め定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送される所定の基準信号を抽出する基準信号抽出手段と、
   前記基準信号抽出手段が抽出した基準信号と同じシンボル番号で同じサブキャリア番号における振幅及び位相が既知の信号を発生する既知信号発生手段と、
   前記基準信号抽出手段が抽出した基準信号を前記既知信号発生手段が発生した信号で除算して前記基準信号の伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、
   前記伝送路応答算出手段が算出した前記基準信号の伝送路応答をサブキャリア方向及びシンボル方向に補間する補間手段と、
   前記補間されたアンテナ数分の伝送路応答をサブキャリア毎に重み付け合成する伝送路応答合成手段と、
   無歪みの伝送路における周波数応答を示す信号を入力して無歪みの伝送路応答に対する前記サブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出する誤差算出手段と、
   前記誤差が最小になるよう各サブキャリアに対する重み付け係数を算出する重み付け係数算出手段と、
   前記算出された重み付け係数に基づいて前記変換手段から出力されるアンテナ数分の前記キャリアシンボルを合成するキャリアシンボル合成手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
2. 複数のアンテナによって受信された直交周波数分割多重信号をアンテナ数分の周波数軸上のキャリアシンボルに変換する変換手段と、
   前記キャリアシンボルから予め定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送される所定の基準信号を抽出する基準信号抽出手段と、
   前記基準信号抽出手段が抽出した基準信号と同じシンボル番号で同じサブキャリア番号における振幅及び位相が既知の信号を発生する既知信号発生手段と、
   前記基準信号抽出手段が抽出した基準信号を前記既知信号発生手段が発生した信号で除算して前記基準信号の伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、
   前記伝送路応答算出手段が算出した前記基準信号の伝送路応答をサブキャリア方向及びシンボル方向に補間する補間手段と、
   前記補間されたアンテナ数分の伝送路応答をサブキャリア毎に重み付け合成する伝送路応答合成手段と、
   無歪みの伝送路における周波数応答を示す信号を入力して無歪みの伝送路応答に対する前記サブキャリア毎の重み付け合成した伝送路応答の誤差を算出する誤差算出手段と、
   前記誤差が最小になるよう各サブキャリアに対する重み付け係数を算出する重み付け係数算出手段と、
   前記直交周波数分割多重信号に時間領域のフィルタ処理を施すアンテナ数分のフィルタ手段と、
   前記算出された重み付け係数に基づいて前記フィルタ手段のフィルタ係数を算出するフィルタ係数算出手段と、
   前記フィルタ手段の出力信号を合成する合成手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
3. 前記重み付け係数算出手段は、前記誤差算出手段が出力する前記伝送路応答の誤差が、予め設定した方向についての前記複数のアンテナの合成指向特性が所定の応答値となるよう拘束条件を課した上で最小となるように前記複数のアンテナが出力する前記直交周波数分割多重信号の各サブキャリアに対する重み付け係数を算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
4. 複数のアンテナによって受信された直交周波数分割多重信号をアンテナ数分の周波数軸上のキャリアシンボルに変換する変換手段と、
   前記変換手段が出力する前記キャリアシンボルを当該サブキャリア及び前記当該サブキャリアに隣接する１つ以上のサブキャリアについての重み付け係数を用いてそれぞれ重み付け合成して複数のアレー合成信号を出力するアレー合成手段と、
   前記アレー合成手段が出力する前記複数のアレー合成信号をそれぞれ閾値判定し、複数の仮の判定値を出力する判定手段と、
   前記アレー合成手段が出力する前記複数のアレー合成信号と前記アレー合成信号に対応する前記判定手段が出力する前記複数の仮の判定値との第１の誤差をそれぞれ算出して出力する第１の誤差算出手段と、
   前記第１の誤差算出手段が出力するそれぞれの前記第１の誤差が最も小さいアレー合成信号についての前記仮の判定値を選択して判定値として出力する判定値選択手段と、
   前記キャリアシンボルを当該サブキャリアについての重み付け係数を用いて重み付け合成したアレー合成信号と前記判定値選択手段が出力する前記判定値との第２の誤差を算出して出力する第２の誤差算出手段と、
   前記第２の誤差が最小となる前記複数のアンテナが出力する各直交周波数分割多重信号の各サブキャリアに対する重み付け係数を算出する重み付け係数算出手段と、
   前記算出された重み付け係数に基づいて前記変換手段から出力されるアンテナ数分の前記キャリアシンボルを合成するキャリアシンボル合成手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
5. 複数のアンテナによって受信された直交周波数分割多重信号をアンテナ数分の周波数軸上のキャリアシンボルに変換する変換手段と、
   前記変換手段が出力する前記キャリアシンボルを当該サブキャリア及び前記当該サブキャリアに隣接する１つ以上のサブキャリアについての重み付け係数を用いてそれぞれ重み付け合成して複数のアレー合成信号を出力するアレー合成手段と、
   前記アレー合成手段が出力する前記複数のアレー合成信号をそれぞれ閾値判定し、複数の仮の判定値を出力する判定手段と、
   前記アレー合成手段が出力する前記複数のアレー合成信号と前記アレー合成信号に対応する前記判定手段が出力する前記複数の仮の判定値との第１の誤差をそれぞれ算出して出力する第１の誤差算出手段と、
   前記第１の誤差算出手段が出力するそれぞれの前記第１の誤差が最も小さいアレー合成信号についての前記仮の判定値を選択して判定値として出力する判定値選択手段と、
   前記キャリアシンボルを当該サブキャリアについての重み付け係数を用いて重み付け合成したアレー合成信号と前記判定値選択手段が出力する前記判定値との第２の誤差を算出して出力する第２の誤差算出手段と、
   前記第２の誤差が最小となる前記複数のアンテナが出力する各直交周波数分割多重信号の各サブキャリアに対する重み付け係数を算出する重み付け係数算出手段と、
   前記直交周波数分割多重信号に時間領域のフィルタ処理を施すアンテナ数分のフィルタ手段と、
   前記算出された重み付け係数に基づいて前記フィルタ手段のフィルタ係数を算出するフィルタ係数算出手段と、
   前記フィルタ手段の出力信号を合成する合成手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
6. 前記重み付け係数算出手段は、前記第２の誤差算出手段が出力する前記第２の誤差が、予め設定した方向についての前記複数のアンテナの合成指向特性が所定の応答値となるよう拘束条件を課した上で最小となるように前記複数のアンテナが出力する前記直交周波数分割多重信号の各サブキャリアに対する重み付け係数を算出することを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の受信装置。
7. 前記第２の誤差算出手段は、前記当該サブキャリア及び前記当該サブキャリアに隣接するサブキャリアのいずれかによって伝送される所定の基準信号を含む受信信号を保持する受信信号保持部と、
   保持された前記所定の基準信号を重み付け合成する受信信号合成部と、
   前記所定の基準信号に対応する既知の基準信号の位相を所定量ずつシフトして複数のキャリアシンボルを生成するキャリアシンボル生成部と、
   重み付け合成された前記所定の基準信号と前記複数のキャリアシンボルとの誤差をそれぞれ算出する基準信号誤差算出部と、
   基準信号誤差算出部によって算出された前記誤差の中から最小の誤差を選択する誤差選択部と、
   前記最小の誤差が得られたキャリアシンボルの位相シフト量に基づいて位相補正量を算出する位相補正量算出部と、
   前記判定値選択手段によって選択された前記判定値を前記位相補正量で補正する位相補正部と、
   前記位相補正量で補正された前記判定値と前記アレー合成信号との誤差を算出する誤差算出部とを備えたことを特徴とする請求項４から請求項６までのいずれか１項に記載の受信装置。
8. 前記重み付け係数算出手段は、最小２乗誤差法のＬＭＳ(Least Mean Square)アルゴリズムまたはＲＬＳ(Recursive Least Squares)アルゴリズムに基づいて前記重み付け係数を算出することを特徴とする請求項１から請求項７までのいずれか１項に記載の受信装置。
9. 請求項１から請求項８までのいずれか１項に記載の受信装置を備えたことを特徴とする中継装置。

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